JP5631675B2 - DC / DC converter - Google Patents

Description

本発明は、入出力を反転して双方向等に使用できる絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに係り、特に、その起動技術に関するものである。   The present invention relates to an insulation type DC / DC converter that can be used bidirectionally by inverting input / output, and more particularly to a startup technique thereof.

従来、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、下記の特許文献１に記載されているように、変圧器（以下「トランス」という。）を用いて入力側と出力側とを絶縁し、入力される直流（ＤＣ）電圧を所定レベルのＤＣ電圧に変換して出力するものである。   2. Description of the Related Art Conventionally, an insulation type DC / DC converter uses a transformer (hereinafter referred to as “transformer”) to insulate an input side and an output side as described in Patent Document 1 below, for example. The direct current (DC) voltage is converted to a predetermined level of DC voltage and output.

このＤＣ／ＤＣコンバータは、２重アクティブ・ブリッジ（Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ）方式になっており、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、その１次巻線側に接続され、共振機能付きのスイッチング素子により構成される高圧側である入力側ブリッジ回路と、その２次巻線側に接続され、共振機能付きのスイッチング素子により構成される低圧側である出力側ブリッジ回路と、その入力側ブリッジ回路及び出力側ブリッジ回路のスイッチング素子を制御して定電圧動作を行わせる制御回路とを備えている。   This DC / DC converter has a dual active bridge system, and is connected to a transformer having a primary winding and a secondary winding and the primary winding side, and has a resonance function. An input side bridge circuit which is a high voltage side constituted by switching elements of the output side, an output side bridge circuit which is a low voltage side connected to the secondary winding side and is constituted by a switching element with a resonance function, and an input side thereof And a control circuit for controlling the switching elements of the bridge circuit and the output side bridge circuit to perform a constant voltage operation.

例えば、高圧のＤＣ電圧が入力されると、このＤＣ入力電圧が、入力側ブリッジ回路内のスイッチング素子によりスイッチングされてＡＣ（交流）電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、トランスの１次巻線と２次巻線の巻数比に比例した低圧レベルのＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧は、出力側ブリッジ回路内のスイッチング素子によりスイッチングされ、低圧のＤＣ電圧に変換されて一定のＤＣ出力電圧が出力される。   For example, when a high-voltage DC voltage is input, the DC input voltage is switched by a switching element in the input-side bridge circuit and converted into an AC (alternating current) voltage. The converted AC voltage is converted into an AC voltage at a low voltage level proportional to the turn ratio of the primary winding and the secondary winding of the transformer. The converted AC voltage is switched by a switching element in the output-side bridge circuit, converted into a low-voltage DC voltage, and a constant DC output voltage is output.

入力側ブリッジ回路及び出力側ブリッジ回路において、リアクトルの連続する電流により、スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサへの充放電動作を行う。この時、コンデンサへの充電にかかる時間により電圧が一定の傾斜を持ち、電圧がゼロとなった状態でスイッチング（即ち、ソフトスイッチング）を行うことにより、スイッチング素子で生じるスイッチング損失やストレスを抑制でき、更に、スイッチングにより生じる高調波やＥＭＩ（不要電磁波）ノイズ等も低減できる。ソフトスイッチングにおいて、電圧がゼロの状態で行うスイッチングをゼロ・ボルト・スイッチング（以下「ＺＶＳ」という。）、電流がゼロの状態で行うスイッチングをゼロ・電流・スイッチング（以下「ＺＣＳ」という。）と称されている。   In the input-side bridge circuit and the output-side bridge circuit, a charging / discharging operation is performed on a capacitor connected in parallel to the switching element by a continuous current of the reactor. At this time, the switching loss and stress caused by the switching element can be suppressed by switching the voltage with a certain slope according to the time required for charging the capacitor and performing the switching (that is, soft switching) when the voltage becomes zero. Furthermore, harmonics generated by switching, EMI (unwanted electromagnetic wave) noise, and the like can be reduced. In soft switching, switching performed in a state where the voltage is zero is zero-volt switching (hereinafter referred to as “ZVS”), and switching performed in a state where the current is zero is referred to as zero-current switching (hereinafter referred to as “ZCS”). It is called.

米国特許第５，０２７，２６４号明細書US Pat. No. 5,027,264

ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴ１０ＮＳ ＯＮ ＩＮＤＵＳＴＲＹ ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ，２７［１］（１９９１−１／２）（米）Ｒｉｋ Ｗ．Ａ．Ａ．ＤｅＤｏｎｃｋｅｒ ｅｔｃ”Ａ Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ Ｓｏｆｔ−Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｈｉｇｈ−Ｐｏｗｅｒ−，Ｄｅｎｓｉｔｙ ｄｃ／ｄｃ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−Ｐｏｗｅｒ ＡｐｐＩｉｃａｔｉｏｎｓ”Ｐ．６３−７３IEEE TRANSACT 10NS ON INDUSTRY APPLICATIONS, 27 [1] (1991-1 / 2) (USA) Rik W. A. A. DeDoncker etc "A Three-Phase Soft-Switched High-Power-, Density dc / dc Converter for High-Power Applications" P. 63-73

しかしながら、特許文献１に記載された従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、図２に示すような課題があった。   However, the conventional DC / DC converter described in Patent Document 1 has a problem as shown in FIG.

図２は、特許文献１に記載された従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチング範囲を示す図である。   FIG. 2 is a diagram showing a soft switching range in the conventional DC / DC converter described in Patent Document 1. In FIG.

ソフトスイッチング範囲ついては、特許文献１の発明者（Ｒｉｋ Ｗ．Ａ．Ａ．ＤｅＤｏｎｃｋｅｒ ｅｔｃ）により計算が行われ、前記非特許文献１に開示されている。   The soft switching range is calculated by the inventor of Patent Document 1 (Rik W. A. A. DeDoncker etc) and disclosed in Non-Patent Document 1.

図２において、横軸はＤＣ入力電圧Ｖｉｎ／ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔの電圧比ｄ、縦軸はトランスの１次側のＡＣ電圧と２次側のＡＣ電圧との位相差φ［ｄｅｇ］である。ＤＣ／ＤＣコンバータにおける起動直後の動作点１は、電圧比ｄが０である。電圧比ｄ＝０、位相差φ＝９０°の点と電圧比ｄ＝１、位相差φ＝０°の点とを結ぶ直線２の下側の領域２ａは、出力側ソフトスイッチング不可領域である。電圧比ｄ＝１、位相差φ＝０°の点と電圧比ｄ＝３、位相差φ＝６０°の点とを結ぶ曲線３の下側の領域３ａは、入力側ソフトスイッチング不可領域である。右横方向の矢印は、起動中の動作点４の移動方向を示している。   In FIG. 2, the horizontal axis represents the voltage ratio d of the DC input voltage Vin / DC output voltage Vout, and the vertical axis represents the phase difference φ [deg] between the primary side AC voltage and the secondary side AC voltage of the transformer. The operating point 1 immediately after startup in the DC / DC converter has a voltage ratio d of zero. A region 2a on the lower side of the straight line 2 connecting the point with the voltage ratio d = 0 and the phase difference φ = 90 ° and the point with the voltage ratio d = 1 and the phase difference φ = 0 ° is an output-side soft switching impossible region. . A region 3a on the lower side of the curve 3 connecting a point with a voltage ratio d = 1 and a phase difference φ = 0 ° and a point with a voltage ratio d = 3 and a phase difference φ = 60 ° is an input-side soft switching impossible region. . The arrow on the right side indicates the moving direction of the operating point 4 being activated.

図２に示すように、特許文献１に記載された従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、入力側ブリッジ回路及び出力側ブリッジ回路において、制御回路の制御により、ソフトスイッチング動作が可能である。しかし、入力側ブリッジ回路と出力側ブリッジ回路との間の位相差φ（即ち、制御回路からの出力指令値）と入出力電圧の電圧比ｄにより、ソフトスイッチング動作が行われない動作範囲（即ち、出力側ソフトスイッチング不可領域２ａ及び入力側ソフトスイッチング不可領域３ａ）が存在する。   As shown in FIG. 2, in the conventional DC / DC converter described in Patent Document 1, in the input side bridge circuit and the output side bridge circuit, a soft switching operation is possible under the control of the control circuit. However, the operating range in which the soft switching operation is not performed (ie, the voltage ratio d of the input / output voltage) and the phase difference φ between the input side bridge circuit and the output side bridge circuit (ie, the output command value from the control circuit) , An output-side soft switching impossible area 2a and an input-side soft switching impossible area 3a) exist.

ＤＣ／ＤＣコンバータを起動する際、高圧側である入力側ブリッジ回路と低圧側である出力側ブリッジ回路との双方でスイッチング動作を行う。特に、低圧側である出力側ブリッジ回路では、ソフトスイッチング動作範囲（＝直線２の上側の領域）が狭いので、ＤＣ／ＤＣコンバータを起動する時、制御回路の制御によって出力電圧Ｖｏｕｔを目標値まで起動する過程において、必ず出力側ブリッジ回路内のスイッチング素子がソフトスイッチングできない出力側ソフトスイッチング不可領域２ａを通過する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値（ソフトスイッチング可能領域を目標にした場合）に達するまでの出力電圧上昇中の期間において、出力側ブリッジ回路内のスイッチング素子がソフトスイッチング動作を行うことができない。これにより、ノイズ等が増加するという課題があった。   When starting the DC / DC converter, the switching operation is performed in both the input side bridge circuit which is the high voltage side and the output side bridge circuit which is the low voltage side. In particular, in the output side bridge circuit which is the low voltage side, since the soft switching operation range (= the area above the straight line 2) is narrow, when starting the DC / DC converter, the output voltage Vout is set to the target value by the control of the control circuit. In the process of starting, the switching element in the output side bridge circuit always passes through the output side soft switching impossible region 2a where soft switching cannot be performed. For this reason, the switching element in the output-side bridge circuit cannot perform the soft switching operation during the period in which the output voltage rises until the output voltage Vout reaches the target value (when the soft switching possible region is targeted). Thereby, there existed a subject that noise etc. increased.

本発明の内の第１の発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、共振機能付きの第１のブリッジ回路と、共振機能付きの第２のブリッジ回路と、第１の制御手段と、を有することを特徴とする。   A DC / DC converter according to a first aspect of the present invention includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, a first bridge circuit with a resonance function, and a second bridge circuit with a resonance function. And first control means.

前記共振機能付きの第１のブリッジ回路は、第１の制御信号によってオン／オフ動作する第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に対して逆並列に接続された還流用の第１の還流手段と、を複数有し、前記第１のスイッチング素子のオン／オフ動作により、ＤＣの入力電圧をＡＣ電圧に変換して前記１次巻線側へ供給する回路である。前記共振機能付きの第２のブリッジ回路は、第２の制御信号によってオン／オフ動作する第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子に対して逆並列に接続された第２の還流手段と、を複数有し、前記第２の還流手段により、前記２次巻線側から供給されるＡＣ電圧を整流してＤＣの出力電圧を出力する回路である。   The first bridge circuit with a resonance function includes a first switching element that is turned on / off by a first control signal, and a first reflux circuit connected in antiparallel to the first switching element. And a reflux means for converting the DC input voltage into an AC voltage and supplying it to the primary winding side by the on / off operation of the first switching element. The second bridge circuit with a resonance function includes a second switching element that is turned on / off by a second control signal, and a second reflux unit that is connected in antiparallel to the second switching element. And a circuit that rectifies the AC voltage supplied from the secondary winding side and outputs a DC output voltage by the second return means.

前記第１の制御手段は、前記第１及び第２のブリッジ回路における起動時の前記出力電圧と起動目標電圧とを比較し、前記出力電圧が前記起動目標電圧に達して前記出力電圧が確立したか否かを判定して確立無し又は確立有りの判定結果を求め、前記判定結果が確立無しの場合には、前記第１の制御信号を生成して前記第１のスイッチング素子のスイッチング動作をソフトスイッチング動作で制御し、前記判定結果が確立有りの場合には、前記第１及び第２の制御信号を生成して前記第１及び第２のスイッチング素子の前記スイッチング動作をソフトスイッチング動作で制御して前記起動を完了させるものである。 The first control means compares the output voltage at start-up in the first and second bridge circuits with a start target voltage, and the output voltage reaches the start target voltage and the output voltage is established. Whether or not established is determined, and if the determination result is not established, the first control signal is generated and the switching operation of the first switching element is softened. If the determination result is established, the first and second control signals are generated and the switching operation of the first and second switching elements is controlled by a soft switching operation. To complete the activation.

