JP5640783B2 - Wireless power feeding device, wireless power receiving device, and wireless power transmission system - Google Patents
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Description
本発明は、ワイヤレス給電に関し、特に、そのパワー制御に関する。 The present invention relates to wireless power feeding, and more particularly to power control thereof.
電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。 Wireless power supply technology that supplies power without a power cord is drawing attention. Current wireless power transfer technologies are (A) a type that uses electromagnetic induction (for short distance), (B) a type that uses radio waves (for long distance), and (C) a type that uses magnetic field resonance (medium distance). Can be roughly divided into three types.
電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、距離を大きくすると電力伝送効率が急激に低下してしまうため数ｃｍ程度の近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、遠距離で使えるが電力が小さいという課題がある。磁場共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の中距離でも高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。たとえば、ＥＶ（Electric Vehicle）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。ワイヤレスであるため完全に絶縁されたシステム構成が可能であり、特に、雨天時の給電に効果的であると考えられる。以下、タイプ（Ｃ）を「磁場共振型」とよぶ。 The type (A) using electromagnetic induction is generally used in household appliances such as an electric shaver. However, if the distance is increased, the power transmission efficiency is drastically reduced, so that the short distance is about several centimeters. There is a problem that can only be used in. The type (B) using radio waves can be used at a long distance, but has a problem that power is small. The type (C) using the magnetic field resonance phenomenon is a relatively new technology, and is particularly expected from the fact that high power transmission efficiency can be realized even at a middle distance of about several meters. For example, a proposal has been studied in which a receiving coil is embedded in the lower part of an EV (Electric Vehicle) and electric power is sent in a non-contact manner from a power feeding coil in the ground. Since it is wireless, a completely insulated system configuration is possible, and it is considered to be particularly effective for power supply in rainy weather. Hereinafter, the type (C) is referred to as “magnetic field resonance type”.
磁場共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースとしている（特許文献１参照）。特許文献１では、４つのコイルを用意している。これらのコイルを給電側から順に「エキサイトコイル」、「給電コイル」、「受電コイル」、「ロードコイル」とよぶことにする。エキサイトコイルと給電コイルは近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。同様に、受電コイルとロードコイルも近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。これらの距離に比べると、給電コイルから受電コイルまでの距離は「中距離」であり、比較的大きい。このシステムの目的は、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電することである。
The magnetic resonance type is based on a theory published by Massachusetts Institute of Technology in 2006 (see Patent Document 1). In
エキサイトコイルに交流電力を供給すると、電磁誘導の原理により給電コイルにも電流が流れる。給電コイルが磁場を発生させ、給電コイルと受電コイルが磁気的に共振すると、受電コイルには大きな電流が流れる。電磁誘導の原理によりロードコイルにも電流が流れ、ロードコイルと直列接続される負荷から交流電力が取り出される。磁場共振現象を利用することにより、給電コイルから受電コイルまでの距離が大きくても高い電力伝送効率を実現できる。 When AC power is supplied to the exciting coil, current also flows through the feeding coil due to the principle of electromagnetic induction. When the power feeding coil generates a magnetic field and the power feeding coil and the power receiving coil resonate magnetically, a large current flows through the power receiving coil. Due to the principle of electromagnetic induction, a current also flows through the load coil, and AC power is extracted from a load connected in series with the load coil. By using the magnetic field resonance phenomenon, high power transmission efficiency can be realized even if the distance from the feeding coil to the receiving coil is large.
本発明者は、ワイヤレス給電の利用可能性を拡げるためには、給電電力を自動制御して出力を安定させる仕組みが必要であると考える。特許文献６が開示する非接触電力伝送装置は、上記タイプ（Ａ）ではあるが、受電側の２次側ユニットが出力電圧の大きさを送電側の１次側ユニットに伝え、１次側ユニットは出力電圧に応じて給電電力を制御している。具体的には、コイルＬ４（２次側ユニット）からコイルＬ３（１次側ユニット）に、出力電圧の大きさを示す電磁波信号を送信している。 The present inventor considers that in order to expand the availability of wireless power feeding, a mechanism for automatically controlling the power feeding power and stabilizing the output is necessary. The non-contact power transmission device disclosed in Patent Document 6 is of the above type (A), but the secondary side unit on the power reception side transmits the magnitude of the output voltage to the primary side unit on the power transmission side. Controls the power supply according to the output voltage. Specifically, an electromagnetic wave signal indicating the magnitude of the output voltage is transmitted from the coil L4 (secondary unit) to the coil L3 (primary unit).
磁場共振型の場合には、給電コイルと受電コイルの間に発生する強力な電磁場が信号に大きな影響を及ぼす。このため、特許文献６の仕組みを磁場共振型にそのまま応用することはできない。なお、特許文献７では、信号磁場に対する電力磁場の影響を抑制するため、平面略８字形状や平面２重フープ形状等のコイルが提案されているが、形状が複雑であるため製造が困難となりやすい。また、通信感度を向上させるためには複数のコイルを組み合わせる必要があるため、更に、製造が困難となりやすいという欠点がある（特許文献６の段落［００２８］等参照）。 In the case of the magnetic field resonance type, a strong electromagnetic field generated between the power feeding coil and the power receiving coil greatly affects the signal. For this reason, the mechanism of Patent Document 6 cannot be applied to the magnetic field resonance type as it is. In Patent Document 7, in order to suppress the influence of the electric power magnetic field on the signal magnetic field, a coil having a plane shape of approximately 8 characters or a plane double hoop shape has been proposed. However, since the shape is complicated, manufacturing becomes difficult. Cheap. Moreover, since it is necessary to combine a plurality of coils in order to improve the communication sensitivity, there is a further disadvantage that manufacturing is likely to be difficult (see paragraph [0028] etc. of Patent Document 6).
本発明は、磁場共振型のワイヤレス給電において、給電電力を効率的に制御することを主たる目的とする。 The main object of the present invention is to efficiently control power supply in a magnetic field resonance type wireless power supply.
本発明に係るワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するための装置である。この装置は、給電コイルと、給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、交流電力の受電側から、信号周波数の大きさにより出力を示す出力信号を受信する受信コイルと、信号周波数に応じて出力信号を直流変換する信号調整回路を備える。送電制御回路は、位相差が減少するように駆動周波数を調整する。位相検出回路は、電圧位相および電流位相の双方または一方について検出された位相値を直流変換された出力信号の信号レベルに応じて事後調整する。 The wireless power feeder according to the present invention is a device for wirelessly feeding power from a power feeding coil to a power receiving coil based on a magnetic field resonance phenomenon between the power feeding coil and the power receiving coil. This device includes a power supply coil, a power transmission control circuit that supplies AC power to the power supply coil at a driving frequency, a phase detection circuit that detects a phase difference between the voltage phase and current phase of AC power, and a AC power receiving side. A receiving coil that receives an output signal that indicates an output depending on the magnitude of the signal frequency, and a signal adjustment circuit that converts the output signal into direct current according to the signal frequency. The power transmission control circuit adjusts the drive frequency so that the phase difference decreases. The phase detection circuit post-adjusts the phase value detected for both or one of the voltage phase and the current phase according to the signal level of the output signal that has been DC converted.
交流電力の電流位相と電圧位相を比較してその位相差を検出し、位相差が減少するように駆動周波数を調整すれば、共振周波数に駆動周波数を追随させることができる。この結果、共振周波数が変化しても、電力伝送効率を一定に維持しやすくなる。また、出力電圧等が変化したとき、その変化量に応じて電圧位相や電流位相を事後調整すれば、調整後の位相差に応じて駆動周波数が変化する。駆動周波数をパラメータとして給電電力をフィードバック制御できるので、出力を安定させやすくなる。 The drive frequency can be made to follow the resonance frequency by comparing the current phase and the voltage phase of the AC power, detecting the phase difference, and adjusting the drive frequency so that the phase difference is reduced. As a result, even if the resonance frequency changes, the power transmission efficiency can be easily maintained constant. Further, when the output voltage or the like changes, if the voltage phase or the current phase is adjusted afterwards according to the amount of change, the drive frequency changes according to the adjusted phase difference. Since the feed power can be feedback controlled using the drive frequency as a parameter, the output is easily stabilized.
位相検出回路は、交流電力の電圧レベルが第１の基準値となるタイミングである第１の位相値と交流電力の電流レベルが第２の基準値となるタイミングである第２の位相値を比較することにより位相差を検出し、出力信号により第１および第２の基準値の双方または一方を変更することにより第１および第２の位相値の双方または一方を事後調整してもよい。 The phase detection circuit compares the first phase value, which is the timing when the voltage level of the AC power becomes the first reference value, and the second phase value, which is the timing when the current level of the AC power becomes the second reference value. Thus, the phase difference may be detected, and both or one of the first and second phase values may be post-adjusted by changing both or one of the first and second reference values according to the output signal.
受信コイルは１回巻きのコイルであってもよい。また、受信コイルのコイル平面は給電コイルのコイル平面と略同一であってもよい。 The receiving coil may be a one-turn coil. Further, the coil plane of the receiving coil may be substantially the same as the coil plane of the feeding coil.
信号調整回路は、受信コイルにおいて検出される交流電圧から、バンドパスフィルタを介して出力信号成分を抽出してもよい。 The signal adjustment circuit may extract an output signal component from an AC voltage detected in the receiving coil via a band pass filter.
送電制御回路は、給電側の回路要素とは実質的に非共振の状態の給電コイルから、受電コイルに交流電力を給電させてもよい。ここでいう「実質的に非共振」とは、給電コイルの共振をワイヤレス給電の必須構成要件としないことを意味する。給電コイルがなんらかの回路要素と偶発的に共振することまでも排除する意味ではない。給電コイルが、給電側の回路要素とは受電コイルの共振周波数を共振点とする共振回路を形成しない構成であってもよい。給電コイルに対して直列または並列にキャパシタが挿入されない構成であってもよい。 The power transmission control circuit may feed AC power to the power receiving coil from a power feeding coil that is substantially non-resonant with a circuit element on the power feeding side. Here, “substantially non-resonant” means that resonance of the power feeding coil is not an essential component for wireless power feeding. It does not mean that the feeding coil accidentally resonates with some circuit element. The power supply coil may be configured not to form a resonance circuit whose resonance point is the resonance frequency of the power reception coil with the circuit element on the power supply side. A configuration in which a capacitor is not inserted in series or in parallel with the power feeding coil may be employed.
