JP5619710B2 - インピーダンス整合装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線による非接触電力伝送システム、特に電磁界共振結合（磁界共鳴、電界共鳴とも言われる。）の原理に基づく無線電力伝送システムに有用なインピーダンス整合装置に関する。

近年、家電機器や産業用装置、電気自動車等に対して電力を供給する際に、ＡＣ（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ）ケーブル等の接続を必要としない無線による非接触電力伝送技術が利用され始めている。家庭においては、電動歯ブラシ、シェーバなど水周りの小型機器や、携帯電話などポータブル機器への非接触充電装置が普及している。また電気自動車に対しては駐車場やバス停などで停車した自動車に対して、車体の下に置かれた給電装置から非接触で充電もしくは給電するシステムが実用化されている。

無線（電磁波）を用いた電力伝送技術は大きく分けて３つの方式がある。それらは電磁誘導方式、電磁界共振結合方式、及びマイクロ波電力伝送方式である。このうち前記の家庭用、産業用、電気自動車用として普及しているのは電磁誘導方式であり、数Ｗという小さな電力から数１０ｋＷという大電力の領域まで幅広く製品化されている。しかし、電磁誘導方式は、電力送信側コイル（一次側コイル）と受信側コイル（二次側コイル）との間隔（エアギャップ、以降「ギャップ」と呼ぶ。）を極力小さくする必要があること、及び送受信コイル間の位置ずれに弱いことが大きな課題となっており、応用できる領域が限定されている。また、マイクロ波電力伝送方式を採用したシステムとして、人工衛星に取り付けた太陽電池パネルによって発電した電力を、ビーム幅を非常に細く絞った電波を用いて地上の受信アンテナに送信するＳＰＳ（Ｓｏｌａｒ Ｐｏｗｅｒ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ）システムが研究されているが、かなり大規模な設備を必要とする。電気自動車用には、送信部に導波管スロットアンテナを用い、受信部にパッチアンテナと整流器を組み合わせた試作も報告されているが、現状では効率が低いことが課題となっている。

そのような中で近年注目されているのが電磁界共振結合方式による無線電力伝送である（例えば、非特許文献１、非特許文献２、特許文献１を参照）。この方式は送信・受信アンテナ間のギャップを大きくとれ（数１０ｃｍ〜数ｍ）、位置ずれにも強いという特徴を持っており、家庭内機器、産業用機器、電気自動車など幅広い領域での応用が期待されている。

特表２００９−５０１５１０号公報 特開平１１−０８８２０１号公報 特開２００６−２４６３２２号公報

Ａ.Ｋｕｒｓ，Ａ.Ｋａｒａｌｉｓ，ｅｔ ａｌ．"Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｏｗｅｒ Ｔｒａｎｓｆｅｒ ｖｉａ Ｓｔｒｏｎｇｌｙ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅｓ"，Ｓｃｉｅｎｃｅ，Ｖｏｌ．３１７，６ Ｊｕｌｙ ２００７ 居村，堀，"電磁界共振結合による伝送技術"，ＩＥＥＪ Ｊｏｕｒｎａｌ，Ｖｏｌ．１２９，Ｖｏ．７，２００９

ここで、電磁界共振結合方式について説明する。図２５は、電磁界共振結合方式に準じた無線電力伝送システムの一例のブロック図である。送信部は、無線周波数の高周波信号を発生する送信信号源と、その信号を伝送電力の信号レベルに増幅する増幅部とからなる送信側回路部と、送信側回路部と送信アンテナとを接続するケーブル部と、無線電力信号を放射する送信アンテナとを備える。受信部は、送信アンテナから放射された無線電力信号を受信する受信アンテナと、受信された高周波信号を整流する整流回路と、受信された電力を消費する負荷装置とを備える。送信アンテナと受信アンテナは、同じ共振周波数を有しており、一般に対向して設置される。図２５に示す無線電力伝送システムは、共振周波数に等しい高周波信号で送信アンテナを駆動させることにより、送信アンテナの近接場に磁場もしくは電場を発生させ、その近接場内に置かれた受信アンテナを共鳴させることにより電力を伝送する。

