JP5663148B2 - Counting device, physical quantity sensor, counting method and physical quantity measuring method - Google Patents
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Description
本発明は、信号の数を数える計数装置、および計数装置を用いて干渉波形の数を測定し測定対象の物理量を求める干渉型の物理量センサに関するものである。 The present invention relates to a counting device that counts the number of signals, and an interference-type physical quantity sensor that measures the number of interference waveforms by using the counting device to obtain a physical quantity to be measured.
従来より、半導体レーザの自己結合効果を用いた波長変調型のレーザ計測器が提案されている(特許文献1参照)。このレーザ計測器の構成を図22に示す。図22のレーザ計測器は、物体210にレーザ光を放射する半導体レーザ201と、半導体レーザ201の光出力を電気信号に変換するフォトダイオード202と、半導体レーザ201からの光を集光して物体210に照射すると共に、物体210からの戻り光を集光して半導体レーザ201に入射させるレンズ203と、半導体レーザ201に発振波長が連続的に増加する第1の発振期間と発振波長が連続的に減少する第2の発振期間とを交互に繰り返させるレーザドライバ204と、フォトダイオード202の出力電流を電圧に変換して増幅する電流−電圧変換増幅部205と、電流−電圧変換増幅部205の出力電圧を2回微分する信号抽出回路206と、信号抽出回路206の出力電圧に含まれるモードホップパルス(以下、MHPとする)の数を数える計数装置207と、物体210との距離および物体210の速度を算出する演算装置208と、演算装置208の算出結果を表示する表示装置209とを有する。
Conventionally, a wavelength modulation type laser measuring instrument using the self-coupling effect of a semiconductor laser has been proposed (see Patent Document 1). The configuration of this laser measuring instrument is shown in FIG. 22 includes a
レーザドライバ204は、時間に関して一定の変化率で増減を繰り返す三角波駆動電流を注入電流として半導体レーザ201に供給する。これにより、半導体レーザ201は、発振波長が一定の変化率で連続的に増加する第1の発振期間と発振波長が一定の変化率で連続的に減少する第2の発振期間とを交互に繰り返すように駆動される。図23は、半導体レーザ201の発振波長の時間変化を示す図である。図23において、P1は第1の発振期間、P2は第2の発振期間、λaは各期間における発振波長の最小値、λbは各期間における発振波長の最大値、Ttは三角波の周期である。
The
半導体レーザ201から出射したレーザ光は、レンズ203によって集光され、物体210に入射する。物体210で反射された光は、レンズ203によって集光され、半導体レーザ201に入射する。フォトダイオード202は、半導体レーザ201の光出力を電流に変換する。電流−電圧変換増幅部205は、フォトダイオード202の出力電流を電圧に変換して増幅し、信号抽出回路206は、電流−電圧変換増幅部205の出力電圧を2回微分する。計数装置207は、信号抽出回路206の出力電圧に含まれるMHPの数を第1の発振期間P1と第2の発振期間P2の各々について数える。演算装置208は、半導体レーザ1の最小発振波長λaと最大発振波長λbと第1の発振期間P1におけるMHPの数と第2の発振期間P2におけるMHPの数に基づいて、物体210との距離および物体210の速度を算出する。
Laser light emitted from the
以上のようなレーザ計測器では、例えば外乱光などのノイズをMHPとして数えたり、信号の歯抜けのために数えられないMHPがあったりして、計数装置で数えるMHPの数に誤差が生じ、算出した距離等の物理量に誤差が生じるという問題点があった。
そこで、発明者は、計数期間中のMHPの周期を測定し、測定結果から計数期間中の周期の度数分布を作成し、度数分布からMHPの周期の代表値を算出し、度数分布から、代表値の第1の所定数倍以下である階級の度数の総和Nsと、代表値の第2の所定数倍以上である階級の度数の総和Nwとを求め、これらの度数NsとNwに基づいてMHPの計数結果を補正することにより、計数時の欠落や過剰な計数の影響を除去することができる計数装置を提案した(特許文献2参照)。
In the laser measuring instrument as described above, for example, noise such as ambient light is counted as MHP, or there is MHP that cannot be counted due to missing teeth of the signal, and an error occurs in the number of MHPs counted by the counting device, There was a problem that an error occurred in a physical quantity such as the calculated distance.
Therefore, the inventor measures the period of MHP during the counting period, creates a frequency distribution of the period during the counting period from the measurement result, calculates a representative value of the period of MHP from the frequency distribution, and represents the representative value from the frequency distribution. A total sum Ns of class frequencies that is less than or equal to a first predetermined number of values and a total sum Nw of class frequencies that are greater than or equal to a second predetermined number of values of the representative value are obtained, and based on these frequencies Ns and Nw By correcting the counting result of MHP, a counting device has been proposed that can eliminate the influence of missing or excessive counting during counting (see Patent Document 2).
特許文献2に開示された計数装置によれば、SN(Signal to Noise ratio)が極端に低下しない限り、概ね良好な補正を行うことができる。
しかしながら、特許文献2に開示された計数装置では、短距離測定で信号強度がヒステリシス幅と比較して極端に強い場合、計数装置に入力される信号に2値化のしきい値付近でMHPよりも高周波のノイズによってチャタリングが生じ、短い周期の信号やMHPの本来の周期の半分程度の周期の信号が多発する場合がある。この場合、MHPの本来の周期よりも短い周期が周期の分布の代表値になってしまうので、MHPの計数結果を正しく補正することができず、MHPの計数結果が本来の値よりも例えば数倍大きくなってしまうという問題点があった。
According to the counting device disclosed in
However, in the counting device disclosed in
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、計数装置に入力される信号に高周波のノイズが連続して発生している場合であっても、計数誤差を補正することができる計数装置および計数方法、MHPの計数誤差を補正して物理量の測定精度を向上させることができる物理量センサおよび物理量計測方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-described problem, and is capable of correcting the counting error even when high-frequency noise is continuously generated in the signal input to the counting device. It is an object of the present invention to provide a physical quantity sensor and a physical quantity measuring method that can improve the measurement accuracy of a physical quantity by correcting the counting error of the apparatus, the counting method, and MHP.
本発明は、特定の物理量と信号の数とが線形の関係を有し、前記特定の物理量が一定の場合は略単一周波数となる前記信号を数える計数装置において、一定の計数期間における入力信号の数を数える信号計数手段と、前記計数期間中の前記入力信号の周期を信号が入力される度に測定する信号周期測定手段と、この信号周期測定手段の測定結果から前記計数期間中の信号周期の度数分布を作成する度数分布作成手段と、前記度数分布から、階級値と度数との積が最大となる階級値を前記信号周期の代表値として求める代表値算出手段と、前記度数分布から、前記代表値の0.5倍未満である階級の度数の総和Nsと、前記代表値の(n+0.5)倍以上(n+1.5)倍未満(nは1以上の自然数)である階級の度数の総和Nwnとを求め、これらの度数NsとNwnに基づいて前記信号計数手段の計数結果を補正する補正値算出手段とを備えることを特徴とするものである。
また、本発明の計数装置の1構成例において、前記補正値算出手段は、前記信号計数手段の計数結果をN、前記代表値をT0、前記信号周期がとり得る最大値をTmaxとしたとき、補正後の計数結果N’を、
Further, in one configuration example of the counting device according to the present invention, the correction value calculating means is N when the counting result of the signal counting means is N, the representative value is T0, and the maximum value that the signal period can take is Tmax. , The corrected count result N ′,
また、本発明の物理量センサは、測定対象にレーザ光を放射する半導体レーザと、発振波長が連続的に単調増加する第1の発振期間と発振波長が連続的に単調減少する第2の発振期間のうち少なくとも一方が繰り返し存在するように前記半導体レーザを動作させる発振波長変調手段と、前記半導体レーザから放射されたレーザ光と前記測定対象からの戻り光との自己結合効果によって生じる干渉波形を含む電気信号を検出する検出手段と、この検出手段の出力信号を入力とし、前記第1の発振期間と前記第2の発振期間の各々を計数期間として、前記干渉波形の数を数える計数装置と、この計数装置の計数結果から前記測定対象の物理量を求める演算手段とを備えることを特徴とするものである。 The physical quantity sensor of the present invention includes a semiconductor laser that emits laser light to a measurement target, a first oscillation period in which the oscillation wavelength continuously increases monotonously, and a second oscillation period in which the oscillation wavelength continuously decreases monotonously. Oscillation wavelength modulation means for operating the semiconductor laser so that at least one of them repeatedly exists, and an interference waveform generated by a self-coupling effect between the laser light emitted from the semiconductor laser and the return light from the measurement object A detecting means for detecting an electrical signal; and a counting device for counting the number of the interference waveforms, with an output signal of the detecting means as an input, and each of the first oscillation period and the second oscillation period as a counting period; And a calculating means for obtaining the physical quantity of the measurement object from the counting result of the counting device.