第２の発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１の発明のＤＣ／ＤＣコンバータに対して、更に、第２の制御手段を有することを特徴とする。   The DC / DC converter according to a second aspect of the invention is characterized in that the DC / DC converter according to the first aspect of the invention further includes a second control means.

前記第２の制御手段は、前記起動の完了後に、前記出力電圧と制御目標電圧とを比較し、フィードバック制御演算を行って、前記出力電圧が前記制御目標電圧に一致するような前記第１及び第２の制御信号を生成し、前記第１及び第２のスイッチング素子の前記スイッチング動作を制御して定電圧動作を行わせるものである。   The second control means compares the output voltage with a control target voltage after the start-up is completed, performs a feedback control calculation, and the first and the second control means match the control target voltage. A second control signal is generated, and the constant voltage operation is performed by controlling the switching operation of the first and second switching elements.

本発明の内の第１及び第２の発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、ＤＣ／ＤＣコンバータを起動する際に、第２のブリッジ回路内の第２のスイッチング素子のソフトスイッチング動作を行わずに、第１のブリッジ回路内の第１のスイッチング素子のみのソフトスイッチング動作を行う。第２のブリッジ回路内の各第２のスイッチング素子にはこれらと並列に第２の還流手段がそれぞれ接続されているので、この第２の還流手段の電流のみを用いて出力側に電流を供給し、出力電圧の確立を行っている。そのため、第２のスイッチング素子がソフトスイッチング動作をできない領域に入ることなく、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動を行うことができる。従って、起動時においてノイズ等の発生を抑制することができる。   According to the DC / DC converters of the first and second inventions of the present invention, the soft switching operation of the second switching element in the second bridge circuit is not performed when starting the DC / DC converter. In addition, the soft switching operation of only the first switching element in the first bridge circuit is performed. Since each second switching element in the second bridge circuit is connected in parallel with each second switching element, a current is supplied to the output side using only the current of the second refluxing means. The output voltage is established. Therefore, the DC / DC converter can be activated without entering the region where the second switching element cannot perform the soft switching operation. Accordingly, it is possible to suppress the occurrence of noise and the like at the time of startup.

更に、第１のブリッジ回路と第２のブリッジ回路とが同一の構成になっているので、入出力関係を逆にすれば、双方向の使用が可能である。これにより、本発明の利用範囲が広がり、便利である。   Furthermore, since the first bridge circuit and the second bridge circuit have the same configuration, bidirectional use is possible if the input / output relationship is reversed. Thereby, the range of use of the present invention is widened and convenient.

図１は本発明の実施例１における単相用の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an isolated DC / DC converter for single phase in Embodiment 1 of the present invention. 図２は従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチング範囲を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a soft switching range in a conventional isolated DC / DC converter. 図３は図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示すフローチャートである。FIG. 3 is a flowchart showing the operation of the DC / DC converter of FIG. 図４は本発明の実施例１の起動方法におけるシミュレーション結果を示す全体図である。FIG. 4 is an overall view showing a simulation result in the starting method according to the first embodiment of the present invention. 図５は図４中の起動後１０ｍｓｅｃ時の拡大図である。FIG. 5 is an enlarged view at 10 msec after activation in FIG. 図６は比較例の起動方法におけるシミュレーション結果を示す全体図である。FIG. 6 is an overall view showing a simulation result in the starting method of the comparative example. 図７は図６中の起動後２５ｍｓｅｃ時の拡大図である。FIG. 7 is an enlarged view at 25 msec after activation in FIG. 図８は本発明の実施例２における３相用の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a three-phase isolated DC / DC converter in Embodiment 2 of the present invention. 図９は本発明の実施例２の起動方法におけるシミュレーション結果を示す全体図である。FIG. 9 is an overall view showing a simulation result in the start-up method according to the second embodiment of the present invention. 図１０は図９中の起動後５ｍｓｅｃ時の拡大図である。FIG. 10 is an enlarged view at 5 msec after activation in FIG. 図１１は比較例の起動方法におけるシミュレーション結果を示す全体図である。FIG. 11 is an overall view showing a simulation result in the starting method of the comparative example. 図１２は図１１中の起動後２５ｍｓｅｃ時の拡大図である。FIG. 12 is an enlarged view at 25 msec after activation in FIG.

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。   Modes for carrying out the present invention will become apparent from the following description of the preferred embodiments when read in light of the accompanying drawings. However, the drawings are only for explanation and do not limit the scope of the present invention.

（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１における単相用の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図である。 (Configuration of Example 1)
FIG. 1 is a circuit diagram showing an isolated DC / DC converter for single phase in Embodiment 1 of the present invention.

この単相用の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、入出力を反転して双方向に使用できるコンバータであり、ＤＣの入力電圧Ｖｉｎを平滑するコンデンサ１０を有している。コンデンサ１０の両端電極には、共振機能付きの第１のブリッジ回路（例えば、１次側ブリッジ回路）２０が接続されている。１次側ブリッジ回路２０の出力側ノードＮ１，Ｎ２には、共振用のインダクタ３０を介して、入出力間絶縁用のトランス４０の１次巻線４１が接続されている。トランス４０の２次巻線４２には、共振機能付きの第２のブリッジ回路（例えば、２次側ブリッジ回路）５０の入力側ノードＮ１１，Ｎ１２が接続されている。２次側ブリッジ回路５０の出力側には、平滑用のコンデンサ６０を介して、負荷ＺＬが接続される。更に、１次側ブリッジ回路２０及び２次側ブリッジ回路５０のスイッチングを制御するための４つの第１の制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４及び４つの第２の制御信号Ｇ１１，Ｇ１２，Ｇ１３，Ｇ１４を出力する制御回路７０が設けられている。   This single-phase isolated DC / DC converter is a converter that can be used bidirectionally by inverting the input and output, and has a capacitor 10 that smoothes the DC input voltage Vin. A first bridge circuit (for example, a primary side bridge circuit) 20 having a resonance function is connected to both end electrodes of the capacitor 10. The primary winding 41 of the transformer 40 for insulation between input and output is connected to the output side nodes N1 and N2 of the primary side bridge circuit 20 via the resonance inductor 30. The secondary winding 42 of the transformer 40 is connected to input nodes N11 and N12 of a second bridge circuit (for example, a secondary bridge circuit) 50 having a resonance function. A load ZL is connected to the output side of the secondary side bridge circuit 50 via a smoothing capacitor 60. Further, four first control signals G1, G2, G3, and G4 and four second control signals G11, G12, G13, and the like for controlling the switching of the primary side bridge circuit 20 and the secondary side bridge circuit 50, A control circuit 70 that outputs G14 is provided.

１次側ブリッジ回路２０は、４つの第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ４によってそれぞれオン／オフ動作する４個の第１のスイッチング素子（例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、以下「ＩＧＢＴ」という。）２１−１，２１−２，２１−３，２１−４がブリッジ形に接続されている。各ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４は、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ（以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）の欠点である高耐圧に伴って大きくなるオン抵抗による発熱と、バイポーラトランジスタの遅いスイッチング速度という欠点とを解消するために、ＭＯＳＦＥＴをゲート部に組み込んだバイポーラトランジスタであり、ゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅで駆動され、ゲートに入力される各制御信号Ｇ１〜Ｇ４によってオン／オフ動作する。   The primary-side bridge circuit 20 includes four first switching elements (for example, insulated gate bipolar transistors, hereinafter referred to as “IGBT”) 21− that are turned on / off by four first control signals G1 to G4, respectively. 1, 21-2, 21-3, and 21-4 are connected in a bridge shape. Each of the IGBTs 21-1 to 21-4 has a drawback of a MOS field effect transistor (hereinafter referred to as “MOSFET”), which is a heat generation due to an on-resistance that increases with a high breakdown voltage, and a drawback of a slow switching speed of the bipolar transistor. In order to solve this problem, this is a bipolar transistor in which a MOSFET is incorporated in the gate portion, which is driven by the gate-emitter voltage Vge and is turned on / off by the control signals G1 to G4 input to the gate.

ＩＧＢＴ２１−１のコレクタ・エミッタと、出力側ノードＮ１と、ＩＧＢＴ２１−２のコレクタ・エミッタとが、直列に接続されて第１の直列回路が構成されている。更に、ＩＧＢＴ２１−３のコレクタ・エミッタと、出力側ノードＮ２と、ＩＧＢＴ２１−４のコレクタ・エミッタとが、直列に接続されて第２の直列回路が構成されている。これらの第１の直列回路及び第２の直列回路は、コンデンサ１０に対して並列に接続されている。各ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４のコレクタ・エミッタ間には、第１の還流手段である例えば第１のダイオード２２−１，２２−２，２２−３，２２−４がそれぞれ逆並列に接続され、更に、共振用の第１の容量素子である例えば第１のコンデンサ２３−１，２３−２，２３−３，２３−４がそれぞれ並列に接続されている。なお、各コンデンサ２３−１〜２３−４は、各ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４の寄生容量により構成してもよい。   The collector / emitter of the IGBT 21-1, the output side node N1, and the collector / emitter of the IGBT 21-2 are connected in series to form a first series circuit. Further, the collector / emitter of the IGBT 21-3, the output side node N2, and the collector / emitter of the IGBT 21-4 are connected in series to form a second series circuit. These first series circuit and second series circuit are connected in parallel to the capacitor 10. Between the collectors and emitters of the IGBTs 21-1 to 21-4, for example, first diodes 22-1, 22-2, 22-3, and 22-4, which are first reflux means, are connected in antiparallel. Furthermore, for example, first capacitors 23-1, 23-2, 23-3, 23-4, which are first capacitive elements for resonance, are connected in parallel. In addition, you may comprise each capacitor | condenser 23-1 to 23-4 by the parasitic capacitance of each IGBT21-1 to 21-4.

１次側ブリッジ回路２０の出力側ノードＮ１，Ｎ２間には、インダクタ３０及びトランス４０の１次巻線４１が直列に接続されている。インダクタ３０は、各コンデンサ２３−１〜２３−４と共にＬＣ共振回路を構成するものであるが、このインダクタ３０を省略して、１次巻線４１のインダクタンスと各コンデンサ２３−１〜２３−４とでＬＣ共振回路を構成してもよい。   Between the output side nodes N1 and N2 of the primary side bridge circuit 20, the inductor 30 and the primary winding 41 of the transformer 40 are connected in series. The inductor 30 constitutes an LC resonance circuit together with the capacitors 23-1 to 23-4. However, the inductor 30 is omitted and the inductance of the primary winding 41 and the capacitors 23-1 to 23-4 are omitted. And an LC resonance circuit may be configured.

前記１次側ブリッジ回路２０は、ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４のオン／オフ動作により、ＤＣの入力電圧ＶｉｎをＡＣ電圧に変換して１次巻線４１側へ供給し、又は、第１のダイオード２２−１〜２２−４により、１次巻線４１側から供給されるＡＣ電圧を整流してＤＣ電圧を出力する機能を有している。   The primary side bridge circuit 20 converts the DC input voltage Vin into an AC voltage and supplies it to the primary winding 41 side by the on / off operation of the IGBTs 21-1 to 21-4, or the first side bridge circuit 20 The diodes 22-1 to 22-4 have a function of rectifying the AC voltage supplied from the primary winding 41 side and outputting a DC voltage.

２次巻線４２の両端電極には、２次側ブリッジ回路５０の入力側ノードＮ１１，Ｎ１２が接続されている。２次側ブリッジ回路５０は、１次側ブリッジ回路２０と同一の構成であり、４つの第２の制御信号Ｇ１１，Ｇ１２，Ｇ１３，Ｇ１４によってそれぞれオン／オフ動作する４個の第２のスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ）５１−１，５１−２，５１−３，５１−４がブリッジ形に接続されている。各ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４は、ゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅで駆動され、ゲートに入力される各第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１４によってオン／オフ動作する。   Input side nodes N11 and N12 of the secondary side bridge circuit 50 are connected to both end electrodes of the secondary winding. The secondary-side bridge circuit 50 has the same configuration as the primary-side bridge circuit 20, and four second switching elements that are turned on / off by four second control signals G11, G12, G13, and G14, respectively. (For example, IGBT) 51-1, 51-2, 51-3, 51-4 are connected in a bridge shape. Each of the IGBTs 51-1 to 51-4 is driven by the gate-emitter voltage Vge, and is turned on / off by the second control signals G11 to G14 input to the gates.

