JP5690218B2 - Electric motor drive system - Google Patents

Description

本発明は、電動機を駆動する電動機駆動システムに関する。   The present invention relates to an electric motor drive system for driving an electric motor.

従来から、電動機と当該電動機を駆動する電動機制御装置とを組み合わせて構成される電動機駆動システムが開示されている。特許文献１には、電動機と電動機制御装置とにおける選定範囲をよりいっそう拡大することを課題とする電動機駆動システムが記載されている。図７は、特許文献１に記載された従来の電動機駆動システムの構成を示す制御ブロック図である。   Conventionally, an electric motor drive system configured by combining an electric motor and an electric motor control device that drives the electric motor has been disclosed. Patent Document 1 describes an electric motor drive system whose task is to further expand the selection range of an electric motor and an electric motor control device. FIG. 7 is a control block diagram showing a configuration of a conventional electric motor drive system described in Patent Document 1. As shown in FIG.

この電動機駆動システムは、図７に示すように、速度検出器１、一次磁束角演算器２、微分器３、速度制御器４、制御器５、磁束飽和パターン器６、電流制御器７，８、２−３軸／ＰＷＭ変換器９、電力変換器（電圧型インバータ）１０、電動機１１、電流検出器１２、電圧検出器１３、電流帰還座標変換器１４、すべり積分器１５、電流補償器１６、ｄ軸電流制限器１７、及び一次電圧判定・演算器１８により構成されている。   As shown in FIG. 7, this motor drive system includes a speed detector 1, a primary magnetic flux angle calculator 2, a differentiator 3, a speed controller 4, a controller 5, a magnetic flux saturation pattern device 6, and current controllers 7 and 8. 2-3 axis / PWM converter 9, power converter (voltage type inverter) 10, motor 11, current detector 12, voltage detector 13, current feedback coordinate converter 14, slip integrator 15, current compensator 16 , A d-axis current limiter 17, and a primary voltage determination / calculation unit 18.

速度検出器１は、電動機１１の回転速度を検出する。   The speed detector 1 detects the rotation speed of the electric motor 11.

速度制御器４は、図示しない上位外部プラント制御装置から入力される速度基準信号ωｒ´´と一次磁束角演算器２及び微分器３により演算される速度帰還信号ω´を帰還演算させ、且つ当該速度基準信号ω´をトルク基準信号Ｔｒに変換する。   The speed controller 4 performs a feedback calculation of the speed reference signal ωr ″ input from the host external plant control device (not shown) and the speed feedback signal ω ′ calculated by the primary magnetic flux angle calculator 2 and the differentiator 3, and The speed reference signal ω ′ is converted into a torque reference signal Tr.

界磁弱め制御器５は、速度帰還信号ω´を２次磁束基準Φ２^＊に変換する。ベクトル制御における電動機界磁成分であるｄ軸界磁電流Ｉｄは、界磁弱め制御器５内にある一つの界磁パターンによって速度帰還信号ω´に応じて、二次磁束基準Φ２^＊が演算される。 The field weakening controller 5 converts the speed feedback signal ω ′ to the secondary magnetic flux reference Φ2 ^* . The d-axis field current Id, which is an electric motor field component in vector control, is calculated as a secondary magnetic flux reference Φ2 ^* according to the speed feedback signal ω ′ by one field pattern in the field weakening controller 5. The

この界磁パターンは、電動機制御装置に接続される個々の電動機１１により決定され、固定値として設定される。よって、ある大きさの速度帰還信号ω´が入力されると、界磁パターンに沿った電動機１１のｄ軸界磁電流成分Ｉｄが演算される。   This field pattern is determined by each motor 11 connected to the motor control device, and is set as a fixed value. Therefore, when a speed feedback signal ω ′ having a certain magnitude is input, the d-axis field current component Id of the electric motor 11 along the field pattern is calculated.

磁束飽和パターン器６は、界磁弱め制御器５からの２次磁束基準Φ２^＊をｄ軸界磁電流基準信号Ｉｄ^＊に変換する。 The magnetic flux saturation pattern device 6 converts the secondary magnetic flux reference Φ2 ^* from the field weakening controller 5 into a d-axis field current reference signal Id ^* .

ｄ軸成分電流制御器７は、磁束飽和パターン器６からのｄ軸界磁電流基準信号Ｉｄ^＊とｄ軸電流帰還信号Ｉｄ´の帰還演算結果をｄ軸電圧基準信号Ｖｄ^＊に変換する。 The d-axis component current controller 7 converts the feedback calculation result of the d-axis field current reference signal Id ^* and the d-axis current feedback signal Id ′ from the magnetic flux saturation pattern device 6 into a d-axis voltage reference signal Vd ^* .

ｑ軸成分電流制御器８は、速度制御器４からのトルク基準信号Ｔｒを二次磁束基準Φ２^＊で除算して算出されたｑ軸トルク電流基準信号Ｉｑ^＊とｑ軸電流帰還信号Ｉｑ´との帰還演算結果をｑ軸電圧基準信号Ｖｑ^＊に変換する。 The q-axis component current controller 8 includes a q-axis torque current reference signal Iq ^* and a q-axis current feedback signal Iq ′ calculated by dividing the torque reference signal Tr from the speed controller 4 by the secondary magnetic flux reference Φ2 ^*. Is converted into a q-axis voltage reference signal Vq ^* .

２−３軸／ＰＷＭ変換器９は、ｄ軸電圧基準信号Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧基準信号 Ｖｑ^＊から２−３軸変換してＰＷＭ(パルス幅変調)信号を生成する。 The 2-3 axis / PWM converter 9 performs 2-3 axis conversion from the d-axis voltage reference signal Vd ^* and the q-axis voltage reference signal Vq ^* to generate a PWM (pulse width modulation) signal.

電力変換器（電圧型インバータ）１０は、２−３軸・ＰＷＭ変換器９からのＰＷＭ信号により、直流電圧Ｖｄcを電動機駆動用交流電圧Ｖ１に変換し、電動機１１に所望の電流を供給して駆動する。   The power converter (voltage type inverter) 10 converts the DC voltage Vdc into the AC voltage V1 for driving the motor by the PWM signal from the 2-3 axis / PWM converter 9, and supplies the motor 11 with a desired current. To drive.

電流検出器１２は、電動機１１に流れる電流を検出する。   The current detector 12 detects a current flowing through the electric motor 11.

一次電圧検出器１３は、電動機制御装置（電力変換器１０）の出力に相当する一次電圧Ｖ１を検出する。   The primary voltage detector 13 detects a primary voltage V1 corresponding to the output of the motor control device (power converter 10).

電流帰還座標変換器１４は、電流検出器１２により検出される電流帰還信号を３−２軸およびｄ−q軸変換してベクトル制御におけるｄ軸帰還電流成分Ｉｄ´およびq軸帰還電流成分Ｉｑ´とする。   The current feedback coordinate converter 14 converts the current feedback signal detected by the current detector 12 into the 3-2 axis and the dq axis to perform the d axis feedback current component Id ′ and the q axis feedback current component Iq ′ in vector control. And

すべり積分器１５は、界磁弱め制御器５からの２次磁束基準Φ２^＊とｑ軸トルク電流基準信号Ｉｑ^＊からすべりωｓを演算し且つ当該すべりωｓを積分する。すなわち、一次磁束角演算器２により演算される一次磁束角θｒと、電動機１１の必要とするトルクを与えるｑ軸トルク電流成分Ｉｑとを基に、すべり角θｓが算出され、実際の電動機磁束角である一次磁束角θｒと加算されることで、電動機１１の必要とする二次磁束角θoが求められる。これを基に、ｄ−ｑ軸成分から三相交流出力成分に変換され、電動機１１に任意の電圧Ｖ１が与えられることで、電動機１１を駆動することができる。 The slip integrator 15 calculates the slip ωs from the secondary magnetic flux reference Φ2 ^* from the field weakening controller 5 and the q-axis torque current reference signal Iq ^* and integrates the slip ωs. That is, the slip angle θs is calculated based on the primary magnetic flux angle θr calculated by the primary magnetic flux angle calculator 2 and the q-axis torque current component Iq that gives the torque required by the motor 11, and the actual motor magnetic flux angle is calculated. Is added to the primary magnetic flux angle θr, the secondary magnetic flux angle θo required by the motor 11 is obtained. Based on this, the dq axis component is converted into a three-phase AC output component, and the motor 11 can be driven by applying an arbitrary voltage V1 to the motor 11.