また、本発明は、特定の物理量と信号の数とが線形の関係を有し、前記特定の物理量が一定の場合は略単一周波数となる前記信号を数える計数方法において、一定の計数期間における入力信号の数を数える信号計数手順と、前記計数期間中の前記入力信号の周期を信号が入力される度に測定する信号周期測定手順と、この信号周期測定手順の測定結果から前記計数期間中の信号周期の度数分布を作成する度数分布作成手順と、前記度数分布から、階級値と度数との積が最大となる階級値を前記信号周期の代表値として求める代表値算出手順と、前記度数分布から、前記代表値の0.5倍未満である階級の度数の総和Nsと、前記代表値の(n+0.5)倍以上(n+1.5)倍未満(nは1以上の自然数)である階級の度数の総和Nwnとを求め、これらの度数NsとNwnに基づいて前記信号計数手順の計数結果を補正する補正値算出手順とを備えることを特徴とするものである。 Further, the present invention provides a counting method in which the specific physical quantity has a linear relationship with the number of signals, and the signal has a substantially single frequency when the specific physical quantity is constant. A signal counting procedure for counting the number of input signals, a signal cycle measuring procedure for measuring the period of the input signal during the counting period every time a signal is input, and a measurement result of the signal cycle measuring procedure based on the measurement result during the counting period A frequency distribution creating procedure for creating a frequency distribution of the signal period, a representative value calculating procedure for obtaining, as a representative value of the signal period, a class value that maximizes the product of the class value and the frequency from the frequency distribution, and the frequency From the distribution, the sum Ns of the frequencies of the class that is less than 0.5 times the representative value and (n + 0.5) times or more (n + 1.5) times (n is a natural number of 1 or more) times the representative value. and the total sum Nw n of the frequency of the class Because, is characterized in further comprising a correction value calculation procedure for correcting the counting result of the signal counting procedure on the basis of the frequencies Ns and Nw n.
また、本発明の物理量計測方法は、発振波長が連続的に単調増加する第1の発振期間と発振波長が連続的に単調減少する第2の発振期間のうち少なくとも一方が繰り返し存在するように半導体レーザを動作させる発振手順と、前記半導体レーザから放射されたレーザ光と測定対象からの戻り光との自己結合効果によって生じる干渉波形を含む電気信号を検出する検出手順と、この検出手順で得られた出力信号に含まれる前記干渉波形の数を、前記第1の発振期間と前記第2の発振期間の各々について数える信号抽出手順と、この信号抽出手順の計数結果から前記測定対象の物理量を求める演算手順とを備え、前記信号抽出手順は、前記検出手順で得られた出力信号を入力とし、前記第1の発振期間と前記第2の発振期間の各々を計数期間として、信号計数手順と信号周期測定手順と度数分布作成手順と代表値算出手順と補正値算出手順の各手順を用いることを特徴とするものである。 Further, the physical quantity measuring method of the present invention is a semiconductor in which at least one of the first oscillation period in which the oscillation wavelength continuously increases monotonically and the second oscillation period in which the oscillation wavelength continuously decreases monotonously exists. An oscillation procedure for operating the laser, a detection procedure for detecting an electrical signal including an interference waveform caused by a self-coupling effect between the laser light emitted from the semiconductor laser and the return light from the measurement object, and the detection procedure A signal extraction procedure for counting the number of the interference waveforms included in the output signal for each of the first oscillation period and the second oscillation period, and the physical quantity of the measurement target is obtained from the counting result of the signal extraction procedure. A calculation procedure, wherein the signal extraction procedure receives the output signal obtained by the detection procedure, and each of the first oscillation period and the second oscillation period is a counting period. , And it is characterized in the use of the procedure of signal counting procedure and the signal cycle measurement procedures and frequency distribution generating procedure representative value calculation procedure and the correction value calculation procedure.
本発明によれば、計数期間中の入力信号の周期を測定し、この測定結果から計数期間中の信号周期の度数分布を作成し、度数分布から、階級値と度数との積が最大となる階級値を信号周期の代表値として求め、度数分布から、代表値の0.5倍未満である階級の度数の総和Nsと、代表値の(n+0.5)倍以上(n+1.5)倍未満(nは1以上の自然数)である階級の度数の総和Nwnとを求め、これらの度数NsとNwnに基づいて信号計数手段の計数結果を補正することにより、計数装置に入力される信号に高周波のノイズが連続して発生している場合であっても、計数誤差を高精度に補正することができる。 According to the present invention, the period of the input signal during the counting period is measured, the frequency distribution of the signal period during the counting period is created from the measurement result, and the product of the class value and the frequency is maximized from the frequency distribution. The class value is obtained as a representative value of the signal period, and the total Ns of the class frequencies that are less than 0.5 times the representative value and the (n + 0.5) times or more and less than (n + 1.5) times the representative value from the frequency distribution. (n is a natural number not less than 1) obtains the total sum Nw n of the frequency of the class is, by correcting the counting result of the signal counting means on the basis of the frequencies Ns and Nw n, a signal input to the counting device Even when high-frequency noise is continuously generated, the counting error can be corrected with high accuracy.
また、本発明では、計数誤差を高精度に補正可能な計数装置を用いることにより、計数装置に入力される信号に干渉波形よりも高周波のノイズが連続して発生している場合であっても、測定対象の物理量を高精度に計測することができる。 Further, in the present invention, even when high-frequency noise is continuously generated in the signal input to the counting device by using the counting device capable of correcting the counting error with high accuracy, the signal input to the counting device. The physical quantity to be measured can be measured with high accuracy.
[第1の実施の形態]
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図1は本発明の第1の実施の形態に係る物理量センサの1例である振動周波数計測装置の構成を示すブロック図である。
図1の振動周波数計測装置は、測定対象の物体10にレーザ光を放射する半導体レーザ1と、半導体レーザ1の光出力を電気信号に変換するフォトダイオード2と、半導体レーザ1からの光を集光して放射すると共に、物体10からの戻り光を集光して半導体レーザ1に入射させるレンズ3と、半導体レーザ1を駆動する発振波長変調手段となるレーザドライバ4と、フォトダイオード2の出力電流を電圧に変換して増幅する電流−電圧変換増幅部5と、電流−電圧変換増幅部5の出力電圧から搬送波を除去するフィルタ部6と、フィルタ部6の出力電圧に含まれる自己結合信号であるモードホップパルス(MHP)の数を数える計数装置7と、計数装置7の計数結果に基づいて物体10の振動周波数を求める演算装置8と、演算装置8の計測結果を表示する表示装置9とを有する。
[First Embodiment]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a vibration frequency measuring apparatus which is an example of a physical quantity sensor according to the first embodiment of the present invention.
