JP5675152B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換システムに関する。具体的には、変圧器を介して交流系統と連系する電力変換システムに関する。
非特許文献１は、オン・オフ制御が可能なスイッチング素子（Insulated-gate bipolar transistor:ＩＧＢＴなど）を使用し、該スイッチング素子の耐圧を超える高電圧を出力できる電力変換装置の一方式として、カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を提案している。
ＣＭＣは、直流コンデンサに接続された双方向チョッパ回路やフルブリッジ回路を単位セルとして、その入出力端子をカスケードに接続した変換器である。ＣＭＣは、単位セルのＰＷＭ制御用搬送波の位相を単位セル毎にずらすことにより、出力電圧高調波を抑制できるという特徴を持つ。前記ＣＭＣは無効電力出力装置や電力貯蔵装置等の系統連系電圧型変換器として使用できることが知られている。
該マルチレベル変換器を系統に接続したときに、各単位セルの直流コンデンサが充電されていないと、単位セルの双方向チョッパ回路やフルブリッジ回路を構成するダイオードを介して、該直流コンデンサに突入電流として過大な電流が流れこんでしまう。この対策として、第１の該直流コンデンサを安全に充電する方式として、交流系統から抵抗を介して各直流コンデンサに充電する初充電方式がある。
一方、第２の変換器の直流コンデンサに可変電圧源を接続し、該電圧源の電圧を徐々に昇圧することにより、該直流コンデンサを充電する方式がある。
前述のように、第１の初充電方式では、交流系統から抵抗器を介して各単位セルの直流コンデンサを充電する。この場合、該抵抗器で損失が発生し、省エネの観点から好ましくない。さらに、該抵抗器が発熱して、高温になり、安全面からも好ましくない。
一方、第２の初充電方式では、前述のように変換器の直流コンデンサに可変電圧源を接続し、該電圧源の電圧を徐々に昇圧することにより、該直流コンデンサを充電する。該可変電圧源と該直流コンデンサの間に抵抗器を接続する必要がないので、効率よく、該直流コンデンサを充電できる。しかし、本方式をＣＭＣに適用する場合、各直流コンデンサ毎に可変電圧源を接続しなければならないので、初充電回路が大掛かりになってしまい、小形化という観点で好ましくない。
本発明の目的は、双方向チョッパやフルブリッジなどの単位セルをカスケードに接続したカスケード変換器において、各単位セルの直流コンデンサへの初充電を高効率に行い、且つ、小形な初充電回路を有するＣＭＣを提供することを目的とする。
双方向チョッパ回路などで構成された単位セルをカスケードに接続した構成を有するカスケード変換器システムにおいて、カスケード変換器の交流出力に、該カスケード変換器の主回路と並列に初充電回路が接続されたことを特徴とするカスケード変換器システムにより、課題を解決することができる。該カスケードに変換器に並列に初充電回路を接続することにより、交流系統に連系することなく初充電をすることができる。
さらに、前記カスケード変換器システムにおいて、前記初充電回路の出力電圧がカスケード変換器に接続される交流電圧よりも低いことを特徴とするカスケード変換器システムにより、課題を解決できる。
他の単位セルの入出力を短絡すれば、所定の単位セルのみを初充電できる。所定のセルのみを初充電するには、初充電回路は該セルの直流電圧を充電する電圧を出力できればよく、交流系統の電圧よりも低くできる。
双方向チョッパやフルブリッジなどの単位セルをカスケードに接続したカスケード変換器において、各単位セルの直流コンデンサへの初充電を高効率に行い、且つ、小形な初充電回路を有するカスケード変換器を実現できる。
本発明の電力変換システムの実施形態を示す回路図。 本発明の第１の実施形態の一部を示す回路図。 本発明の第２の実施形態の一部を示す回路図。 本発明の電力変換システムの実施形態を示す回路図。 本発明の電力変換システムの実施形態を示す回路図。 本発明の電力変換システムの実施形態を示す回路図。 本発明の電力変換システムの実施形態を示す回路図。 本発明の電力変換システムの実施形態を示す回路図。 本発明の電力変換システムの実施形態を示す回路図。 本発明の電力変換システムの実施形態を示す回路図。 本発明の電力変換システムの実施形態を示す回路図。 本発明の電力変換システムのうち、初充電回路の実施形態を示す回路図。 本発明の電力変換システムのうち、初充電回路の実施形態を示す回路図。
各実施例では半導体スイッチング素子をＩＧＢＴとして説明するが、ＧＴＯやＭＯＳＦＥＴなどの他の半導体スイッチング素子でもよい。
本発明を実施する第１の形態について説明する。