本発明に係るワイヤレス受電装置は、上述のワイヤレス給電装置からワイヤレス給電される交流電力を受電コイルにて受電する装置である。この装置は、受電コイルとキャパシタを含む受電コイル回路と、受電コイルと磁気結合することにより受電コイルから交流電力を受電するロードコイルとロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、ロード回路の一部に印加される出力電圧を信号周波数により示す出力信号を生成する信号生成回路と、出力信号をワイヤレス給電装置に送信する送信コイルを備える。 A wireless power receiving device according to the present invention is a device that receives AC power wirelessly fed from the above-described wireless power feeding device using a power receiving coil. This device includes a power receiving coil circuit including a power receiving coil and a capacitor, a load circuit including a load coil that receives AC power from the power receiving coil by magnetic coupling with the power receiving coil, and a load that is supplied with power from the load coil; A signal generation circuit that generates an output signal indicating an output voltage applied to a part of the load circuit by a signal frequency, and a transmission coil that transmits the output signal to the wireless power feeder.
信号生成回路は、出力電圧と基準電圧の差分値を信号周波数により示す信号として、出力信号を生成してもよい。 The signal generation circuit may generate the output signal as a signal indicating a difference value between the output voltage and the reference voltage by a signal frequency.
送信コイルは１回巻きのコイルであってもよい。また、送信コイルのコイル平面は、受電コイルのコイル平面と略同一であってもよい。 The transmission coil may be a one-turn coil. The coil plane of the transmission coil may be substantially the same as the coil plane of the power receiving coil.
本発明に係るワイヤレス電力伝送システムは、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するためのシステムである。このシステムは、給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、受電コイルと磁気結合することにより受電コイルから交流電力を受電するロードコイルとロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、ロード回路の一部に印加される出力電圧を信号周波数により示す出力信号を生成する信号生成回路と、生成された出力信号を給電側に送信する送信コイルと、送信された出力信号を受信する受信コイルと、信号周波数に応じて、受信された出力信号を直流変換する信号調整回路と、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路を備える。
送電制御回路は、位相差が減少するように駆動周波数を調整する。位相検出回路は、電圧位相および電流位相の双方または一方について検出された位相値を直流変換された出力信号の信号レベルに応じて事後調整する。
The wireless power transmission system according to the present invention is a system for wirelessly feeding power from a power feeding coil to a power receiving coil based on a magnetic field resonance phenomenon between the power feeding coil and the power receiving coil. This system includes a power transmission control circuit that supplies AC power to a power feeding coil at a driving frequency, a load coil that receives AC power from a power receiving coil by being magnetically coupled to the power receiving coil, and a load that is supplied with power from the load coil. Including a load circuit, a signal generation circuit for generating an output signal indicating an output voltage applied to a part of the load circuit by a signal frequency, a transmission coil for transmitting the generated output signal to the power feeding side, and A receiving coil that receives the output signal, a signal adjustment circuit that converts the received output signal into DC according to the signal frequency, and a phase detection circuit that detects the phase difference between the voltage phase and the current phase of AC power are provided.
The power transmission control circuit adjusts the drive frequency so that the phase difference decreases. The phase detection circuit post-adjusts the phase value detected for both or one of the voltage phase and the current phase according to the signal level of the output signal that has been DC converted.
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。 It should be noted that any combination of the above-described constituent elements and a representation of the present invention converted between a method, an apparatus, a system, and the like are also effective as an aspect of the present invention.
本発明によれば、磁場共振型のワイヤレス給電において、給電電力を効率的に制御しやすくなる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, in magnetic field resonance type wireless electric power feeding, it becomes easy to control electric power feeding efficiently.
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
［第１実施形態］
図１は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００の原理図である。第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、ワイヤレス給電装置１１６とワイヤレス受電装置１１８を含む。ワイヤレス給電装置１１６は給電ＬＣ共振回路３００を含む。ワイヤレス受電装置１１８は、受電コイル回路１３０とロード回路１４０を含む。そして、受電コイル回路１３０により受電ＬＣ共振回路３０２が形成される。
[First Embodiment]
FIG. 1 is a principle diagram of a wireless
給電ＬＣ共振回路３００は、キャパシタＣ２と給電コイルＬ２を含む。受電ＬＣ共振回路３０２は、キャパシタＣ３と受電コイルＬ３を含む。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の磁場結合を無視できるほど両者が充分に離れた状態において給電ＬＣ共振回路３００および受電ＬＣ共振回路３０２それぞれの共振周波数が同一となるように、キャパシタＣ２、給電コイルＬ２、キャパシタＣ３、受電コイルＬ３が設定される。この共通の共振周波数をｆｒ０とする。
The feeding
給電コイルＬ２と受電コイルＬ３を充分に磁場結合できる程度に近づけた状態では、給電ＬＣ共振回路３００、受電ＬＣ共振回路３０２およびその間に発生する相互インダクタンスにより新たな共振回路が形成される。この新共振回路は、相互インダクタンスの影響により２つの共振周波数ｆｒ１、ｆｒ２を有する（ｆｒ１＜ｆｒ０＜ｆｒ２）。ワイヤレス給電装置１１６が、給電源ＶＧから共振周波数ｆｒ１にて交流電力を給電ＬＣ共振回路３００に供給すると、新共振回路の一部である給電ＬＣ共振回路３００は共振点１（共振周波数ｆｒ１）で共振する。給電ＬＣ共振回路３００が共振すると、給電コイルＬ２は共振周波数ｆｒ１の交流磁場を発生させる。同じく新共振回路の一部である受電ＬＣ共振回路３０２もこの交流磁場により共振する。給電ＬＣ共振回路３００と受電ＬＣ共振回路３０２が同一の共振周波数ｆｒ１にて共振するとき、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３に最大の電力伝送効率にてワイヤレス給電がなされる。ワイヤレス受電装置１１８の負荷ＬＤから受電電力が出力電力として取り出される。なお、新共振回路は、共振点１（共振周波数ｆｒ１）だけでなく共振点２（共振周波数ｆｒ２）でも共振可能である。
In a state in which the feeding coil L2 and the receiving coil L3 are close enough to be sufficiently magnetically coupled, a new resonance circuit is formed by the feeding
図２は、ワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１００は、ワイヤレス給電装置１１６とワイヤレス受電装置１１８を含む。ワイヤレス給電装置１１６は、基本構成として、送電制御回路２００、給電コイル回路１２０、信号調整回路１１２、位相検出回路１１４を含む。ワイヤレス受電装置１１８は、基本構成として、受電コイル回路１３０、ロード回路１４０および信号生成回路１２２を含む。本実施形態におけるワイヤレス給電装置１１６は、エキサイトコイルを介さずに、給電コイルＬ２を直接駆動する構成となっている。
FIG. 2 is a system configuration diagram of the wireless
給電コイル回路１２０が有する給電コイルＬ２と、受電コイル回路１３０が有する受電コイルＬ３の間には０．２〜１．０ｍ程度の距離（以下、「コイル間距離」とよぶ）がある。ワイヤレス電力伝送システム１００の主目的は、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３にワイヤレスにて交流電力を送ることである。本実施形態においては共振周波数ｆｒ１＝１００ｋＨｚであるとして説明する。なお、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、たとえば、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）周波数帯のような高周波数帯にて動作させることも可能である。低周波数帯には、スイッチングトランジスタ（後述）のコストおよびスイッチング損失を抑制しやすい、電波法の規制が緩いといったメリットがある。
There is a distance of about 0.2 to 1.0 m (hereinafter referred to as “inter-coil distance”) between the feeding coil L2 included in the
給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ２とキャパシタＣ２、トランスＴ２二次コイルＬｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬｉは、トランスＴ２一次コイルＬｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により送電制御回路２００から交流電力を供給される。電源電圧が大きいときには、送電制御回路２００には大きな電流が流れる可能性がある。そこで、トランスＴ２では、トランスＴ２二次コイルＬｂの巻き数＞トランスＴ２二次コイルＬｉの巻き数となるように設定されている。
The feeding
給電コイルＬ２の巻き数は７回、導体直径は５ｍｍ、給電コイルＬ２自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。給電コイルＬ２とキャパシタＣ２それぞれの値は、給電コイル回路１２０の共振周波数ｆｒ１が１００ｋＨｚとなるように設定される。図２では、わかりやすさのため、給電コイルＬ２を円形に描いている。他のコイルについても同様である。図２に示す各コイルの材質はいずれも銅である。給電コイル回路１２０には交流電流Ｉ２が流れる。
The number of turns of the feeding coil L2 is seven, the conductor diameter is 5 mm, and the shape of the feeding coil L2 itself is a square of 280 mm × 280 mm. The values of the feeding coil L2 and the capacitor C2 are set so that the resonance frequency fr1 of the feeding
受電コイル回路１３０は、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３が直列接続された回路である。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は互いに向かい合っている。受電コイルＬ３の巻き数は７回、導体直径は５ｍｍ、受電コイルＬ３自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。受電コイル回路１３０の共振周波数ｆｒ１も１００ｋＨｚとなるように、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３それぞれの値が設定されている。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は同一形状である必要はない。給電コイルＬ２が共振周波数ｆｒ１＝１００ｋＨｚにて磁界を発生させると、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は磁気的に共振し、受電コイル回路１３０にも交流電流Ｉ３が流れる。
The power