上記の文献などで、電磁界共振結合方式は、電磁誘導方式に比べてギャップを大きく取れること、位置ずれに強いことが技術的な強みとして挙げられている。一方、電磁界共振結合方式は、送信・受信アンテナ間のギャップが変わると、それに伴い伝送効率が大きく変化するという特性を持っている。しかし、電力伝送を目的としたあらゆる局面で伝送効率は極力１００％に近いことが望まれるので、このような特性は好ましくない。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、電磁界共振結合方式の送信アンテナ及び受信アンテナを対向させて電力伝送を行う場合に、送信側から入力した電力を損失することなく受信側に伝送することが可能なインピーダンス整合装置を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、送信アンテナ及び受信アンテナを電磁界によって結合させて電力を伝送する電磁界共振結合方式を利用した無線電力伝送システムにおいて、前記送信アンテナに電力を供給する送信回路と、前記送信回路のインピーダンスと、前記送信アンテナのインピーダンスとを整合させる整合回路と、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に接続されるスルー回路と、前記整合回路、又は前記スルー回路を、前記送信回路と前記送信アンテナとの間で電気的に接続させるスイッチ部と、前記送信回路からの送信信号に対応する進行波電圧と、前記送信アンテナからの反射信号に対応する反射波電圧と、を取り出す進行波・反射波抽出部と、前記スイッチ部により前記スルー回路が接続され、前記進行波・反射波抽出部により取り出された前記進行波電圧と前記反射波電圧とに基づき、反射係数絶対値相当値を算出する反射係数算出部と、前記反射係数絶対値相当値に基づいて、前記スイッチ部を制御する回路制御部と、を有し、前記回路制御部は、前記反射係数絶対値相当値が所定値より大きい場合、前記整合回路を前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させ、前記反射係数絶対値相当値が所定値以下である場合、前記スルー回路を前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させることを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、送信アンテナ及び受信アンテナを電磁界によって結合させて電力を伝送する電磁界共振結合方式を利用した無線電力伝送システムにおいて、前記送信アンテナに電力を供給する送信回路と、前記送信回路のインピーダンスと、前記送信アンテナのインピーダンスとを整合させる整合回路と、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に接続されるスルー回路と、前記整合回路、又は前記スルー回路を、前記送信回路と前記送信アンテナとの間で電気的に接続させるスイッチ部と、を備えるインピーダンス整合装置が実行する制御方法であって、前記送信回路からの送信信号に対応する進行波電圧と、前記送信アンテナからの反射信号に対応する反射波電圧と、を取り出す進行波・反射波抽出工程と、前記スイッチ部により前記スルー回路が接続され、前記進行波・反射波抽出工程により取り出された前記進行波電圧と前記反射波電圧とに基づき、反射係数絶対値相当値を算出する反射係数算出工程と、前記反射係数絶対値相当値に基づいて、前記スイッチ部を制御する回路制御工程と、を有し、前記回路制御工程は、前記反射係数絶対値相当値が所定値より大きい場合、前記整合回路を前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させ、前記反射係数絶対値相当値が所定値以下である場合、前記スルー回路を前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させることを特徴する。

第１実施形態に係る送信システムの概略構成図を示す。 位相判定部に相当する回路の一例である。 送信アンテナ及び受信アンテナとして使用されるアンテナの一例を示す。 送受信アンテナの入力インピーダンスを３次元電磁界解析シミュレータで解析した結果を示す。 送受信アンテナの直並列型等価回路の一例である。 図５の等価回路解析の結果と、図４の電磁界解析の結果との両者をプロットしたグラフを示す。 電力伝送時の送信アンテナ及び受信アンテナの位置関係を示す。 図７に示すシステムを直並列型等価回路により表現した図である。 結合係数を変えたときの入力インピーダンスの軌跡を求め、それをスミスチャート上にプロットした図である。 結合係数を変えたときの入力インピーダンスの軌跡を求め、それをスミスチャート上にプロットした図である。 直並列等価回路によって送受信アンテナをモデル化し、送信回路１と送信アンテナ４の間に方向性結合器を入れて進行波電圧波形Ｖｆと反射波電圧波形Ｖｒとを計測した結果を示す。 第１形式及び第２形式の整合回路の構成例である。 入力インピーダンス軌跡上の任意のポイントを、第１形式又は第２形式の整合回路を用いてスミスチャート上の等抵抗円、等コンダクタンス円に沿って移動させて５０Ωの整合ポイントまで到達させる概要図である。 第１の記憶部として記憶するテーブルの作成方法を模式的に示した図である。 第１記憶部に相当するマップの一例である。 第２の記憶部として記憶するテーブルの作成方法を模式的に示した図である。 第２記憶部に相当するマップの一例である。 第１記憶部に記憶される量子化前後の制御値を示すグラフの一例である。 第１記憶部に相当するテーブルの一例である。 第２記憶部に記憶される量子化前後の制御値を示すグラフの一例である。 第２記憶部に相当するテーブルの一例である。 第１実施形態の処理手順を示すフローチャートの一例である。 第１実施形態の処理手順に従いインピーダンスの整合処理を実施した場合の伝送効率改善の結果を示す。 第２実施形態に係る送信システムの概略構成図を示す。 電磁界共振結合方式に準じた無線電力伝送システムのブロック図の一例を示す。 整合回路の変形例を示す。 ギャップが近くなる方向の不整合を整合させる送信システムを示す。 ギャップが遠くなる方向の不整合を整合させる送信システムを示す。