ｑ軸トルク電流補償器１６は、ｄ軸界磁電流の制限分を補うようにｑ軸トルク電流基準信号Ｉｑ^＊に対してｑ軸トルク電流Ｉｑを補償（加算）する。 The q-axis torque current compensator 16 compensates (adds) the q-axis torque current Iq to the q-axis torque current reference signal Iq ^* so as to compensate for the limit of the d-axis field current.

ｄ軸電流制限器１７は、ｄ軸界磁電流を制限する。   The d-axis current limiter 17 limits the d-axis field current.

一次電圧判定・演算器１８は、一次電圧検出器１３による検出結果である一次電圧Ｖ１が最大電動機一次電圧Ｖ１ＭＴＯＬを超えた際に、一次電圧Ｖ１を抑制しトルク電流を増加させる所望の電動機出力を実現する。   The primary voltage determination / operation unit 18 suppresses the primary voltage V1 and increases the torque current when the primary voltage V1 detected by the primary voltage detector 13 exceeds the maximum motor primary voltage V1MVOL. Realize.

すなわち、この電動機駆動システムは、界磁弱め領域において、一次電圧判定・演算器１８に一次電圧Ｖ１の監視を行わせ、一次電圧Ｖ１が電動機１１のベース速度での最大過負荷一次電圧Ｖ１ＭＢＯＬを超えた場合に、電動機１１のベース速度での最大過負荷一次電圧Ｖ１ＭＢＯＬを上限とする範囲でｄ軸電流制限器１７によりｄ軸界磁電流Ｉｄを抑制し、他方でq軸トルク電流Ｉｑを増加させ、飽和電圧抑制分を補償するように電動機１１の一次電流Ｉ１Ｍを増加させるようにしている。   That is, this motor drive system causes the primary voltage determination / calculator 18 to monitor the primary voltage V1 in the field weakening region, and the primary voltage V1 exceeds the maximum overload primary voltage V1MBOL at the base speed of the motor 11. In this case, the d-axis field limiter 17 suppresses the d-axis field current Id within the range up to the maximum overload primary voltage V1MBOL at the base speed of the motor 11, while the q-axis torque current Iq is increased. The primary current I1M of the motor 11 is increased so as to compensate for the saturation voltage suppression.

電動機制御装置の出力に相当する一次電圧Ｖ１、すなわち電動機１１の一次電圧Ｖ１を電圧検出器１３が検出することで、電動機制御装置は、電動機１１のベース速度における最大過負荷一次電圧Ｖ１ＭＢＯＬを超えないように、一次電圧判定・演算器１８を通じて、ｄ軸電流制限器１７によりｄ軸界磁電流を制限することで、一次電圧Ｖ1を抑制する。   The voltage detector 13 detects the primary voltage V1 corresponding to the output of the motor control device, that is, the primary voltage V1 of the motor 11, so that the motor control device does not exceed the maximum overload primary voltage V1MBOL at the base speed of the motor 11. As described above, the primary voltage V 1 is suppressed by limiting the d-axis field current by the d-axis current limiter 17 through the primary voltage determination / calculation unit 18.

これとともに、ｑ軸トルク電流補償器１６では、ｄ軸界磁電流の制限によって抑制する飽和電圧分を補償するように、ｑ軸トルク電流基準信号Ｉｑ^＊に対してｑ軸トルク電流Ｉｑを補償（加算）することで、電動機１１の一次電流Ｉ１Ｍを増加させる。 At the same time, the q-axis torque current compensator 16 compensates the q-axis torque current Iq with respect to the q-axis torque current reference signal Iq ^* so as to compensate for the saturation voltage suppressed by the limitation of the d-axis field current ( In addition, the primary current I1M of the electric motor 11 is increased.

すなわち、ｄ軸電流制限器１７によりｄ軸界磁電流を制限することで、飽和電圧を抑制することができるが、他方で、電動機１１のトルクは、ｄ軸界磁電流を制限したことで減少してしまう。そこで、ｑ軸トルク電流Ｉｑに対し、そのｄ軸界磁電流制限分を補なうように、ｑ軸トルク電流補償器１６はｑ軸トルク電流基準信号Ｉｑ^＊に対してトルク補償電流を加算する。 In other words, the saturation voltage can be suppressed by limiting the d-axis field current by the d-axis current limiter 17, but the torque of the motor 11 is reduced by limiting the d-axis field current. Resulting in. Therefore, the q-axis torque current compensator 16 adds the torque compensation current to the q-axis torque current reference signal Iq ^* so that the d-axis field current limit is supplemented to the q-axis torque current Iq ^. .

言い換えると、ｑ軸トルク電流補償器１６は、ｄ軸界磁電流基準Ｉｄ* とｑ軸トルク電流基準Ｉｑ* とから導き出される電動機１１の一次電流Ｉ１を、ｄ軸界磁電流の制限前後において同じ大きさとするための補償を行うことを意味しており、定出力特性を満たしつつ、電圧を一定に抑えることが可能となる。   In other words, the q-axis torque current compensator 16 uses the same primary current I1 of the electric motor 11 derived from the d-axis field current reference Id * and the q-axis torque current reference Iq * before and after the limit of the d-axis field current. This means that compensation for the magnitude is performed, and the voltage can be kept constant while satisfying the constant output characteristics.

図７に示す電動機駆動システムは、界磁弱め領域の定出力特性を保ったまま、電動機１１のベース速度での最大過負荷一次電圧Ｖ１ＭＢＯＬを、電動機制御装置の選定における判断材料として必要な最大一次電圧と見なすことができ、従来から必要不可欠な出力電圧として考慮してきた飽和電圧分を、マージンとして見なす必要がなくなる。この結果、この電動機駆動システムは、従来よりも小容量の電動機制御装置を得ることができ、装置の適用範囲に柔軟性を持たせて、電動機と電動機制御装置とにおける選定範囲をより一層拡大することができる。   The electric motor drive system shown in FIG. 7 uses the maximum overload primary voltage V1MBOL at the base speed of the electric motor 11 as the judgment material in the selection of the electric motor control device while maintaining the constant output characteristics in the field weakening region. The saturation voltage, which has been considered as an indispensable output voltage, can no longer be regarded as a margin. As a result, this motor drive system can obtain a motor control device having a smaller capacity than the conventional one, and further expands the selection range of the motor and the motor control device by giving flexibility to the application range of the device. be able to.