ロード回路１４０は、ロードコイルＬ４が整流回路１２４と計測回路１２６を介して負荷ＬＤと接続される回路である。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は互いに向かい合っている。本実施形態においては、受電コイルＬ３のコイル平面とロードコイルＬ４のコイル平面は略同一である。このため、受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は電磁的に強く結合している。ロードコイルＬ４の巻き数は１回、導体直径は５ｍｍ、ロードコイルＬ４自体の形状は３００ｍｍ×３００ｍｍの正方形である。受電コイルＬ３に電流Ｉ３が流れることにより、ロード回路１４０に起電力が発生し、ロード回路１４０に交流電流Ｉ４が流れる。交流電流Ｉ４は整流回路１２４により直流電流に整流される。一部は計測回路１２６を流れるが、大部分は直流電流Ｉ５として負荷ＬＤを流れる。整流回路１２４は、ダイオードＤ１とキャパシタＣ５により構成される一般的な回路である。計測回路１２６については後述する。
The
ワイヤレス給電装置１１６の給電コイルＬ２から送電された交流電力は、ワイヤレス受電装置１１８の受電コイルＬ３により受電され、負荷ＬＤから直流電力として取り出される。負荷ＬＤに印加される電圧を「負荷電圧Ｖ５」とよぶ。
The AC power transmitted from the power feeding coil L2 of the wireless
負荷ＬＤを受電コイル回路１３０に直接接続すると、受電コイル回路１３０のＱ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路１３０と電力取り出し用のロード回路１４０を分離している。電力伝送効率を高めるためには、給電コイルＬ２、受電コイルＬ３およびロードコイルＬ４の中心線を揃えることが好ましい。
When the load LD is directly connected to the power receiving
計測回路１２６は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、制御電源ＶＳおよびコンパレータ１３２を含む。負荷電圧Ｖ５は、抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧される。抵抗Ｒ２の両端に印加される電圧を「出力電圧」とよぶ。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点Ｆの電位は「計測電位」としてコンパレータ１３２の負極端子に入力される。コンパレータ１３２の正極端子には制御電源ＶＳが接続される。制御電源ＶＳによる正極端子の入力電位を「基準電位」とよぶ。
The
コンパレータ１３２は、計測電位と基準電位の差分（以下、「補正電圧」とよぶ）を増幅し、その増幅後の値をＴ０信号として出力する。Ｔ０信号は直流電圧信号であり、補正電圧の大きさを示す。いいかえれば、Ｔ０信号は負荷電圧Ｖ５の変化量を示す信号である。詳しくは後述するが、ワイヤレス電力伝送システム１００は、この補正電圧が所定値となるように給電電力を制御することにより、出力電圧（負荷電圧Ｖ５）を安定させている。本実施形態においては負荷電圧Ｖ５が目標値の２４（Ｖ）となるとき、補正電圧が２．５（Ｖ）となるように抵抗Ｒ１、Ｒ２および基準電位を設定する。制御電源ＶＳは、可変直流電圧源であり任意に電圧調整可能である。
The
信号生成回路１２２は、直流電圧信号のＴ０信号を交流電圧信号のＴ４信号に変換する。Ｔ４信号は、出力電圧の大きさを示す「出力信号」であり、オペアンプ１１０により増幅されたあと、送信コイルＬ６から受信コイルＬ５にＴ１１信号として送信される。Ｔ１１信号により、給電側は補正電圧の大きさを認識できる。信号生成回路１２２の回路構成および処理内容は、図７、図８、図９に関連して後述する。
The
次に、送電制御回路２００の構成を説明する。まず、ゲート駆動用トランスＴ１の一次側にＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）２０２が接続される。ＶＣＯ２０２は、駆動周波数ｆｏの交流電圧ＶＯを発生させる「オシレータ」として機能する。交流電圧ＶＯの波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波（デジタル波形）であるとして説明する。交流電圧ＶＯにより、トランスＴ１一次コイルＬｈには正負両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬｈとトランスＴ１二次コイルＬｆ、トランスＴ１二次コイルＬｇはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬｆとトランスＴ１二次コイルＬｇにも正負の両方向に交互に電流が流れる。
Next, the configuration of the power
本実施形態におけるＶＣＯ２０２は、モトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニットを利用している。ＶＣＯ２０２は、位相比較回路１５０から出力される位相差指示電圧ＳＣ（後述）に基づいて駆動周波数ｆｏを動的に変化させる機能も備える。
The
駆動周波数ｆｏの最小値はｆｏ１＝１０１ｋＨｚ、最大値はｆｏ２＝１１０ｋＨｚであるとして説明する。位相差指示電圧ＳＣの適正範囲は、１．０〜４．０（Ｖ）である。位相差指示電圧ＳＣと駆動周波数ｆｏは正比例する。すなわち、位相差指示電圧ＳＣ＝１．０（Ｖ）のとき駆動周波数ｆｏ＝ｆｏ１＝１０１ｋＨｚであり、ＳＣ＝４．０（Ｖ）のときｆｏ＝ｆｏ２＝１１０ｋＨｚとなる。 The description will be made assuming that the minimum value of the drive frequency fo is fo1 = 101 kHz and the maximum value is fo2 = 110 kHz. The appropriate range of the phase difference indicating voltage SC is 1.0 to 4.0 (V). The phase difference indicating voltage SC and the drive frequency fo are directly proportional. That is, when the phase difference indicating voltage SC = 1.0 (V), the drive frequency fo = fo1 = 101 kHz, and when SC = 4.0 (V), fo = fo2 = 110 kHz.
送電制御回路２００の電源となるのは、直流電源ＶＤＤにより充電されるキャパシタＣＡ、ＣＢである。キャパシタＣＡは図２に示す点Ｃと点Ｅの間、キャパシタＣＢは点Ｅと点Ｄの間に設けられる。キャパシタＣＡの電圧（ＣＥ間の電圧）をＶＡ、キャパシタＣＢの電圧（ＥＤ間の電圧）をＶＢとすると、ＶＡ＋ＶＢ（ＣＤ間の電圧）が入力電圧となる。キャパシタＣＡおよびＣＢは直流電圧源として機能する。
The power sources of the power
トランスＴ１二次コイルＬｆの一端は、スイッチングトランジスタＱ１のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ１のソースと接続される。トランスＴ１二次コイルＬｇの一端は、別のスイッチングトランジスタＱ２のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ２のソースと接続される。ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆｏにて交流電圧ＶＯを発生させると、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が駆動周波数ｆｏにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は駆動周波数ｆｏにて交互にオン・オフする。スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は同一特性のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるが、バイポーラ・トランジスタなど他のトランジスタでもよい。トランジスタの代わりにリレースイッチ等、他のスイッチを用いてもよい。 One end of the transformer T1 secondary coil Lf is connected to the gate of the switching transistor Q 1, and the other end is connected to the source of a switching transistor Q 1. One end of the transformer T1 secondary coil Lg is connected to the other gate of the switching transistor Q 2, the other end is connected to the source of a switching transistor Q 2. When VCO202 generates AC voltage VO at drive frequency fo, to the gates of the switching transistors Q 1, a switching transistor Q 2, voltage Vx (Vx> 0) is alternately applied at the drive frequency fo. Therefore, the switching transistor Q 1, a switching transistor Q 2 is turned on and off alternately at the drive frequency fo. While the switching transistor Q 1, a switching transistor Q 2 is an enhancement-type MOSFET having the same characteristics (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) , it may be other transistors such as a bipolar transistor. Other switches such as a relay switch may be used instead of the transistor.
スイッチングトランジスタＱ１のドレインは、キャパシタＣＡの正極に接続される。キャパシタＣＡの負極は、トランスＴ２一次コイルＬｂを介してスイッチングトランジスタＱ１のソースに接続される。スイッチングトランジスタＱ２のソースは、キャパシタＣＢの負極に接続される。キャパシタＣＢの正極は、トランスＴ２一次コイルＬｂを介して、スイッチングトランジスタＱ２のドレインに接続される。 The drain of the switching transistor Q 1 is, is connected to the positive electrode of the capacitor CA. The negative electrode of the capacitor CA is connected to the source of the switching transistor Q 1 via the transformer T2 primary coil Lb. The source of the switching transistor Q 2 are connected to the negative electrode of the capacitor CB. The positive electrode of the capacitor CB through the transformer T2 primary coil Lb, is connected to the drain of the switching transistor Q 2.
スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ２とよぶ。また、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ２とする。ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、ＩＤＳ２については、同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。 The switching transistor to Q 1 source-drain voltage source-drain voltage V DS1 of, referred to as a switching transistor Q source-drain voltage V DS2 a voltage between the source and drain of 2. Further, the switching transistor to Q 1 source the current flowing between drain source drain current I DS1, the switching transistor Q 2 of the source-drain source-drain current the current flowing through the I DS2. For the source / drain currents I DS1 and I DS2 , the direction indicated by the arrow in the figure is the positive direction, and the opposite direction is the negative direction.
スイッチングトランジスタＱ１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路（以下、「第１電流経路」とよぶ）は、キャパシタＣＡの正極から点Ｃ、スイッチングトランジスタＱ１、トランスＴ２一次コイルＬｂ、点Ｅを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ１は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。 When the switching transistor Q 1 is turned conductive (ON), the switching transistor Q 2 is turned non-conductive (OFF). The main current path at this time (hereinafter referred to as “first current path”) returns from the positive electrode of the capacitor CA to the negative electrode via the point C, the switching transistor Q 1 , the transformer T2 primary coil Lb, and the point E. It becomes a route. The switching transistor Q 1 is, functions as a switch for controlling conduction and non-conduction of the first current path.
スイッチングトランジスタＱ２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路（以下、「第２電流経路」とよぶ）は、キャパシタＣＢの正極から点Ｅ、トランスＴ２一次コイルＬｂ、スイッチングトランジスタＱ２、点Ｄを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ２は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。 When the switching transistor Q 2 is turned conductive (ON), the switching transistor Q 1 is turned non-conductive (OFF). The main current path at this time (hereinafter referred to as “second current path”) returns from the positive electrode of the capacitor CB to the negative electrode via the point E, the transformer T2 primary coil Lb, the switching transistor Q 2 , and the point D. It becomes a route. The switching transistor Q 2 is, functions as a switch for controlling conduction and non-conduction of the second current path.