ＩＧＢＴ５１−１のコレクタ・エミッタと、入力側ノードＮ１１と、ＩＧＢＴ５１−２のコレクタ・エミッタとが、直列に接続されて第１の直列回路が構成されている。同様に、ＩＧＢＴ５１−３のコレクタ・エミッタと、入力側ノードＮ１２と、ＩＧＢＴ５１−４のコレクタ・エミッタとが、直列に接続されて第２の直列回路が構成されている。これらの第１の直列回路と第２の直列回路とは、並列に接続されている。各ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４のコレクタ・エミッタ間には、第２の還流手段である例えば第２のダイオード５２−１，５２−２，５２−３，５２−４がそれぞれ逆並列に接続され、更に、共振用の第２の容量素子である例えば第２のコンデンサ５３−１，５３−２，５３−３，５３−４がそれぞれ並列に接続されている。各コンデンサ５３−１〜５３−４は、２次巻線４２のインダクタンスと共にＬＣ共振回路を構成するものであるが、これらの各コンデンサ５３−１〜５３−４を、各ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４の寄生容量により構成してもよい。   The collector / emitter of the IGBT 51-1, the input side node N11, and the collector / emitter of the IGBT 51-2 are connected in series to form a first series circuit. Similarly, the collector / emitter of the IGBT 51-3, the input side node N12, and the collector / emitter of the IGBT 51-4 are connected in series to form a second series circuit. The first series circuit and the second series circuit are connected in parallel. Between the collectors and emitters of the IGBTs 51-1 to 51-4, for example, second diodes 52-1, 52-2, 52-3, and 52-4, which are second reflux means, are connected in antiparallel. Furthermore, for example, second capacitors 53-1, 53-2, 53-3 and 53-4, which are second capacitive elements for resonance, are connected in parallel. The capacitors 53-1 to 53-4 constitute an LC resonance circuit together with the inductance of the secondary winding 42. The capacitors 53-1 to 53-4 are connected to the IGBTs 51-1 to 51-. 4 parasitic capacitances may be used.

２次側ブリッジ回路５０から出力されるＤＣ電圧は、平滑用のコンデンサ６０により平滑されてＤＣの出力電圧Ｖｏｕｔとなり、この出力電圧Ｖｏｕｔが負荷ＺＬに供給される構成になっている。   The DC voltage output from the secondary side bridge circuit 50 is smoothed by the smoothing capacitor 60 to become the DC output voltage Vout, and this output voltage Vout is supplied to the load ZL.

前記２次側ブリッジ回路５０は、第２のダイオード５２−１〜５２−４により、２次巻線４２側から供給されるＡＣ電圧を整流してＤＣ電圧を出力し、又は、ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４のオン／オフ動作により、ＤＣの入力電圧をＡＣ電圧に変換して２次巻線４２側へ供給する機能を有している。   The secondary side bridge circuit 50 rectifies the AC voltage supplied from the secondary winding 42 side by the second diodes 52-1 to 52-4 and outputs a DC voltage, or IGBTs 51-1 to 51-5. It has a function of converting the DC input voltage into an AC voltage and supplying it to the secondary winding 42 side by the on / off operation of 51-4.

制御回路７０は、起動時における１次側ブリッジ回路２０及び２次側ブリッジ回路５０のスイッチングを制御する第１の制御手段８０と、起動完了後の定電圧動作時における１次側ブリッジ回路２０及び２次側ブリッジ回路５０のスイッチングを制御する第２の制御手段９０とにより構成されている。   The control circuit 70 includes first control means 80 that controls switching of the primary side bridge circuit 20 and the secondary side bridge circuit 50 at the time of startup, and the primary side bridge circuit 20 and the like at the time of constant voltage operation after the completion of startup. The second control means 90 controls the switching of the secondary side bridge circuit 50.

第１の制御手段８０は、１次側ブリッジ回路２０及び第２次側ブリッジ回路５０における起動時の出力電圧Ｖｏｕｔと起動目標電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、出力電圧Ｖｏｕｔが起動目標電圧Ｖｒｅｆ１に達して出力電圧Ｖｏｕｔが確立したか否かを判定して確立無し又は確立有りの判定結果を求め、この判定結果が確立無しの場合には、第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成して１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４のスイッチング動作を制御し、前記判定結果が確立有りの場合には、第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ４及び第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１４を生成して１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４及び２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４のスイッチング動作を制御して起動を完了させる機能を有している。   The first control means 80 compares the output voltage Vout at the time of start-up in the primary side bridge circuit 20 and the secondary side bridge circuit 50 with the start target voltage Vref1, and the output voltage Vout reaches the start target voltage Vref1. It is determined whether or not the output voltage Vout has been established, and a determination result indicating that the output voltage Vout has not been established is obtained. If this determination result is not established, the first control signals G1 to G4 are generated to generate the primary side When the switching operation of the IGBTs 21-1 to 21-4 is controlled and the determination result is established, the first control signals G1 to G4 and the second control signals G11 to G14 are generated to generate the primary IGBT 21. -1 to 21-4 and secondary IGBTs 51-1 to 51-4 are controlled to complete the startup by controlling the switching operation.

この第１の制御手段８０は、第１の比較手段８１を有している。第１の比較手段８１は、起動時の出力電圧Ｖｏｕｔと起動目標電圧Ｖｒｅｆ１とを比較して、出力電圧Ｖｏｕｔと起動目標電圧Ｖｒｅｆ１との第１の電圧差Ｓ８１を求めるものであり、この出力側に、判定手段としての出力電圧確立判定手段８２が設けられている。出力電圧確立判定手段８２は、第１の電圧差Ｓ８１に基づき、出力電圧Ｖｏｕｔが起動目標電圧Ｖｒｅｆ１に達して出力電圧Ｖｏｕｔが確立したか否かを判定して判定結果Ｓ８２を求めるものであり、この出力側に、第１の制御駆動手段が設けられている。第１の制御駆動手段は、判定結果Ｓ８２が確立無しの場合には、第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成して１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４のスイッチング動作を制御し、判定結果Ｓ８２が確立有りの場合には、第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ４及び第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１４を生成して１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４及び２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４のスイッチング動作を制御して起動を完了させるものである。   The first control unit 80 includes a first comparison unit 81. The first comparison unit 81 compares the output voltage Vout at the time of activation with the activation target voltage Vref1, and obtains a first voltage difference S81 between the output voltage Vout and the activation target voltage Vref1, and this output side In addition, an output voltage establishment determination unit 82 as a determination unit is provided. Based on the first voltage difference S81, the output voltage establishment determination means 82 determines whether the output voltage Vout has reached the activation target voltage Vref1 and the output voltage Vout has been established, and obtains a determination result S82. On the output side, first control driving means is provided. When the determination result S82 is not established, the first control driving unit generates the first control signals G1 to G4 to control the switching operation of the primary side IGBTs 21-1 to 21-4, and the determination result When S82 is established, the first control signals G1 to G4 and the second control signals G11 to G14 are generated to generate the primary side IGBTs 21-1 to 21-4 and the secondary side IGBTs 51-1 to 51-. 4 is controlled to complete the start-up.

前記第１の制御駆動手段は、例えば、２次側スイッチング開始手段８３、制御信号演算手段１００、１次側ドライバ１０１、及び２次側ドライバ１０２により構成されている。   The first control driving means includes, for example, a secondary side switching start means 83, a control signal calculation means 100, a primary side driver 101, and a secondary side driver 102.

２次側スイッチング開始手段８３は、出力電圧確立判定手段８２から出力される判定結果Ｓ８２が確立有りの場合に、２次側スイッチング開始信号Ｓ８３を制御信号演算手段１００へ出力するものである。制御信号演算手段１００は、起動時において、２次側スイッチング開始信号Ｓ８３を入力しない場合は（即ち、２次側スイッチング開始信号Ｓ８３を入力するまでは）、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４をソフトスイッチングさせるためのタイミング、オン／オフ時間等を演算して第１の演算結果Ｓ１００−１を１次側ドライバ１０１へ出力し、２次側スイッチング開始信号Ｓ８３を入力した場合は、第１の演算結果Ｓ１００−１を１次側ドライバ１０１へ出力すると共に、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４をソフトスイッチングさせるためのタイミング、オン／オフ時間等を演算して第２の演算結果Ｓ１００−２を２次側ドライバ１０２へ出力し、更に、起動完了後において、演算結果Ｓ９２に基づき、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４及び２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４をソフトスイッチングさせるためのタイミング、オン／オフ時間等を演算して第１の演算結果Ｓ１００−１及び第２の演算結果Ｓ１００−２を１次側ドライバ１０１及び２次側ドライバ１０２へそれぞれ出力するものである。   The secondary side switching start unit 83 outputs the secondary side switching start signal S83 to the control signal calculation unit 100 when the determination result S82 output from the output voltage establishment determination unit 82 is established. When the control signal calculation means 100 does not input the secondary side switching start signal S83 at the time of start-up (that is, until the secondary side switching start signal S83 is input), the primary side IGBTs 21-1 to 21-4. When the soft switching timing, on / off time, etc. are calculated, the first calculation result S100-1 is output to the primary side driver 101, and the secondary side switching start signal S83 is input, The calculation result S100-1 is output to the primary side driver 101, and the timings for soft-switching the secondary side IGBTs 51-1 to 51-4, the on / off time, and the like are calculated to calculate the second calculation result S100. -2 is output to the secondary side driver 102, and after the start-up is completed, the primary side IGBTs 21-1 to 21-21 based on the calculation result S92. The timings for soft-switching the 4th and secondary side IGBTs 51-1 to 51-4, the on / off time, etc. are calculated, and the first calculation result S 100-1 and the second calculation result S 100-2 are converted to the primary side. This is output to the driver 101 and the secondary side driver 102, respectively.

１次側ドライバ１０１は、第１の演算結果Ｓ１００−１に基づき、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４をソフトスイッチングさせるための第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ４を出力するものである。２次側ドライバ１０２は、第２の演算結果Ｓ１００−２に基づき、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４をソフトスイッチングさせるための第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１４を出力するものである。   The primary driver 101 outputs first control signals G1 to G4 for soft switching the primary IGBTs 21-1 to 21-4 based on the first calculation result S100-1. The secondary driver 102 outputs second control signals G11 to G14 for soft-switching the secondary IGBTs 51-1 to 51-4 based on the second calculation result S100-2.

第２の制御手段９０は、起動完了後に、出力電圧Ｖｏｕｔと制御目標電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、フィードバック制御演算を行って、出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｒｅｆ２に一致するような第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ４及び第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１４を生成し、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４及び２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４のスイッチング動作を制御して定電圧動作を行わせる機能を有している。   The second control means 90 compares the output voltage Vout with the control target voltage Vref2 after completion of the start, performs a feedback control calculation, and makes a first control signal such that the output voltage Vout matches the control target voltage Vref2. G1 to G4 and second control signals G11 to G14 are generated, and the switching operation of the primary side IGBTs 21-1 to 21-4 and the secondary side IGBTs 51-1 to 51-4 is controlled to perform the constant voltage operation. It has a function.