The vibration frequency measuring apparatus of FIG. 1 collects light from a
フォトダイオード2と電流−電圧変換増幅部5とは、検出手段を構成している。以下、説明容易にするために、半導体レーザ1には、モードホッピング現象を持たない型(VCSEL型、DFBレーザ型)のものが用いられているものと想定する。
The
レーザドライバ4は、時間に関して一定の変化率で増減を繰り返す三角波駆動電流を注入電流として半導体レーザ1に供給する。これにより、半導体レーザ1は、注入電流の大きさに比例して発振波長が一定の変化率で連続的に増加する第1の発振期間P1と発振波長が一定の変化率で連続的に減少する第2の発振期間P2とを交互に繰り返すように駆動される。このときの半導体レーザ1の発振波長の時間変化は、図23に示したとおりである。本実施の形態では、発振波長の最大値λb及び発振波長の最小値λaはそれぞれ常に一定になされており、それらの差λb−λaも常に一定になされている。
The
半導体レーザ1から出射したレーザ光は、レンズ3によって集光され、物体10に入射する。物体10で反射された光は、レンズ3によって集光され、半導体レーザ1に入射する。ただし、レンズ3による集光は必須ではない。フォトダイオード2は、半導体レーザ1の内部又はその近傍に配置され、半導体レーザ1の光出力を電流に変換する。電流−電圧変換増幅部5は、フォトダイオード2の出力電流を電圧に変換して増幅する。
Laser light emitted from the
フィルタ部6は、変調波から重畳信号を抽出する機能を有するものである。図2(A)は電流−電圧変換増幅部5の出力電圧波形を模式的に示す図、図2(B)はフィルタ部6の出力電圧波形を模式的に示す図である。これらの図は、フォトダイオード2の出力に相当する図2(A)の波形(変調波)から、図2の半導体レーザ1の発振波形(搬送波)を除去して、図2(B)のMHP波形(干渉波形)を抽出する過程を表している。
The
ここで、自己結合信号であるMHPについて説明する。図3に示すように、ミラー層1013から物体10までの距離をL、レーザの発振波長をλとすると、以下の共振条件を満足するとき、物体10からの戻り光と半導体レーザ1の光共振器内のレーザ光は強め合い、レーザ出力がわずかに増加する。
L=qλ/2 ・・・(1)
式(1)において、qは整数である。この現象は、物体10からの散乱光が極めて微弱であっても、半導体レーザ1の共振器内の見かけの反射率が増加することにより、増幅作用が生じ、十分観測できる。
Here, the MHP that is a self-coupled signal will be described. As shown in FIG. 3, when the distance from the
L = qλ / 2 (1)
In Formula (1), q is an integer. This phenomenon can be sufficiently observed even if the scattered light from the
図4は、半導体レーザ1の発振波長をある一定の割合で変化させたときの発振波長とフォトダイオード2の出力波形との関係を示す図である。式(1)に示したL=qλ/2を満足したときに、戻り光と光共振器内のレーザ光の位相差が0°(同位相)になって、戻り光と光共振器内のレーザ光とが最も強め合い、L=qλ/2+λ/4のときに、位相差が180°(逆位相)になって、戻り光と光共振器内のレーザ光とが最も弱め合う。そのため、半導体レーザ1の発振波長を変化させていくと、レーザ出力が強くなるところと弱くなるところとが交互に繰り返し現れ、このときのレーザ出力をフォトダイオード2で検出すると、図4に示すように一定周期の階段状の波形が得られる。このような波形は一般的には干渉縞と呼ばれる。この階段状の波形、すなわち干渉縞の1つ1つがMHPである。ある一定時間において半導体レーザ1の発振波長を変化させた場合、測定距離に比例してMHPの数は変化する。
FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the oscillation wavelength and the output waveform of the
次に、計数装置7と演算装置8の動作について説明する。図5は計数装置7と演算装置8の動作を示すフローチャートである。
次に、計数装置7は、フィルタ部6の出力電圧に含まれるMHPの数を第1の発振期間P1と第2の発振期間P2の各々について数える(図5ステップS1)。図6は計数装置7の構成の1例を示すブロック図である。計数装置7は、2値化部71と、論理積演算部(AND)72と、カウンタ73と、計数結果補正部74と、記憶部75とから構成される。電流−電圧変換増幅部5とフィルタ部6と計数装置7の2値化部71とAND72とカウンタ73とは、信号計数手段を構成している。
Next, operations of the
Next, the
図7は計数結果補正部74の構成の1例を示すブロック図である。計数結果補正部74は、周期測定部740と、度数分布作成部741と、代表値算出部742と、補正値算出部743とから構成される。
FIG. 7 is a block diagram showing an example of the configuration of the counting
図8(A)〜図8(F)は計数装置7の動作を説明するための図であり、図8(A)はフィルタ部6の出力電圧の波形、すなわちMHPの波形を模式的に示す図、図8(B)は図8(A)に対応する2値化部71の出力を示す図、図8(C)は計数装置7に入力されるゲート信号GSを示す図、図8(D)は図8(B)に対応するカウンタ73の計数結果を示す図、図8(E)は計数装置7に入力されるクロック信号CLKを示す図、図8(F)は図8(B)に対応する周期測定部740の測定結果を示す図である。
8A to 8F are diagrams for explaining the operation of the
まず、計数装置7の2値化部71は、図8(A)に示すフィルタ部6の出力電圧がハイレベル(H)かローレベル(L)かを判定して、図8(B)のような判定結果を出力する。このとき、2値化部71は、フィルタ部6の出力電圧が上昇してしきい値TH1以上になったときにハイレベルと判定し、フィルタ部6の出力電圧が下降してしきい値TH2(TH2<TH1)以下になったときにローレベルと判定することにより、フィルタ部6の出力を2値化する。
First, the
AND72は、2値化部71の出力と図8(C)のようなゲート信号GSとの論理積演算の結果を出力し、カウンタ73は、AND72の出力の立ち上がりをカウントする(図8(D))。ここで、ゲート信号GSは、計数期間(本実施の形態では第1の発振期間P1または第2の発振期間P2)の先頭で立ち上がり、計数期間の終わりで立ち下がる信号である。したがって、カウンタ73は、計数期間中のAND72の出力の立ち上がりエッジの数(すなわち、MHPの立ち上がりエッジの数)を数えることになる。
The AND 72 outputs the result of the logical product operation of the output of the
一方、計数結果補正部74の周期測定部740は、計数期間中のAND72の出力の立ち上がりエッジの周期(すなわち、MHPの周期)を立ち上がりエッジが発生する度に測定する。このとき、周期測定部740は、図8(E)に示すクロック信号CLKの周期を1単位としてMHPの周期を測定する。図8(F)の例では、周期測定部740は、MHPの周期としてTα,Tβ,Tγを順次測定している。図8(E)、図8(F)から明らかなように、周期Tα,Tβ,Tγの大きさは、それぞれ5クロック、4クロック、2クロックである。クロック信号CLKの周波数は、MHPの取り得る最高周波数に対して十分に高いものとする。
記憶部75は、カウンタ73の計数結果と周期測定部740の測定結果を記憶する。
On the other hand, the
The
ゲート信号GSが立ち下がり、計数期間が終了した後、計数結果補正部74の度数分布作成部741は、記憶部75に記憶された測定結果から計数期間中のMHPの周期の度数分布を作成する。
続いて、計数結果補正部74の代表値算出部742は、度数分布作成部741が作成した度数分布から、MHPの周期の代表値T0を算出する。特許文献2に開示された計数装置では、MHPの周期の代表値として最頻値や中央値を用いたが、計数装置に入力される信号に2値化のしきい値付近でMHPよりも高周波のノイズによってチャタリングが連続して発生している場合には、最頻値や中央値は周期の代表値として適していない。
After the gate signal GS falls and the counting period ends, the frequency
Subsequently, the representative
そこで、本実施の形態の代表値算出部742は、階級値と度数との積が最大となる階級値をMHPの周期の代表値T0とする。表1に、度数分布の数値例およびこの数値例における階級値と度数との積を示す。
Therefore, the representative
表1の例では、度数が最大である最頻値(階級値)は1である。これに対して、階級値と度数との積が最大となる階級値は6であり、最頻値とは異なる値になっている。階級値と度数との積が最大となる階級値を代表値T0とする理由については後述する。代表値算出部742は、このような代表値T0の算出を、度数分布作成部741によって度数分布が作成される度に行う。
In the example of Table 1, the mode value (class value) having the maximum frequency is 1. On the other hand, the class value that maximizes the product of the class value and the frequency is 6, which is different from the mode value. The reason why the class value that maximizes the product of the class value and the frequency is set as the representative value T0 will be described later. The representative
計数結果補正部74の補正値算出部743は、度数分布作成部741が作成した度数分布から、周期の代表値T0の0.5倍未満である階級の度数の総和Nsと、周期の代表値T0の(n+0.5)倍以上(n+1.5)倍未満(nは1以上nmax以下の自然数)である階級の度数の総和Nwnとを求め、カウンタ73の計数結果を次式のように補正する。
The correction
式(2)において、Nはカウンタ73の計数結果であるMHPの数、N’は補正後の計数結果、TmaxはMHPの周期がとり得る最大値である。
図9にMHPの周期の度数分布の1例を示す。図9において、900はMHPの周期の度数分布、901は階級値と度数との積の値(計数期間において、ある階級の信号が占める時間を示す占有値)である。
In Equation (2), N is the number of MHPs that are the counting results of the
FIG. 9 shows an example of the frequency distribution of the MHP cycle. In FIG. 9, 900 is the frequency distribution of the MHP cycle, and 901 is the product value of the class value and the frequency (occupation value indicating the time occupied by a certain class signal in the counting period).