送電制御回路２００においてトランスＴ２一次コイルＬｂを流れる電流を「電流ＩＳ」とよぶ。電流ＩＳは交流電流であり、第１電流経路を流れるときを正方向、第２電流経路を流れるときを負方向とよぶ。
In the power
ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆｏにて交流電圧ＶＯを供給すると、第１電流経路と第２電流経路が駆動周波数ｆｏにて交互に切り替わる。駆動周波数ｆｏの交流電流ＩＳがトランスＴ２一次コイルＬｂを流れるため、給電コイル回路１２０にも駆動周波数ｆｏにて交流電流Ｉ２が流れる。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１に近いほど、電力伝送効率は高くなる。駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒ１であれば、給電コイル回路１２０の給電コイルＬ２とキャパシタＣ２は共振状態となる。受電コイル回路１３０も共振周波数ｆｒ１の共振回路の一部であるから、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は磁気的に共振する。このとき、電力伝送効率は最大となる。
When the
ただし、本実施形態の場合、駆動周波数ｆｏの動作範囲には共振周波数ｆｒ１は含まれないため、電力伝送効率が最大となることはない。これは電力伝送効率を最大化するよりも、負荷電圧Ｖ５の安定を優先しているためである。負荷電圧Ｖ５の変化は補正電圧により検出できるため、ワイヤレス給電装置１１６は補正電圧がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを自動調整する。詳細については後述する。
However, in the case of the present embodiment, the resonance frequency fr1 is not included in the operating range of the drive frequency fo, so that the power transmission efficiency does not become maximum. This is because the stability of the load voltage V5 is given priority over maximizing the power transmission efficiency. Since the change in the load voltage V5 can be detected by the correction voltage, the
共振周波数ｆｒ１は、給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０の使用状態や使用環境によって微妙に変化する。給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０を交換した場合にも共振周波数ｆｒ１は変化する。あるいは、キャパシタＣ２やキャパシタＣ３の静電容量を可変とすることにより共振周波数ｆｒ１を積極的に変化させたい場合もあるかもしれない。また、本発明者の実験により、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３のコイル間距離をある程度近づけると共振周波数ｆｒ１が低下し始めることがわかっている。共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏの差が変化すると電力伝送効率が変化する。電力伝送効率が変化すると、負荷電圧Ｖ５が変化する。したがって、負荷電圧Ｖ５を安定させるためには、共振周波数ｆｒ１が変化したときでも、共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏの差を一定に保つ必要がある。
The resonance frequency fr1 slightly changes depending on the use state and use environment of the power
給電コイル回路１２０には検出コイルＬＳＳが設けられる。検出コイルＬＳＳは、貫通孔を有するコア１５４（トロイダルコア）にＮＳ回巻き付けられたコイルである。コア１５４の材質はフェライト、珪素鋼板、パーマロイ（permalloy）等の既知材料である。本実施形態における検出コイルＬＳＳの巻き数ＮＳは１００回である。
Detection coil L SS is provided on the
給電コイル回路１２０の電流経路の一部もコア１５４の貫通孔を貫通している。これは、コア１５４に対する給電コイル回路１２０の巻き数ＮＰが１回であることを意味する。このような構成により、検出コイルＬＳＳと給電コイルＬ２は結合トランスを形成する。給電コイルＬ２の交流電流Ｉ２が発生させる交流磁界により、検出コイルＬＳＳには同相の誘導電流ＩＳＳが流れる。等アンペア・ターンの法則により、誘導電流ＩＳＳの大きさは、Ｉ２・（ＮＰ／ＮＳ）となる。
A part of the current path of the feeding
検出コイルＬＳＳの両端には抵抗Ｒ４が接続される。抵抗Ｒ４の一端Ｂは接地され、他端Ａはオペアンプ１４２等を介して位相比較回路１５０に接続される。
Resistor R4 is connected to both ends of the detection coil L SS. One end B of the resistor R4 is grounded, and the other end A is connected to the
電位ＶＳＳは、オペアンプ１４２とダイオードＤ２によって２値化され、Ｓ１信号となる。オペアンプ１４２は電位ＶＳＳが第１の閾値、たとえば、０．１（Ｖ）より大きくなると飽和電圧３．０（Ｖ）を出力し、第２の閾値、たとえば、−０．１（Ｖ）より小さくなると飽和電圧−３．０（Ｖ）を出力する。ダイオードＤ２によって負成分をカットすることにより、電位ＶＳＳはデジタル波形のＳ１信号に変換される。電流Ｉ２と誘導電流ＩＳＳは同相であり、誘導電流ＩＳＳと電位ＶＳＳは同相である。また、送電制御回路２００を流れる交流電流ＩＳは電流Ｉ２と同相である。したがって、Ｓ１信号の波形を観察することにより交流電流ＩＳの電流位相を計測できる。
The potential VSS is binarized by the
共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏが一致するときには電流位相と電圧位相も一致する。共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏのずれは、電流位相と電圧位相の位相差から計測できる。本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、この位相差に基づいて、共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏのずれを計測することにより、共振周波数ｆｒ１の変化に対して駆動周波数ｆｏを自動的に追随させる。
When the resonance frequency fr1 and the drive frequency fo coincide, the current phase and the voltage phase also coincide. The deviation between the resonance frequency fr1 and the drive frequency fo can be measured from the phase difference between the current phase and the voltage phase. The wireless
位相検出回路１１４は、電圧整形回路１４４、位相比較回路１５０およびローパスフィルタ１５２を含む。ローパスフィルタ１５２は、既知の回路であり、位相差指示電圧ＳＣの高周波数成分をカットするために挿入される。本実施形態における位相比較回路１５０は、ＶＣＯ２０２と同じくモトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニット（Phase Comparator）を利用している。したがって、位相比較回路１５０とＶＣＯ２０２は、ワンチップにて実現可能である。
The
電流位相を示すＳ１信号は位相比較回路１５０に入力される。また、ＶＣＯ２０２が発生させる交流電圧ＶＯは、電圧整形回路１４４によりその電圧波形を整形されたあと（後述）、電圧位相を示すＴ８信号として位相比較回路１５０に入力される。位相比較回路１５０は、Ｓ１、Ｔ８信号から電流位相と電圧位相のずれ（位相差）を検出し、位相差の大きさを示す位相差指示電圧ＳＣを生成する。位相差の検出により、共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏのずれの大きさを検出する。位相差指示電圧ＳＣにしたがって駆動周波数ｆｏを制御することにより、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１の位相差を一定に保つことができる。
The S1 signal indicating the current phase is input to the
たとえば、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１が乖離すると位相差が大きくなるため、位相比較回路１５０はこの位相差を小さくするように位相差指示電圧ＳＣを発生させればよい。したがって、共振周波数ｆｒ１が変化しても、電力伝送効率を一定に保ち、負荷電圧Ｖ５を安定させることができる。電圧整形回路１４４および信号調整回路１１２の回路構成については図１１、Ｓ１信号とＴ８信号の関係については図１５に関連して後に詳述する。
For example, since the phase difference increases when the drive frequency fo and the resonance frequency fr1 deviate, the
なお、トランスＴ１一次コイルＬｈの両端に抵抗を並列接続し、交流電圧ＶＯを分圧してＳ２信号としてもよい。分圧により、ＶＣＯ２０２の発生させる交流電圧ＶＯが大きい場合でも、扱いやすい電圧に降圧できる。ソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１、ＶＤＳ２や、ソース・ゲート電圧ＶＧＳ１、ＶＧＳ２などから電圧位相を計測してもよい。
A resistor may be connected in parallel to both ends of the transformer T1 primary coil Lh, and the AC voltage VO may be divided into the S2 signal. Even if the AC voltage VO generated by the
また、たとえ共振周波数ｆｒ１が一定であっても、負荷電圧Ｖ５が変化することがある。たとえば、負荷ＬＤが可変抵抗器であるときや負荷ＬＤ自体を取り替えたときに負荷電圧Ｖ５は変化する。本実施形態では、負荷電圧Ｖ５の変化を補正電圧の変化として検出し、補正電圧がゼロとなるように駆動周波数ｆｏを自動調整することにより、負荷電圧Ｖ５を安定させる。 Further, even if the resonance frequency fr1 is constant, the load voltage V5 may change. For example, the load voltage V5 changes when the load LD is a variable resistor or when the load LD itself is replaced. In the present embodiment, a change in the load voltage V5 is detected as a change in the correction voltage, and the drive frequency fo is automatically adjusted so that the correction voltage becomes zero, thereby stabilizing the load voltage V5.
補正電圧の大きさは、Ｔ１１信号（交流磁場信号）として、送信コイルＬ６から受信コイルＬ５に伝達される。受信コイルＬ５は、交流磁場信号であるＴ１１信号を交流電圧信号Ｔ５として検出し、信号調整回路１１２に供給する。信号調整回路１１２は、交流電圧信号Ｔ５を直流電圧信号Ｔ６に変換する。Ｔ６信号の信号レベルと負荷電圧Ｖ５には正相関関係がある。Ｔ５信号からＴ６信号への変換過程については、図１３に関連して後に詳述する。
The magnitude of the correction voltage is transmitted from the transmission coil L6 to the reception coil L5 as a T11 signal (AC magnetic field signal). The receiving coil L5 detects the T11 signal, which is an AC magnetic field signal, as an AC voltage signal T5 and supplies it to the
コンパレータ１２８の正極端子には電圧整形回路１４４から出力されるＴ７信号（電圧位相）が入力され、負極端子には信号調整回路１１２から出力されるＴ６信号（補正電圧を示す信号）が入力される。コンパレータ１２８により、Ｔ７信号はＴ６信号により位相調整され、補正電圧位相としてのＴ８信号（交流電圧信号）が出力される。
The T7 signal (voltage phase) output from the
負荷電圧Ｖ５が所望値である２４（Ｖ）のとき、すなわち、補正電圧が２．５（Ｖ）のとき、Ｔ６信号は所定値（以下、「平衡値」とよぶ）となる。Ｔ８信号の位相は平衡値により補正され、Ｔ７信号の位相よりも遅れる。位相比較回路１５０は、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差をＳ１信号とＴ８信号（＝Ｔ７信号）に基づいて検出し、位相差指示電圧ＳＣを出力する。ＶＣＯ２０２は、位相差指示電圧ＳＣに基づいて、駆動周波数ｆｏを調整する。より具体的には、ＶＣＯ２０２は交流電圧ＶＯのパルス幅を変化させることにより、駆動周波数ｆｏを変化させる。
When the load voltage V5 is a desired value of 24 (V), that is, when the correction voltage is 2.5 (V), the T6 signal has a predetermined value (hereinafter referred to as “balanced value”). The phase of the T8 signal is corrected by the equilibrium value and is delayed from the phase of the T7 signal. The
補正電圧が２．５（Ｖ）でないときにも、位相比較回路１５０は、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差をＳ１信号とＴ８信号に基づいて検出し、位相差指示電圧ＳＣを出力する。補正電圧が２．５（Ｖ）よりも高いときには、Ｔ８信号の位相は更に遅れる。一方、補正電圧が２．５（Ｖ）よりも低いときには、Ｔ８信号の位相は進む。いずれにしても、Ｔ８信号は、Ｔ７信号をＴ６信号に応じて位相調整した信号であるため、実際の電圧位相を示す信号ではない。補正電圧に基づく調整ロジックについては、図１５に関連して更に詳述する。
Even when the correction voltage is not 2.5 (V), the
図３は、各コイルの構造図である。まず、給電側においては、実際には、給電コイルＬ２の内側に受信コイルＬ５が収められている。いいかえれば、給電コイルＬ２のコイル平面と受信コイルＬ５のコイル平面は一致している。給電コイルＬ２は受電コイルＬ３に向けて給電電力を送出するためのコイルであり、受信コイルＬ５は送信コイルＬ６からＴ１１信号を受信するためのコイルである。受信コイルＬ５の巻き数は１回、導体直径は５ｍｍ、受信コイルＬ５自体の形状は２６０ｍｍ×２６０ｍｍの正方形である。 FIG. 3 is a structural diagram of each coil. First, on the power feeding side, the receiving coil L5 is actually housed inside the power feeding coil L2. In other words, the coil plane of the feeding coil L2 and the coil plane of the receiving coil L5 coincide. The feeding coil L2 is a coil for sending feeding power toward the receiving coil L3, and the receiving coil L5 is a coil for receiving the T11 signal from the sending coil L6. The number of turns of the receiving coil L5 is one, the conductor diameter is 5 mm, and the shape of the receiving coil L5 itself is a square of 260 mm × 260 mm.