この第２の制御手段９０は、第２の比較手段９１を有している。第２の比較手段９１は、起動完了後に、出力電圧Ｖｏｕｔと制御目標電圧Ｖｒｅｆ２とを比較して、出力電圧Ｖｏｕｔと制御目標電圧Ｖｒｅｆ２との第２の電圧差Ｓ９１を求めるものであり、この出力側に、制御演算手段（例えば、比例・積分制御演算手段、以下「ＰＩ制御演算手段」という。）９２が設けられている。ＰＩ制御演算手段９２は、第２の電圧差Ｓ９１をゼロにするようなフィードバック制御演算としてのＰＩ制御演算を行って演算結果Ｓ９２を出力するものであり、この出力側に、第２の制御駆動手段が設けられている。第２の制御駆動手段は、演算結果Ｓ９２に基づき、出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｒｅｆ２に一致するような第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ４及び第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１４を生成し、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４及び２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４のスイッチング動作を制御して定電圧動作を行わせるものである。   The second control unit 90 includes a second comparison unit 91. The second comparison unit 91 compares the output voltage Vout and the control target voltage Vref2 after the start-up is completed, and obtains a second voltage difference S91 between the output voltage Vout and the control target voltage Vref2. On the side, a control calculation means (for example, proportional / integral control calculation means, hereinafter referred to as “PI control calculation means”) 92 is provided. The PI control calculation means 92 performs a PI control calculation as a feedback control calculation for setting the second voltage difference S91 to zero and outputs a calculation result S92. On the output side, the second control drive is performed. Means are provided. The second control driving means generates the first control signals G1 to G4 and the second control signals G11 to G14 such that the output voltage Vout matches the control target voltage Vref2 based on the calculation result S92. The constant voltage operation is performed by controlling the switching operation of the side IGBTs 21-1 to 21-4 and the secondary side IGBTs 51-1 to 51-4.

前記第２の制御駆動手段は、例えば、制御信号演算手段１００、１次側ドライバ１０１及び２次側ドライバ１０２により構成されている。   The second control drive means is constituted by, for example, a control signal calculation means 100, a primary side driver 101, and a secondary side driver 102.

このような制御回路７０を構成する第１、第２の比較手段８１，９１、出力電圧確立判定手段８２、２次側スイッチング開始手段８３、ＰＩ制御演算手段９２、及び制御信号演算手段１００は、例えば、中央処理装置（ＣＰＵ）を用いたプログラム制御可能なデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等のプロセッサ、あるいは、個別回路により構成されている。更に、１次側ドライバ１０１及び２次側ドライバ１０２は、トランジスタ等を用いた駆動回路により構成されている。   The first and second comparison units 81 and 91, the output voltage establishment determination unit 82, the secondary side switching start unit 83, the PI control calculation unit 92, and the control signal calculation unit 100 constituting the control circuit 70 are as follows. For example, it is configured by a processor such as a digital signal processor (DSP) capable of program control using a central processing unit (CPU), or an individual circuit. Further, the primary side driver 101 and the secondary side driver 102 are configured by a drive circuit using a transistor or the like.

（実施例１の動作）
図３（ａ）、（ｂ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示すフローチャートであり、同図（ａ）は起動時の動作、及び同図（ｂ）は起動完了後の定電圧動作をそれぞれ示すフローチャートである。 (Operation of Example 1)
FIGS. 3A and 3B are flowcharts showing the operation of the DC / DC converter of FIG. 1. FIG. 3A is an operation at the time of startup, and FIG. 3B is a constant voltage after completion of the startup. It is a flowchart which shows each operation | movement.

以下、起動時の動作（１）と、起動完了後の定電圧動作（２）とを説明する。   Hereinafter, the operation (1) at the time of starting and the constant voltage operation (2) after the completion of starting will be described.

（１） 起動時の動作
図４は本発明の実施例１の起動方法におけるシミュレーション結果を示す全体図、及び図５は図４中の起動後１０ｍｓｅｃ時の拡大図である。図４及び図５において、横軸は起動後の時間［ｍｓｅｃ］、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔ［Ｖ］、制御信号Ｇ１，Ｇ１１の電圧［Ｖ］、及びＩＧＢＴ２１−１，５１−１のコレクタ電流［Ａ］である。 (1) Operation at start-up FIG. 4 is an overall view showing a simulation result in the start-up method according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 5 is an enlarged view at 10 msec after start-up in FIG. 4 and 5, the horizontal axis represents the time after startup [msec], the vertical axis represents the output voltage Vout [V], the voltages [V] of the control signals G1 and G11, and the collector currents of the IGBTs 21-1 and 51-1. [A].

図３（ａ）のフローチャートにおいて、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの起動が開始されると、ステップＳＰ１において、第１の比較手段８１は、出力電圧Ｖｏｕｔ（＝０Ｖ）と起動目標電圧Ｖｒｅｆ１（＝３４０Ｖ）とを比較して、出力電圧Ｖｏｕｔ（＝０Ｖ）と起動目標電圧Ｖｒｅｆ１との第１の電圧差Ｓ８１（＝Ｖｒｅｆ１）を算出し、ステップＳＰ２へ進む。ステップＳＰ２において、制御信号演算手段１００は、第１の電圧差Ｓ８１に基づき、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４のオン／オフ時間等を演算して第１の演算結果Ｓ１００−１を１次側ドライバ１０１へ出力し、ステップＳＰ３へ進む。   In the flowchart of FIG. 3A, when the start of the DC / DC converter of FIG. 1 is started, in step SP1, the first comparison means 81 outputs the output voltage Vout (= 0V) and the start target voltage Vref1 (= 340V), a first voltage difference S81 (= Vref1) between the output voltage Vout (= 0V) and the start target voltage Vref1 is calculated, and the process proceeds to step SP2. In step SP2, the control signal calculation means 100 calculates the on / off time of the primary side IGBTs 21-1 to 21-4 based on the first voltage difference S81 and sets the first calculation result S100-1 to 1. The data is output to the next driver 101, and the process proceeds to step SP3.

ステップＳＰ３において、１次側ドライバ１０１は、第１の演算結果Ｓ１００−１に基づき、第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ４を出力する。これにより、１次側スイッチングが開始され、１次側のＩＧＢＴ２１−１，２１−４とＩＧＢＴ２１−２，２１−３とが交互にオン／オフしてソフトスイッチング動作が行われる。この時、図４及び図５に示すように、２次側ドライバ１０２から制御信号Ｇ１１〜Ｇ１４が出力されていないので（Ｇ１１〜Ｇ１４＝０Ｖ）、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４はオフ状態のままである。   In step SP3, the primary driver 101 outputs the first control signals G1 to G4 based on the first calculation result S100-1. Thereby, the primary side switching is started, and the primary side IGBTs 21-1 and 21-4 and the IGBTs 21-2 and 21-3 are alternately turned on / off to perform the soft switching operation. At this time, as shown in FIGS. 4 and 5, since the control signals G11 to G14 are not output from the secondary side driver 102 (G11 to G14 = 0V), the secondary side IGBTs 51-1 to 51-4 are turned off. The state remains.

図５に示すように、制御信号Ｇ１，Ｇ４が“Ｈ”レベル（＝１Ｖ）、制御信号Ｇ２，Ｇ３が“Ｌ”レベル（＝０Ｖ）になると、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎがコンデンサ１０で平滑され、このコンデンサ１０の＋電極→１次側ＩＧＢＴ２１−１のコレクタ・エミッタ→出力側ノードＮ１→インダクタ３０→トランス４０の１次巻線４１→出力側ノードＮ２→１次側ＩＧＢＴ２１−４のコレクタ・エミッタ→コンデンサ１０の−電極へ、コレクタ電流［Ａ］が流れる。トランス４０の１次巻線４１に電流が流れると、それが２次側に誘導され、この２次巻線４２の一方の電極→入力側ノードＮ１１→ダイオード５２−１→コンデンサ６０→ダイオード５２−４→入力側ノードＮ１２→２次巻線４２の他方の電極へ、コレクタ電流が流れる。これにより、負荷ＺＬへＤＣ出力電流及び出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。   As shown in FIG. 5, when the control signals G1 and G4 are at "H" level (= 1V) and the control signals G2 and G3 are at "L" level (= 0V), the DC input voltage Vin is smoothed by the capacitor 10, The positive electrode of this capacitor 10 → the collector / emitter of the primary IGBT 21-1 → the output node N1 → the inductor 30 → the primary winding 41 of the transformer 40 → the output node N2 → the collector / emitter of the primary IGBT 21-4. → The collector current [A] flows to the negative electrode of the capacitor 10. When a current flows through the primary winding 41 of the transformer 40, it is induced to the secondary side, and one electrode of the secondary winding 42 → input side node N11 → diode 52-1 → capacitor 60 → diode 52−. 4 → Input side node N12 → The collector current flows from the other electrode of the secondary winding 42. As a result, the DC output current and the output voltage Vout are supplied to the load ZL.

図５に示すように、制御信号Ｇ１，Ｇ４が“Ｌ”レベル（＝０Ｖ）、制御信号Ｇ２，Ｇ３が“Ｈ”レベル（＝１Ｖ）になると、コンデンサ１０の＋電極→１次側ＩＧＢＴ２１−３のコレクタ・エミッタ→出力側ノードＮ２→トランス４０の１次巻線４１→インダクタ３０→出力側ノードＮ１→１次側ＩＧＢＴ２１−２のコレクタ・エミッタ→コンデンサ１０の−電極へ、コレクタ電流［Ａ］が流れる。トランス４０の１次巻線４１に電流が流れると、それが２次側に誘導され、この２次巻線４２の他方の電極→入力側ノードＮ１２→２次側ダイオード５２−３→コンデンサ６０→ダイオード５２−２→入力側ノードＮ１１→２次巻線４２の一方の電極へ、コレクタ電流が流れる。これにより、負荷ＺＬへＤＣ出力電流及び出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。   As shown in FIG. 5, when the control signals G1 and G4 are at "L" level (= 0V) and the control signals G2 and G3 are at "H" level (= 1V), the + electrode of the capacitor 10 → the primary IGBT 21- 3 collector-emitter → output side node N2 → primary winding 41 of transformer 40 → inductor 30 → output side node N1 → collector / emitter of primary side IGBT 21-2 → collector current [A ] Flows. When a current flows through the primary winding 41 of the transformer 40, it is induced to the secondary side, and the other electrode of the secondary winding 42 → input side node N12 → secondary side diode 52-3 → capacitor 60 → A collector current flows from the diode 52-2 to the input side node N11 to one electrode of the secondary winding. As a result, the DC output current and the output voltage Vout are supplied to the load ZL.

１次側のＩＧＢＴ２１−１，２１−４とＩＧＢＴ２１−２，２１−３とのオン／オフ動作の際、各コンデンサ２３−１〜２３−４とインダクタ３０とにより形成されるＬＣ共振回路により、ＺＶＳのソフトスイッチング動作が行われ、図４に示すように、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖから起動目標電圧Ｖｒｅｆ１（＝３４０Ｖ）へ上昇して行く。   When the primary side IGBTs 21-1 and 21-4 and the IGBTs 21-2 and 21-3 are turned on / off, the LC resonance circuit formed by the capacitors 23-1 to 23-4 and the inductor 30 ZVS soft switching operation is performed, and as shown in FIG. 4, the DC output voltage Vout rises from 0V to the starting target voltage Vref1 (= 340V).

図３（ａ）のステップＳＰ４において、図１の出力電圧確立判定手段８２は、第１の電圧差Ｓ８１に基づき、出力電圧Ｖｏｕｔが起動目標電圧Ｖｒｅｆ１に達して出力電圧Ｖｏｕｔが確立したか否かを判定し、判定結果Ｓ８２が確立無しの場合には（Ｎｏ）、確立するまで待ち、判定結果Ｓ８２が確立有りの場合には（Ｙｅｓ）、ステップＳＰ５へ進む。   In step SP4 in FIG. 3A, the output voltage establishment determination means 82 in FIG. 1 determines whether or not the output voltage Vout has reached the start target voltage Vref1 based on the first voltage difference S81 and has been established. If the determination result S82 is not established (No), the process waits until it is established. If the determination result S82 is established (Yes), the process proceeds to step SP5.