特開２００３−８８１９４号公報JP 2003-88194 A

ここで、特許文献１に示すような従来の電動機駆動システムは、ダイオードコンバータを直流電源とするインバータ装置に適用した場合に、直流電圧がすでに飽和あるいは飽和に近い状態で、急峻な負荷（圧延機の圧延材の噛み込みなど）が加わると、負荷量に比例して、直流電圧が急峻に降下するので、上述した制御によって、ｄ軸界磁電流が制限されて、安定を保つように動作する。   Here, when the conventional motor drive system as shown in Patent Document 1 is applied to an inverter device using a diode converter as a DC power source, a steep load (rolling mill) with a DC voltage already saturated or close to saturation. When the rolling material is bitten, the DC voltage drops steeply in proportion to the amount of load. Therefore, the d-axis field current is limited by the above-described control, and operates so as to maintain stability. .

しかしながら、この電動機駆動システムは、ｄ軸界磁電流が所定値まで制限されるまでに制御遅れがあるために、直流電圧が先に降下してしまい、電圧飽和が発生して制御が不安定となり、インバータがトリップする可能性があるという問題点がある。   However, in this motor drive system, since there is a control delay until the d-axis field current is limited to a predetermined value, the DC voltage drops first, voltage saturation occurs, and the control becomes unstable. There is a problem that the inverter may trip.

本発明は上述した従来技術の問題点を解決するもので、ダイオードコンバータを採用した際に、圧延機の噛み込み時に電動機に急激な負荷が加わる際の電動機一次電圧（インバータ出力電圧）の飽和を避けることができるとともに、電圧飽和の影響によるインバータの制御不安定又はトリップを防ぐことができる電動機駆動システムを提供することを課題とする。   The present invention solves the above-described problems of the prior art. When a diode converter is employed, saturation of the motor primary voltage (inverter output voltage) when a sudden load is applied to the motor when the rolling mill is engaged is achieved. It is an object of the present invention to provide an electric motor drive system that can be avoided and can prevent control instability or trip of an inverter due to the influence of voltage saturation.

また、同様にダイオードコンバータを採用した際に、電源電圧が規定値以下に低下した状態で、さらにダイオードコンバータに負荷が印加されることで、直流電圧が低下して、それにより、電動機一次電圧（インバータ出力電圧）の飽和してインバータの制御不安定又はトリップすることを防ぐことができる電動機駆動システムを提供することを課題とする。   Similarly, when a diode converter is adopted, a direct current voltage is reduced by applying a load to the diode converter in a state where the power supply voltage is reduced to a specified value or less. It is an object of the present invention to provide an electric motor drive system that can prevent the inverter output voltage) from being saturated and the inverter control being unstable or tripping.

本発明に係る電動機駆動システムは、上記課題を解決するために、電力変換器であるインバータにより駆動される電動機と、前記インバータの直流電源であるダイオードコンバータと、前記電動機に流れる一次電流を座標変換して得られる当該電動機の二次磁束（界磁）に沿った座標軸（ｄ軸）成分と当該ｄ軸に直交する座標軸（ｑ軸）成分とに基づくベクトル制御によって前記インバータを用いて前記電動機を可変制御し、且つ界磁弱め制御を行う電動機制御装置と、前記電動機制御装置により出力される一次電圧を検出する一次電圧検出部と、要求される前記インバータの変調率の変動が予測される場合に、変動のタイミングと変動量とを検出する変調率変動検出部と、前記変調率変動検出部により検出された変調率の変動量に基づいて前記一次電圧の変動量を算出する一次電圧変動量算出部とを備え、前記電動機制御装置は、前記変調率変動検出部により検出された変動のタイミングに合わせ、前記一次電圧検出部により検出された一次電圧と前記一次電圧変動量算出部により算出された変動量とに基づいて、界磁弱め制御を行う際のｄ軸界磁電流抑制分を算出し、前記変調率変動検出部は、負荷変動のタイミングを検出することで前記インバータの変調率の変動のタイミングを検出するとともに、負荷変動に伴う前記ダイオードコンバータにより出力される直流電圧の降下量を予測することで前記インバータの変調率の変動量を検出することを特徴とする。 In order to solve the above problems, an electric motor drive system according to the present invention performs coordinate conversion of an electric motor driven by an inverter that is a power converter, a diode converter that is a DC power source of the inverter, and a primary current that flows through the electric motor. The electric motor is controlled using the inverter by vector control based on the coordinate axis (d-axis) component along the secondary magnetic flux (field) of the motor and the coordinate axis (q-axis) component orthogonal to the d axis. When a motor control device that performs variable control and performs field weakening control, a primary voltage detection unit that detects a primary voltage output from the motor control device, and a required change in the modulation rate of the inverter is predicted Further, based on the modulation rate fluctuation detecting unit for detecting the timing and amount of fluctuation, and the fluctuation rate of the modulation rate detected by the modulation rate fluctuation detecting unit A primary voltage fluctuation amount calculation unit that calculates a fluctuation amount of the primary voltage, and the motor control device is detected by the primary voltage detection unit in accordance with the timing of the fluctuation detected by the modulation factor fluctuation detection unit. Based on the primary voltage and the fluctuation amount calculated by the primary voltage fluctuation amount calculation unit, a d-axis field current suppression amount when performing field weakening control is calculated, and the modulation factor fluctuation detection unit The timing of the change in the modulation rate of the inverter is detected, and the amount of change in the modulation rate of the inverter is estimated by predicting the amount of drop in the DC voltage output by the diode converter accompanying the load change. Is detected .

本発明によれば、ダイオードコンバータを採用した際に、圧延機の噛み込み時に電動機に急激な負荷が加わる際の電動機一次電圧（インバータ出力電圧）の飽和を避けることができるとともに、電圧飽和の影響によるインバータの制御不安定又はトリップを防ぐことができる。   According to the present invention, when a diode converter is employed, saturation of the motor primary voltage (inverter output voltage) when a sudden load is applied to the motor when the rolling mill is engaged can be avoided, and the influence of voltage saturation can be avoided. It is possible to prevent instability or trip of the inverter due to.

本発明の実施例１の形態の電動機駆動システムの構成を示す制御ブロック図である。It is a control block diagram which shows the structure of the electric motor drive system of the form of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１の形態の電動機駆動システムにおける材料検出部付近の詳細な構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the detailed structure of the material detection part vicinity in the electric motor drive system of the form of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１の形態の電動機駆動システムにおける負荷パターンによる一次電圧上昇の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the primary voltage rise by the load pattern in the electric motor drive system of the form of Example 1 of this invention. 本発明の実施例２の形態の電動機駆動システムの構成を示す制御ブロック図である。It is a control block diagram which shows the structure of the electric motor drive system of the form of Example 2 of this invention. 本発明の実施例２の形態の電動機駆動システムにおける電圧降下の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the voltage drop in the electric motor drive system of the form of Example 2 of this invention. 本発明の実施例２の形態の電動機駆動システムの別の構成例を示す制御ブロック図である。It is a control block diagram which shows another structural example of the electric motor drive system of the form of Example 2 of this invention. 従来の電動機駆動システムの構成を示す制御ブロック図である。It is a control block diagram which shows the structure of the conventional electric motor drive system.

以下、本発明の電動機駆動システムの実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。   Embodiments of an electric motor drive system according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.

以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。まず、本実施の形態の構成を説明する。図１は、本発明の実施例１の電動機駆動システムの構成を示す制御ブロック図である。図７に示す従来の電動機駆動システムと異なる点は、インバータの直流電源としてダイオードコンバータ２２を採用している点と、補正電圧部２５、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６、材料検出部２７、及び上位制御部３０をさらに備えている点である。   Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. First, the configuration of the present embodiment will be described. FIG. 1 is a control block diagram showing the configuration of the electric motor drive system according to the first embodiment of the present invention. 7 differs from the conventional motor drive system shown in FIG. 7 in that a diode converter 22 is employed as the DC power source of the inverter, a correction voltage unit 25, a load timing calculation / load pattern storage unit 26, a material detection unit 27, And a higher control unit 30.