受電側においては、受電コイルＬ３の内側に送信コイルＬ６が収められる。また、受電コイルＬ３の外側にロードコイルＬ４が設置される。すなわち、受電コイルＬ３、ロードコイルＬ４、送信コイルＬ６のコイル平面は同一である。受電コイルＬ３は給電電力を受電するためのコイルであり、送信コイルＬ６はＴ１１信号を送信するためのコイルである。送信コイルＬ６の巻き数は１回、導体直径は５ｍｍ、送信コイルＬ６自体の形状は２６０ｍｍ×２６０ｍｍの正方形である。 On the power reception side, the transmission coil L6 is housed inside the power reception coil L3. A load coil L4 is installed outside the power receiving coil L3. That is, the coil planes of the power reception coil L3, the load coil L4, and the transmission coil L6 are the same. The receiving coil L3 is a coil for receiving the supplied power, and the transmitting coil L6 is a coil for transmitting the T11 signal. The number of turns of the transmission coil L6 is 1, the conductor diameter is 5 mm, and the shape of the transmission coil L6 itself is a square of 260 mm × 260 mm.
このように、本実施形態においては、給電コイルＬ２、受信コイルＬ５、ロードコイルＬ４、受電コイルＬ３、送信コイルＬ６は互いに中心軸が一致している。受信コイルＬ５は形状が単純であり、給電コイルＬ２と一体的かつコンパクトに形成できる。同様に、送信コイルＬ６も形状が単純であり、受電コイルＬ３やロードコイルＬ４と一体的かつコンパクトに形成できる。 Thus, in the present embodiment, the central axes of the power feeding coil L2, the receiving coil L5, the load coil L4, the power receiving coil L3, and the transmitting coil L6 coincide with each other. The receiving coil L5 has a simple shape and can be formed integrally and compactly with the feeding coil L2. Similarly, the transmitting coil L6 has a simple shape and can be formed integrally and compactly with the power receiving coil L3 and the load coil L4.
図４は、負荷電流Ｉ５と負荷電圧Ｖ５の関係を示すグラフである。横軸は負荷ＬＤを流れる負荷電流Ｉ５（直流）の大きさを示し、縦軸は負荷電圧Ｖ５を示す。非調整時特性１３４は、補正電圧に基づく調整をしない場合の電流・電圧特性を示す。非調整時特性１３４の場合、負荷ＬＤが大きくなると負荷電流Ｉ５は減少し、負荷電圧Ｖ５は増加する。反対に負荷ＬＤが小さくなると負荷電流Ｉ５は増加し、負荷電圧Ｖ５は減少する。このように、給電電力が一定であっても負荷ＬＤを変更すると負荷電圧Ｖ５も変化する。 FIG. 4 is a graph showing the relationship between the load current I5 and the load voltage V5. The horizontal axis indicates the magnitude of the load current I5 (direct current) flowing through the load LD, and the vertical axis indicates the load voltage V5. The non-adjustment characteristic 134 indicates a current / voltage characteristic when the adjustment based on the correction voltage is not performed. In the case of the non-adjustment characteristic 134, when the load LD increases, the load current I5 decreases and the load voltage V5 increases. Conversely, when the load LD becomes smaller, the load current I5 increases and the load voltage V5 decreases. In this way, even if the supplied power is constant, when the load LD is changed, the load voltage V5 also changes.
非調整時特性１３４の場合、負荷電流Ｉ５が０（Ａ）のときには、負荷電圧Ｖ５が６０（Ｖ）程度まで上昇する可能性があり、場合によっては負荷ＬＤの定格値を超えてしまう可能性がある。 In the case of the non-adjustment characteristic 134, when the load current I5 is 0 (A), the load voltage V5 may increase to about 60 (V), and in some cases, the rated value of the load LD may be exceeded. There is.
本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、調整時特性１３６に示す電流・電圧特性を実現する。具体的には、補正電圧に基づいてＴ８信号を調整することにより、電力伝送効率を変化させ、負荷電圧Ｖ５を安定させる。
The wireless
図５は、コイル間距離ｄと負荷電圧Ｖ５の関係を示すグラフである。横軸は給電コイルＬ２と受電コイルＬ３のコイル間距離ｄ、縦軸は負荷電圧Ｖ５を示す。非調整時特性１４６は、補正電圧に基づく調整をしない場合の電圧・距離特性を示す。先述したように、コイル間距離ｄによって共振周波数ｆｒ１が変化する。共振周波数ｆｒ１が変化し、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１の差が変化すると、電力伝送効率が変化する。共振周波数ｆｒ１に駆動周波数ｆｏを追随させても、負荷電圧Ｖ５はコイル間距離ｄによって多少変化する。 FIG. 5 is a graph showing the relationship between the inter-coil distance d and the load voltage V5. The horizontal axis represents the inter-coil distance d between the power feeding coil L2 and the power receiving coil L3, and the vertical axis represents the load voltage V5. The non-adjustment characteristic 146 indicates a voltage / distance characteristic when adjustment based on the correction voltage is not performed. As described above, the resonance frequency fr1 varies depending on the inter-coil distance d. When the resonance frequency fr1 changes and the difference between the drive frequency fo and the resonance frequency fr1 changes, the power transmission efficiency changes. Even if the drive frequency fo is made to follow the resonance frequency fr1, the load voltage V5 slightly changes depending on the inter-coil distance d.
本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、調整時特性１４８に示す電圧・距離特性を実現する。補正電圧に基づいてＴ８信号を調整することにより、電力伝送効率を変化させ、負荷電圧Ｖ５を安定させる。
The wireless
図６は、給電コイル回路１２０のインピーダンスＺと駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。縦軸は、給電コイル回路１２０（キャパシタＣ２と給電コイルＬ２の直列回路）のインピーダンスＺを示す。横軸は駆動周波数ｆｏを示す。インピーダンスＺは、共振時において最低値Ｚｍｉｎとなる。共振時にＺｍｉｎ＝０となるのが理想であるが、給電コイル回路１２０には若干の抵抗成分が含まれるため、Ｚｍｉｎは通常ゼロとはならない。
FIG. 6 is a graph showing the relationship between the impedance Z of the feeding
駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒ１となるとき、インピーダンスＺは最低となり、キャパシタＣ２と給電コイルＬ２は共振状態となる。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１よりも小さくなると容量性リアクタンスが優勢となるため、インピーダンスＺが大きくなり、電流位相は電圧位相に対して進む。反対に駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１よりも大きくなると誘導性リアクタンスが優勢となるため、インピーダンスＺが大きくなり、電流位相は電圧位相に対して遅れる。 When the drive frequency fo = the resonance frequency fr1, the impedance Z is the lowest, and the capacitor C2 and the feeding coil L2 are in a resonance state. When the drive frequency fo becomes lower than the resonance frequency fr1, the capacitive reactance becomes dominant, so that the impedance Z increases and the current phase advances with respect to the voltage phase. On the contrary, when the drive frequency fo becomes higher than the resonance frequency fr1, the inductive reactance becomes dominant, so that the impedance Z increases and the current phase is delayed with respect to the voltage phase.
駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１が乖離するほどインピーダンスＺは大きくなり、電力伝送効率は低下する。したがって、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１の差を変化させることにより、電力伝送効率を変化させることができる。 The impedance Z increases as the drive frequency fo and the resonance frequency fr1 deviate, and the power transmission efficiency decreases. Therefore, the power transmission efficiency can be changed by changing the difference between the drive frequency fo and the resonance frequency fr1.