図9の例では、計数装置に入力される信号に高周波のノイズが連続して発生しているために、0.5T0未満の短い周期が分布の最頻値となっている。したがって、分布の代表値として最頻値を用いると、ノイズの周期を基準としてMHPの計数結果に補正をかけてしまうことになるので、誤った計数補正を施す結果になる。そこで、MHPの数を数える計数期間において、ある階級の信号が占める時間、つまり階級値と度数との積が最も大きい階級値を基準として、カウンタ73の計数結果を補正する。以上が、階級値と度数との積が最大となる階級値を代表値T0とする理由である。
In the example of FIG. 9, since high frequency noise is continuously generated in the signal input to the counting device, a short cycle of less than 0.5T0 is the mode value of the distribution. Therefore, if the mode value is used as the representative value of the distribution, the MHP count result is corrected based on the noise period, resulting in erroneous count correction. Therefore, in the counting period for counting the number of MHPs, the counting result of the
図10はカウンタ73の計数結果の補正原理を説明するための図であり、図10(A)はフィルタ部6の出力電圧の波形、すなわちMHPの波形を模式的に示す図、図10(B)は図10(A)に対応するカウンタ73の計数結果を示す図である。
ノイズのために、MHPの波形には欠落が生じたり、信号として数えるべきでない波形が生じたりして、結果としてAND72の出力の波形にも欠落や信号として数えるべきでない波形が生じ、カウンタ73の計数結果に誤差が生じる。
FIG. 10 is a diagram for explaining the correction principle of the counting result of the
Due to noise, the MHP waveform may be missing or a waveform that should not be counted as a signal may be generated. As a result, the waveform of the output of the AND 72 may be missing or should not be counted as a signal. An error occurs in the counting result.
信号の欠落が生じると、欠落が生じた箇所でのMHPの周期Twは、本来の周期のおよそ2倍になる。つまり、MHPの周期が代表値T0のおよそ2倍以上の場合には、信号に欠落が生じていると判断できる。そこで、周期Tw以上の階級の度数の総和Nwを信号が欠落した回数と見なし、このNwをカウンタ73の計数結果Nに加算することで、信号の欠落を補正することができる。
When signal loss occurs, the MHP cycle Tw at the location where the loss occurs is approximately twice the original cycle. That is, when the MHP cycle is approximately twice or more than the representative value T0, it can be determined that the signal is missing. Accordingly, the total frequency Nw of the classes having the period Tw or more is regarded as the number of missing signals, and the missing signal can be corrected by adding this Nw to the counting result N of the
また、本来1つのMHPがノイズのために2つに分割された箇所での2つのMHPのうち短いほうの周期Tsは、本来の周期のおよそ0.5倍よりも短い周期になる。つまり、MHPの周期が代表値T0の0.5倍未満の場合には、信号を過剰に数えていると判断できる。そこで、周期Ts未満の階級の度数の総和Nsを信号を過剰に数えた回数と見なし、このNsをカウンタ73の計数結果Nから減算することで、誤って数えたノイズを補正することができる。
In addition, the shorter period Ts of the two MHPs at the place where one MHP is originally divided into two due to noise is shorter than about 0.5 times the original period. That is, when the MHP cycle is less than 0.5 times the representative value T0, it can be determined that the signals are excessively counted. Therefore, the sum Ns of the frequencies of the classes less than the cycle Ts is regarded as the number of times that the signal is excessively counted, and the noise counted incorrectly can be corrected by subtracting this Ns from the count result N of the
以上が、式(2)に示した計数結果の補正原理である。なお、本実施の形態では、Twを代表値T0の2倍の値とせずに、代表値T0の(n+0.5)倍以上(n+1.5)倍未満としているが、この理由については、特許文献2に開示されている。
計数装置7は、以上のような処理を第1の発振期間P1と第2の発振期間P2の各々について行う。
The above is the correction principle of the counting result shown in Expression (2). In the present embodiment, Tw is not set to be twice the representative value T0 but is set to (n + 0.5) times or more and less than (n + 1.5) times the representative value T0. It is disclosed in
The
次に、演算装置8は、計数装置7が数えたMHPの数に基づいて物体10の振動周波数を算出する。図11は演算装置8の構成の1例を示すブロック図である。演算装置8は、計数装置7の計数結果等を記憶する記憶部80と、計数装置7の計数結果を2値化する2値化部81と、2値化部81から出力された2値化出力の周期を測定する周期測定部82と、2値化出力の周期の度数分布を作成する度数分布作成部83と、2値化出力の周期の分布の代表値である基準周期を算出する基準周期算出部84と、2値化出力のパルスの数を数える2値化出力計数手段となるカウンタ85と、カウンタ85の計数結果を補正する補正部86と、補正された計数結果に基づいて物体10の振動周波数を算出する周波数算出部87とから構成される。
Next, the
計数装置7の計数結果は、演算装置8の記憶部80に格納される。演算装置8の2値化部81は、記憶部80に格納された、計数装置7の計数結果を2値化する(図5ステップS2)。図12は2値化部81の動作を説明するための図であり、図12(A)は半導体レーザ1の発振波長の時間変化を示す図、図12(B)は計数装置7の計数結果の時間変化を示す図、図12(C)は2値化部81の出力D(t)を示す図である。図12(B)において、N’uは第1の発振期間P1の計数結果、N’dは第2の発振期間P2の計数結果である。
The counting result of the
2値化部81は、時間的に隣接する2つの発振期間P1,P2の計数結果N’uとN’dの大小を比較して、これらの計数結果を2値化する。2値化部81は、具体的には以下の式を実行する。
If N’u(t)≧N’d(t−1) then D(t)=1 ・・・(3)
If N’u(t)<N’d(t−1) then D(t)=0 ・・・(4)
If N’d(t)≦N’u(t−1) then D(t)=1 ・・・(5)
If N’d(t)>N’u(t−1) then D(t)=0 ・・・(6)
The
If N′u (t) ≧ N′d (t−1) then D (t) = 1 (3)
If N′u (t) <N′d (t−1) then D (t) = 0 (4)
If N′d (t) ≦ N′u (t−1) then D (t) = 1 (5)
If N′d (t)> N′u (t−1) then D (t) = 0 (6)
式(3)〜式(6)において、(t)は現時刻tにおいて計測されたMHPの数であることを表し、(t−1)は現時刻tの1回前に計測されたMHPの数であることを表している。式(3)、式(4)は、現時刻tの計数結果が第1の発振期間P1の計数結果N’uで、1回前の計数結果が第2の発振期間P2の計数結果N’dの場合である。この場合、2値化部81は、現時刻tの計数結果N’u(t)が1回前の計数結果N’d(t−1)以上であれば、現時刻tの出力D(t)を「1」(ハイレベル)とし、現時刻tの計数結果N’u(t)が1回前の計数結果N’d(t−1)より小さい場合は、現時刻tの出力D(t)を「0」(ローレベル)とする。
In Expressions (3) to (6), (t) represents the number of MHPs measured at the current time t, and (t−1) represents the MHP measured one time before the current time t. It represents a number. In Expressions (3) and (4), the count result at the current time t is the count result N′u in the first oscillation period P1, and the previous count result is the count result N ′ in the second oscillation period P2. This is the case of d. In this case, if the counting result N′u (t) at the current time t is greater than or equal to the previous counting result N′d (t−1), the
式(5)、式(6)は、現時刻tの計数結果が第2の発振期間P2の計数結果N’dで、1回前の計数結果が第1の発振期間P1の計数結果N’uの場合である。この場合、2値化部81は、現時刻tの計数結果N’d(t)が1回前の計数結果N’u(t−1)以下であれば、現時刻tの出力D(t)を「1」とし、現時刻tの計数結果N’d(t)が1回前の計数結果N’u(t−1)より大きい場合は、現時刻tの出力D(t)を「0」とする。
In Expressions (5) and (6), the counting result at the current time t is the counting result N′d of the second oscillation period P2, and the previous counting result is the counting result N ′ of the first oscillation period P1. This is the case for u. In this case, if the counting result N′d (t) at the current time t is equal to or less than the previous counting result N′u (t−1), the
こうして、計数装置7の計数結果は2値化される。2値化部81の出力D(t)は記憶部80に格納される。2値化部81は、以上のような2値化処理を、計数装置7によってMHPの数が測定される時刻毎(発振期間毎)に行う。
Thus, the counting result of the