ただし、本実施例の電動機駆動システムにおける一次磁束角演算器２、微分器３、速度制御器４、界磁弱め制御器５、磁束飽和パターン器６、ｄ軸成分電流制御器７、ｑ軸成分電流制御器８、２−３軸／ＰＷＭ変換器９、電力変換器（電圧型インバータ）１０、電流帰還座標変換器１４、すべり積分器１５、電流補償器１６、ｄ軸電流制限器１７、及び一次電圧判定・演算器１８は、電動機制御装置２３を構成している。   However, the primary magnetic flux angle calculator 2, the differentiator 3, the speed controller 4, the field weakening controller 5, the magnetic flux saturation pattern device 6, the d-axis component current controller 7, and the q-axis component in the motor drive system of this embodiment. A current controller 8, a 2-3 axis / PWM converter 9, a power converter (voltage type inverter) 10, a current feedback coordinate converter 14, a slip integrator 15, a current compensator 16, a d-axis current limiter 17, and The primary voltage determination / calculation unit 18 constitutes an electric motor control device 23.

この電動機制御装置２３は、電動機１１に流れる一次電流を座標変換して得られる当該電動機１１の二次磁束（界磁）に沿った座標軸（ｄ軸）成分と当該ｄ軸に直交する座標軸（ｑ軸）成分とに基づくベクトル制御によってインバータを用いて電動機１１を可変速制御し、且つ界磁弱め制御を行う。すなわち、電動機１１は、電力変換器１０であるインバータにより駆動される。   The motor control device 23 is configured to coordinate the axis (d-axis) component along the secondary magnetic flux (field) of the electric motor 11 obtained by coordinate conversion of the primary current flowing through the electric motor 11 and the coordinate axis (q The motor 11 is subjected to variable speed control using an inverter by vector control based on the (axis) component, and field weakening control is performed. That is, the electric motor 11 is driven by an inverter that is the power converter 10.

電圧検出器１３は、本発明の一次電圧検出部に対応し、電動機制御装置２３により出力される一次電圧を検出する。   The voltage detector 13 corresponds to the primary voltage detector of the present invention, and detects the primary voltage output by the motor control device 23.

ダイオードコンバータ２２は、変圧器２１を介して交流電圧Ｖａｃを入力され、直流電圧Ｖｄｃに変換して電動機制御装置２３内の電力変換器１０に出力する。図７に示す従来の電動機駆動システムにおいては常に一定の直流電圧Ｖｄｃが電力変換器１０に入力されるものとしていたが、本実施例の電動機駆動システムは、ダイオードコンバータ２２を直流電源として用いるため、常に一定のＶｄｃが電力変換器１０に入力されるわけではなく、例えば電動機１１に急激な負荷が加わる場合や交流電圧Ｖａｃが低下した場合にダイオードコンバータ２２が出力する直流電圧Ｖｄｃも低下する。   The diode converter 22 receives the AC voltage Vac via the transformer 21, converts it to the DC voltage Vdc, and outputs it to the power converter 10 in the motor control device 23. In the conventional motor drive system shown in FIG. 7, a constant DC voltage Vdc is always input to the power converter 10, but the motor drive system of this embodiment uses the diode converter 22 as a DC power source. The constant Vdc is not always input to the power converter 10, and the DC voltage Vdc output from the diode converter 22 also decreases when, for example, a sudden load is applied to the motor 11 or when the AC voltage Vac decreases.

補正電圧部２５、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６、及び材料検出部２７は、電動機制御装置２３の外部に設けられ、電動機制御装置２３に接続されている。ここで、図２は、本実施例の電動機駆動システムにおける材料検出部２７付近の詳細な構成を示すブロック図である。   The correction voltage unit 25, the load timing calculation / load pattern storage unit 26, and the material detection unit 27 are provided outside the motor control device 23 and are connected to the motor control device 23. Here, FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration in the vicinity of the material detection unit 27 in the electric motor drive system of the present embodiment.

材料検出部２７と負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６とは、本発明の変調率変動検出部に対応し、要求されるインバータの変調率の変動が予測される場合に、変動のタイミングと変動量とを検出する。   The material detection unit 27 and the load timing calculation / load pattern storage unit 26 correspond to the modulation rate variation detection unit of the present invention, and when the required variation in the modulation rate of the inverter is predicted, the timing and variation of the variation are predicted. Detect the amount.

ここで、インバータの変調率をｍとし、インバータに入力される直流電圧をＶｄｃ、インバータにより出力される交流電圧（一次電圧）をＶｍとすれば、ｍ＝（Ｖｍ／Ｖｄｃ）×２×√（２／３）が成り立つ。また、インバータの変調率ｍは、上限値が存在する。ただし、変調率変動検出部により検出される変調率は、要求される変調率であるため、上限値を考慮しない。   Here, if the modulation factor of the inverter is m, the DC voltage input to the inverter is Vdc, and the AC voltage (primary voltage) output by the inverter is Vm, m = (Vm / Vdc) × 2 × √ ( 2/3) holds. Moreover, the modulation factor m of the inverter has an upper limit value. However, since the modulation rate detected by the modulation rate fluctuation detector is a required modulation rate, the upper limit value is not considered.

材料検出部２７は、図２に示すように、圧延ラインのスタンド間に設けられ、圧延ライン上を速度Ｘで流れる材料２８を検出する。ここで、材料検出部２７は、単に材料２８が所定のポイントに来たことを検出すればよく、例えば材料２８の形状や材質等まで検出する必要はない。すなわち、材料検出部２７は、材料２８による負荷変動のタイミングを検出することで、インバータの変調率の変動のタイミングを検出するといえる。   As shown in FIG. 2, the material detection unit 27 is provided between the stands of the rolling line and detects the material 28 that flows at a speed X on the rolling line. Here, the material detection unit 27 may simply detect that the material 28 has reached a predetermined point, and does not need to detect, for example, the shape or material of the material 28. That is, it can be said that the material detection unit 27 detects the timing of fluctuation of the modulation rate of the inverter by detecting the timing of load fluctuation due to the material 28.

負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６は、ＰＬＣ（プログラマブルロジックコントローラ）等の上位制御部３０から材料２８の詳細な情報（例えば、材料２８の厚み、形状、材質、圧下率等の負荷パターン）を取得し記憶する。負荷パターンは、圧延される材料の種類や、圧延計画により変更されるため、使用する圧延パターンの指示が、ＰＬＣ等の上位制御部３０から与えられる。   The load timing calculation / load pattern storage unit 26 receives detailed information on the material 28 (for example, a load pattern such as the thickness, shape, material, and reduction ratio of the material 28) from a host control unit 30 such as a PLC (programmable logic controller). Acquire and memorize. Since the load pattern is changed depending on the type of material to be rolled and the rolling plan, an instruction of the rolling pattern to be used is given from the host controller 30 such as PLC.

これにより、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６は、負荷変動に伴うダイオードコンバータ２２により出力される直流電圧Ｖｄｃの降下量を予測する。すなわち、上述した変調率の式により直流電圧Ｖｄｃの変動は要求されるインバータの変調率の変動に連動しており、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６は、要求されるインバータの変調率の変動量を検出するということができる。   As a result, the load timing calculation / load pattern storage unit 26 predicts the amount of decrease in the DC voltage Vdc output from the diode converter 22 due to the load fluctuation. In other words, the fluctuation of the DC voltage Vdc is linked to the required fluctuation of the modulation factor of the inverter by the above-described modulation factor expression, and the load timing calculation / load pattern storage unit 26 It can be said that the amount is detected.