実施例１では、ＣＭＣ（カスケード・マルチレベル・コンバータ）を例として、本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態を表した回路図である。まず、図１を用いて、本発明の電力変換器システム１０１の構成を説明する。
本発明の電力変換器システム１０１は、電力変換器１０５，アームリアクトル２０１（２０１Ｕ〜２０１Ｗ），遮断機２０２，初充電回路２５２で構成される。アームリアクトル２０１は連系インピーダンスとして機能し、図５のように連系変圧器１０２で代用しても良い。
電力変換器１０５は３個のカスケードアーム１１３（１１３Ｕ〜１１３Ｗ）で構成される。
カスケードアーム１１３は、単位セル１２０がカスケードに接続された構造であり、該単位セル１２０は、図３のようなフルブリッジ回路１２０Ｆで構成される。該単位セル１２０は図２のような双方向チョッパ１２０Ｃで構成されてもよいが、フルブリッジ回路の方が制御の自由度が高いので、以下、単位セル１２０がフルブリッジ回路構成の電力変換システムを例にとり、説明する。
該フルブリッジ回路１２０ＦはＩＧＢＴレッグ４１１（４１１Ｌ，４１１Ｒ）を２並列にして、直流コンデンサ４０６と接続した構成である。各ＩＧＢＴレッグ４１１は、ＩＧＢＴ並列体４０２（４０２Ｐ，４０２Ｎ）を直列に接続した構成である。ＩＧＢＴ並列体４０２ＰとＩＧＢＴ並列体４０２Ｎの接続部に入出力端子４００（４００Ｌ，４００Ｒ）を設け、原則、各単位セルの入出力端子４００同士がカスケード接続される。
より、詳細に記載すると、カスケードアーム１１３（１１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗ）の両端の端子（６０２Ｕ〜６０２Ｗ，６０３Ｕ〜６０３Ｗ）以外の各単位セル１２０の出力端子４００Ｎは他の単位セルの出力端子４００Ｐに、各単位セルの出力端子４００Ｐは他の単位セルの出力端子４００Ｎに接続される。
各カスケードアーム１１３（１１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗ）の一方の端子６０２（６０２Ｕ〜６０２Ｗ）は該接続点６００Ｎで互いにスター接続される。各カスケードアーム１１３（１１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗ）の他方の端子６０３（６０３Ｕ〜６０３Ｗ）はそれぞれ、アームリアクトル２０１（２０１Ｕ，２０１Ｖ，２０１Ｐ）と電気的に接続されるともに、初充電回路２５２に接続される。なお、該初充電回路２５２は、可変直流電圧源２５０とコンタクタ２５１で構成される。
また、アームリアクトル２０１（２０１Ｕ，２０１Ｖ，２０１Ｐ）は三相電力系統１００に接続される。アームリアクトル２０１と三相電力系統１００との接続点のことを連系点６５０（６５０Ｕ，６５０Ｖ，６５０Ｗ）と呼ぶ。初充電回路２５２は各アームリアクトル２０１の系統側、たとえば接続点６５０に接続してもよい。
次に、本発明の電力変換器システム１０１の動作について説明する。
まず、電力変換器システム１０１を構成する電力変換器１０５の各相の出力電圧について説明する。但し、特に断らない限り、電力変換器システム１０１の接続点６００Ｎを基準電位とする。連系点６５０（６５０Ｕ，６５０Ｖ，６５０Ｗ）の電位を電力変換器１０５の各相出力電圧と定義する。
また、接続点６０３（６０３Ｕ，６０３Ｖ，６０３Ｗ）の電位を内側カスケード電圧Ｖ１１３（Ｖ１１３Ｕ，Ｖ１１３Ｖ，Ｖ１１３Ｗ）と定義する。
本発明の電力変換器システム１０１の通常動作を説明する。
本電力変換器システム１０１と三相電力系統１００間の融通電力は、該電力変換器システム１０１の内側カスケード電圧Ｖ１１３の振幅と位相を系統電圧を基準に調整することにより制御できる。
一方、内側カスケード電圧は次のように制御できる。
電力変換器システム１０１の各カスケードアーム１１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗの入出力端子間（６００Ｎと６０３Ｕ間，６００Ｎと６０３Ｖ間，６００Ｎと６０３Ｗ間）に印加される電圧は、各カスケードアーム１１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗを構成する各単位セル１２０の出力電圧の合成電圧である。したがって、内側カスケード電圧Ｖ１１３Ｕ，Ｖ１１３Ｖ，Ｖ１１３Ｗは各カスケードアームの各単位セル１２０の出力電圧により制御できる。
内側カスケード電圧Ｖ１１３Ｕ，Ｖ１１３Ｖ，Ｖ１１３Ｗは、電力変換器１０５の出力電圧に相当するので、内側カスケード電圧Ｖ１１３Ｕ，Ｖ１１３Ｖ，Ｖ１１３Ｗを制御することにより、三相電力系統１００と本変換器システム１０１の間の電力融通量を制御できる。単位セル１２０の出力電圧は各ＩＧＢＴレッグ４１１をＰＷＭ制御することにより制御するので、各単位セルの直流コンデンサ４０６を所定の電圧に制御する必要がある。