本発明の１つの観点では、電磁界共振結合方式に準じた無線電力伝送システムにおいて、送信回路と送信アンテナとの間に設置されるインピーダンス整合装置であって、前記送信回路からの送信信号に対応する進行波電圧と、前記送信アンテナからの反射信号に対応する反射波電圧と、を取り出す進行波・反射波抽出部と、前記進行波電圧と前記反射波電圧とに基づき、反射係数の絶対値又は当該絶対値に相当する値である反射係数絶対値相当値を算出する反射係数算出部と、前記進行波電圧と前記反射波電圧とが同相に近いか又は逆相に近いかの位相判定を行う位相判定部と、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に直列に挿入される可変インダクタ要素と、当該可変インダクタ要素よりも前記送信アンテナ側に並列に接続される可変キャパシタ要素と、を備える第１形式の整合回路と、前記第１形式の整合回路を用いて所定のインピーダンス値に整合させるために必要なインダクタンス値及びキャパシタンス値に対応した制御値を、前記反射係数絶対値相当値に対応させて予め記憶させた第１の記憶部と、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に直列に挿入される可変インダクタ要素と、当該可変インダクタ要素よりも前記送信回路側に並列に接続される可変キャパシタ要素と、を備える第２形式の整合回路と、前記第２形式の整合回路を用いて所定のインピーダンス値に整合させるために必要な前記制御値を、反射係数絶対値相当値に対応させて予め記憶させた第２の記憶部と、前記第１形式の整合回路、前記第２形式の整合回路、又は整合回路を挿入しないスルー回路、の何れかを、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させるスイッチ部と、前記反射係数絶対値相当値と前記位相判定の結果とに基づき、前記スイッチ部を動作させる整合回路選択部と、前記位相判定の結果に基づき、前記第１の記憶部又は前記第２の記憶部の何れかを選択する記憶部選択部と、前記記憶部選択部により選択された前記第１又は第２の記憶部から前記制御値を読出し、前記整合回路選択部により選択された前記第１形式又は第２形式の整合回路に当該制御値を反映させる制御値出力部と、を備える。

上記のインピーダンス整合装置は、電磁界共振結合方式に準じた無線電力伝送システムにおいて、送信回路と送信アンテナとの間に設置される。インピーダンス整合装置は、進行波・反射波抽出部と、反射係数算出部と、位相判定部と、第１形式の整合回路と、第１の記憶部と、第２形式の整合回路と、第２の記憶部と、スイッチ部と、整合回路選択部と、制御値出力部と、を備える。反射係数算出部は、進行波・反射波抽出部によって抽出された進行波電圧と反射波電圧とに基づき、反射係数絶対値相当値を算出する。ここで、「反射係数絶対値相当値」とは、反射係数の絶対値、又はこれと一意な関係にある値等、反射係数の絶対値に相当する値であり、例えば反射係数の絶対値やインピーダンスの絶対値などが該当する。位相判定部は、進行波電圧と反射波電圧とが同相に近いか又は逆相に近いかの位相判定を行う。整合回路選択部は、反射係数絶対値相当値と位相判定の結果とに基づき、第１形式の整合回路、第２形式の整合回路、又は整合回路を挿入しないスルー回路、の何れかを、送信回路と送信アンテナとの間に電気的に接続させる。記憶部選択部は、位相判定の結果に基づき、第１の記憶部又は第２の記憶部の何れかを選択する。制御値出力部は、整合回路選択部により選択された第１形式又は第２形式の整合回路に当該制御値を反映させる。ここで、「制御値」とは、インダクタンス値及びキャパシタンス値の他、インダクタンス値及びキャパシタンス値を電気的もしくはモーター等の機械的機構を用いて変化させるための制御電圧値，複数の微小インダクタ要素，微小キャパシタ要素から成るＬＣネットワーク回路に含まれるリレーやＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍ）等スイッチ部のＯＮ／ＯＦＦを制御するためのビットパターンなどが該当する。このようにすることで、インピーダンス整合装置は、電磁界共振結合方式の送信アンテナ及び受信アンテナを対向させて電力伝送を行う場合に、ギャップの変化に合わせて送信側回路と送信アンテナとの間のインピーダンス整合を行い、送信側から入力した電力を損失することなく受信側に伝送することができる。

上記のインピーダンス整合装置の一態様では、前記制御値は、電磁界共振結合方式の前記送信アンテナ及び受信アンテナを対向させ、当該送信アンテナ及び受信アンテナ間のギャップを変更した際の、前記送信回路から前記送信アンテナ側への入力インピーダンスの変化の軌跡に基づいて設定される。インピーダンス整合装置は、このように設定された制御値を予め記憶しておき、インピーダンス整合を行うことで、処理工程を削減することができ、回路規模及び必要なメモリ容量を削減することができる。

上記のインピーダンス整合装置の他の一態様では、前記進行波・反射波抽出部は、方向性結合器もしくはサーキュレータである。この態様により、インピーダンス整合装置は、好適に、進行波電圧及び反射波電圧を抽出することができる。

上記のインピーダンス整合装置の他の一態様では、前記制御値は、反射による損失が常に所定の閾値以下となるように量子化して生成されている。インピーダンス整合装置は、当該制御値に基づきインピーダンス整合を行うことで、整合後の反射による損失を、常に所定の閾値以下にすることができる。