また、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６は、材料検出部２７により検出された材料２８が圧延ラインを流れるタイミングに基づいて、インバータの変調率の変動タイミングを算出する。   Further, the load timing calculation / load pattern storage unit 26 calculates the change timing of the modulation factor of the inverter based on the timing at which the material 28 detected by the material detection unit 27 flows through the rolling line.

補正電圧部２５は、本発明の一次電圧変動量算出部に対応し、変調率変動検出部により検出された変調率の変動量に基づいて電動機制御装置２３により出力される一次電圧の変動量を算出する。具体的には、補正電圧部２５は、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６により予測されたダイオードコンバータ２２により出力される直流電圧Ｖｄｃの降下量に基づいて、一次電圧Ｖｍの上昇量ΔＶｍを算出する。   The correction voltage unit 25 corresponds to the primary voltage fluctuation amount calculation unit of the present invention, and calculates the fluctuation amount of the primary voltage output by the motor control device 23 based on the fluctuation amount of the modulation rate detected by the modulation rate fluctuation detection unit. calculate. Specifically, the correction voltage unit 25 calculates the increase amount ΔVm of the primary voltage Vm based on the decrease amount of the DC voltage Vdc output from the diode converter 22 predicted by the load timing calculation / load pattern storage unit 26. To do.

電動機制御装置２３は、変調率変動検出部により検出された変動のタイミングに合わせ、電圧検出器１３により検出された一次電圧と補正電圧部２５により算出された一次電圧の変動量とに基づいて、界磁弱め制御を行う際のｄ軸界磁電流抑制分を算出する。   The electric motor control device 23 is based on the primary voltage detected by the voltage detector 13 and the fluctuation amount of the primary voltage calculated by the correction voltage unit 25 in accordance with the timing of the fluctuation detected by the modulation rate fluctuation detector. The amount of d-axis field current suppression when performing field weakening control is calculated.

具体的には、電動機制御装置２３内の一次電圧判定・演算器１８は、補正電圧部２５により算出された負荷による一次電圧Ｖｍの上昇量ΔＶｍに基づいて制御開始レベル（設定値）を補正し、補正された制御開始レベル（設定値）と電圧検出器１３により検出された一次電圧Ｖｍとの差に基づいて、ＰＩ制御・リミット制御にて電圧上昇分ΔＶｍに対応するｄ軸界磁電流の抑制分を算出する。   Specifically, the primary voltage determination / calculation unit 18 in the motor control device 23 corrects the control start level (set value) based on the increase ΔVm of the primary voltage Vm due to the load calculated by the correction voltage unit 25. Based on the difference between the corrected control start level (set value) and the primary voltage Vm detected by the voltage detector 13, the d-axis field current corresponding to the voltage increase ΔVm in the PI control / limit control is calculated. Calculate the inhibition.

ｄ軸電流制限器１７は、一次電圧判定・演算器１８により出力された抑制分に基づいてｄ軸界磁電流を抑制する。このようにして、電動機制御装置２３は、界磁弱め制御を行い、所望の一次電圧Ｖｍとなるようにする。   The d-axis current limiter 17 suppresses the d-axis field current based on the suppression amount output by the primary voltage determination / calculation unit 18. In this way, the motor control device 23 performs field weakening control so that the desired primary voltage Vm is obtained.

その他の構成は、図７で説明した従来の電動機駆動システムと同様であり、重複した説明を省略する。   Other configurations are the same as those of the conventional motor drive system described with reference to FIG.

次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。材料検出部２７は、図２に示すように、圧延ライン上を速度Ｘで流れる材料２８を検出し、検出結果を負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６に出力する。   Next, the operation of the present embodiment configured as described above will be described. As shown in FIG. 2, the material detection unit 27 detects the material 28 that flows on the rolling line at a speed X, and outputs the detection result to the load timing calculation / load pattern storage unit 26.

負荷タイミング演算・負荷パターン記憶手段２６は、圧延機２９に材料２８が噛み込み、電動機１１に負荷がかかり電動機一次電圧Ｖｍが飽和することを避けるために、負荷が加わるタイミングを計算し、且つ加わる負荷のパターンを予測する。   The load timing calculation / load pattern storage means 26 calculates and adds the timing at which the load is applied in order to prevent the material 28 from being caught in the rolling mill 29 and the motor 11 being loaded and saturating the motor primary voltage Vm. Predict load patterns.

詳述すると、材料２８の圧延パターンより負荷パターンがあらかじめ判るので、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶手段２６は、上述したようにＰＬＣ等の上位制御部３０から材料２８の圧延パターンの情報を取得し、負荷パターンを予め記憶する。また、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶手段２６は、材料検出部２７による検出信号に基づいて負荷パターンを選定し、電動機１１に加わる負荷の予測値を補正電圧部２５に出力する。   More specifically, since the load pattern is known in advance from the rolling pattern of the material 28, the load timing calculation / load pattern storage means 26 acquires information on the rolling pattern of the material 28 from the host control unit 30 such as PLC as described above. The load pattern is stored in advance. The load timing calculation / load pattern storage means 26 selects a load pattern based on the detection signal from the material detection unit 27 and outputs a predicted value of the load applied to the electric motor 11 to the correction voltage unit 25.

また、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６は、負荷が加わるタイミングを計算する際に、例えば以下のように演算を行う。負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６は、材料２８が圧延機２９に到達するまでにかかる時間ｔ（ｓ）を算出する。例えば、図２に示すように、圧延される材料の速度をＸ（ｍ／ｓ）とし、材料検出部２７から圧延機２９までの距離をＬ（ｍ）とすると、以下の式が成り立つ。   The load timing calculation / load pattern storage unit 26 calculates, for example, as follows when calculating the timing at which a load is applied. The load timing calculation / load pattern storage unit 26 calculates a time t (s) required for the material 28 to reach the rolling mill 29. For example, as shown in FIG. 2, when the speed of the material to be rolled is X (m / s) and the distance from the material detection unit 27 to the rolling mill 29 is L (m), the following equation is established.

ｔ（ｓ）＝Ｌ（m）／Ｘ（ｍ／ｓ）
なお、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６は、材料検出部２７から圧延機２９までの距離Ｌを予め記憶しているものとする。圧延される材料２８の速度Ｘについては、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６は、ＰＬＣ等の装置から情報を得てもよいし、直接速度を検出してもよい。したがって、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６は、この計算結果に基づき、材料２８を検出してからｔ（ｓ）後に負荷が加わる（すなわち圧延機２９に材料２８が噛み込む）タイミングと予測できる。 t (s) = L (m) / X (m / s)
It is assumed that the load timing calculation / load pattern storage unit 26 stores a distance L from the material detection unit 27 to the rolling mill 29 in advance. Regarding the speed X of the material 28 to be rolled, the load timing calculation / load pattern storage unit 26 may obtain information from a device such as a PLC, or may directly detect the speed. Therefore, based on this calculation result, the load timing calculation / load pattern storage unit 26 can predict the timing at which a load is applied after the material 28 is detected (that is, the material 28 bites into the rolling mill 29). .

このタイミングよりΔｔ（ｓ）前にて制御が開始できるように、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６は、材料を検出した時刻をＴとし、Ｔ＋ｔ（ｓ）−Δｔ（ｓ）後に負荷パターンを出力するような制御を行う。Δｔ（ｓ）前にて制御が開始できるようにする理由は、電動機１１に負荷がかかる前のタイミングにて界磁弱め制御を行うためである。   The load timing calculation / load pattern storage unit 26 sets the time when the material is detected as T, and the load pattern after T + t (s) −Δt (s) so that control can be started before Δt (s) from this timing. Control to output. The reason why the control can be started before Δt (s) is to perform the field weakening control at the timing before the load is applied to the electric motor 11.