図７は、信号生成回路１２２の回路図である。信号生成回路１２２は、合成回路１６８、ＶＦ変換器１７０および基準信号発生回路１７２を含む。計測回路１２６は、補正電圧を示すＴ０信号（直流電圧信号）をＶＦ変換器１７０に送る。ＶＦ変換器１７０は、デューティ比５０％のパルス信号であるＴ１信号（交流電圧信号）を発生させる。Ｔ１信号の信号周波数ｆｓ１は、Ｔ０信号（補正電圧）に応じて０．９〜１．１ｋＨｚの範囲で変化する。図８は、ＶＦ変換器１７０における信号周波数ｆｓ１とＴ０信号の関係を示すグラフである。
FIG. 7 is a circuit diagram of the
基準信号発生回路１７２は、基準周波数ｆｓ２の交流電圧信号Ｔ２を発生させる。本実施形態における基準周波数ｆｓ２は１０ＭＨｚであり、共振周波数ｆｒ１や信号周波数ｆｓ１に比べると格段に高く設定される。合成回路１６８は、基準周波数ｆｓ２のＴ２信号と信号周波数ｆｓ１のＴ１信号に基づいて、交流電圧信号Ｔ４を発生させる。Ｔ４信号は、受電側における出力の大きさを示す「出力信号」である。Ｔ４信号は、オペアンプ１１０により増幅された後、送信コイルＬ６によりワイヤレス給電装置１１６に向けて送信される。Ｔ４信号により、給電側は補正電圧の大きさ、いいかえれば負荷電圧Ｖ５の変動量を認識できる。
The reference signal generation circuit 172 generates an AC voltage signal T2 having a reference frequency fs2. The reference frequency fs2 in the present embodiment is 10 MHz, and is set to be significantly higher than the resonance frequency fr1 and the signal frequency fs1. The
図９は、Ｔ１、Ｔ２およびＴ３信号の関係を示すタイムチャートである。Ｔ１信号はデューティ比５０パーセント、信号周波数ｆｓ１のパルス信号であり、ｔ０〜ｔ１、ｔ１〜ｔ２、・・・を単位期間とする。信号周波数ｆｓ１は、Ｔ０信号のレベルによって可変である。いいかえれば、Ｔ０信号によって単位期間の長さが変化する。Ｔ１信号がハイレベルの期間を「有効期間」、ローレベルの期間を「無効期間」とよぶ。Ｔ２信号は、デューティ比５０パーセント、基準周波数ｆｓ２＝１０ＭＨｚという高周波数の交流電圧信号である。Ｔ２信号は正弦波でもよいが、ここでは矩形波（デジタル波形）であるとして説明する。合成回路１６８は、有効期間中に限り、Ｔ２信号をＴ４信号として通過させる。すなわち、Ｔ１信号とＴ２信号の論理積がＴ４信号である。したがって、Ｔ４信号は信号周波数ｆｓ１成分と基準周波数ｆｓ２成分を含む交流電圧信号となる。
FIG. 9 is a time chart showing the relationship between the T1, T2 and T3 signals. The T1 signal is a pulse signal having a duty ratio of 50% and a signal frequency fs1, and t0 to t1, t1 to t2,. The signal frequency fs1 is variable depending on the level of the T0 signal. In other words, the length of the unit period is changed by the T0 signal. A period when the T1 signal is at a high level is referred to as an “effective period”, and a period at which the T1 signal is at a low level is referred to as an “invalid period”. The T2 signal is a high-frequency AC voltage signal having a duty ratio of 50% and a reference frequency fs2 = 10 MHz. The T2 signal may be a sine wave, but here it will be described as a rectangular wave (digital waveform). The
Ｔ４信号は、オペアンプ１１０により増幅され、送信コイルＬ６からＴ１１信号として受信コイルＬ５に向けて送出される。有効期間と無効期間のデューティ比は変わらないが、単位期間の長さは補正電圧によって変化する。補正電圧が低いほど（負荷電圧Ｖ５が高いほど）信号周波数ｆｓ１は高くなる（図７参照）。
The T4 signal is amplified by the
図１０は、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の間において発生する電磁場の波形を模式的に示す図である。電力波形１３８は、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３へ給電される交流電力の波形を示す。電力波形１３８の周波数は、共振周波数ｆｒ１＝１００ｋＨｚの近辺となる。信号波形１５６は、送信コイルＬ６から受信コイルＬ５へ送信されるＴ１１信号の波形を示す。信号波形１５６の周波数は、信号周波数ｆｓ１＝約１．０ｋＨｚと基準周波数ｆｓ２＝１０ＭＨｚである。ただし、Ｔ１１信号は有効期間においてのみ基準周波数ｆｓ２の信号成分を含む。
FIG. 10 is a diagram schematically showing a waveform of an electromagnetic field generated between the feeding coil L2 and the receiving coil L3. A
このように、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の間には、電力波形１３８と信号波形１５６が重畳された電磁場が発生している。したがって、受信コイルＬ５が受信した電圧信号から出力信号（Ｔ１１信号）のみを抽出する必要がある。
Thus, an electromagnetic field in which the
図１１は、電圧整形回路１４４および信号調整回路１１２の回路図である。まず、交流電圧ＶＯは、電圧整形回路１４４によりノコギリ波状のＴ７信号に整形される。電圧整形回路１４４においては、経路上に抵抗Ｒ５が間挿され、抵抗Ｒ５にはダイオードＤ４が並列接続される。また、経路は、キャパシタＣ６を介してグランド接地される。Ｔ７信号はコンパレータ１２８の正極端子に入力される。Ｔ７信号は本来の電圧位相を示す信号である。
FIG. 11 is a circuit diagram of the
電力波形１３８と信号波形１５６が重畳された状態にあるＴ５信号は、バンドパスフィルタ１５８により基準周波数ｆｓ１成分のみが抽出され、ダイオードＤ３で負成分をカットされて、Ｔ９信号となる。バンドパスフィルタ１５８は、機械的共振を利用したセラミックフィルタとして構成される。
In the T5 signal in which the
Ｔ９信号は、抵抗Ｒ６とキャパシタＣ７を含む平滑回路１６０により平滑され、オペアンプ１６２により増幅されてＴ１０信号となる。Ｔ１０信号は、デューティ比５０％、信号周波数ｆｓ１にて変化するパルス状の電圧信号である。Ｔ１０信号は、ＦＶ変換器１６４により直流電圧信号Ｔ６になる。図１２は、ＦＶ変換器１６４における信号周波数ｆｓ１とＴ６信号の関係を示すグラフである。信号周波数ｆｓ１が高いほど、Ｔ６信号の電圧レベルは高く設定される。
The T9 signal is smoothed by a smoothing
図１３は、Ｔ９、Ｔ１０、Ｔ６信号の関係を示すタイムチャートである。Ｔ９信号は、Ｔ５信号から基準周波数ｆｓ２成分を抽出し、負成分をカットした信号である。Ｔ９信号は、Ｔ４信号を再現した信号波形を有する。ただし、送信ロス等により、Ｔ４信号に比べて振幅が小さくなっている。 FIG. 13 is a time chart showing the relationship between the T9, T10, and T6 signals. The T9 signal is a signal obtained by extracting the reference frequency fs2 component from the T5 signal and cutting the negative component. The T9 signal has a signal waveform that reproduces the T4 signal. However, the amplitude is smaller than that of the T4 signal due to transmission loss or the like.
平滑回路１６０は、Ｔ９信号を平滑化してＴ１０信号を生成する。Ｔ１０信号はＴ１信号を再現した信号である。更に、ＦＶ変換器１６４は、Ｔ１０信号の信号周波数ｆｓ１に応じて直流電圧信号Ｔ６を生成する。Ｔ１０信号の信号周波数ｆｓ１が大きいほど、Ｔ６信号の信号レベルが高くなる（図１２参照）。
The smoothing
まとめると、負荷電圧Ｖ５が高くなると補正電圧が高くなるため、コンパレータ１３２の負極端子に入力される電圧レベルが高くなる。この結果、Ｔ０信号（直流電圧信号）の信号レベルは低くなる。Ｔ０信号の信号レベルが低くなると、Ｔ１信号の信号周波数ｆｓ１が高くなる。この結果、Ｔ１０信号の信号周波数ｆｓ１が高くなり、Ｔ６信号（直流電圧信号）の信号レベルも高くなる。
In summary, since the correction voltage increases as the load voltage V5 increases, the voltage level input to the negative terminal of the
図１４は、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８信号の関係を示すタイムチャートである。デジタル信号のＶＯ信号は、電圧整形回路１４４によりノコギリ波状のＴ７信号に整形される。Ｔ７信号は駆動周波数ｆｏの交流電圧信号であり、電圧位相を示すための信号である。Ｔ７信号は時刻ｔ１０から上昇し、時刻ｔ１１に急落する。この時刻ｔ１０〜ｔ１１までの期間がＴ７信号（ＶＯ信号）の単位期間である。駆動周波数ｆｏは１０１〜１０９ｋＨｚなので、単位期間の長さは０．０１（ｍｓｅｃ）程度である。
FIG. 14 is a time chart showing the relationship between the T6, T7, and T8 signals. The digital VO signal is shaped by the
Ｔ６信号は、補正電圧に応じて電圧レベルが変化する直流電圧信号である。コンパレータ１２８は、Ｔ６信号とＴ７信号を比較し、Ｔ７＞Ｔ６信号となるときハイレベル、Ｔ７≦Ｔ６信号のときローレベルのＴ８信号を発生させる。ｔ１０〜ｔ１１の単位期間のうち、ｔ１０〜ｔ１４においてＴ８信号はローレベル、ｔ１４〜ｔ１１においてＴ８信号はハイレベルとなる。補正電圧によってＴ６信号のレベルが変化することにより、Ｔ８信号のデューティ比が変化する。上述したように、負荷電圧Ｖ５が高くなると、Ｔ６信号の信号レベルが高くなる。この結果、Ｔ８信号のデューティ比は小さくなり、Ｔ８信号の立ち上がり時刻が遅くなる。
The T6 signal is a DC voltage signal whose voltage level changes according to the correction voltage. The
図１５は、Ｓ１信号とＴ８信号の関係を示すタイムチャートである。時刻ｔ１０〜時刻ｔ１１の期間(以下、「第１期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間である。時刻ｔ１１〜時刻ｔ１２の期間(以下、「第２期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間、時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３の期間(以下、「第３期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間、時刻ｔ１３〜時刻ｔ１６の期間(以下、「第４期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間であるとする。 FIG. 15 is a time chart showing the relationship between the S1 signal and the T8 signal. Period from time t10~ time t11 (hereinafter, referred to as "first period"), the switching transistor Q 1 is turned on, a period in which the switching transistor Q 2 is turned off. Period time t11~ time t12 (hereinafter, referred to as "second period"), the switching transistor Q 1 is off, a period of time during which the switching transistor Q 2 is turned on, the period of time t12~ time t13 (hereinafter, "third called a period "), the switching transistor Q 1 is turned on, a period of time during which the switching transistor Q 2 is turned off, the period of time t13~ time t16 (hereinafter, referred to as" fourth period "), the switching transistor Q 1 is turned off , and a period in which the switching transistor Q 2 is turned on.