上記のインピーダンス整合装置の他の一態様では、前記制御値は、前記反射係数の絶対値または当該絶対値に相当する値である反射係数絶対値相当値が大きくなるほど、量子化間隔が小さくなるように量子化される。インピーダンス整合装置は、当該制御値に基づきインピーダンス整合を行うことで、整合後の反射による損失を、所定の閾値以下にすることができる。

本発明の他の観点では、電磁界共振結合方式に準じた無線電力伝送システムにおいて、送信回路と送信アンテナとの間に設置され、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に直列に挿入される可変インダクタ要素と、当該可変インダクタ要素よりも前記送信アンテナ側に並列に接続される可変キャパシタ要素と、を備える第１形式の整合回路と、前記第１形式の整合回路を用いて所定のインピーダンス値に整合させるために必要なインダクタンス値及びキャパシタンス値に対応した制御値を、反射係数絶対値相当値に対応させて予め記憶させた第１の記憶部と、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に直列に挿入される可変インダクタ要素と、当該可変インダクタ要素よりも前記送信回路側に並列に接続される可変キャパシタ要素と、を備える第２形式の整合回路と、前記第２形式の整合回路を用いて所定のインピーダンス値に整合させるために必要な前記制御値を、反射係数絶対値相当値に対応させて予め記憶させた第２の記憶部と、前記第１形式の整合回路、前記第２形式の整合回路、又は整合回路を挿入しないスルー回路、の何れかを、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させるスイッチ部と、を備えるインピーダンス整合装置が実行する制御方法であって、前記送信回路からの送信信号に対応する進行波電圧と、前記送信アンテナからの反射信号に対応する反射波電圧と、を取り出す進行波・反射波抽出工程と、前記進行波電圧と前記反射波電圧とに基づき、反射係数絶対値相当値を算出する反射係数算出工程と、前記進行波電圧と前記反射波電圧とが同相に近いか又は逆相に近いかの位相判定を行う位相判定工程と、前記反射係数絶対値相当値と前記位相判定の結果とに基づき、前記スイッチ部を動作させる整合回路選択工程と、前記位相判定の結果に基づき、前記第１の記憶部又は前記第２の記憶部の何れかを選択する記憶部選択工程と、前記記憶部選択工程により選択された前記第１又は第２の記憶部から前記制御値を読出し、前記整合回路選択工程により選択された前記第１形式又は第２形式の整合回路に当該制御値を反映させる制御値出力工程と、を備える。インピーダンス整合装置は、この制御方法を実行することにより、ギャップの変化に合わせて送信側回路と送信アンテナとの間のインピーダンス整合を行い、送信側から入力した電力を損失することなく受信側に伝送することができる。

本発明のさらに別の観点では、電磁界共振結合方式に準じた無線電力伝送システムにおいて、送信回路と送信アンテナとの間に設置されるインピーダンス整合装置であって、前記送信回路からの送信信号に対応する進行波電圧と、前記送信アンテナからの反射信号に対応する反射波電圧と、を取り出す進行波・反射波抽出部と、前記進行波電圧と前記反射波電圧とに基づき、反射係数の絶対値又は当該絶対値に相当する値である反射係数絶対値相当値を算出する反射係数算出部と、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に直列に挿入される可変インダクタ要素と、当該可変インダクタ要素よりも前記送信アンテナ側に並列に接続される可変キャパシタ要素と、を備える整合回路と、前記整合回路を用いて所定のインピーダンス値に整合させるために必要なインダクタンス値及びキャパシタンス値に対応した制御値を、前記反射係数絶対値相当値に対応させて予め記憶させた記憶部と、前記整合回路、又は整合回路を挿入しないスルー回路、の何れかを、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させるスイッチ部と、前記反射係数絶対値相当値に基づき、前記スイッチ部を動作させる整合回路選択部と、前記記憶部から前記制御値を読出し、前記整合回路に当該制御値を反映させる制御値出力部と、を備える。このようにすることで、インピーダンス整合装置は、電磁界共振結合方式の送信アンテナ及び受信アンテナを対向させて電力伝送を行う場合であって、ギャップが近くなる方向に対応する不整合を修正する場合に、送信側回路と送信アンテナとの間のインピーダンス整合を行い、送信側から入力した電力を損失することなく受信側に伝送することができる。

上記のインピーダンス整合装置の一態様では、前記制御値は、電磁界共振結合方式の前記送信アンテナ及び受信アンテナを対向させ、当該送信アンテナ及び受信アンテナ間のギャップを変更した際の、前記送信回路から前記送信アンテナ側への入力インピーダンスの変化の軌跡に基づいて設定される。