このように、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６は、予測値を補正電圧部２５に入力するタイミングを細かく決定してもよいが、あるいは材料検出部２７が材料２８を検出したタイミングですぐに予測値を補正電圧部２５に入力し、即界磁弱め制御が行われるようにしてもよい。   As described above, the load timing calculation / load pattern storage unit 26 may finely determine the timing at which the predicted value is input to the correction voltage unit 25, or immediately at the timing when the material detection unit 27 detects the material 28. The predicted value may be input to the correction voltage unit 25 to perform immediate field weakening control.

補正電圧部２５は、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６により予測される負荷による電動機一次電圧Ｖｍの上昇量ΔＶｍを算出し、電動機制御装置２３内の一次電圧判定・演算器１８に出力する。   The correction voltage unit 25 calculates the increase amount ΔVm of the motor primary voltage Vm due to the load predicted by the load timing calculation / load pattern storage unit 26 and outputs it to the primary voltage determination / calculation unit 18 in the motor control device 23.

一次電圧判定・演算器１８は、補正電圧部２５により算出された負荷による一次電圧Ｖｍの上昇量ΔＶｍに基づいて制御開始レベル（設定値）を補正し、補正された制御開始レベル（設定値）と電圧検出器１３により検出された一次電圧Ｖｍとの差に基づいて、ＰＩ制御・リミット制御にて電圧上昇分ΔＶｍに対応するｄ軸界磁電流の抑制分を算出し、算出結果をｄ軸電流制限器１７に出力する。   The primary voltage determination / calculation unit 18 corrects the control start level (set value) based on the increase amount ΔVm of the primary voltage Vm due to the load calculated by the correction voltage unit 25, and the corrected control start level (set value). And the primary voltage Vm detected by the voltage detector 13, the suppression amount of the d-axis field current corresponding to the voltage increase ΔVm is calculated by the PI control / limit control, and the calculation result is expressed as the d-axis. Output to the current limiter 17.

ｄ軸電流制限器１７は、一次電圧判定・演算器１８により出力された抑制分に基づいてｄ軸界磁電流を抑制する。このようにして、電動機制御装置２３は、界磁弱め制御を行い、所望の一次電圧Ｖｍとなるようにする。   The d-axis current limiter 17 suppresses the d-axis field current based on the suppression amount output by the primary voltage determination / calculation unit 18. In this way, the motor control device 23 performs field weakening control so that the desired primary voltage Vm is obtained.

図３は、本実施例の電動機駆動システムにおける負荷パターンによる一次電圧Ｖｍ上昇の一例を示す図である。電動機１１の負荷変動によって、負荷電流Ｉ_Ｌは変動する。図３においては、例として無負荷（ＮＬ）、負荷電流５０％（Ｉ_Ｌ＝５０％）、負荷電流１００％（Ｉ_Ｌ＝１００％）のそれぞれの負荷電流が生じるときの電動機一次電圧Ｖｍの変化と、負荷が加わる際に、無負荷時ベース速度時まで一次電圧Ｖｍを抑制するため界磁弱め制御を行った場合の磁束φの変化を示している。 FIG. 3 is a diagram illustrating an example of an increase in the primary voltage Vm due to a load pattern in the electric motor drive system of the present embodiment. The load fluctuation of the motor 11, the load current I _L is varied. In FIG. 3, as an example, the primary voltage Vm of the motor when load currents of no load (NL), load current 50% (I _L = 50%), and load current 100% (I _L = 100%) are generated. The change and the change of the magnetic flux φ when the field weakening control is performed to suppress the primary voltage Vm until the base speed at the time of no load when a load is applied are shown.

なお、図３に示すように、従来の電動機駆動システム（例えば図７）においては、ベース速度時における一次電圧Ｖｍは負荷によらず一定であるが、本実施例の電動機駆動システムは、ダイオードコンバータ２２を採用しているため、ベース速度到達時において、高い負荷がかかっている場合には、無負荷の場合に比して一次電圧Ｖｍが高くなる。   As shown in FIG. 3, in the conventional motor drive system (for example, FIG. 7), the primary voltage Vm at the base speed is constant regardless of the load, but the motor drive system of this embodiment is a diode converter. 22 is employed, the primary voltage Vm is higher when a high load is applied when the base speed is reached than when no load is applied.

ここで、負荷による電動機一次電圧Ｖｍの上昇分をΔＶｍとする。なお、補正電圧部２５は、ΔＶｍの値について、入力変圧器２１等の回路のインピーダンス値から予測できる。   Here, an increase in the motor primary voltage Vm due to the load is assumed to be ΔVm. The correction voltage unit 25 can predict the value of ΔVm from the impedance value of the circuit such as the input transformer 21.

すなわち、電動機制御装置２３は、一次電圧上昇分ΔＶｍを抑制するために、ｄ軸界磁電流を弱めて図３に示すように磁束φを変化させる必要がある。   That is, the motor control device 23 needs to change the magnetic flux φ as shown in FIG. 3 by weakening the d-axis field current in order to suppress the primary voltage increase ΔVm.

その他の作用は、図７で説明した従来の電動機駆動システムと同様であり、重複した説明を省略する。   Other operations are the same as those of the conventional motor drive system described with reference to FIG.

上述のとおり、本発明の実施例１の形態に係る電動機駆動システムによれば、ダイオードコンバータ２２を採用した際に、圧延機２９の噛み込み時に電動機１１に急激な負荷が加わる際の電動機一次電圧（インバータ出力電圧）Ｖｍの飽和を避けることができるとともに、電圧飽和の影響によるインバータの制御不安定又はトリップを防ぐことができる。   As described above, according to the motor drive system according to the first embodiment of the present invention, when the diode converter 22 is employed, the motor primary voltage when a sudden load is applied to the motor 11 when the rolling mill 29 is engaged. (Inverter output voltage) Saturation of Vm can be avoided, and instability or trip of the inverter due to the influence of voltage saturation can be prevented.

すなわち、本実施例の電動機駆動システムは、電動機制御装置２３に負荷が加わる際の電動機一次電圧飽和を予想して避けることができ、電動機制御装置２３を安定して連続運転することができる。   That is, the motor drive system of the present embodiment can avoid and anticipate motor primary voltage saturation when a load is applied to the motor controller 23, and can stably operate the motor controller 23 continuously.

また、以上に述べた実施の形態では、個々の手段及び機能部品について、複数のディスクリート部品からなるものとして説明しており、それらの部品は単一または複数のマイクロプロセッサを用い、そのソフトウェアにて実現することができる。   In the embodiment described above, each means and functional component is described as being composed of a plurality of discrete components. These components use a single or a plurality of microprocessors, and the software. Can be realized.

実施例１においては、従来の電動機駆動システムに負荷パターンを入力し、負荷パターンと負荷のタイミングによってあらかじめ界磁弱め制御を行い、電圧飽和を避け、所望の電動機一次電圧Ｖｍを得る場合について述べた。   In the first embodiment, a case where a load pattern is input to a conventional motor drive system, field weakening control is performed in advance by the load pattern and load timing, voltage saturation is avoided, and a desired motor primary voltage Vm is obtained is described. .