計数装置7の計数結果を2値化することは、物体10の変位の方向を判別することを意味する。つまり、半導体レーザ1の発振波長が増加しているときの計数結果N’uが、発振波長が減少しているときの計数結果N’d以上の場合(D(t)=1)、物体10の移動方向は半導体レーザ1に接近する方向であり、計数結果N’uが計数結果N’dより小さい場合(D(t)=0)、物体10の移動方向は半導体レーザ1から遠ざかる方向である。したがって、基本的には図12(C)に示した2値化出力の周期を求めることができれば、物体10の振動周波数を算出することができる。
Binarizing the counting result of the
周期測定部82は、記憶部80に格納された2値化出力D(t)の周期を測定する(図5ステップS3)。図13は周期測定部82の動作を説明するための図である。図13において、H1は2値化出力D(t)の立ち上がりを検出するためのしきい値、H2は2値化出力D(t)の立ち下がりを検出するためのしきい値である。
The
周期測定部82は、記憶部80に格納された2値化出力D(t)をしきい値H1と比較することにより、2値化出力D(t)の立ち上がりを検出し、2値化出力D(t)の立ち上がりから次の立ち上がりまでの時間tuuを測定することにより、2値化出力D(t)の周期を測定する。周期測定部82は、このような測定を2値化出力D(t)に立ち上がりエッジが発生する度に行う。
The
あるいは、周期測定部82は、記憶部80に格納された2値化出力D(t)をしきい値H2と比較することにより、2値化出力D(t)の立ち下がりを検出し、2値化出力D(t)の立ち下がりから次の立ち下がりまでの時間tddを測定することにより、2値化出力D(t)の周期を測定してもよい。周期測定部82は、このような測定を2値化出力D(t)に立ち下がりエッジが発生する度に行う。
Alternatively, the
周期測定部82の測定結果は記憶部80に格納される。次に、度数分布作成部83は、周期測定部82の測定結果から、一定時間T(T>Ttであり、例えば100×Tt、すなわち三角波100個分の時間)における周期の度数分布を作成する(図5ステップS4)。図14は度数分布の1例を示す図である。度数分布作成部83が作成した度数分布は、記憶部80に格納される。度数分布作成部83は、このような度数分布の作成をT時間毎に行う。
The measurement result of the
続いて、基準周期算出部84は、度数分布作成部83が作成した度数分布から、2値化出力D(t)の周期の代表値である基準周期Trを算出する(図5ステップS5)。一般に、周期の代表値は最頻値や中央値であるが、本実施の形態においては、最頻値や中央値が周期の代表値として適していない。そこで、基準周期算出部84は、階級値と度数との積が最大となる階級値を基準周期Trとする。階級値と度数との積が最大となる階級値を基準周期Trとする理由については後述する。算出された基準周期Trの値は、記憶部80に格納される。基準周期算出部84は、このような基準周期Trの算出を、度数分布作成部83によって度数分布が作成される度に行う。
Subsequently, the reference
一方、カウンタ85は、周期測定部82および度数分布作成部83と並行して動作し、度数分布作成部83が度数分布作成の対象とする期間と同じ一定時間Tの期間において、2値化出力D(t)の立ち上がりエッジの数Na(すなわち、2値化出力D(t)の「1」のパルスの数)を数える(図5ステップS6)。カウンタ85の計数結果Naは、記憶部80に格納される。カウンタ85は、このような2値化出力D(t)の計数をT時間毎に行う。
On the other hand, the
補正部86は、度数分布作成部83が作成した度数分布から、基準周期Trの0.5倍以下である階級の度数の総和Nsaと、基準周期Trの1.5倍以上である階級の度数の総和Nwaとを求め、カウンタ85の計数結果Naを次式のように補正する(図5ステップS7)。
Na’=Na−Nsa+Nwa ・・・(7)
式(7)において、Na’は補正後の計数結果である。この補正後の計数結果Na’は、記憶部80に格納される。補正部86は、このような補正をT時間毎に行う。
From the frequency distribution created by the frequency
Na ′ = Na−Nsa + Nwa (7)
In equation (7), Na ′ is the corrected count result. The corrected count result Na ′ is stored in the
図15は度数の総和NsaとNwaを模式的に表す図である。図15において、Tsaは基準周期Trの0.5倍の階級値、Twaは基準周期Trの1.5倍の階級値である。図15における階級が、周期の代表値であることは言うまでもない。なお、図15では記載を簡略化するため、基準周期TrとTsaとの間、及び基準周期TrとTwaとの間の度数分布を省略している。 FIG. 15 is a diagram schematically showing the total number Nsa and Nwa of frequencies. In FIG. 15, Tsa is a class value 0.5 times the reference period Tr, and Twa is a class value 1.5 times the reference period Tr. Needless to say, the class in FIG. 15 is a representative value of the period. In FIG. 15, in order to simplify the description, the frequency distribution between the reference period Tr and Tsa and between the reference period Tr and Twa is omitted.
式(7)に示した計数結果の補正原理は、特許文献2に開示された計数結果の補正原理や、式(2)に示した計数結果の補正原理と同様なので、簡単に説明する。本来、2値化出力D(t)の周期は物体10の振動周波数によって異なるが、物体10の振動周波数が不変であれば、2値化出力D(t)のパルスは同じ周期で出現する。しかし、ノイズのために、MHPの波形には欠落が生じたり、信号として数えるべきでない波形が生じたりして、結果として2値化出力D(t)の波形にも欠落や信号として数えるべきでない波形が生じ、2値化出力D(t)のパルスの計数結果に誤差が生じる。
The correction principle of the counting result shown in the equation (7) is the same as the counting principle of the counting result disclosed in
信号の欠落が生じると、欠落が生じた箇所での2値化出力D(t)の周期Twaは、本来の周期のおよそ2倍になる。つまり、2値化出力D(t)の周期が基準周期Trのおよそ2倍以上の場合には、信号に欠落が生じていると判断できる。そこで、周期Twa以上の階級の度数の総和Nwaを信号が欠落した回数と見なし、このNwaをカウンタ85の計数結果Naに加算することで、信号の欠落を補正することができる。
When signal loss occurs, the cycle Twa of the binarized output D (t) at the location where the loss has occurred is approximately twice the original cycle. That is, when the period of the binarized output D (t) is approximately twice or more than the reference period Tr, it can be determined that the signal is missing. Therefore, the sum of the frequencies Nwa of the class equal to or higher than the period Twa is regarded as the number of missing signals, and the missing signal can be corrected by adding this Nwa to the counting result Na of the
また、スパイクノイズなどによって本来の信号が分割された箇所での2値化出力D(t)の周期Tsaは、本来の周期と比較して0.5倍よりも短い信号と0.5倍よりも長い信号の2つになる。つまり、2値化出力D(t)の周期が基準周期Trのおよそ0.5倍以下の場合には、信号を過剰に数えていると判断できる。そこで、周期Tsa以下の階級の度数の総和Nsaを信号を過剰に数えた回数と見なし、このNsaをカウンタ85の計数結果Naから減算することで、誤って数えたノイズを補正することができる。以上が、式(7)に示した計数結果の補正原理である。
Further, the cycle Tsa of the binarized output D (t) at the location where the original signal is divided by spike noise or the like is shorter than 0.5 times the signal shorter than 0.5 times the original cycle. Becomes two of the long signals. That is, when the period of the binarized output D (t) is approximately 0.5 times or less of the reference period Tr, it can be determined that the signals are excessively counted. Accordingly, the sum Nsa of the frequencies of the class equal to or less than the cycle Tsa is regarded as the number of times that the signal is excessively counted, and the Nsa is subtracted from the counting result Na of the
周波数算出部87は、補正部86が計算した補正後の計数結果Na’に基づいて、物体10の振動周波数fsigを次式のように算出する(図5ステップS8)。
fsig=Na’/T ・・・(8)
表示装置9は、演算装置8が算出した振動周波数fsigの値を表示する。
Based on the corrected count result Na ′ calculated by the
fsig = Na ′ / T (8)
The
以上のように、本実施の形態では、計数期間中のMHPの周期を測定し、この測定結果から計数期間中のMHPの周期の度数分布を作成し、この度数分布から、階級値と度数との積が最大となる階級値をMHPの周期の代表値T0とし、代表値T0の0.5倍未満である階級の度数の総和Nsと、代表値T0の(n+0.5)倍以上(n+1.5)倍未満である階級の度数の総和Nwnとを求め、これらの度数NsとNwnに基づいてカウンタ73の計数結果を補正することにより、計数装置に入力される信号にMHPよりも高周波のノイズが連続して発生している場合であっても、MHPの計数誤差を高精度に補正することができるので、物体10の振動周波数の計測精度を向上させることができる。
As described above, in the present embodiment, the MHP cycle during the counting period is measured, and the frequency distribution of the MHP cycle during the counting period is created from the measurement result. From this frequency distribution, the class value and the frequency are calculated. Is the representative value T0 of the MHP cycle, and the sum Ns of the frequencies of the class that is less than 0.5 times the representative value T0, and (n + 1.0.5) times or more (n + 1) times the representative value T0. .5) obtains a total sum Nw n of the frequency of the class is less than doubled, by correcting the counting result of the