ステップＳＰ５において、２次側スイッチング開始手段８３は、確立有りの判定結果Ｓ８２を入力すると、２次側スイッチング開始信号Ｓ８３を制御信号演算手段１００へ出力する。制御信号演算手段１００は、２次側スイッチング開始信号Ｓ８３を入力すると、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４をソフトスイッチングさせるためのタイミング、オン／オフ時間等を演算して第２の演算結果Ｓ１００−２を２次側ドライバ１０２へ出力する。２次側ドライバ１０２は、第２の演算結果Ｓ１００−２に基づき、第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１４を出力する。これにより、２次側スイッチングが開始され、２次側のＩＧＢＴ５１−１，５１−４とＩＧＢＴ５１−２，５１−３とが交互にオン／オフしてソフトスイッチング動作が行われ、起動が完了する。   In step SP5, when the secondary-side switching start unit 83 inputs the determination result S82 with the establishment, it outputs a secondary-side switching start signal S83 to the control signal calculation unit 100. When the secondary-side switching start signal S83 is input, the control signal calculation means 100 calculates the timing for turning the secondary-side IGBTs 51-1 to 51-4 softly, the on / off time, etc., and the second calculation result S100-2 is output to the secondary driver 102. The secondary driver 102 outputs the second control signals G11 to G14 based on the second calculation result S100-2. As a result, the secondary side switching is started, and the secondary side IGBTs 51-1 and 51-4 and the IGBTs 51-2 and 51-3 are alternately turned on / off to perform the soft switching operation, thereby completing the start-up. .

（２） 起動完了後の定電圧動作
図３（ｂ）のフローチャートにおいて、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの起動完了後、定電圧動作が開始されると、ステップＳＰ１１において、第２の比較手段９１は、出力電圧Ｖｏｕｔと制御目標電圧Ｖｒｅｆ２とを比較して、出力電圧Ｖｏｕｔと制御目標電圧Ｖｒｅｆ２との第２の電圧差Ｓ９１を算出し、ステップＳＰ１２へ進む。ステップＳＰ１２において、ＰＩ制御演算手段９２は、第２の電圧差Ｓ９１に基づき、この第２の電圧差Ｓ９１をゼロにするようなＰＩ制御演算を行って演算結果Ｓ９２を制御信号演算手段１００へ出力し、ステップＳＰ１３へ進む。 (2) Constant Voltage Operation after Completion of Startup In the flowchart of FIG. 3B, when the constant voltage operation is started after completion of the startup of the DC / DC converter of FIG. Compares the output voltage Vout and the control target voltage Vref2, calculates the second voltage difference S91 between the output voltage Vout and the control target voltage Vref2, and proceeds to step SP12. In step SP12, the PI control calculation unit 92 performs a PI control calculation that makes the second voltage difference S91 zero based on the second voltage difference S91, and outputs the calculation result S92 to the control signal calculation unit 100. Then, the process proceeds to step SP13.

ステップＳＰ１３において、制御信号演算手段１００は、演算結果Ｓ９２に基づき、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４と２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４とをソフトスイッチングさせるためのタイミング、オン／オフ時間等を演算し、第１の演算結果Ｓ１００−１を１次側ドライバ１０１へ出力すると共に、第２の演算結果Ｓ１００−２を２次側ドライバ１０２へ出力し、ステップＳＰ１４へ進む。   In step SP13, the control signal calculation means 100 performs on / off timing for soft switching between the primary side IGBTs 21-1 to 21-4 and the secondary side IGBTs 51-1 to 51-4 based on the calculation result S92. The time is calculated and the first calculation result S100-1 is output to the primary driver 101, and the second calculation result S100-2 is output to the secondary driver 102, and the process proceeds to step SP14.

ステップＳＰ１４において、１次側ドライバ１０１は、第１の演算結果Ｓ１００−１に基づき、第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ４を１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４のゲートへそれぞれ出力する。更に、２次側ドライバ１０２は、第２の演算結果Ｓ１００−２に基づき、第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１４を２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４のゲートへそれぞれ出力する。これにより、１次側及び２次側スイッチングが行われ、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４及び２次側ＩＧＢＴ５１−１〜がオン／オフしてソフトスイッチング動作が行われ、出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｒｅｆ２に一致するような定電圧動作が行われる。   In step SP14, the primary driver 101 outputs the first control signals G1 to G4 to the gates of the primary IGBTs 21-1 to 21-4, respectively, based on the first calculation result S100-1. Further, the secondary side driver 102 outputs the second control signals G11 to G14 to the gates of the secondary side IGBTs 51-1 to 51-4, respectively, based on the second calculation result S100-2. Thereby, primary side and secondary side switching is performed, the primary side IGBTs 21-1 to 21-4 and the secondary side IGBT 51-1 are turned on / off to perform soft switching operation, and the output voltage Vout is A constant voltage operation that matches the control target voltage Vref2 is performed.

即ち、起動時と同様に、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎがコンデンサ１０で平滑され、１次側のＩＧＢＴ２１−２，２１−４とＩＧＢＴ２１−３，２１−４とが交互にオン／オフ動作してＡＣ電圧に変換される。この際、各コンデンサ２３−１〜２３−４とインダクタ３０とにより、ＬＣ共振回路が構成され、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４においてＺＶＳのソフトスイッチングが行われる。変換されたＡＣ電圧は、トランス４０にて電圧レベルが変更され、２次巻線４２から出力される。各２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４は、各１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４と同様に、各制御信号Ｇ１１〜Ｇ１４の“Ｈ”レベルによりオン状態、“Ｌ”レベルによりオフ状態となる。   That is, as in the start-up, the DC input voltage Vin is smoothed by the capacitor 10, and the primary side IGBTs 21-2 and 21-4 and the IGBTs 21-3 and 21-4 are alternately turned on / off to generate an AC voltage. Is converted to At this time, each capacitor 23-1 to 23-4 and the inductor 30 constitute an LC resonance circuit, and ZVS soft switching is performed in the primary side IGBTs 21-1 to 21-4. The voltage level of the converted AC voltage is changed by the transformer 40 and is output from the secondary winding 42. Each of the secondary IGBTs 51-1 to 51-4 is turned on by the “H” level of each control signal G11 to G14, and is turned off by the “L” level, like the primary IGBTs 21-1 to 21-4. It becomes.

例えば、制御信号Ｇ１１，Ｇ１４の“Ｈ”レベルによりＩＧＢＴ５１−１，５１−４がオン状態になると共に、制御信号Ｇ１２，Ｇ１３の“Ｌ”レベルによりＩＧＢＴ５１−２，５１−３がオフ状態になると、２次巻線４２の一方の電極→入力側ノードＮ１２→ＩＧＢＴ５１−４のコレクタ・エミッタ→コンデンサ６０→ＩＧＢＴ５１−１のコレクタ・エミッタ→入力側ノードＮ１１→２次巻線４２の他方の電極へ、コレクタ電流が流れる。又、制御信号Ｇ１１，Ｇ１４の“Ｌ”レベルによりＩＧＢＴ５１−１，５１−４がオフ状態になると共に、制御信号Ｇ１２，Ｇ１３の“Ｈ”レベルによりＩＧＢＴ５１−２，５１−３がオン状態になると、２次巻線４２の他方の電極→入力側ノードＮ１１→ＩＧＢＴ５１−２のコレクタ・エミッタ→コンデンサ６０→ＩＧＢＴ５１−３のコレクタ・エミッタ→入力側ノードＮ１２→２次巻線４２の一方の電極へ、コレクタ電流が流れる。この際、２次巻線４２のインダクタンスと各コンデンサ５３−１〜５３−４とにより、ＬＣ共振回路が構成され、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４においてＺＶＳのソフトスイッチングが行われる。   For example, the IGBTs 51-1 and 51-4 are turned on by the “H” level of the control signals G11 and G14, and the IGBTs 51-2 and 51-3 are turned off by the “L” level of the control signals G12 and G13. One electrode of secondary winding 42 → input side node N12 → collector / emitter of IGBT 51-4 → capacitor 60 → collector / emitter of IGBT 51-1 → input side node N11 → to the other electrode of secondary winding 42 , Collector current flows. Further, when the control signals G11 and G14 are "L" level, the IGBTs 51-1 and 51-4 are turned off, and when the control signals G12 and G13 are "H" level, the IGBTs 51-2 and 51-3 are turned on. The other electrode of the secondary winding 42 → the input side node N11 → the collector / emitter of the IGBT 51-2 → the capacitor 60 → the collector / emitter of the IGBT 51-3 → the input side node N12 → to one electrode of the secondary winding 42 , Collector current flows. At this time, the LC resonance circuit is configured by the inductance of the secondary winding 42 and the capacitors 53-1 to 53-4, and ZVS soft switching is performed in the secondary-side IGBTs 51-1 to 51-4.

このような２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４のスイッチング動作により、２次巻線４２から出力されたＡＣ電圧がＤＣ電圧に整流された後、コンデンサ６０により平滑されて、制御目標電圧Ｖｒｅｆ２に追従した一定のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。   The AC voltage output from the secondary winding 42 is rectified to a DC voltage by such a switching operation of the secondary side IGBTs 51-1 to 51-4, and then is smoothed by the capacitor 60 to obtain the control target voltage Vref2. A constant DC output voltage Vout that follows is output.

（実施例１の効果）
本実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、次の（ａ）、（ｂ）のような効果がある。 (Effect of Example 1)
The DC / DC converter according to the first embodiment has the following effects (a) and (b).

（ａ） 図６は比較例の起動方法におけるシミュレーション結果を示す全体図、及び図７は図６中の起動後２５ｍｓｅｃ時の拡大図である。   (A) FIG. 6 is an overall view showing a simulation result in the activation method of the comparative example, and FIG. 7 is an enlarged view at 25 msec after activation in FIG.

図６及び図７の比較例では、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける起動時において、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４と２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４との双方でソフトスイッチング動作を行った場合のシミュレーション結果が示されている。この図６及び図７において、横軸は起動後の時間［ｓｅｃ、又はｍｓｅｃ］、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔ［Ｖ］、制御信号Ｇ１，Ｇ１１の電圧［Ｖ］、及びＩＧＢＴ２１−１，５１−１のコレクタ電流［Ａ］である。   In the comparative example of FIG. 6 and FIG. 7, the soft switching operation is performed in both the primary side IGBTs 21-1 to 21-4 and the secondary side IGBTs 51-1 to 51-4 when the DC / DC converter of FIG. The simulation result when performing is shown. 6 and 7, the horizontal axis indicates the time after startup [sec or msec], the vertical axis indicates the output voltage Vout [V], the voltages [V] of the control signals G1 and G11, and the IGBTs 21-1, 51-. 1 collector current [A].

図７に示すように、２次側ＩＧＢＴ５１−１のコレクタ電流には、ソフトスイッチング失敗によるサージ電流ｉｓが発生している。図示しないが、他の２次側ＩＧＢＴ５１−２〜５１−４のコレクタ電流にも、ソフトスイッチング失敗によるサージ電流ｉｓが発生する。   As shown in FIG. 7, a surge current is caused by a soft switching failure is generated in the collector current of the secondary IGBT 51-1. Although not shown, the surge current is caused by the soft switching failure also occurs in the collector currents of the other secondary side IGBTs 51-2 to 51-4.

これに対し、本実施例１では、図４及び図５に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータを起動する際に、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４のソフトスイッチング動作を行わずに、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−４のみのソフトスイッチング動作を行う。各２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４にはこれらと並列に還流手段である例えばダイオード５２−１〜５２−４がそれぞれ接続されているので、これらのダイオード５２−１〜５２−４の電流のみを用いて出力側の負荷ＺＬへ出力電流を供給し、出力電圧Ｖｏｕｔの確立を行っている。そのため、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−４がソフトスイッチング動作をできない領域に入ることなく、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動を行うことができる。従って、起動時においてスイッチング損失やノイズ等の発生を抑制することができる。   On the other hand, in the first embodiment, as shown in FIGS. 4 and 5, when starting the DC / DC converter, the soft switching operation of the secondary IGBTs 51-1 to 51-4 is not performed. The soft switching operation of only the secondary IGBTs 21-1 to 21-4 is performed. Since the secondary IGBTs 51-1 to 51-4 are connected with, for example, diodes 52-1 to 52-4, which are refluxing means, in parallel with these, the currents of these diodes 52-1 to 52-4 are respectively connected. The output current is supplied to the load ZL on the output side using only the output voltage Vout, and the output voltage Vout is established. Therefore, the DC / DC converter can be activated without entering the region where the secondary IGBTs 51-1 to 51-4 cannot perform the soft switching operation. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of switching loss, noise, and the like during startup.