図４は、本発明の実施例２の電動機駆動システムの構成を示す制御ブロック図である。実施例１の電動機駆動システムと異なる点は、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６と材料検出部２７とを備えておらず、代わりに電源電圧検出装置３１を備えている点である。   FIG. 4 is a control block diagram showing the configuration of the electric motor drive system according to the second embodiment of the present invention. The difference from the motor drive system of the first embodiment is that the load timing calculation / load pattern storage unit 26 and the material detection unit 27 are not provided, but a power supply voltage detection device 31 is provided instead.

電源電圧検出装置３１は、本発明の変調率変動検出部に対応し、要求されるインバータの変調率の変動が予測される場合に、変動のタイミングと変動量とを検出する。具体的には、電源電圧検出装置３１は、ダイオードコンバータ２２の入力側、すなわち変圧器２１の一次側に設けられ、交流電源電圧Ｖａｃを検出し、検出結果を補正電圧部２５に出力する。   The power supply voltage detection device 31 corresponds to the modulation rate fluctuation detection unit of the present invention, and detects the timing and amount of fluctuation when a required change in the modulation rate of the inverter is predicted. Specifically, the power supply voltage detection device 31 is provided on the input side of the diode converter 22, that is, the primary side of the transformer 21, detects the AC power supply voltage Vac, and outputs the detection result to the correction voltage unit 25.

すなわち、電源電圧検出装置３１は、ダイオードコンバータ２２の入力側の交流電源電圧Ｖａｃの測定結果に基づいて、ダイオードコンバータ２２により出力される直流電圧Ｖｄｃの降下量を予測することで、要求されるインバータの変調率の変動量を検出する。   That is, the power supply voltage detection device 31 predicts the amount of drop in the DC voltage Vdc output from the diode converter 22 based on the measurement result of the AC power supply voltage Vac on the input side of the diode converter 22, thereby requesting the required inverter. The fluctuation amount of the modulation rate is detected.

その他の構成は、図１に示す実施例１の電動機駆動システムと同様であり、重複した説明を省略する。   The other configuration is the same as that of the electric motor drive system of the first embodiment shown in FIG.

次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。図５は、本実施例の電動機駆動システムにおける電圧降下の例を示す図である。図５に示すように、ＩＧＢＴやサイリスタ使用時には定電圧制御であるのに対し、本実施例の電動機駆動システムは、ダイオードコンバータ２２を採用しているため、交流電源電圧Ｖａｃの変動、負荷電流Ｉ_Ｌの上昇による直流電圧Ｖｄｃの変動が考えられる。 Next, the operation of the present embodiment configured as described above will be described. FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a voltage drop in the electric motor drive system of the present embodiment. As shown in FIG. 5, constant voltage control is performed when an IGBT or thyristor is used, whereas the electric motor drive system of the present embodiment employs a diode converter 22, and therefore fluctuations in the AC power supply voltage Vac, load current I The fluctuation of the DC voltage Vdc due to the increase of _L can be considered.

定格交流電源電圧をＶａｃ＿ｃｏｎｓｔ、交流電源電圧降下時の電圧をＶａｃ＿ｄｒｏｐとすると、負荷電流Ｉ_Ｌの増加による直流母線の電圧降下ΔＶｄｃは回路のインピーダンス値から予測できるため、交流電源電圧Ｖａｃが定格電圧から降下した場合には、当該交流電源電圧降下分と合わせてどの程度直流母線電圧が降下するか予測できる。 The rated AC power source voltage Vac_const, when the voltage at the AC power supply voltage drops and Vac_drop, the voltage drop ΔVdc of the DC bus by increasing the load current _{I L} can be predicted from the impedance value of the circuit, the AC power supply voltage Vac from the rated voltage In the case of a drop, it can be predicted how much the DC bus voltage will drop together with the AC power supply voltage drop.

したがって、図５に示すように、例えば負荷電流がＩ_Ｌ＝５０％で、電源電圧が定格からΔＶac降下した場合、直流母線電圧はＶａｃ＿ｄｒｏｐの位置に移動することになり、そのときの直流母線電圧Ｖｄｃは、Ｖａｃ＿ｃｏｎｓｔ時のＶｄｃ＿ＩＬ＝５０％から低下し、Ｖｄｃ＿ｄｒｏｐの位置まで低下することが判る。 Therefore, as shown in FIG. 5, for example, when the load current is I _L = 50% and the power supply voltage drops by ΔVac from the rating, the DC bus voltage moves to the position of Vac_drop, and the DC bus voltage at that time It can be seen that Vdc decreases from Vdc_IL = 50% at the time of Vac_const and decreases to the position of Vdc_drop.

交流電源電圧が低下した状態で、負荷が加わる場合には、大幅な直流電圧降下が起こるため、インバータ入力電圧が大幅に下がり、インバータ出力電圧、すなわち電動機一次電圧電圧Ｖｍが飽和して制御不安定、あるいはインバータトリップに至る可能性がある。   When a load is applied while the AC power supply voltage is lowered, a large DC voltage drop occurs. Therefore, the inverter input voltage is greatly reduced, and the inverter output voltage, that is, the motor primary voltage voltage Vm is saturated, resulting in unstable control. Or an inverter trip may occur.

そこで、本実施例の電動機駆動システムにおける電源電圧検出装置３１は、検出された電源電圧Ｖａｃを、定格交流電圧値Ｖａｃ＿ｃｏｎｓｔと比較し、その比較結果ΔＶａｃを用いて、直流電圧Ｖｄｃの降下量ΔＶｄｃを予測し、補正電圧部２５に出力する。   Therefore, the power supply voltage detection device 31 in the motor drive system of the present embodiment compares the detected power supply voltage Vac with the rated AC voltage value Vac_const, and uses the comparison result ΔVac to calculate the drop amount ΔVdc of the DC voltage Vdc. Predict and output to the correction voltage unit 25.

補正電圧部２５は、変調率変動検出部により検出された変調率の変動量に基づいて電動機制御装置２３により出力される一次電圧Ｖｍの変動量を算出する。具体的には、補正電圧部２５は、電源電圧検出装置３１により予測されたダイオードコンバータ２２により出力される直流電圧Ｖｄｃの降下量に基づいて、一次電圧Ｖｍの上昇量ΔＶｍを算出する。   The correction voltage unit 25 calculates the variation amount of the primary voltage Vm output by the motor control device 23 based on the variation amount of the modulation rate detected by the modulation rate variation detection unit. Specifically, the correction voltage unit 25 calculates the increase amount ΔVm of the primary voltage Vm based on the decrease amount of the DC voltage Vdc output from the diode converter 22 predicted by the power supply voltage detection device 31.

その他の作用は実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。   Other operations are the same as those in the first embodiment, and redundant description is omitted.

上述のとおり、本発明の実施例２の形態に係る電動機駆動システムによれば、ダイオードコンバータ２２を採用した際に、電源電圧Ｖａｃが規定値以下に低下した状態で、さらにダイオードコンバータ２２に負荷が印加されることで、直流電圧Ｖｄｃが低下し、それにより電動機一次電圧（インバータ出力電圧）Ｖｍが飽和してインバータの制御不安定又はトリップすることを防ぐことができる。   As described above, according to the motor drive system according to the second embodiment of the present invention, when the diode converter 22 is employed, a load is further applied to the diode converter 22 in a state where the power supply voltage Vac is reduced below a specified value. By being applied, it is possible to prevent the DC voltage Vdc from being lowered, and thereby the motor primary voltage (inverter output voltage) Vm is saturated and the inverter control is unstable or tripped.