次に、該電力変換器システム１０１の運転前のシーケンスについて説明する。
まず、一つの単位セル１２０の各ＩＧＢＴ並列体４０２（４０２Ｐ，４０２Ｎ）の各ＩＧＢＴ４５１を全てオフして、他の残りの単位セル１２０の各ＩＧＢＴ並列体４０２Ｎの各ＩＧＢＴ４５１は全てオンする。
次に、初充電回路２５２のコンタクタ２５１を全てオンする。
各ＩＧＢＴ並列体４０２の各ＩＧＢＴ４５１を全てオフした単位セル１２０を有する相の該初充電回路２５２の可変直流電圧源２５０の電圧を徐々に高くする。各ＩＧＢＴ並列体４０２ＮのＩＧＢＴをオンした単位セル１２０の出力端子は、オンしたＩＧＢＴ４５１により短絡されるので、該単位セルの直流コンデンサ４０６は充電されない。一方、各ＩＧＢＴ並列体４０２の各ＩＧＢＴ４５１を全てオフした単位セル１２０において、出力端子４００Ｌの電位が４００Ｒの電位より高い時は、ＩＧＢＴレッグ４１１Ｌのダイオード４５２を経由して直流コンデンサ４０６，ＩＧＢレッグ４１１Ｒのダイオード４５２の順に電流が通流して、直流コンデンサ４０６が充電される。単位セル出力端子４００Ｒの電位が４００Ｌの電位より高い時は、ＩＧＢＴレッグ４１１Ｒのダイオード４５２を経由して直流コンデンサ４０６，ＩＧＢＴレッグ４１１Ｌのダイオード４５２の順に電流が通流して、直流コンデンサ４０６が充電される。
すなわち、各ＩＧＢＴ並列体４０２の各ＩＧＢＴ４５１を全てオフした単位セル１２０のＩＧＢＴレッグ４１１ＬとＩＧＢＴレッグ４１１Ｒの間に電圧が印加されれば、該単位セル１２０直流コンデンサ４０６の電圧を充電できる。したがって、他相の初充電回路に電圧が印加されていても、該直流コンデンサ４０６に電圧が印加されれば、直流コンデンサを充電することが可能である。
なお、直流コンデンサ４０６の充電を防止するには、ＩＧＢＴ並列体４０２Ｎではなく、各単位セル１２０の２つのＩＧＢＴ並列体４０２ＰのＩＧＢＴ４５１をオンしてもよい。
また、図１では、初充電回路２５２の初充電回路２５２を可変交流電圧源２５２Ａ（２５２ＡＵ〜２５２ＡＷ）としていたが、図４のように可変直流電圧源２５２Ｄ（２５２ＤＵ〜２５２ＤＷ）としてもよい。
また、図１では、アームリアクトル２０１を介して三相電力系統１００に接続されたが、図５のように連系変圧器１０２を介して、三相電力系統１００に接続してもよい。連系変圧器１０２のもれインダクタンスが、連系リアクトル２０１と同等の機能をする。
また、図６や図７のように、連系リアクトル２０１を初充電回路２５２と電力変換器１０５の間に設置してもよい。
また、図８のように、電力変換器１０５をデルタ結線にしてもよい。
また、図９のように初充電回路２５２の結線をデルタ結線にしてもよい。
また、図１０のように、スター接続した初充電回路２５２の中性点とスター接続したカスケードアームの中性点を接続してもよい。
また、図１０のように、デルタ結線した電力変換器１０５の各カスケードアーム１１３に並列に初充電回路２５２を接続してもよい。
いずれも、初充電回路２５２の初充電回路２５２と直流コンデンサ４０６の間に抵抗器がないので、効率よく、初充電を行うことができ、初充電回路を小形化できる。
また、次に、初充電していない単位セルの各ＩＧＢＴ並列体４０２の各ＩＧＢＴ４５１を全てオフして、前述の初充電動作を繰り返すことにより、すべての単位セル１２０の直流コンデンサ４０６を初充電できる。
本実施例は、第１の実施例の図１，図２，図４，図５，図６，図７，図８，図９，図１０，図１１の可変直流電圧源２５０を、図１２，図１３に示すような抵抗器７６６と電圧源７５０に置き換えたことを特徴とする。電圧源７５０の出力電圧は単位セル１２０の直流コンデンサ４０６のみを初充電する電圧でよいので三相電力系統１００の電圧よりも十分小さい。したがって、抵抗器７６６に印加される電圧は、三相電力系統１００の電圧が抵抗器に印加される従来例に比べ、初充電を高効率化して初充電回路を小形化できる。
本発明は、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）やBack-to-Backシステム（周波数変換装置など）、直流送電システム（ＨＶＤＣ），モータドライブなどに利用可能である。
１００ 三相電力系統
１０１ 電力変換器システム
１０２ 連系変圧器
１０２Ｃ 可変電圧変圧器
１０５ 電力変換器
１１３Ｕｐ，１１３Ｖｐ，１１３Ｗｐ，１１３Ｕｎ，１１３Ｖｎ，１１３Ｗｎ カスケードレッグ
１２０ 単位セル
１２１Ｃ 双方向チョッパ
１２１Ｆ フルブリッジ回路
２０１Ｕｐ，２０１Ｖｐ，２０１Ｗｐ，２０１Ｕｎ，２０１Ｖｎ，２０１Ｗｎ アームリアクトル
２０２ 遮断機
２５０ 可変直流電圧源
２５１ コンタクタ
２５２ 初充電回路
４００Ｐ，４００Ｎ，４００Ｌ，４００Ｒ 単位セル出力端子
４０２Ｐ，４０２Ｎ ＩＧＢＴ並列体
４０６ 直流コンデンサ