本発明のさらに別の観点では、電磁界共振結合方式に準じた無線電力伝送システムにおいて、送信回路と送信アンテナとの間に設置されるインピーダンス整合装置であって、前記送信回路からの送信信号に対応する進行波電圧と、前記送信アンテナからの反射信号に対応する反射波電圧と、を取り出す進行波・反射波抽出部と、前記進行波電圧と前記反射波電圧とに基づき、反射係数の絶対値又は当該絶対値に相当する値である反射係数絶対値相当値を算出する反射係数算出部と、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に直列に挿入される可変インダクタ要素と、当該可変インダクタ要素よりも前記送信回路側に並列に接続される可変キャパシタ要素と、を備える整合回路と、前記整合回路を用いて所定のインピーダンス値に整合させるために必要なインダクタンス値及びキャパシタンス値に対応した制御値を、前記反射係数絶対値相当値に対応させて予め記憶させた記憶部と、前記整合回路、又は整合回路を挿入しないスルー回路、の何れかを、前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させるスイッチ部と、前記反射係数絶対値相当値に基づき、前記スイッチ部を動作させる整合回路選択部と、前記記憶部から前記制御値を読出し、前記整合回路に当該制御値を反映させる制御値出力部と、を備える。このようにすることで、インピーダンス整合装置は、電磁界共振結合方式の送信アンテナ及び受信アンテナを対向させて電力伝送を行う場合であって、ギャップが遠くなる方向に対応する不整合を修正する場合に、送信側回路と送信アンテナとの間のインピーダンス整合を行い、送信側から入力した電力を損失することなく受信側に伝送することができる。

上記のインピーダンス整合装置の一態様では、前記制御値は、電磁界共振結合方式の前記送信アンテナ及び受信アンテナを対向させ、当該送信アンテナ及び受信アンテナ間のギャップを変更した際の、前記送信回路から前記送信アンテナ側への入力インピーダンスの変化の軌跡に基づいて設定される。

なお、スイッチ部で切換えられる回路の一つとして整合回路を挿入しないスルー回路と記載したが、この記載の本質としての、整合回路を挿入しないというスルーの状態と同様の効果を有する実装方法であれば、いかなる実装方法でも構わない．例えば、明示的に整合回路をスルーするような回路パスは持っていないが、可変インダクタンスの値をゼロとすることで整合回路が入っていない状態と等価にするような実装方法も、整合回路を挿入しないスルー回路に切換えていることと同じことであるとみなされる。

以下、図面を参照して本発明の好適な各実施形態について説明する。

＜第１実施形態＞
［概要説明］
図１は、第１実施形態に係る送信システム１００の概略構成図である。図１に示すように、送信システム１００は、送信回路１と、インピーダンス整合装置２と、送信アンテナ４と、を備える。

送信回路１は送信信号源１１と増幅部１２とを備える。送信信号源１１は無線電力伝送で使用する高周波信号を発生させる。増幅部１２は、伝送する電力の大きさを調整すると共に、電力を伝送する際の開始動作及び停止動作など制御回路として機能する。

インピーダンス整合装置２は、送信回路１と送信アンテナ４との間に配置される。インピーダンス整合装置２は、主に、進行波・反射波抽出部２１と、反射係数算出部２２と、位相判定部２３と、第１形式の整合回路２４と、第１の記憶部２５と、第２形式の整合回路２６と、第２の記憶部２７と、整合回路選択部２８と、スルー回路２９と、スイッチ部３０と、記憶部選択部３１と、制御値出力部３２と、を備える。

進行波・反射波抽出部２１は、送信回路１から入力された送信信号に対応する信号成分の電圧（以後、「進行波電圧Ｖｆ」と呼ぶ。）と、送信アンテナ４からの反射信号に対応する信号成分の電圧（以後、「反射波電圧Ｖｒ」とも呼ぶ。）を分離して取り出す。進行波・反射波抽出部２１は、例えば方向性結合器である。反射係数算出部２２は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとから、反射係数「Γ」の絶対値（「反射係数絶対値｜Γ｜」とも呼ぶ。）を算出する。位相判定部２３は、進行波電圧Ｖｆの位相と反射波電圧Ｖｒの位相が同相に近いか逆相に近いかの判定（単に、「位相判定」とも呼ぶ。）を行う。後述するように、進行波電圧Ｖｆの位相と反射波電圧Ｖｒの位相とは、ほぼ同相又はほぼ逆相となる。

第１形式の整合回路２４は、送信回路１と送信アンテナ４との間に直列に挿入される可変インダクタ要素２４０と、送信アンテナ４側の端に並列に接続される可変キャパシタ要素２４１と、を備える。第１の記憶部２５は、第１形式の整合回路２４を用いて送信システム１００を所定のインピーダンス値に整合させるために必要な制御値を、反射係数絶対値｜Γ｜に対応させて記憶する。以後では、「制御値Ｔｃ」とは、第１形式又は第２形式の整合回路２４、２６に入力される制御値を指す。ここでは、制御値Ｔｃは、第１形式又は第２形式の整合回路２４、２６に設定するインダクタンス値（「インダクタンス補正量Ｌｍ」とも呼ぶ。）及びキャパシタンス値（「キャパシタンス補正量Ｃｍ」とも呼ぶ。）を指すものとする。制御値Ｔｃは、後述するように、電磁界共振結合方式の送信アンテナ４及び図示しない受信アンテナ（「送受信アンテナ」とも呼ぶ。）を対向させてこれらのギャップ（「ギャップＧｐ」とも呼ぶ。）を変更した際の、送信回路１から送信アンテナ４側を見た時の入力インピーダンスの変化の軌跡に基づいて設定される。