すなわち、本実施例の電動機駆動システムは、上述した制御により、電源電圧Ｖａｃが降下した際の直流電圧降下と、負荷による直流電圧降下による電動機一次電圧Ｖｍの飽和を避けることができ、電動機制御装置２３を安定して連続運転することができる。   That is, the motor drive system of the present embodiment can avoid the DC voltage drop when the power supply voltage Vac drops and the saturation of the motor primary voltage Vm due to the DC voltage drop caused by the load by the above-described control. 23 can be stably operated continuously.

なお、図６は、本実施例の電動機駆動システムの別の構成例を示す制御ブロック図であり、図１に示す電動機駆動システムと図４に示す電動機駆動システムを組み合わせた構成となっている。   FIG. 6 is a control block diagram showing another configuration example of the motor drive system of the present embodiment, which is a combination of the motor drive system shown in FIG. 1 and the motor drive system shown in FIG.

この場合には、補正電圧部２５は、負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部２６により予測される負荷による電動機一次電圧Ｖｍの上昇量ΔＶｍを算出するとともに、電源電圧検出装置３１により予測されたダイオードコンバータ２２により出力される直流電圧Ｖｄｃの降下量に基づいて一次電圧Ｖｍの上昇量ΔＶｍを算出し、両者を足し合わせたものを最終的な一次電圧Ｖｍの上昇量ΔＶｍとして電動機制御装置２３内の一次電圧判定・演算器１８に出力する。   In this case, the correction voltage unit 25 calculates the increase amount ΔVm of the electric motor primary voltage Vm due to the load predicted by the load timing calculation / load pattern storage unit 26 and the diode converter predicted by the power supply voltage detection device 31. The amount of increase ΔVm of the primary voltage Vm is calculated on the basis of the amount of decrease in the DC voltage Vdc output by 22 and the sum of the two is used as the final amount of increase ΔVm of the primary voltage Vm in the primary in the motor controller 23. The voltage is output to the voltage determination / calculation unit 18.

このように構成することにより、図６に示す電動機駆動システムは、負荷変動と電源電圧変動の両者を考慮して、電動機一次電圧（インバータ出力電圧）の飽和を避けることができるとともに、電圧飽和の影響によるインバータの制御不安定又はトリップを防ぐことができる。   With this configuration, the motor drive system shown in FIG. 6 can avoid saturation of the primary voltage of the motor (inverter output voltage) in consideration of both load fluctuations and power supply voltage fluctuations. Instability control or trip of the inverter due to influence can be prevented.

本発明に係る電動機駆動システムは、電動機を駆動する電動機駆動システムに利用可能である。   The electric motor drive system according to the present invention can be used in an electric motor drive system that drives an electric motor.

１ 速度検出器
２ 一次磁束角演算器
３ 微分器
４ 速度制御器
５ 界磁弱め制御器
６ 磁束飽和パターン器
７ ｄ軸成分電流制御器
８ ｑ軸成分電流制御器
９ ２−３軸／ＰＷＭ変換器
１０ 電力変換器（電圧型インバータ）
１１ 電動機
１２ 電流検出器
１３ 一次電圧検出器
１４ 電流帰還座標変換器
１５ すべり積分器
１６ ｑ軸トルク電流補償器
１７ ｄ軸電流制限器
１８ 一次電圧判定・演算器
２１ 変圧器
２２ ダイオードコンバータ
２３ 電動機制御装置
２５ 補正電圧部
２６ 負荷タイミング演算・負荷パターン記憶部
２７ 材料検出部
２８ 材料
２９ 圧延機
３０ 上位制御部
３１ 電源電圧検出装置 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Speed detector 2 Primary magnetic flux angle calculator 3 Differentiator 4 Speed controller 5 Field weakening controller 6 Magnetic flux saturation pattern device 7 d-axis component current controller 8 q-axis component current controller 9 2-3 axis / PWM conversion 10 Power converter (voltage type inverter)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Electric motor 12 Current detector 13 Primary voltage detector 14 Current feedback coordinate converter 15 Slip integrator 16 q-axis torque current compensator 17 d-axis current limiter 18 Primary voltage determination and calculator 21 Transformer 22 Diode converter 23 Motor control Device 25 Correction Voltage Unit 26 Load Timing Calculation / Load Pattern Storage Unit 27 Material Detection Unit 28 Material 29 Rolling Mill 30 Upper Control Unit 31 Power Supply Voltage Detection Device

Claims (2)

電力変換器であるインバータにより駆動される電動機と、
前記インバータの直流電源であるダイオードコンバータと、
前記電動機に流れる一次電流を座標変換して得られる当該電動機の二次磁束（界磁）に沿った座標軸（ｄ軸）成分と当該ｄ軸に直交する座標軸（ｑ軸）成分とに基づくベクトル制御によって前記インバータを用いて前記電動機を可変制御し、且つ界磁弱め制御を行う電動機制御装置と、
前記電動機制御装置により出力される一次電圧を検出する一次電圧検出部と、
要求される前記インバータの変調率の変動が予測される場合に、変動のタイミングと変動量とを検出する変調率変動検出部と、
前記変調率変動検出部により検出された変調率の変動量に基づいて前記一次電圧の変動量を算出する一次電圧変動量算出部とを備え、
前記電動機制御装置は、前記変調率変動検出部により検出された変動のタイミングに合わせ、前記一次電圧検出部により検出された一次電圧と前記一次電圧変動量算出部により算出された変動量とに基づいて、界磁弱め制御を行う際のｄ軸界磁電流抑制分を算出し、
前記変調率変動検出部は、負荷変動のタイミングを検出することで前記インバータの変調率の変動のタイミングを検出するとともに、負荷変動に伴う前記ダイオードコンバータにより出力される直流電圧の降下量を予測することで前記インバータの変調率の変動量を検出することを特徴とする電動機駆動システム。 An electric motor driven by an inverter that is a power converter;
A diode converter which is a DC power source of the inverter;
Vector control based on a coordinate axis (d-axis) component along a secondary magnetic flux (field) of the motor and a coordinate axis (q-axis) component orthogonal to the d-axis obtained by coordinate conversion of the primary current flowing in the motor An electric motor control device that variably controls the electric motor using the inverter and performs field weakening control;
A primary voltage detector for detecting a primary voltage output by the motor control device;
When the required modulation rate variation of the inverter is predicted, a modulation rate variation detection unit that detects the timing and amount of variation,
A primary voltage fluctuation amount calculation unit that calculates the fluctuation amount of the primary voltage based on the fluctuation amount of the modulation rate detected by the modulation rate fluctuation detection unit;
The motor control device is based on the primary voltage detected by the primary voltage detection unit and the fluctuation amount calculated by the primary voltage fluctuation amount calculation unit in accordance with the timing of the fluctuation detected by the modulation factor fluctuation detection unit. Calculating a d-axis field current suppression amount when performing field weakening control ,
The modulation factor fluctuation detection unit detects the timing of fluctuation of the modulation factor of the inverter by detecting the timing of load fluctuation and predicts the amount of DC voltage drop output by the diode converter due to load fluctuation. Thus, a variation amount of the modulation rate of the inverter is detected . 前記変調率変動検出部は、前記ダイオードコンバータの入力側の交流電源電圧の測定結果に基づいて、前記ダイオードコンバータにより出力される直流電圧の降下量を予測することで、前記インバータの変調率の変動量を検出することを特徴とする請求項１記載の電動機駆動システム。The modulation rate fluctuation detection unit predicts the amount of DC voltage drop output from the diode converter based on the measurement result of the AC power supply voltage on the input side of the diode converter, thereby changing the modulation rate fluctuation of the inverter. The motor drive system according to claim 1, wherein the amount is detected.

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