（ｂ） 図１のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、１次側のコンデンサ１０及びブリッジ回路２０と２次側のコンデンサ６０及びブリッジ回路５０とが同一の回路構成になっているので、例えば、入出力関係を逆にして、入力電圧Ｖｉｎ側に負荷Ｚを接続し、出力電圧Ｖｏｕｔ側から入力電圧Ｖｉｎを入力すれば、双方向の使用が可能である。これにより、本実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける利用範囲が広がり、便利である。   (B) According to the DC / DC converter of FIG. 1, the primary side capacitor 10 and the bridge circuit 20 and the secondary side capacitor 60 and the bridge circuit 50 have the same circuit configuration. If the output relationship is reversed, the load Z is connected to the input voltage Vin side, and the input voltage Vin is input from the output voltage Vout side, bidirectional use is possible. Thereby, the use range in the DC / DC converter of the first embodiment is widened and convenient.

（実施例２の構成）
図８は、本発明の実施例２における３相用の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。 (Configuration of Example 2)
FIG. 8 is a circuit diagram showing a three-phase insulated DC / DC converter according to Embodiment 2 of the present invention. Elements common to those in FIG. 1 showing Embodiment 1 are denoted by common reference numerals. ing.

本実施例２の３相用の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、入出力を反転して双方向に使用できるコンバータであり、実施例１における単相用の１次側ブリッジ回路２０、インダクタ３０、トランス４０、及び２次側ブリッジ回路５０に代えて、３相用の１次側ブリッジ回路２０Ａ、インダクタ３０−１〜３０−３、トランス４０Ａ、及び２次側ブリッジ回路５０Ａが設けられている。更に、実施例１の単相用の制御回路７０に代えて、３相用の制御回路７０Ａが設けられている。   The three-phase isolated DC / DC converter of the second embodiment is a converter that can be used bidirectionally by inverting the input / output. The single-phase primary bridge circuit 20, the inductor 30, Instead of the transformer 40 and the secondary side bridge circuit 50, a three-phase primary side bridge circuit 20A, inductors 30-1 to 30-3, a transformer 40A, and a secondary side bridge circuit 50A are provided. Furthermore, instead of the single-phase control circuit 70 of the first embodiment, a three-phase control circuit 70A is provided.

本実施例２の１次側ブリッジ回路５０Ａは、６個のＩＧＢＴ２１−１，２１−２，２１−３，２１−４，２１−５，２１−６を有し、これらがブリッジ形に接続されている。即ち、ＩＧＢＴ２１−１のコレクタ・エミッタ、出力側ノードＮ１、及びＩＧＢＴ２１−２のコレクタ・エミッタが直列に接続されて第１の直列回路が構成されている。同様に、ＩＧＢＴ２１−３のコレクタ・エミッタ、出力側ノードＮ２、及びＩＧＢＴ２１−４のコレクタ・エミッタが直列に接続されて第２の直列回路が構成され、更に、ＧＢＴ２１−５のコレクタ・エミッタ、出力側ノードＮ３、及びＩＧＢＴ２１−６のコレクタ・エミッタが直列に接続されて第３の直列回路が構成されている。これらの第１、第２及び第３の直列回路は、コンデンサ１０に対して並列に接続されている。   The primary side bridge circuit 50A of the second embodiment has six IGBTs 21-1, 21-2, 21-3, 21-4, 21-5, and 21-6, which are connected in a bridge shape. ing. That is, the collector / emitter of the IGBT 21-1, the output side node N1, and the collector / emitter of the IGBT 21-2 are connected in series to form a first series circuit. Similarly, the collector / emitter of the IGBT 21-3, the output side node N2, and the collector / emitter of the IGBT 21-4 are connected in series to form a second series circuit. Further, the collector / emitter of the IGBT 21-5, the output The side node N3 and the collector / emitter of the IGBT 21-6 are connected in series to form a third series circuit. These first, second and third series circuits are connected in parallel to the capacitor 10.

各ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６のコレクタ・エミッタ間には、第１の還流手段である例えば第１のダイオード２２−１，２２−２，２２−３，２２−４，２２−５，２２−６がそれぞれ逆並列に接続されると共に、共振用の第１の容量素子である例えば第１のコンデンサ２３−１，２３−２，２３−３，２３−４，２３−５，２３−６がそれぞれ並列に接続されている。   Between the collectors and emitters of the respective IGBTs 21-1 to 21-6, for example, first diodes 22-1, 22-2, 22-3, 22-4, 22-5, 22- which are first reflux means. 6 are connected in antiparallel, and for example, first capacitors 23-1, 23-2, 23-3, 23-4, 23-5, 23-6, which are resonance first capacitive elements, are provided. Each is connected in parallel.

各出力側ノードＮ１，Ｎ２，Ｎ３には、インダクタ３０−１，３０−２，３０−３の一方の電極がそれぞれ接続されている。   One electrode of each of inductors 30-1, 30-2, and 30-3 is connected to each output side node N1, N2, and N3.

各インダクタ３０−１〜３０−３の他方の電極には、トランス４０Ａの１次巻線４１−１，４１−２，４１−３の一方の電極がそれぞれ接続されている。各１次巻線４１−１〜４１−３の他方の電極は、共通に接続されている。トランス４０Ａの２次巻線４２−１，４２−２，４２−３の一方の電極には、２次側ブリッジ回路５０Ａ内の入力側ノードＮ１１，Ｎ１２，Ｎ１３がそれぞれ接続されている。各２次巻線４２−１〜４２−３の他方の電極は、共通に接続されている。   One electrode of the primary windings 41-1, 41-2, and 41-3 of the transformer 40A is connected to the other electrode of each inductor 30-1 to 30-3. The other electrodes of the primary windings 41-1 to 41-3 are connected in common. Input-side nodes N11, N12, and N13 in the secondary-side bridge circuit 50A are connected to one electrode of the secondary windings 42-1, 42-2, and 42-3 of the transformer 40A, respectively. The other electrodes of the secondary windings 42-1 to 42-3 are connected in common.

２次側ブリッジ回路５０Ａは、６個のＩＧＢＴ５１−１，５１−２，５１−３，５１−４，５１−５，５１−６を有し、これらがブリッジ形に接続されている。即ち、ＩＧＢＴ５１−１のコレクタ・エミッタ、入力側ノードＮ１１、及びＩＧＢＴ５１−２のコレクタ・エミッタが直列に接続されて第１の直列回路が構成されている。同様に、ＩＧＢＴ５１−３のコレクタ・エミッタ、入力側ノードＮ１２、及びＩＧＢＴ５１−４のコレクタ・エミッタが直列に接続されて第２の直列回路が構成され、更に、ＧＢＴ５１−５のコレクタ・エミッタ、入力側ノードＮ１３、及びＩＧＢＴ５１−６のコレクタ・エミッタが直列に接続されて第３の直列回路が構成されている。これらの第１、第２及び第３の直列回路は、並列に接続されている。   The secondary side bridge circuit 50A has six IGBTs 51-1, 51-2, 51-3, 51-4, 51-5, and 51-6, and these are connected in a bridge shape. That is, the collector / emitter of the IGBT 51-1, the input side node N11, and the collector / emitter of the IGBT 51-2 are connected in series to form a first series circuit. Similarly, the collector / emitter of the IGBT 51-3, the input side node N12, and the collector / emitter of the IGBT 51-4 are connected in series to form a second series circuit, and further, the collector / emitter of the IGBT 51-5, the input The side node N13 and the collector and emitter of the IGBT 51-6 are connected in series to form a third series circuit. These first, second and third series circuits are connected in parallel.

各ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６のコレクタ・エミッタ間には、第２の還流手段である例えば第２のダイオード５２−１，５２−２，５２−３，５２−４，５２−５，５２−６がそれぞれ逆並列に接続されると共に、共振用の第２の容量素子である例えば第２のコンデンサ５３−１，５３−２，５３−３，５３−４，５４−５，５３−６がそれぞれ並列に接続されている。この２次側ブリッジ回路５０Ａには、コンデンサ６０が並列に接続されている。   Between the collectors and emitters of the IGBTs 51-1 to 51-6, for example, second diodes 52-1, 52-2, 52-3, 52-4, 52-5, 52-are second reflux means. 6 are connected in antiparallel, and for example, second capacitors 53-1, 53-2, 53-3, 53-4, 54-5, 53-6, which are the second capacitive elements for resonance, are provided. Each is connected in parallel. A capacitor 60 is connected in parallel to the secondary side bridge circuit 50A.

制御回路７０Ａは、１次側ブリッジ回路２０Ａ及び第２次側ブリッジ回路５０Ａにおける起動時の出力電圧Ｖｏｕｔと起動目標電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、出力電圧Ｖｏｕｔが起動目標電圧Ｖｒｅｆ１に達して出力電圧Ｖｏｕｔが確立したか否かを判定して確立無し又は確立有りの判定結果を求め、この判定結果が確立無しの場合には、第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ６を生成して１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６のスイッチング動作を制御し、前記判定結果が確立有りの場合には、第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ６及び第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１６を生成して１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６及び２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６のスイッチング動作を制御して起動を完了させる機能を有している。更に、制御回路７０Ａは、起動完了後に、出力電圧Ｖｏｕｔと制御目標電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、フィードバック制御演算（例えば、ＰＩ制御演算）を行って、出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｒｅｆ２に一致するような第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ６及び第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１６を生成し、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６及び２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６のスイッチング動作を制御して定電圧動作を行わせる機能も有している。   The control circuit 70A compares the startup output voltage Vout and the startup target voltage Vref1 in the primary side bridge circuit 20A and the secondary side bridge circuit 50A, the output voltage Vout reaches the startup target voltage Vref1, and the output voltage Vout. Is determined to determine whether or not established, and a determination result indicating whether or not established is obtained. If the determination result is not established, first control signals G1 to G6 are generated and the primary IGBT 21-1 is generated. When the switching operation of .about.21-6 is controlled and the determination result is established, the first control signals G1 to G6 and the second control signals G11 to G16 are generated and the primary side IGBTs 21-1 to 21-6 are generated. 21-6 and the secondary side IGBTs 51-1 to 51-6 are controlled to complete the startup. Further, the control circuit 70A compares the output voltage Vout with the control target voltage Vref2 after the start-up is completed, and performs a feedback control calculation (for example, PI control calculation) so that the output voltage Vout matches the control target voltage Vref2. First control signals G1 to G6 and second control signals G11 to G16 are generated, and the switching operations of the primary side IGBTs 21-1 to 21-6 and the secondary side IGBTs 51-1 to 51-6 are controlled. It also has a function to perform constant voltage operation.

本実施例２の３相用の制御回路７０Ａは、実施例１の単相用の制御回路７０に対して相数が異なるだけで、ほぼ同様の構成になっている。   The three-phase control circuit 70A according to the second embodiment has substantially the same configuration as the single-phase control circuit 70 according to the first embodiment except that the number of phases is different.

（実施例２の動作）
本実施例２におけるＤＣ／ＤＣコンバータの起動時の動作（１）と、起動完了後の定電圧動作（２）とを説明する。 (Operation of Example 2)
The operation (1) at the start of the DC / DC converter according to the second embodiment and the constant voltage operation (2) after the start is completed will be described.

（１） 起動時の動作
図９は本発明の実施例２の起動方法におけるシミュレーション結果を示す全体図、及び図１０は図９中の起動後５ｍｓｅｃ時の拡大図である。図９において、横軸は起動後の時間［ｍｓｅｃ］、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔ［Ｖ］、ＩＧＢＴ２１−１，５１−１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ［Ｖ］、及びＩＧＢＴ２１−１，５１−１のコレクタ電流［Ａ］である。図１０において、横軸は起動後の時間［ｍｓｅｃ］、縦軸は制御信号Ｇ１，Ｇ１１の電圧［Ｖ］、及びＩＧＢＴ２１−１，５１−１のコレクタ電流［Ａ］である。 (1) Operation at start-up FIG. 9 is an overall view showing a simulation result in the start-up method according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 10 is an enlarged view at 5 msec after start-up in FIG. In FIG. 9, the horizontal axis represents the time after startup [msec], the vertical axis represents the output voltage Vout [V], the collector-emitter voltage Vce [V] of the IGBTs 21-1, 51-1, and the IGBTs 21-1, 51-. 1 collector current [A]. In FIG. 10, the horizontal axis represents the time [msec] after startup, and the vertical axis represents the voltages [V] of the control signals G1 and G11 and the collector currents [A] of the IGBTs 21-1 and 51-1.