第２形式の整合回路２６は、送信回路１と送信アンテナ４との間に直列に挿入される可変インダクタ要素２６０と、送信回路１側の端に並列に接続される可変キャパシタ要素２６１と、を備える。第２の記憶部２７は、第２形式の整合回路２６を用いて送信システム１００を所定のインピーダンス値に整合させるために必要な制御値Ｔｃを、反射係数絶対値｜Γ｜に対応させて記憶する。以後では、第１形式の整合回路２４及び第２形式の整合回路２６を、単に「整合回路」とも総称する。また、第１の記憶部２５及び第２の記憶部２７を、単に「記憶部」とも総称する。

整合回路選択部２８は、反射係数絶対値｜Γ｜と、位相判定の結果（「位相判定結果Ｊｒ」と呼ぶ。）とに基づいて、第１形式の整合回路２４又は第２形式の整合回路２６若しくは電線のみからなるスルー回路２９のいずれかが送信回路１及び送信アンテナ４と連結されるようにスイッチ部３０を制御する。記憶部選択部３１は、位相判定結果Ｊｒに基づいて、第１の記憶部２５または第２の記憶部２７のいずれに記憶された制御値Ｔｃを使用するか選択する。制御値出力部３２は、選択された第１又は第２の記憶部２５、２７から、算出された反射係数絶対値｜Γ｜に対応した制御値Ｔｃを読出し、整合回路選択部２８によって選択された第１形式の整合回路２４又は第２形式の整合回路２６に当該制御値Ｔｃを反映させる。

次に、インピーダンス整合装置２の各要素が行う動作について具体的に説明する。

まず、反射係数算出部２２の動作について説明する。反射係数算出部２２では、進行波・反射波抽出部２１の２つの出力である進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとを用いて反射係数絶対値｜Γ｜を以下の式（１）に従って算出する。

算出された反射係数絶対値｜Γ｜は、後述する位相判定結果Ｊｒに従って選択される記憶部への参照値となる。即ち、記憶部は、反射係数絶対値｜Γ｜の入力に基づき、制御値Ｔｃを記憶部選択部３１に出力する。また、反射係数絶対値｜Γ｜は、整合回路選択部２８にも用いられる。具体的には、整合回路選択部２８は、位相判定結果Ｊｒと合わせて、反射係数絶対値｜Γ｜に基づき、第１形式の整合回路２４又は第２形式の整合回路２６もしくはスルー回路２９のいずれを選択するか決定する。具体的には、整合回路選択部２８は、反射係数絶対値｜Γ｜が所定の閾値（「閾値｜Γ｜ｔｈｒ」と呼ぶ。）以下の場合、インピーダンス値を整合する必要がないと判断し、スルー回路２９を選択する。一方、整合回路選択部２８は、反射係数絶対値｜Γ｜が閾値｜Γ｜ｔｈｒより大きい場合、インピーダンス値を整合する必要があると判断し、第１形式又は第２形式の整合回路２４、２６のいずれかを選択する。ここで、閾値｜Γ｜ｔｈｒは、好適には、反射による損失を０．５％に抑えることができる値、即ち他に損失を生じる部分が無ければ効率９９．５％を達成できる値に相当する０．０７０７に設定されるとよい。

次に位相判定部２３の動作について説明する。位相判定部２３は、方向性結合器である進行波・反射波抽出部２１から２つの出力である進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとを受信する。そして、位相判定部２３は、進行波電圧Ｖｆの位相と反射波電圧Ｖｒの位相とが同相に近いか、それとも逆相に近いかの判定を行う。後述するように、電磁界共振結合方式の送受信アンテナを用いた場合、送信回路１から送信アンテナ４を見たときの入力インピーダンスの軌跡は、送受信アンテナ間のギャップＧｐが変化した場合であってもスミスチャート上の実数軸付近のみをトレースする。従って、送受信アンテナ間のギャップＧｐが変化しても、反射係数Γの位相は、ほぼ０度（ほぼ同相）、又は、ほぼ１８０度（ほぼ逆相）のいずれかの状態となる。その場合、進行波電圧Ｖｆの位相と反射波電圧Ｖｒの位相とは、ほぼ同相か又はほぼ逆相になる。これについては、後述する［本発明におけるインピーダンス整合の考え方］のセクションにて詳しく説明する。