時刻ｔ１０において交流電圧ＶＯ（Ｓ２信号）は最低値から最大値に変化する。第１期間が終了する時刻ｔ１１に交流電圧ＶＯ（Ｓ２信号）は最大値から最低値に変化する。以下、時刻ｔ１０のようにＳ２信号が立ち上がるタイミングを「電圧位相値」とよぶ。 At time t10, the AC voltage VO (S2 signal) changes from the minimum value to the maximum value. At time t11 when the first period ends, the AC voltage VO (S2 signal) changes from the maximum value to the minimum value. Hereinafter, the timing at which the S2 signal rises at time t10 is referred to as “voltage phase value”.
駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１よりも大きい場合、給電コイル回路１２０（ＬＣ共振回路）のインピーダンスＺに誘導性リアクタンス成分が現れ、電流ＩＳの電流位相は電圧位相に対して遅れる。電流位相を示すＳ１信号は時刻ｔ１０よりも遅い時刻ｔ１８に立ち上がる。以下、時刻ｔ１８のようにＳ１信号が立ち上がるタイミングを「電流位相値」とよぶ。図１３の場合、ｔ１０−ｔ１８が位相差を示す。ｔ１０−ｔ１８＜０なので電流位相が電圧位相に対して遅れている。 When the drive frequency fo is higher than the resonance frequency fr1, an inductive reactance component appears in the impedance Z of the feeding coil circuit 120 (LC resonance circuit), and the current phase of the current IS is delayed with respect to the voltage phase. The S1 signal indicating the current phase rises at time t18 later than time t10. Hereinafter, the timing at which the S1 signal rises at time t18 is referred to as “current phase value”. In the case of FIG. 13, t10-t18 indicates the phase difference. Since t10-t18 <0, the current phase is delayed with respect to the voltage phase.
時刻ｔ１０にＳ２信号が立ち上がると、Ｔ７信号のレベルも上昇し始める。Ｓ２信号がローレベルになる時刻ｔ１１に、Ｔ７信号も急降下する。 When the S2 signal rises at time t10, the level of the T7 signal also begins to rise. At time t11 when the S2 signal becomes low level, the T7 signal also drops rapidly.
Ｔ６信号は補正電圧の大きさによってレベルが変化する直流電圧信号である。Ｔ７信号とＴ６信号は、それぞれ、コンパレータ１２８の正極端子と負極端子に入力され、その出力がＴ８信号となる。Ｔ７＞Ｔ６のときにはＴ８はハイレベル、Ｔ７≦Ｔ６のときにはＴ８はローレベルとなる。図１５では、時刻ｔ１０よりも後の時刻ｔ１４（以下、このようなタイミングを「補正後の電圧位相値」ともよぶ）にＴ７＞Ｔ６となっている。Ｔ６信号の電圧レベルが、補正後の電圧位相値を決定する「基準値」となる。
The T6 signal is a DC voltage signal whose level changes depending on the magnitude of the correction voltage. The T7 signal and the T6 signal are input to the positive terminal and the negative terminal of the
位相比較回路１５０は、Ｓ１信号の立ち上がり時刻ｔ１８とＴ８信号の立ち上がり時刻ｔ１４を比較して位相差ｔｄを検出する。実際の位相差はｔ１０−ｔ１８（＜０）であるが、位相比較回路１５０によって認識される位相差はｔ１４−ｔ１８（＞０）である。位相比較回路１５０はｔ１４−ｔ１８に応じた位相差指示電圧ＳＣを出力する。ＶＣＯ２０２は、実際には電流位相が遅れているにも関わらず、位相差ｔｄに基づいて電流位相が電圧位相より進んでいると判断する。いいかえれば、駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１よりも小さいと判断し、駆動周波数ｆｏを上昇させて位相差を解消しようとする。この結果、電力伝送効率が低下し、負荷電圧Ｖ５が抑制され、Ｔ６信号のレベルが低下し、位相差が解消されるようにフィードバック制御される。
The
たとえば、負荷ＬＤの抵抗値が高くなると負荷電流Ｉ５は減少し、負荷電圧Ｖ５は上昇する（図４参照）。負荷電圧Ｖ５が上昇すると計測電位が上昇し、Ｔ０信号（直流電圧信号）の電圧レベルが低下する。 For example, when the resistance value of the load LD increases, the load current I5 decreases and the load voltage V5 increases (see FIG. 4). When the load voltage V5 increases, the measurement potential increases and the voltage level of the T0 signal (DC voltage signal) decreases.
Ｔ０信号の電圧レベルが低下すると、信号周波数ｆｓ１が大きくなる（図８参照）。信号周波数ｆｓ１が大きくなると、Ｔ６信号（直流電圧信号）の電圧レベルが高くなり、Ｔ８信号の位相（補正後の電圧位相）が遅れる。Ｓ１信号の立ち上がり時刻（電流位相）がＴ８信号の立ち上がり時刻（補正後の電圧位相）よりも早いため、位相比較回路１５０は電流位相が電圧位相よりも進んでいると認識する。電流位相を遅らせるため、位相比較回路１５０は位相差指示電圧ＳＣにより、ＶＣＯ２０２に駆動周波数ｆｏの上昇を指示する。共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏの乖離がいっそう大きくなり、電力伝送効率が低下するため（図６参照）、負荷電圧Ｖ５が低下する。このようなフィードバック制御により、負荷電圧Ｖ５を一定値に維持することができる。負荷電圧Ｖ５が低下したときにも同様のフィードバック制御がなされる。
When the voltage level of the T0 signal decreases, the signal frequency fs1 increases (see FIG. 8). When the signal frequency fs1 increases, the voltage level of the T6 signal (DC voltage signal) increases and the phase of the T8 signal (corrected voltage phase) is delayed. Since the rise time (current phase) of the S1 signal is earlier than the rise time (corrected voltage phase) of the T8 signal, the
負荷電圧Ｖ５が目標値の２４（Ｖ）のときには、補正電圧は２．５（Ｖ）となる。このため、負荷電圧Ｖ５が目標値と一致しているときにも補正後の電圧位相値は実際の電圧位相値よりも遅れる。補正電圧の増減により、位相遅れの大きさが増減する。 When the load voltage V5 is the target value of 24 (V), the correction voltage is 2.5 (V). For this reason, even when the load voltage V5 coincides with the target value, the corrected voltage phase value is delayed from the actual voltage phase value. As the correction voltage increases or decreases, the magnitude of the phase delay increases or decreases.
なお、Ｔ６信号の信号レベルが低下しても、補正後の電圧位相値が補正前の電圧位相値よりも進むことはない。このため、駆動周波数ｆｏは、常に、共振周波数ｆｒ１よりも高い範囲で制御されるため、安定的に制御しやすくなっている。 Even if the signal level of the T6 signal is lowered, the voltage phase value after correction does not advance beyond the voltage phase value before correction. For this reason, since the drive frequency fo is always controlled in a range higher than the resonance frequency fr1, it is easy to control stably.
［第２実施形態］
図１６は、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００の原理図である。第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００も、ワイヤレス給電装置１１６とワイヤレス受電装置１１８を含む。ただし、ワイヤレス受電装置１１８は受電ＬＣ共振回路３０２を含むが、ワイヤレス給電装置１１６は給電ＬＣ共振回路３００を含まない。すなわち、給電コイルＬ２は、ＬＣ共振回路の一部とはなっていない。より具体的には、給電コイルＬ２は、ワイヤレス給電装置１１６に含まれる他の回路要素とは共振回路を形成しない。給電コイルＬ２に対しては、直列・並列のいずれにもキャパシタが挿入されない。したがって、電力を伝送するときの周波数においては、給電コイルＬ２は非共振となる。
[Second Embodiment]
FIG. 16 is a principle diagram of the wireless
給電源ＶＧは、共振周波数ｆｒ１の交流電流を給電コイルＬ２に供給する。給電コイルＬ２は共振しないが、共振周波数ｆｒ１の交流磁場を発生させる。受電ＬＣ共振回路３０２は、この交流磁場により共振する。この結果、受電ＬＣ共振回路３０２には大きな交流電流が流れる。本発明者の検討により、ワイヤレス給電装置１１６においては必ずしもＬＣ共振回路を形成する必要がないことが判明した。給電コイルＬＳは、給電ＬＣ共振回路の一部ではないため、ワイヤレス給電装置１１６としては共振周波数ｆｒ１にて共振状態には移らない。一般的には、磁場共振型のワイヤレス給電は、給電側と受電側双方に共振回路を形成し、それぞれの共振回路を同一の共振周波数ｆｒ１（＝ｆｒ０）で共振させることにより、大電力の送電が可能となると解釈されている。しかし、給電ＬＣ共振回路３００を含まないワイヤレス給電装置１１６であっても、ワイヤレス受電装置１１８が受電ＬＣ共振回路３０２を含んでさえいれば、磁場共振型のワイヤレス給電を実現可能であることがわかった。
The power supply VG supplies an alternating current having a resonance frequency fr1 to the power supply coil L2. The feeding coil L2 does not resonate, but generates an alternating magnetic field having a resonance frequency fr1. The power receiving
給電コイルＬ２と受電側コイルＬ３とが磁場結合しても、キャパシタＣ２が省略されているため新たな共振回路（共振回路同士の結合による新たな共振回路）が形成されない。この場合、給電コイルＬ２と受電側コイルＬ３との磁場結合は、その結合が強くなればなるほど受電ＬＣ共振回路３０２の共振周波数に影響を及ぼす。この共振周波数、すなわち共振周波数ｆｒ１近傍の周波数の交流電流を給電コイルＬ２に供給することにより、磁場共振型のワイヤレス給電が実現可能となる。また、キャパシタＣ２が不要であるためサイズやコスト面でも有利となる。
Even if the feeding coil L2 and the power receiving coil L3 are magnetically coupled, a new resonance circuit (a new resonance circuit by coupling of resonance circuits) is not formed because the capacitor C2 is omitted. In this case, the magnetic field coupling between the power feeding coil L2 and the power receiving coil L3 affects the resonance frequency of the power receiving
図１７は、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。第２実施形態のワイヤレス電力伝送システム１００においては、キャパシタＣ２が省略されている。その他の点は、第１実施形態と同様である。
FIG. 17 is a system configuration diagram of the wireless
以上、実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム１００を説明した。磁場共振型のワイヤレス給電の場合、共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏの差により電力伝送効率を制御できる。共振周波数ｆｒ１が変化しても駆動周波数ｆｏを自動的に追随させることができるため、使用条件が変化しても、電力伝送効率を一定に維持しやすくなる。また、負荷ＬＤやコイル間距離ｄが変化したときも、補正電圧に基づくフィードバック制御により負荷電圧Ｖ５を一定に保つことができる。補正電圧に基づいてＴ８信号を変化させることにより、電力伝送効率を事後調整できる。本発明者の実験によれば、Ｔ６信号のレベル調整によって、有意な電力損失の発生は認められなかった。
The wireless
受信コイルＬ５は、出力信号であるＴ１１信号だけでなく、給電電力の一部も受電する（図９参照）。信号調整回路１１２は、バンドパスフィルタ１５８により、受信コイルＬ５が受電した交流電圧から、信号成分だけを抽出する。基準周波数ｆｓ＝１０ＭＨｚと共振周波数ｆｒ１＝１００ｋＨｚは、周波数帯域が大きく異なるため、両周波数を分離しやすくなっている。また、受信コイルＬ５や送信コイルＬ６は、単純な、円形や四角形の１回巻きコイルとして形成可能である。
The receiving coil L5 receives not only the T11 signal as an output signal but also a part of the supplied power (see FIG. 9). The
なお、受電側において基準電位を手動調整してもよい。計測電位が変化したときだけでなく基準電圧が変化したときにも補正電圧が検出され、結果として、電力伝送効率が調整される。たとえば、基準電位を低下させると、計測電位を低下させるようなフィードバック制御がなされ、負荷電圧Ｖ５も低下する。すなわち、受電側にて給電電力を制御できる。 Note that the reference potential may be manually adjusted on the power receiving side. The correction voltage is detected not only when the measurement potential changes but also when the reference voltage changes, and as a result, the power transmission efficiency is adjusted. For example, when the reference potential is lowered, feedback control is performed to lower the measurement potential, and the load voltage V5 is also lowered. That is, the power supply can be controlled on the power receiving side.