図８のＤＣ／ＤＣコンバータの起動が開始されると、制御回路７０Ａは、出力電圧Ｖｏｕｔ（＝０Ｖ）と起動目標電圧Ｖｒｅｆ１（＝３４０Ｖ）とを比較して、出力電圧Ｖｏｕｔ（＝０Ｖ）と起動目標電圧Ｖｒｅｆ１との第１の電圧差（＝Ｖｒｅｆ１）を算出し、この第１の電圧差に基づき、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６をソフトスイッチングさせるためのタイミング、オン／オフ時間等を演算して第１の演算結果を求め、この第１の演算結果に基づき、第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ６を出力する。これにより、１次側スイッチングが開始され、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６がオン／オフしてソフトスイッチング動作が行われる。この時、図１０に示すように、制御回路７０Ａから制御信号Ｇ１１〜Ｇ１６が出力されていないので（Ｇ１１〜Ｇ１６＝０Ｖ）、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６はオフ状態のままである。   When the activation of the DC / DC converter of FIG. 8 is started, the control circuit 70A compares the output voltage Vout (= 0V) with the activation target voltage Vref1 (= 340V), and the output voltage Vout (= 0V) A timing and on / off time for calculating the first voltage difference (= Vref1) from the starting target voltage Vref1 and soft-switching the primary IGBTs 21-1 to 21-6 based on the first voltage difference Etc. are calculated to obtain the first calculation result, and the first control signals G1 to G6 are output based on the first calculation result. Thereby, the primary side switching is started, and the primary side IGBTs 21-1 to 21-6 are turned on / off, and the soft switching operation is performed. At this time, as shown in FIG. 10, since the control signals G11 to G16 are not output from the control circuit 70A (G11 to G16 = 0V), the secondary side IGBTs 51-1 to 51-6 remain in the off state. .

図１０に示すように、制御信号Ｇ１，Ｇ４が“Ｈ”レベル（＝１Ｖ）、制御信号Ｇ２，Ｇ３，Ｇ５，Ｇ６が“Ｌ”レベル（＝０Ｖ）になると、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎがコンデンサ１０で平滑され、このコンデンサ１０の＋電極→１次側ＩＧＢＴ２１−１のコレクタ・エミッタ→出力側ノードＮ１→インダクタ３０−１→トランス４０Ａの１次巻線４１−１，４１−２→インダクタ３０−２→出力側ノードＮ２→１次側ＩＧＢＴ２１−４のコレクタ・エミッタ→コンデンサ１０の−電極へ、コレクタ電流［Ａ］が流れる。トランス４０の１次巻線４１−１，４１−２に電流が流れると、２次巻線４２−１，４２−２に励磁電流が誘起され、この２次巻線４２−１の一方の電極→入力側ノードＮ１１→ダイオード５２−１→コンデンサ６０→ダイオード５２−４→入力側ノードＮ１２→２次巻線４２−２→２次巻線４２−１の他方の電極へ、コレクタ電流が流れる。これにより、負荷ＺＬへＤＣ出力電流及び出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。   As shown in FIG. 10, when the control signals G1 and G4 are at "H" level (= 1V) and the control signals G2, G3, G5 and G6 are at "L" level (= 0V), the DC input voltage Vin is The positive electrode of the capacitor 10, the collector / emitter of the primary IGBT 21-1, the output node N1, the inductor 30-1, the primary windings 41-1 and 41-2 of the transformer 40A, and the inductor 30-. The collector current [A] flows from 2 → the output side node N2 → the collector / emitter of the primary side IGBT 21-4 → the negative electrode of the capacitor 10. When a current flows through the primary windings 41-1 and 41-2 of the transformer 40, an exciting current is induced in the secondary windings 42-1 and 42-2, and one electrode of the secondary winding 42-1 is generated. → Input side node N11 → Diode 52-1 → Capacitor 60 → Diode 52-4 → Input side node N12 → Secondary winding 42-2 → The collector current flows to the other electrode of the secondary winding 42-1. As a result, the DC output current and the output voltage Vout are supplied to the load ZL.

図１０に示すように、制御信号Ｇ１，Ｇ４，Ｇ５，Ｇ６が“Ｌ”レベル（＝０Ｖ）、制御信号Ｇ２，Ｇ３が“Ｈ”レベル（＝１Ｖ）になると、コンデンサ１０の＋電極→１次側ＩＧＢＴ２１−３のコレクタ・エミッタ→出力側ノードＮ２→インダクタ３０−２→トランス４０Ａの１次巻線４１−２，４１−１→インダクタ３０−１→出力側ノードＮ１→１次側ＩＧＢＴ２１−２のコレクタ・エミッタ→コンデンサ１０の−電極へ、コレクタ電流［Ａ］が流れる。トランス４０の１次巻線４１−２，４１−１に電流が流れると、２次巻線４２−２，４２−１に励磁電流が誘起され、この２次巻線４２−２の一方の電極→入力側ノードＮ１２→ダイオード５２−３→コンデンサ６０→ダイオード５２−２→入力側ノードＮ１１→２次巻線４２−１→２次巻線４２−２の他方の電極へ、コレクタ電流が流れる。これにより、負荷ＺＬへＤＣ出力電流及び出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。   As shown in FIG. 10, when the control signals G1, G4, G5, and G6 are at the "L" level (= 0V) and the control signals G2 and G3 are at the "H" level (= 1V), the + electrode of the capacitor 10 → 1 Collector / emitter of secondary IGBT 21-3 → output node N2 → inductor 30-2 → primary windings 41-2 and 41-1 of transformer 40A → inductor 30-1 → output node N1 → primary IGBT 21− The collector current [A] flows from the collector / emitter of 2 to the negative electrode of the capacitor 10. When a current flows through the primary windings 41-2 and 41-1 of the transformer 40, an exciting current is induced in the secondary windings 42-2 and 42-1 and one electrode of the secondary winding 42-2 is generated. → input side node N12 → diode 52-3 → capacitor 60 → diode 52-2 → input side node N11 → secondary winding 42-1 → collector current flows to the other electrode of the secondary winding 42-2. As a result, the DC output current and the output voltage Vout are supplied to the load ZL.

１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６のオン／オフ動作の際、各コンデンサ２３−１〜２３−６と各インダクタ３０−１〜３０−３とにより形成されるＬＣ共振回路により、ＺＶＳのソフトスイッチング動作が行われ、図９に示すように、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖから起動目標電圧Ｖｒｅｆ１（＝３４０Ｖ）へ上昇して行く。   When the primary side IGBTs 21-1 to 21-6 are turned on / off, the ZVS soft circuit is formed by the LC resonance circuit formed by the capacitors 23-1 to 23-6 and the inductors 30-1 to 30-3. As shown in FIG. 9, the switching operation is performed, and the DC output voltage Vout increases from 0V to the activation target voltage Vref1 (= 340V).

制御回路７０Ａは、前記第１の電圧差に基づき、出力電圧Ｖｏｕｔが起動目標電圧Ｖｒｅｆ１に達して出力電圧Ｖｏｕｔが確立したか否かを判定し、判定結果が確立無しの場合には、確立するまで待ち、判定結果が確立有りの場合には、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６をソフトスイッチングさせるためのタイミング、オン／オフ時間等を演算し、第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１６を出力する。これにより、図９に示すように、例えば、起動後１５ｍｓｅｃ時に２次側スイッチングが開始され、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６がオン／オフしてソフトスイッチング動作が行われ、起動が完了する。   Based on the first voltage difference, the control circuit 70A determines whether or not the output voltage Vout has reached the start target voltage Vref1 and the output voltage Vout has been established. If the determination result is not established, the control circuit 70A establishes it. When the determination result is established, the timing for soft switching the secondary IGBTs 51-1 to 51-6, the on / off time, etc. are calculated, and the second control signals G11 to G16 are output. To do. As a result, as shown in FIG. 9, for example, secondary switching starts at 15 msec after startup, secondary IGBTs 51-1 to 51-6 are turned on / off, soft switching operation is performed, and startup is completed. To do.

（２） 起動完了後の定電圧動作
図８のＤＣ／ＤＣコンバータの起動完了後、定電圧動作が開始されると、制御回路７０Ａは、出力電圧Ｖｏｕｔと制御目標電圧Ｖｒｅｆ２との第２の電圧差を算出し、この第２の電圧差をゼロにするようなＰＩ制御演算を行い、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６と２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６のオン／オフ時間等を演算し、第１の制御信号Ｇ１〜Ｇ６を１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６のゲートへそれぞれ出力すると共に、第２の制御信号Ｇ１１〜Ｇ１６を２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６へそれぞれ出力する。これにより、１次側及び２次側スイッチングが行われ、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６及び２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６がオン／オフしてソフトスイッチング動作が行われ、出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｒｅｆ２に一致するような定電圧動作が行われる。 (2) Constant Voltage Operation after Completion of Startup When constant voltage operation is started after completion of startup of the DC / DC converter of FIG. 8, the control circuit 70A causes the second voltage between the output voltage Vout and the control target voltage Vref2 PI control calculation is performed to calculate the difference and make the second voltage difference zero, and the ON / OFF times of the primary side IGBTs 21-1 to 21-6 and the secondary side IGBTs 51-1 to 51-6, etc. And the first control signals G1 to G6 are output to the gates of the primary side IGBTs 21-1 to 21-6, respectively, and the second control signals G11 to G16 are output to the secondary side IGBTs 51-1 to 51-6. To each output. Thereby, primary side and secondary side switching is performed, and the primary side IGBTs 21-1 to 21-6 and the secondary side IGBTs 51-1 to 51-6 are turned on / off to perform soft switching operation and output. A constant voltage operation is performed such that the voltage Vout matches the control target voltage Vref2.

（実施例２の効果）
本実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、次の（ａ）、（ｂ）のような効果がある。 (Effect of Example 2)
The DC / DC converter according to the second embodiment has the following effects (a) and (b).

（ａ） 図１１は比較例の起動方法におけるシミュレーション結果を示す全体図、及び図１２は図１１中の起動後２５ｍｓｅｃ時の拡大図である。   (A) FIG. 11 is an overall view showing a simulation result in the starting method of the comparative example, and FIG. 12 is an enlarged view at 25 msec after starting in FIG.

図１１及び図１２の比較例では、図８のＤＣ／ＤＣコンバータにおける起動時において、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６と２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６との双方でソフトスイッチング動作を行った場合のシミュレーション結果が示されている。図１１において、横軸は起動後の時間［ｍｓｅｃ］、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔ［Ｖ］、ＩＧＢＴ２１−１，５１−１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ［Ｖ］、及びＩＧＢＴ２１−１，５１−１のコレクタ電流［Ａ］である。図１２において、横軸は起動後の時間［ｍｓｅｃ］、縦軸は制御信号Ｇ１，Ｇ１１の電圧［Ｖ］、及びＩＧＢＴ２１−１，５１−１のコレクタ電流［Ａ］である。   In the comparative example of FIG. 11 and FIG. 12, soft switching operation is performed in both the primary side IGBTs 21-1 to 21-6 and the secondary side IGBTs 51-1 to 51-6 when the DC / DC converter of FIG. The simulation result when performing is shown. In FIG. 11, the horizontal axis represents the time after startup [msec], the vertical axis represents the output voltage Vout [V], the collector-emitter voltage Vce [V] of the IGBTs 21-1 and 51-1, and the IGBTs 21-1 and 51-. 1 collector current [A]. In FIG. 12, the horizontal axis represents the time [msec] after startup, and the vertical axis represents the voltages [V] of the control signals G1 and G11 and the collector currents [A] of the IGBTs 21-1 and 51-1.

図１２に示すように、２次側ＩＧＢＴ５１−１のコレクタ電流には、ソフトスイッチング失敗によるサージ電流ｉｓが発生している。図示しないが、他の２次側ＩＧＢＴ５１−２〜５１−６のコレクタ電流にも、ソフトスイッチング失敗によるサージ電流ｉｓが発生する。   As shown in FIG. 12, a surge current is caused by a soft switching failure is generated in the collector current of the secondary IGBT 51-1. Although not shown, the surge current is caused by the soft switching failure also occurs in the collector currents of the other secondary side IGBTs 51-2 to 51-6.