この特徴を利用すると、位相判定部２３に相当する回路が簡便に構成される。図２は、位相判定部２３に相当する回路の一例である。図２に示す回路は、加算器と、減算器と、ダイオード、コンデンサ及び抵抗を有する包絡線検波部と、コンパレータとを備える。図２に示す回路は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとの加算結果及び減算結果の結果比較をコンパレータで行い、減算結果よりも加算結果の方が大きい場合には進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒがほぼ同相であると判断し、加算結果よりも減算結果の方が大きい場合には、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒが逆相であると判断する。即ち、図２に示す回路は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒがほぼ同相の場合は減算結果よりも加算結果の方が大きくなること、及び、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒが逆相の場合は加算結果よりも減算結果の方が大きくなることを利用している。

位相判定結果Ｊｒは、記憶部選択部３１に入力され、第１又は第２の記憶部２５、２７の選択の際に使用される。位相判定結果Ｊｒは、整合回路選択部２８にも入力される。整合回路選択部２８は、第１形式又は第２形式の整合回路２４、２６の選択の際に使用される。

次に、算出された反射係数絶対値｜Γ｜に基づき、記憶部選択部３１が、第１形式又は第２形式の整合回路２４、２６に必要となるインダクタンス補正量Ｌｍ及びキャパシタンス補正量Ｃｍを特定する過程について説明する。

まず、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとがほぼ同相の場合について説明する。記憶部選択部３１は、位相判定部２３の位相判定結果Ｊｒに基づき、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとがほぼ同相であると判断した場合、反射係数絶対値｜Γ｜から整合に必要なキャパシタンス補正量Ｃｍ、インダクタンス補正量Ｌｍを第１の記憶部２５から取得する。第１の記憶部２５が記憶する内容の具体例及び作成例については、後述する［制御値の生成方法］及び［量子化テーブルの作成方法］のセクションで詳しく説明する。

一方、記憶部選択部３１は、位相判定部２３の位相判定結果Ｊｒに基づき、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとがほぼ逆相であると判断した場合、反射係数絶対値｜Γ｜から整合に必要なインダクタンス補正量Ｌｍ、キャパシタンス補正量Ｃｍを第２の記憶部２７から取得する。第２の記憶部２７が記憶する内容の具体例及び作成例については、後述する［制御値の生成方法］及び［量子化テーブルの作成方法］のセクションで詳しく説明する。

［送受信アンテナ］
次に、電磁界共振結合方式で使用される送受信アンテナ単体での特性と、その等価回路表現について述べる。図３は、本実施形態に係る送信アンテナ４及び受信アンテナとして用いられるアンテナの一例を示す。図３に示すアンテナは、直径３０ｃｍ、巻数５、巻線間ピッチ５ｍｍ、銅線太さ２ｍｍの先端オープン型ヘリカルアンテナである。

図４は、図３に示すアンテナの入力インピーダンスを３次元電磁界解析シミュレータで解析した結果を示す。図４において、グラフ「Ｇｒ１」、「Ｇｒ２」は、入力インピーダンスの実部に相当し、グラフ「Ｇｉ１」、「Ｇｉ２」は、入力インピーダンスの虚部に相当する。図４に示すように、図３に示すアンテナは、直列共振点（即ち、虚部に相当するグラフＧｉ１がマイナス側からプラス側へと変化する際に０Ωを横切るポイント。）において実部に相当するグラフＧｒ１がほとんど０Ωであるという特徴を持つ。従って、このアンテナを単体で用いてもほとんど放射しないことが分かる。

図３に示すアンテナは、直並列型等価回路によって正確にモデル化できる。図５は、図３に示すアンテナの直並列型等価回路の一例である。ここで、図４に示す周波数特性から得られる連立方程式を解いて、図５の等価回路を構成する回路要素の値を求めると、図５に示すコイルのインダクタンスＬは、８．１４μＨ、コイルと直列に配置されたコンデンサの直列キャパシタンスＣは、１２．６ｐＦ、コイルと並列に配置されたコンデンサの並列キャパシタンスＣｔは、１１．４ｐＦ、抵抗Ｒは、０．８１Ωと計算される。電磁界共振結合の現象として電力伝送で使用されるのは、図４の直列共振点であり、その共振周波数は、１５．７ＭＨｚと計算される。

ここで、図５に示す直並列型等価回路の正当性について述べる。図５に示す回路を左側から見た場合の入力インピーダンス「Ｚｉｎ」は式（２）により表される。

式(２)より、入力インピーダンスＺｉｎの実部（Ｒｅ）及び虚部（Ｉｍ）は、式（３）のように求められる。

図６は、式（２）に、先に求めたアンテナの等価回路要素の値（Ｌ＝８．１４μＨ、Ｃ＝１２．６ｐＦ、Ｃｔ＝１１．４ｐＦ、Ｒ＝０．８１Ω）を代入して求めた周波数特性と、図４の電磁界解析の結果との両者をプロットしたグラフを示す。具体的には、図６（ａ）は、入力インピーダンスＺｉｎの実部と、周波数との関係を示す。図６（ｂ）は、入力インピーダンスＺｉｎの虚部と、周波数との関係を示す。なお、図６（ａ）、（ｂ）では、図５の等価回路解析の結果は実線、図４の電磁界解析の結果は点線により表現されている。