また、本実施の形態では、時間的に隣接する第1、第2の発振期間P1,P2の計数結果の大小を比較してMHPの計数結果を2値化し、2値化出力D(t)の周期を測定して一定時間Tにおける周期の度数分布を作成し、周期の度数分布から2値化出力D(t)の周期の分布の代表値である基準周期Trを算出し、一定時間Tの期間において2値化出力D(t)のパルスの数を数え、度数分布から、基準周期Trの0.5倍以下である階級の度数の総和Nsaと基準周期Trの1.5倍以上である階級の度数の総和Nwaとを求め、これらの度数NsaとNwaに基づいて2値化出力D(t)のパルスの計数結果を補正することにより、2値化出力D(t)の計数誤差を補正することができるので、物体10の振動周波数の計測精度を向上させることができる。
In the present embodiment, the count results of the first and second oscillation periods P1 and P2 that are temporally adjacent to each other are compared to binarize the count result of the MHP, and the binarized output D (t) A frequency distribution of periods at a certain time T is measured, a reference period Tr that is a representative value of the distribution of the binarized output D (t) is calculated from the frequency distribution of the periods, and the constant time T In this period, the number of pulses of the binarized output D (t) is counted, and from the frequency distribution, the total frequency Nsa of the class that is 0.5 times or less of the reference period Tr and 1.5 times or more of the reference period Tr By calculating the total sum Nwa of frequencies of a certain class and correcting the count result of the pulses of the binarized output D (t) based on these frequencies Nsa and Nwa, the counting error of the binarized output D (t) Can improve the measurement accuracy of the vibration frequency of the
次に、基準周期算出部84が、階級値と度数との積が最大となる階級値を基準周期Trとする理由について説明する。
波長変調(本実施の形態では三角波変調)を用いた自己結合型のレーザ計測装置においては、各計数期間におけるMHPの数は、物体10との距離に比例したMHPの数と計数期間における物体10の変位(速度)に比例したMHPの数との和もしくは差になる。物体10の振動の最大速度と物体10との距離の比と、半導体レーザ1の波長変化率の大小関係によって、計測装置で得られる信号の状況を以下の2通りに分けることができる。
Next, the reason why the reference
In a self-coupled laser measuring apparatus using wavelength modulation (triangular wave modulation in this embodiment), the number of MHPs in each counting period is the number of MHPs proportional to the distance from the
まず、物体10の振動の最大速度と物体10との距離の比が、半導体レーザ1の波長変化率よりも小さい場合について説明する。図16(A)〜図16(D)は、この場合に本実施の形態の振動周波数計測装置で得られる信号を説明するための図であり、図16(A)は物体10との距離の時間変化を示す図、図16(B)は物体10の速度の時間変化を示す図、図16(C)は計数装置の計数結果の時間変化を示す図、図16(D)は計数装置の計数結果を2値化した2値化出力D(t)を示す図である。図16(B)において,160は速度が小さい箇所を示し、161は物体10の移動方向が半導体レーザ1に接近する方向であることを示し、162は物体10の移動方向が半導体レーザ1から遠ざかる方向であることを示している。
First, the case where the ratio of the maximum speed of vibration of the
物体10の振動の最大速度と物体10との距離の比が半導体レーザ1の波長変化率よりも小さい場合は、物体10との距離に比例したMHPの数が、計数期間における物体10の変位(速度)に比例したMHPの数よりも常に大きいため、半導体レーザ1の発振波長が増加しているときの計数結果N’uと発振波長が減少しているときの計数結果N’dとの差の絶対値が2つの計数期間(本実施の形態では発振期間P1とP2)における物体10の変位に常に比例することになる。この場合、N’u−N’dを時系列でプロットすると、半導体レーザ1への接近方向を正とした振動の速度を示す。そのため、N’u−N’dの符号が物体10の運動方向を示すことになり、この符号によって物体10の変位を2値化することができる。
When the ratio of the maximum speed of vibration of the
このとき、度数分布作成部83によって作成される周期の度数分布は、図17のようになる。
図16(C)に示すように物体10の速度が小さい箇所163において、例えば外乱光などに起因するホワイトノイズが加わると、2値化出力D(t)の符号が切り替わる箇所164において、2値化出力D(t)の符号が本来の値と逆の値になることがある。また、例えば外乱光などに起因するスパイクノイズが加わると、図16(D)に示すように箇所165において2値化出力D(t)の符号が局所的に反転する。
At this time, the frequency distribution of the period created by the frequency
As shown in FIG. 16C, when white noise due to, for example, disturbance light is added at a
その結果、度数分布作成部83によって作成される周期の度数分布は、図17に示すように、基準周期Trを中心とした正規分布190と、スパイクノイズに起因する符号反転による度数191と、ホワイトノイズに起因する符号逆転による度数192との和になる。また、2値化を実施したときの信号の欠落の度数193は、大きな速度を持った低周波ノイズが混入しない限り生じないことが多い。
As a result, as shown in FIG. 17, the frequency distribution of the period created by the frequency
次に、物体10の振動の最大速度と物体10との距離の比が、半導体レーザ1の波長変化率よりも大きい場合について説明する。図18(A)〜図18(D)は、この場合に本実施の形態の振動周波数計測装置で得られる信号を説明するための図であり、図18(A)は物体10との距離の時間変化を示す図、図18(B)は物体10の速度の時間変化を示す図、図18(C)は計数装置7の計数結果の時間変化を示す図、図18(D)は2値化部81による2値化出力D(t)を示す図である。図18(B)において,220は速度が小さい箇所を示し、221は物体10の移動方向が半導体レーザ1に接近する方向であることを示し、222は物体10の移動方向が半導体レーザ1から遠ざかる方向であることを示している。
Next, a case where the ratio of the maximum speed of vibration of the
物体10の振動の最大速度と物体10との距離の比が、半導体レーザ1の波長変化率よりも大きい場合は、物体10の最大速度付近で、物体10との距離に比例したMHPの数が、計数期間における物体10の変位(速度)に比例したMHPの数よりも小さくなるため、半導体レーザ1の発振波長が増加しているときの計数結果N’uと発振波長が減少しているときの計数結果N’dとの差が2つの計数期間(本実施の形態では発振期間P1とP2)における物体10の変位に比例する期間と、計数結果N’uと計数結果N’dとの和が2つの計数期間における物体10の変位に比例する期間とが存在する。
When the ratio of the maximum speed of vibration of the
この場合、物体10の振動の速度は、図18(B)のようにN’u−N’dとN’u+N’dを時系列でプロットしたグラフの合成で表現することができる。ただし、速度の方向は常にN’uとN’dとの大小関係と一致するため、N’u−N’dの符号が物体10の運動方向を示すことになり、この符号によって物体10の変位を2値化することができる。
In this case, the vibration speed of the
物体10の振動の最大速度と物体10との距離の比が、半導体レーザ1の波長変化率よりも小さい場合と同様に、物体10の速度が小さい箇所223において、例えば外乱光などに起因するホワイトノイズが加わると、2値化出力D(t)の符号が切り替わる箇所224において、2値化出力D(t)の符号が本来の値と逆の値になることがある。また、例えば外乱光などに起因するスパイクノイズが加わると、図18(D)に示すように箇所225において2値化出力D(t)の符号が局所的に反転する。このとき、度数分布作成部83によって作成される周期の度数分布は、図17と同様である。
Similar to the case where the ratio of the maximum speed of vibration of the
本実施の形態のように物体10の変位を2値化した2値化出力D(t)を補正する場合においては、高周波ノイズの補正が重要になる。高周波ノイズによる短い周期での符号の変化は物体10の本来の振動の周期の度数を上回ることがあり、周期の代表値として最頻値や中央値などを用いた場合、誤って振動周期よりも短いノイズの周期を基準として補正を掛けてしまう懸念がある。そのため、振動周波数を算出するための一定時間Tの期間において、ある階級の信号が占める時間、つまり階級値と度数との積が最も大きい階級値を基準周期Trとして、カウンタ85の計数結果の補正を実施する。以上が、階級値と度数との積が最大となる階級値を基準周期Trとする理由である。
代表値算出部742が、階級値と度数との積が最大となる階級値を代表値T0とする理由も同様である。つまり、代表値T0として最頻値や中央値を用いるよりも、計数期間において、ある階級の信号が占める時間が最も大きい階級値を代表値T0とした方が、高周波ノイズが存在する場合にはより好ましい。
In the case of correcting the binarized output D (t) obtained by binarizing the displacement of the
The reason why the representative
[第2の実施の形態]
次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。第1の実施の形態では、2値化出力D(t)の周期の度数分布と2値化出力D(t)のパルスの数とを求める時間を一定時間Tとしたが、この時間を可変長にしてもよい。
図19は本実施の形態の演算装置8aの構成の1例を示すブロック図である。演算装置8aは、記憶部80と、2値化部81と、周期測定部82aと、度数分布作成部83aと、基準周期算出部84と、補正部86aと、周波数算出部87aと、周期和算出部88とから構成される。
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the first embodiment, the time for obtaining the frequency distribution of the cycle of the binarized output D (t) and the number of pulses of the binarized output D (t) is set to a certain time T, but this time is variable. It may be long.