４１１，４１１Ｌ，４１１Ｒ ＩＧＢＴレッグ
４５１ ＩＧＢＴ
４５２ ダイオード
６００Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｐの高圧側端子
６００Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｐの高圧側端子
６００Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｐの高圧側端子
６０２Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｐの低圧側端子
６０２Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｐの低圧側端子
６０２Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｐの低圧側端子
６０３Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｎの高圧側端子
６０３Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｎの高圧側端子
６０３Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｎの高圧側端子
６０４Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｎの低圧側端子
６０４Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｎの低圧側端子
６０４Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｎの低圧側端子
６５０Ｕ，６５０Ｖ，６５０Ｗ 電力変換器１０５のＵ相入出力端子
７５０ＡＵ，７５０ＡＶ，７５０ＡＷ 初充電用交流電圧源
７５０ＤＵ，７５０ＤＶ，７５０ＤＷ 初充電用直流電圧源
７６６ 初充電用の抵抗器

Claims (9)

  1. 単位セルをカスケードに接続した構成を有する電力変換システムにおいて、前記単位セルは、端子と、コンデンサと、前記コンデンサ電圧と前記端子との接続状態を制御するスイッチング素子を有し、前記カスケードに接続された単位セルはカスケードアームを構成し、前記カスケードアームは複数の相に対応して設けられ、前記複数のカスケードアームは互いに接続され、前記カスケードアームの一方側と他方側のいずれか側から異なる側へ各単位セルを流れる電流で前記各セルのコンデンサを充放電するように前記複数のカスケードアームの各単位セルを制御することで系統との間で無効電力を補償するように系統に対して電圧と位相を変換するものである通常の電力変換を行うものであって、交流出力に電気的に接続した初充電用の電源を有し、前記通常の電力変換に先立つ初充電時に、前記初充電用の電源から所定の相における前記カスケードアームの一方側と他方側のいずれか側から異なる側へ各単位セルを通って初充電電流が流れるに際して、前記カスケードアームのうちの選択された所定の単位セルの前記コンデンサに前記初充電電流が流れ前記所定の相における他の単位セルの前記コンデンサには流れないように前記各々の単位セルのスイッチング素子を制御する機能を有することを特徴とする電力変換システム。
  2. 請求項１の電力変換システムにおいて、該初充電用の電圧源が直流電圧源であることを特徴とした電力変換システム。
  3. 請求項１の電力変換システムにおいて、該初充電用の電圧源が直流可変電圧源であることを特徴とした電力変換システム。
  4. 請求項１の電力変換システムにおいて、該初充電用の電圧源が交流電圧源であることを特徴とした電力変換システム。
  5. 請求項１の電力変換システムにおいて、該初充電用の電圧源が交流可変電圧源であることを特徴とした電力変換システム。
  6. 請求項１の電力変換システムにおいて、該初充電用の電圧源が交流電圧源と抵抗器の組み合わせであることを特徴とした電力変換システム。
  7. 請求項１の電力変換システムにおいて、該初充電用の電圧源が直流電圧源と抵抗器の組み合わせであることを特徴とした電力変換システム。
  8. 請求項１乃至７のいずれかの電力変換システムにおいて、前記初充電用電源は電力変換器と並列に接続されたことを特徴とする電力変換システム。
  9. 請求項１乃至８のいずれかの電力変換システムにおいて、該電力変換システムは交流系統などの交流電圧源に接続されている電力変換システムであって、該交流電圧源の電圧よりも、該電力該初充電用の電圧源の出力電圧の方が低いことを特徴とした電力変換システム。
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