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、いろいろな変形および変更が本発明の特許請求範囲内で可能なこと、またそうした変形例および変更も本発明の特許請求の範囲にあることは当業者に理解されるところである。従って、本明細書での記述および図面は限定的ではなく例証的に扱われるべきものである。 The present invention has been described based on the embodiments. It will be understood by those skilled in the art that the embodiments are illustrative, and that various modifications and changes are possible within the scope of the claims of the present invention, and that such modifications and changes are also within the scope of the claims of the present invention. By the way. Accordingly, the description and drawings herein are to be regarded as illustrative rather than restrictive.
送電制御回路２００はハーフブリッジ型の回路であるが、ＭＯＳ−ＦＥＴを４個用いたフルブリッジ型の回路、あるいは、プッシュプル型の回路により形成されてもよい。電圧整形回路１４４が発生させるＴ７信号は、ノコギリ波に限らず、三角波や正弦波など、所定期間において電圧値が漸増減する交流信号であればよい。本実施形態においては、電圧位相を調整するとして説明したが、電流位相をＴ０信号により調整してもよい。また、出力電圧に限らず電流や電力等に基づいてフィードバック制御してもよい。
The power
本実施形態においては、Ｔ１１信号の信号周波数ｆｓ１が補正電圧を示すとして説明したが、Ｔ１１信号の振幅やデューティ比等により補正電圧を表現してもよい。あるいは、補正電圧を示す数値情報をデジタル信号として送信してもよい。また、Ｔ１１信号は、赤外線などの光信号であってもよい。いずれにしても、駆動周波数ｆｏや共振周波数ｆｒなどの周波数帯から十分に離れた周波数帯の信号であればよい。 In the present embodiment, the signal frequency fs1 of the T11 signal has been described as indicating the correction voltage. However, the correction voltage may be expressed by the amplitude, duty ratio, or the like of the T11 signal. Alternatively, numerical information indicating the correction voltage may be transmitted as a digital signal. Further, the T11 signal may be an optical signal such as infrared rays. In any case, a signal in a frequency band sufficiently separated from a frequency band such as the driving frequency fo and the resonance frequency fr may be used.
ワイヤレス電力伝送システム１００において伝送される「交流電力」は、エネルギーに限らず、信号として伝送されてもよい。アナログ信号やデジタル信号をワイヤレスにて送電する場合にも、本発明におけるワイヤレス電力伝送方法を適用可能である。
“AC power” transmitted in the wireless
１００ ワイヤレス電力伝送システム、１１０ オペアンプ、１１２ 信号調整回路、１１４ 位相検出回路、１１６ ワイヤレス給電装置、１１８ ワイヤレス受電装置、１２０ 給電コイル回路、１２２ 信号生成回路、１２４ 整流回路、１２６ 計測回路、１２８ コンパレータ、１３０ 受電コイル回路、１３２ コンパレータ、１３４ 非調整時特性、１３６ 調整時特性、１３８ 電力波形、１４０ ロード回路、１４２ オペアンプ、１４４ 電圧整形回路、１４６ 非調整時特性、１４８ 調整時特性、１５０ 位相比較回路、１５２ ローパスフィルタ、１５４ コア、１５６ 信号波形、１５８ バンドパスフィルタ、１６０ 平滑回路、１６２ オペアンプ、１６４ ＦＶ変換器、１６８ 合成回路、１７０ ＶＦ変換器、１７２ 基準信号発生回路、２００ 送電制御回路、２０２ ＶＣＯ、Ｌ２ 給電コイル、Ｌ３ 受電コイル、Ｌ４ ロードコイル、Ｌ５ 受信コイル、Ｌ６ 送信コイル、ＶＳ 制御電源、ＬＳＳ 検出コイル、ＬＤ 負荷。
DESCRIPTION OF
Claims (13)
前記給電コイルと、
前記給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給することにより、前記給電コイルから前記受電コイルに前記交流電力を給電させる送電制御回路と、
前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、
前記交流電力の受電側から、信号周波数の大きさにより出力を示す出力信号を受信する受信コイルと、
前記信号周波数に応じて前記出力信号を直流変換する信号調整回路と、を備え、
前記送電制御回路は、前記位相差を一定に保つように前記駆動周波数を調整し、
更に、前記位相検出回路は、前記電圧位相および前記電流位相の双方または一方について整形された位相値を前記直流変換された出力信号の信号レベルに応じて事後調整することを特徴とするワイヤレス給電装置。 Based on the magnetic field resonance phenomenon of the power feeding coil and the power receiving coil, an apparatus for wireless power feeding from the power feeding coil to the power receiving coil,
The feeding coil;
A power transmission control circuit that feeds the AC power from the power supply coil to the power receiving coil by supplying AC power to the power supply coil at a driving frequency;
A phase detection circuit for detecting a phase difference between a voltage phase and a current phase of the AC power;
A receiving coil that receives an output signal indicating an output depending on the magnitude of the signal frequency from the AC power receiving side;
A signal adjustment circuit for DC-converting the output signal according to the signal frequency,
The power transmission control circuit adjusts the drive frequency so as to keep the phase difference constant ,
Further, the phase detection circuit performs post-adjustment of a phase value shaped for both or one of the voltage phase and the current phase according to a signal level of the DC-converted output signal. .
前記受電コイルとキャパシタを含む受電コイル回路と、
前記受電コイルと磁気結合することにより前記受電コイルから前記交流電力を受電するロードコイルと、前記ロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、
前記ロード回路の一部に印加される出力電圧を信号周波数により示す出力信号を生成する信号生成回路と、
前記出力信号を前記ワイヤレス給電装置に送信する送信コイルと、を備えることを特徴とするワイヤレス受電装置。 A device for receiving AC power wirelessly fed from the wireless power feeding device according to any one of claims 1 to 8 by a power receiving coil,
A receiving coil circuit including the receiving coil and a capacitor;
A load circuit including a load coil that receives the AC power from the power receiving coil by magnetic coupling with the power receiving coil, and a load that is supplied with power from the load coil;
A signal generation circuit for generating an output signal indicating an output voltage applied to a part of the load circuit by a signal frequency;
A wireless power receiving apparatus comprising: a transmission coil that transmits the output signal to the wireless power supply apparatus.
前記給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、
前記受電コイルと磁気結合することにより前記受電コイルから前記交流電力を受電するロードコイルと、前記ロードコイルから電力を供給される負荷とを含むロード回路と、
前記ロード回路の一部に印加される出力電圧を信号周波数により示す出力信号を生成する信号生成回路と、
前記生成された出力信号を給電側に送信する送信コイルと、
前記送信された出力信号を受信する受信コイルと、
前記信号周波数に応じて、前記受信された出力信号を直流変換する信号調整回路と、
前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、を備え、
前記送電制御回路は、前記位相差を一定に保つように前記駆動周波数を調整し、
更に、前記位相検出回路は、前記電圧位相および前記電流位相の双方または一方について整形された位相値を前記直流変換された出力信号の信号レベルに応じて事後調整することを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。 Based on the magnetic field resonance phenomenon of the power feeding coil and the power receiving coil, a system for wireless power feeding from the power feeding coil to the power receiving coil,
A power transmission control circuit for supplying AC power to the power supply coil at a driving frequency;
A load circuit including a load coil that receives the AC power from the power receiving coil by magnetic coupling with the power receiving coil, and a load that is supplied with power from the load coil;
A signal generation circuit for generating an output signal indicating an output voltage applied to a part of the load circuit by a signal frequency;
A transmission coil for transmitting the generated output signal to the power supply side;
A receiving coil for receiving the transmitted output signal;
A signal conditioning circuit for direct-converting the received output signal according to the signal frequency;
A phase detection circuit for detecting a phase difference between a voltage phase and a current phase of the AC power,
The power transmission control circuit adjusts the drive frequency so as to keep the phase difference constant ,
Further, the phase detection circuit performs post-adjustment of a phase value shaped for both or one of the voltage phase and the current phase according to a signal level of the DC-converted output signal. system.
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