FIG. 19 is a block diagram showing an example of the configuration of the arithmetic device 8a of the present embodiment. The arithmetic unit 8a includes a
図20は本実施の形態の計数装置7と演算装置8aの動作を示すフローチャートである。半導体レーザ1、フォトダイオード2、レーザドライバ4、電流−電圧変換増幅部5、フィルタ部6、計数装置7、および演算装置8aの記憶部80と2値化部81の動作は、第1の実施の形態と同じである。
FIG. 20 is a flowchart showing the operations of the
周期測定部82aは、記憶部80に格納された2値化出力D(t)の一定個数Na(Naは2以上の自然数で、例えば100)個のパルスについて、周期を測定する(図20ステップS9)。2値化出力D(t)の周期の測定方法は、例えば第1の実施の形態で説明した方法を用いればよい。周期測定部82aの測定結果は記憶部80に格納される。周期測定部82aは、このような測定を2値化出力D(t)の「1」のパルスがNa個発生する度に行う。
The
度数分布作成部83aは、2値化出力D(t)の一定個数Na個のパルスについて実施された周期測定部82aの測定結果から、周期の度数分布を作成する(図20ステップS10)。度数分布作成部83aが作成した度数分布は、記憶部80に格納される。度数分布作成部83aは、このような度数分布の作成を2値化出力D(t)の「1」のパルスがNa個発生する度に行う。
基準周期算出部84の動作は、第1の実施の形態と同様である(図20ステップS5)。
The frequency
The operation of the reference
周期和算出部88は、記憶部80に格納された周期測定部82aの測定結果から、2値化出力D(t)の一定個数Na個のパルスについて測定された周期の総和Tを算出する(図20ステップS11)。算出された周期の総和Tは、記憶部80に格納される。
The period
補正部86aは、度数分布作成部83aが作成した度数分布から、基準周期Trの0.5倍以下である階級の度数の総和Nsaと、基準周期Trの1.5倍以上である階級の度数の総和Nwaとを求め、一定個数Naを式(7)のように補正する(図20ステップS12)。補正後の値Na’は、記憶部80に格納される。補正部86aは、このような補正を2値化出力D(t)の「1」のパルスがNa個発生する度に行う。
From the frequency distribution created by the frequency
周波数算出部87aは、補正部86aが算出した補正後の値Na’と周期和算出部88が算出した周期の総和Tに基づいて、物体10の振動周波数fsigを式(8)のように算出する(図20ステップS13)。
The
その他の構成は、第1の実施の形態と同じである。こうして、本実施の形態のように、演算装置8の代わりに演算装置8aを用いる場合においても、物体10の振動周波数の測定精度を向上させることができる。
第1の実施の形態では、2値化出力D(t)の周期の度数分布と2値化出力D(t)のパルスの数とを求める時間が一定時間Tで固定されているため、周期の総和が一定時間Tと一致しない場合がある。このため、第1の実施の形態では、物体10の振動周波数に測定誤差が生じる可能性がある。
Other configurations are the same as those of the first embodiment. Thus, even when the arithmetic device 8a is used instead of the
In the first embodiment, since the time for obtaining the frequency distribution of the period of the binarized output D (t) and the number of pulses of the binarized output D (t) is fixed at a certain time T, the period May not coincide with the fixed time T. For this reason, in the first embodiment, a measurement error may occur in the vibration frequency of the
これに対して、本実施の形態では、周期和算出部88で算出される周期の総和が式(8)で用いる時間Tと等しくなるようにしたので、第1の実施の形態と同様の効果が得られるだけでなく、振動周波数の測定精度をさらに向上させることができる。
On the other hand, in the present embodiment, the total sum of the periods calculated by the period
[第3の実施の形態]
次に、本発明の第3の実施の形態について説明する。第1、第2の実施の形態では、MHP波形を含む電気信号を検出する検出手段としてフォトダイオード2と電流−電圧変換増幅部5とを用いたが、フォトダイオードを使用することなくMHP波形を抽出することも可能である。図21は本発明の第3の実施の形態に係る物理量センサの1例である振動周波数計測装置の構成を示すブロック図であり、図1と同様の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の振動周波数計測装置は、第1、第2の実施の形態のフォトダイオード2と電流−電圧変換増幅部5の代わりに、検出手段として電圧検出部11を用いるものである。
[Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. In the first and second embodiments, the
電圧検出部11は、半導体レーザ1の端子間電圧、すなわちアノード−カソード間電圧を検出して増幅する。半導体レーザ1から放射されたレーザ光と物体10からの戻り光とによって干渉が生じるとき、半導体レーザ1の端子間電圧には、MHP波形が現れる。したがって、半導体レーザ1の端子間電圧からMHP波形を抽出することが可能である。
The
フィルタ部6は、電圧検出部11の出力電圧から搬送波を除去する。振動周波数計測装置のその他の構成は、第1、第2の実施の形態と同じである。
こうして、本実施の形態では、フォトダイオードを使用することなくMHP波形を抽出することができ、第1、第2の実施の形態と比較して振動周波数計測装置の部品を削減することができ、振動周波数計測装置のコストを低減することができる。また、本実施の形態では、フォトダイオードを使用しないので、外乱光による影響を除去することができる。
The
Thus, in this embodiment, the MHP waveform can be extracted without using a photodiode, and the parts of the vibration frequency measuring device can be reduced as compared with the first and second embodiments. The cost of the vibration frequency measuring device can be reduced. In this embodiment, since no photodiode is used, the influence of disturbance light can be eliminated.
本実施の形態では、レーザドライバ4から半導体レーザ1に供給する駆動電流をレーザ発振のしきい値電流付近に制御することが好ましい。これにより、半導体レーザ1の端子間電圧からMHPを抽出することが容易になる。
In the present embodiment, it is preferable that the drive current supplied from the
なお、第1〜第3の実施の形態において少なくとも計数装置7と演算装置8,8aとは、例えばCPU、記憶装置およびインタフェースを備えたコンピュータとこれらのハードウェア資源を制御するプログラムによって実現することができる。このようなコンピュータを動作させるためのプログラムは、フレキシブルディスク、CD−ROM、DVD−ROM、メモリカードなどの記録媒体に記録された状態で提供される。CPUは、読み込んだプログラムを記憶装置に書き込み、このプログラムに従って第1〜第3の実施の形態で説明した処理を実行する。
In the first to third embodiments, at least the
なお、第1〜第3の実施の形態では、本発明の計数装置を振動周波数計測装置に適用した場合について説明したが、これに限るものではなく、本発明の計数装置は他の分野にも適用することができる。本発明の計数装置が有効な場合は、計数の対象となる信号の数が特定の物理量(第1〜第3の実施の形態の場合は半導体レーザ1と物体10との距離、および物体10の変位)と線形の関係を有し、特定の物理量が一定の場合は信号が略単一周波数となる場合である。
また、信号が単一周波数でなくても、特定の物理量が計数期間と比較して十分低い周波数で、例えば1/10以下の周波数で振動している対象物の速度のように周期分布の広がりが小さい場合も略単一周波数として本発明の計数装置は有効である。
In the first to third embodiments, the case where the counting device of the present invention is applied to a vibration frequency measuring device has been described. However, the present invention is not limited to this, and the counting device of the present invention can be applied to other fields. Can be applied. When the counting device of the present invention is effective, the number of signals to be counted is a specific physical quantity (in the case of the first to third embodiments, the distance between the
Further, even if the signal is not a single frequency, the spread of the periodic distribution such as the speed of an object oscillating at a frequency where the specific physical quantity is sufficiently lower than the counting period, for example, 1/10 or less, is possible. Is small, the counting device of the present invention is effective as a substantially single frequency.