これに対し、本実施例２では、図１０に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータを起動する際に、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６のソフトスイッチング動作を行わずに、１次側ＩＧＢＴ２１−１〜２１−６のみのソフトスイッチング動作を行う。各２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６にはこれらと並列に還流手段である例えばダイオード５２−１〜５２−６がそれぞれ接続されているので、これらのダイオード５２−１〜５２−６の電流のみを用いて出力側の負荷ＺＬに出力電流を供給し、出力電圧Ｖｏｕｔの確立を行っている。そのため、実施例１と同様に、２次側ＩＧＢＴ５１−１〜５１−６がソフトスイッチング動作をできない領域に入ることなく、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動を行うことができる。従って、起動時においてスイッチング損失やノイズ等の発生を抑制することができる。   On the other hand, in the second embodiment, as shown in FIG. 10, when starting the DC / DC converter, the primary IGBT 21 does not perform the soft switching operation of the secondary IGBTs 51-1 to 51-6. Only soft switching operation of -1 to 21-6 is performed. Since the secondary IGBTs 51-1 to 51-6 are respectively connected with, for example, the diodes 52-1 to 52-6, which are refluxing means, in parallel with each of the secondary-side IGBTs 51-1 to 51-6. The output voltage Vout is established by supplying the output current to the load ZL on the output side using only the output. Therefore, similarly to the first embodiment, the DC / DC converter can be activated without entering the region where the secondary IGBTs 51-1 to 51-6 cannot perform the soft switching operation. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of switching loss, noise, and the like during startup.

（ｂ） 図８のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、１次側のコンデンサ１０及びブリッジ回路２０Ａと２次側のコンデンサ６０及びブリッジ回路５０Ａとが同一の回路構成になっているので、実施例１と同様に、例えば、入出力関係を逆にして、入力電圧Ｖｉｎ側に負荷ＺＬを接続し、出力電圧Ｖｏｕｔ側から入力電圧Ｖｉｎを入力すれば、双方向の使用が可能である。これにより、本実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータにおける利用範囲が広がり、便利である。   (B) According to the DC / DC converter of FIG. 8, the primary side capacitor 10 and the bridge circuit 20A and the secondary side capacitor 60 and the bridge circuit 50A have the same circuit configuration. Similarly, for example, if the input / output relationship is reversed, the load ZL is connected to the input voltage Vin side, and the input voltage Vin is input from the output voltage Vout side, bidirectional use is possible. Thereby, the use range in the DC / DC converter of the second embodiment is widened and convenient.

（変形例）
本発明は、上記実施例に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ｉ）、（ｉｉ）のようなものがある。 (Modification)
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various usage forms and modifications are possible. For example, there are the following forms (i) and (ii) as usage forms and modifications.

（ｉ） １次側ブリッジ回路２０，２０Ａ及び２次側ブリッジ回路５０，５０Ａ中のＩＧＢＴ２１−１〜２１−６，５１−１〜５１−６は、電界効果トランジスタ（以下「ＦＥＴ」という。）等の他のスイッチング素子を使用してもよく、これにより、実施例１、２とほぼ同様の作用効果を奏することができる。なお、ＦＥＴを使用する場合、共振用のコンデンサ２３−１〜２３−６，５３−１〜５３−６に代えて、そのＦＥＴの寄生容量を使用してもよい。又、還流用のダイオード２２−１〜２２−６，５２−１〜５２−６に代えて、そのＦＥＴの寄生ダイオードを使用してもよい。   (I) The IGBTs 21-1 to 21-6 and 51-1 to 51-6 in the primary side bridge circuits 20 and 20 </ b> A and the secondary side bridge circuits 50 and 50 </ b> A are field effect transistors (hereinafter referred to as “FETs”). Other switching elements such as the above may be used, and thereby substantially the same effects as those of the first and second embodiments can be achieved. When an FET is used, the parasitic capacitance of the FET may be used instead of the resonance capacitors 23-1 to 23-6 and 53-1 to 53-6. Further, instead of the free-wheeling diodes 22-1 to 22-6 and 52-1 to 52-6, parasitic diodes of the FETs may be used.

（ｉｉ） 制御回路７０，７０Ａは、図１以外の回路構成に変更してもよい。   (Ii) The control circuits 70 and 70A may be changed to a circuit configuration other than that shown in FIG.

１０，６０ コンデンサ
２０，２０Ａ １次側ブリッジ回路
２１−１〜２１−６，５１−１〜５１−６ ＩＧＢＴ
２２−１〜２２−６，５２−１〜５２−６ ダイオード
２３−１〜２３−６，５３−１〜５３−６ コンデンサ
３０，３０−１〜３０−３ インダクタ
４０，４０Ａ トランス
４１，４１−１〜４１−３ １次巻線
４２，４２−１〜４２−３ ２次巻線
５０，５０Ａ ２次側ブリッジ回路
７０，７０Ａ 制御回路
８１，９１ 第１、第２の比較手段
８２ 出力電圧確立手段
８３ ２次側スイッチング開始手段
９２ ＰＩ制御演算手段
１００ 制御信号演算手段
１０１，１０２ １次側、２次側ドライバ 10, 60 Capacitor 20, 20A Primary side bridge circuit 21-1 to 21-6, 51-1 to 51-6 IGBT
22-1 to 22-6, 52-1 to 52-6 Diode 23-1 to 23-6, 53-1 to 53-6 Capacitor 30, 30-1 to 30-3 Inductor 40, 40A Transformer 41, 41- 1-41 Primary winding 42, 42-1 to 42-3 Secondary winding 50, 50A Secondary side bridge circuit 70, 70A Control circuit 81, 91 First and second comparison means 82 Establishing output voltage Means 83 Secondary side switching start means 92 PI control arithmetic means 100 Control signal arithmetic means 101, 102 Primary side, secondary side driver

Claims (6)

１次巻線及び２次巻線を有する変圧器と、
第１の制御信号によってオン／オフ動作する第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に対して逆並列に接続された第１の還流手段と、を複数有し、前記第１のスイッチング素子のオン／オフ動作により、直流の入力電圧を交流電圧に変換して前記１次巻線側へ供給する共振機能付きの第１のブリッジ回路と、
第２の制御信号によってオン／オフ動作する第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子に対して逆並列に接続された第２の還流手段と、を複数有し、前記第２の還流手段により、前記２次巻線側から供給される交流電圧を整流して直流の出力電圧を出力する共振機能付きの第２のブリッジ回路と、
前記第１及び第２のブリッジ回路における起動時の前記出力電圧と起動目標電圧とを比較し、前記出力電圧が前記起動目標電圧に達して前記出力電圧が確立したか否かを判定して確立無し又は確立有りの判定結果を求め、前記判定結果が確立無しの場合には、前記第１の制御信号を生成して前記第１のスイッチング素子のスイッチング動作をソフトスイッチング動作で制御し、前記判定結果が確立有りの場合には、前記第１及び第２の制御信号を生成して前記第１及び第２のスイッチング素子の前記スイッチング動作をソフトスイッチング動作で制御して前記起動を完了させる第１の制御手段と、
を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A plurality of first switching elements that are turned on / off by a first control signal; and first reflux means that is connected in antiparallel to the first switching elements. A first bridge circuit with a resonance function which converts a DC input voltage into an AC voltage and supplies the AC voltage to the primary winding side by an on / off operation of the element;
A plurality of second switching elements that are turned on / off by a second control signal; and a second reflux unit that is connected in antiparallel to the second switching elements. Means for rectifying the AC voltage supplied from the secondary winding side and outputting a DC output voltage, and a second bridge circuit with a resonance function;
Established by comparing the output voltage at start-up in the first and second bridge circuits with the start target voltage, and determining whether the output voltage has reached the start target voltage and the output voltage has been established. A determination result of absence or establishment is obtained, and when the determination result is not established, the first control signal is generated and the switching operation of the first switching element is controlled by a soft switching operation. If the result is established, the first and second control signals are generated, and the switching operation of the first and second switching elements is controlled by a soft switching operation to complete the start-up. Control means,
A DC / DC converter characterized by comprising: 前記第１のブリッジ回路は、
前記第１のスイッチング素子と、前記第１の還流手段と、前記第１のスイッチング素子に対して並列に接続された共振用の第１の容量素子と、を複数有し、
前記第２のブリッジ回路は、
前記第２のスイッチング素子と、前記第２の還流手段と、前記第２のスイッチング素子に対して並列に接続された共振用の第２の容量素子と、を複数有することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 The first bridge circuit includes:
A plurality of the first switching element, the first reflux means, and a first capacitive element for resonance connected in parallel to the first switching element;
The second bridge circuit is
The plurality of second switching elements, the second reflux means, and a second capacitive element for resonance connected in parallel to the second switching elements. The DC / DC converter according to 1. 前記第１の制御手段は、
前記起動時の前記出力電圧と前記起動目標電圧とを比較して、前記出力電圧と前記起動目標電圧との第１の電圧差を求める第１の比較手段と、
前記第１の電圧差に基づき、前記出力電圧が前記起動目標電圧に達して前記出力電圧が確立したか否かを判定して前記判定結果を求める判定手段と、
前記判定結果が確立無しの場合には、前記第１の制御信号を生成して前記第１のスイッチング素子の前記スイッチング動作を前記ソフトスイッチング動作で制御し、前記判定結果が確立有りの場合には、前記第１及び第２の制御信号を生成して前記第１及び第２のスイッチング素子の前記スイッチング動作を前記ソフトスイッチング動作で制御して前記起動を完了させる第１の制御駆動手段と、
を有することを特徴とする請求項１又は２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 The first control means includes
A first comparison means for comparing the output voltage at the start-up and the start-up target voltage to obtain a first voltage difference between the output voltage and the start-up target voltage;
Determination means for determining whether the output voltage has reached the start target voltage and the output voltage has been established based on the first voltage difference, and obtaining the determination result;
When the determination result is not established, the first control signal is generated and the switching operation of the first switching element is controlled by the soft switching operation . When the determination result is established, First control driving means for generating the first and second control signals and controlling the switching operation of the first and second switching elements by the soft switching operation to complete the start-up,
The DC / DC converter according to claim 1 or 2, characterized by comprising: 請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、更に、
前記起動の完了後に、前記出力電圧と制御目標電圧とを比較し、フィードバック制御演算を行って、前記出力電圧が前記制御目標電圧に一致するような前記第１及び第２の制御信号を生成し、前記第１及び第２のスイッチング素子の前記スイッチング動作を制御して定電圧動作を行わせる第２の制御手段を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 The DC / DC converter according to any one of claims 1 to 3, further comprising:
After the start-up is completed, the output voltage and the control target voltage are compared, a feedback control calculation is performed, and the first and second control signals are generated so that the output voltage matches the control target voltage. A DC / DC converter comprising second control means for controlling the switching operation of the first and second switching elements to perform a constant voltage operation. 前記第２の制御手段は、
前記起動の完了後に、前記出力電圧と前記制御目標電圧とを比較して、前記出力電圧と前記制御目標電圧との第２の電圧差を求める第２の比較手段と、
前記第２の電圧差に基づき、前記フィードバック制御演算を行ってフィードバック制御演算結果を出力する制御演算手段と、
前記フィードバック制御演算結果に基づき、前記出力電圧が前記制御目標電圧に一致するような前記第１及び第２の制御信号を生成し、前記第１及び第２のスイッチング素子の前記スイッチング動作を制御して前記定電圧動作を行わせる第２の制御駆動手段と、
を有することを特徴とする請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 The second control means includes
A second comparing means for comparing the output voltage with the control target voltage after completion of the startup to obtain a second voltage difference between the output voltage and the control target voltage;
Control calculation means for performing the feedback control calculation based on the second voltage difference and outputting a feedback control calculation result;
Based on the feedback control calculation result, the first and second control signals are generated such that the output voltage matches the control target voltage, and the switching operation of the first and second switching elements is controlled. Second control drive means for performing the constant voltage operation
5. The DC / DC converter according to claim 4, further comprising: 前記フィードバック制御演算は、比例・積分制御演算であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。   The DC / DC converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the feedback control calculation is a proportional / integral control calculation.

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