また、第1〜第3の実施の形態では、物理量センサの例として振動周波数計測装置を挙げて説明したが、これに限るものではなく、本発明を他の物理量センサに適用してもよい。すなわち、計数装置の計数結果から物体の張力を算出してもよいし、特許文献1に開示されているように、計数装置の計数結果から物体との距離および物体の速度を算出するようにしてもよい。物理量センサが算出する物理量が様々なことから明らかなように、上記の特定の物理量と、物理量センサが算出する物理量とは同じ場合もあるが、異なる場合もある。
In the first to third embodiments, the vibration frequency measuring device is described as an example of the physical quantity sensor. However, the present invention is not limited to this, and the present invention may be applied to other physical quantity sensors. That is, the tension of the object may be calculated from the counting result of the counting device, or the distance from the object and the speed of the object may be calculated from the counting result of the counting device as disclosed in
本発明は、信号の数を数える計数装置や、計数装置を用いて干渉波形の数を測定し測定対象の物理量を求める干渉型の物理量センサに適用することができる。 The present invention can be applied to a counting device that counts the number of signals, and an interference-type physical quantity sensor that measures the number of interference waveforms by using the counting device to obtain a physical quantity to be measured.
1…半導体レーザ、2…フォトダイオード、3…レンズ、4…レーザドライバ、5…電流−電圧変換増幅部、6…フィルタ部、7…計数装置、8,8a…演算装置、9…表示装置、10…物体、11…電圧検出部、71…2値化部、72…論理積演算部、73…カウンタ、74…計数結果補正部、75…記憶部、80…記憶部、81…2値化部、82,82a…周期測定部、83,83a…度数分布作成部、84…基準周期算出部、85…カウンタ、86,86a…補正部、87,87a…周波数算出部、88…周期和算出部、740…周期測定部、741…度数分布作成部、742…代表値算出部、743…補正値算出部。
DESCRIPTION OF
Claims (6)
一定の計数期間における入力信号の数を数える信号計数手段と、
前記計数期間中の前記入力信号の周期を信号が入力される度に測定する信号周期測定手段と、
この信号周期測定手段の測定結果から前記計数期間中の信号周期の度数分布を作成する度数分布作成手段と、
前記度数分布から、階級値と度数との積が最大となる階級値を前記信号周期の代表値として求める代表値算出手段と、
前記度数分布から、前記代表値の0.5倍未満である階級の度数の総和Nsと、前記代表値の(n+0.5)倍以上(n+1.5)倍未満(nは1以上の自然数)である階級の度数の総和Nwnとを求め、これらの度数NsとNwnに基づいて前記信号計数手段の計数結果を補正する補正値算出手段とを備えることを特徴とする計数装置。 In the counting device that counts the signal having a linear relationship between the specific physical quantity and the number of signals and having a single frequency when the specific physical quantity is constant,
Signal counting means for counting the number of input signals in a certain counting period;
A signal period measuring means for measuring the period of the input signal during the counting period each time a signal is input;
Frequency distribution creating means for creating a frequency distribution of the signal period during the counting period from the measurement result of the signal period measuring means,
Representative value calculating means for obtaining, as a representative value of the signal period, a class value that maximizes the product of the class value and the frequency from the frequency distribution;
From the frequency distribution, the sum Ns of the frequencies of the class that is less than 0.5 times the representative value, and (n + 0.5) times or more (n + 1.5) times (n is a natural number of 1 or more) times the representative value. It obtains a total sum Nw n of the frequency of the class is, that a counting device, characterized in comprising a correction value calculating means for correcting the counting result of the signal counting means on the basis of the frequencies Ns and Nw n.
前記補正値算出手段は、前記信号計数手段の計数結果をN、前記代表値をT0、前記信号周期がとり得る最大値をTmaxとしたとき、補正後の計数結果N’を、
Said correction value calculating means, a count result N of the signal counting means, the representative value T0, when the maximum value of the signal cycle may take as T max, the corrected count result N ',
発振波長が連続的に単調増加する第1の発振期間と発振波長が連続的に単調減少する第2の発振期間のうち少なくとも一方が繰り返し存在するように前記半導体レーザを動作させる発振波長変調手段と、
前記半導体レーザから放射されたレーザ光と前記測定対象からの戻り光との自己結合効果によって生じる干渉波形を含む電気信号を検出する検出手段と、
この検出手段の出力信号を入力とし、前記第1の発振期間と前記第2の発振期間の各々を計数期間として、前記干渉波形の数を数える、請求項1または2記載の計数装置と、
この計数装置の計数結果から前記測定対象の物理量を求める演算手段とを備えることを特徴とする物理量センサ。 A semiconductor laser that emits laser light to the object to be measured;
Oscillation wavelength modulation means for operating the semiconductor laser so that at least one of a first oscillation period in which the oscillation wavelength continuously increases monotonously and a second oscillation period in which the oscillation wavelength continuously decreases monotonously exists ,
Detection means for detecting an electrical signal including an interference waveform generated by a self-coupling effect between the laser light emitted from the semiconductor laser and the return light from the measurement object;
3. The counting device according to claim 1, wherein an output signal of the detection unit is input, and the number of the interference waveforms is counted using each of the first oscillation period and the second oscillation period as a counting period,
A physical quantity sensor comprising: an arithmetic means for obtaining a physical quantity of the measurement object from a counting result of the counting device.
一定の計数期間における入力信号の数を数える信号計数手順と、
前記計数期間中の前記入力信号の周期を信号が入力される度に測定する信号周期測定手順と、
この信号周期測定手順の測定結果から前記計数期間中の信号周期の度数分布を作成する度数分布作成手順と、
前記度数分布から、階級値と度数との積が最大となる階級値を前記信号周期の代表値として求める代表値算出手順と、
前記度数分布から、前記代表値の0.5倍未満である階級の度数の総和Nsと、前記代表値の(n+0.5)倍以上(n+1.5)倍未満(nは1以上の自然数)である階級の度数の総和Nwnとを求め、これらの度数NsとNwnに基づいて前記信号計数手順の計数結果を補正する補正値算出手順とを備えることを特徴とする計数方法。 In the counting method of counting the signals that have a linear relationship between a specific physical quantity and the number of signals, and when the specific physical quantity is constant, the signal has a substantially single frequency.
A signal counting procedure for counting the number of input signals in a certain counting period;
A signal period measurement procedure for measuring the period of the input signal during the counting period each time a signal is input;
A frequency distribution creating procedure for creating a frequency distribution of the signal period during the counting period from the measurement result of the signal period measuring procedure;
From the frequency distribution, a representative value calculation procedure for obtaining a class value that maximizes the product of the class value and the frequency as a representative value of the signal period;
From the frequency distribution, the sum Ns of the frequencies of the class that is less than 0.5 times the representative value, and (n + 0.5) times or more (n + 1.5) times (n is a natural number of 1 or more) times the representative value. It obtains a total sum Nw n of the frequency of the class is, counting method characterized by comprising a correction value calculation procedure for correcting the counting result of the signal counting procedure on the basis of the frequencies Ns and Nw n.
前記補正値算出手順は、前記信号計数手順の計数結果をN、前記代表値をT0、前記信号周期がとり得る最大値をTmaxとしたとき、補正後の計数結果N’を、
The correction value calculation procedure, the counting result of the signal counting procedure N, the representative value T0, when the maximum value of the signal cycle may take as T max, the corrected count result N ',
前記半導体レーザから放射されたレーザ光と測定対象からの戻り光との自己結合効果によって生じる干渉波形を含む電気信号を検出する検出手順と、
この検出手順で得られた出力信号に含まれる前記干渉波形の数を、前記第1の発振期間と前記第2の発振期間の各々について数える信号抽出手順と、
この信号抽出手順の計数結果から前記測定対象の物理量を求める演算手順とを備え、
前記信号抽出手順は、前記検出手順で得られた出力信号を入力とし、前記第1の発振期間と前記第2の発振期間の各々を計数期間として、請求項4または5記載の各手順を用いることを特徴とする物理量計測方法。 An oscillation procedure for operating the semiconductor laser so that at least one of the first oscillation period in which the oscillation wavelength continuously increases monotonously and the second oscillation period in which the oscillation wavelength continuously decreases monotonously exists;
A detection procedure for detecting an electrical signal including an interference waveform caused by a self-coupling effect between laser light emitted from the semiconductor laser and return light from a measurement object;
A signal extraction procedure for counting the number of the interference waveforms included in the output signal obtained by the detection procedure for each of the first oscillation period and the second oscillation period;
A calculation procedure for obtaining the physical quantity of the measurement object from the counting result of the signal extraction procedure,
6. Each procedure according to claim 4 or 5, wherein the signal extraction procedure uses the output signal obtained by the detection procedure as an input, and uses each of the first oscillation period and the second oscillation period as a counting period. A physical quantity measuring method characterized by that.
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