図６（ａ）、（ｂ）に示すように、図５の等価回路解析の結果を示す実線と、図４の電磁界解析の結果を示す点線とは、ほとんど一致する。よって、図５に示す直並列型等価回路によって電磁界共振結合方式のアンテナをモデル化することは正当である。後に、図５に示す直並列型等価回路を用いて、送信アンテナ４と受信アンテナとを組み合わせた場合での入力インピーダンスの変化の軌跡（以後、「入力インピーダンス軌跡Ｔｒ」と呼ぶ。）を求める。

［入力インピーダンスの変化の軌跡］
次に、送信アンテナ４と受信アンテナ間の結合状態を変えたときの入力インピーダンス軌跡Ｔｒについて詳しく説明する。

図７は、電力伝送時の送信アンテナ４及び受信アンテナの位置関係を示す。図７は、図３に示すアンテナを送信アンテナ４及び受信アンテナとして対向させて電力伝送させるシステムを示す。ギャップＧｐは一般に数１０ｃｍ程度とされることが多い。送信アンテナ４への給電（図７では信号発生器から給電）と受信アンテナからの電力の取出しは、同軸ケーブル等を接続して行うものとする。なお、図７では、負荷を接続することで受信アンテナから電力が取り出される。

図８は、図７に示すシステムを直並列型等価回路により表現したものである。即ち、図８に示す直並列型等価回路は、２つの電磁界共振結合用の送受信アンテナを互いに対向させ、同軸ケーブル等で送信アンテナ４に給電し、受信アンテナと負荷を同軸ケーブル等で接続させたシステムを示す。この例では、送信アンテナ４と受信アンテナとは、同じアンテナである。ここで、図８中の「Ｌｍ」は送受信アンテナが磁気的に結合された状態での相互インダクタンスを表し、送信アンテナ４及び受信アンテナに同じアンテナを用いた場合、相互インダクタンスＬｍは、その結合係数を「ｋ」とすれば、式（４）により表される。

結合係数ｋの値は送受信アンテナ間のギャップＧｐによって決まる。従って、ギャップＧｐを変更することは結合係数ｋを変更することと置き換えて考えられる。

ここで、負荷のインピーダンス「Ｒｘ」を送信側の信号源インピーダンスと等しいと仮定し、負荷のインピーダンスＲｘが整合目標のインピーダンス「Ｚ０」と等しいとして送信回路１側（信号源）から送信アンテナ４を見たときの入力インピーダンスＺｉｎは、式(５)により表される。

ここで、駆動周波数（即ち、電力伝送で使用する無線周波数）として送受信アンテナ単体での共振周波数「ｆ０」を用いるものとする。ここで、共振周波数ｆ０は、以下に示す式（６）により表される。

式（５）の入力インピーダンスＺｉｎは、共振周波数ｆ０（ω０＝２πｆ０とする。）を用いると、式（７）が成立することを利用すると、式（８）により表せられる。

ここで、式（８）では、式（４）の関係を用いて、結合係数ｋをパラメータとして表している。

なお、式（５）式（８）は送信アンテナ４及び受信アンテナとして同じ形状のものを用いた場合の例として示されているが、例えば受信アンテナのサイズ（直径）を小さくした場合など、送信アンテナ４と受信アンテナとの形状が異なる場合であっても（ただし、共振周波数は同一である必要はある。）、同様の手順によって送信回路１から送信アンテナ４を見たときの入力インピーダンスの値を定式化して（式（５）に相当する式を求める）、式（７）に記載した共振周波数の条件（この条件は、送信アンテナ４に対応するＬ１、Ｃ１の値を用いた式と、受信アンテナに対応するＬ２、Ｃ２の値を用いた式の２つを使用することになる。）を適用してやれば、式（８）に対応する式が求められる。

図９は、式(８)を用いて、結合係数ｋを変えたときの（つまり、送受信アンテナ間のギャップＧｐを変えたときの）入力インピーダンスＺｉｎ（ω＝ω０）の軌跡を求め、それをスミスチャート上にプロットした図である。図９では、結合係数ｋは、０．００１〜０．７の範囲で変化している。なお、図１０は、図９のスミスチャートに後述する説明を補足的に記載した図である。

図９に示されるように、電磁界共振結合方式では送受信アンテナ間のギャップＧｐを変えると送信回路１側から送信アンテナ４を見たときの入力インピーダンスが大きく変化する。図９に示すスミスチャートの中心点（単に「中心点」とも呼ぶ。）は、図１０に示すように、インピーダンス整合が出来ている状態（この場合では、Ｚ０＝５０Ω、以後、「整合状態」、又は「整合ポイント」とも呼ぶ。）に相当する。そして、中心点より右に移動した状態は、整合ポイントと比較して入力インピーダンスが高くなっている状態であることを表している。また逆に、中心点より左側に移動した状態は整合ポイントと比較して入力インピーダンスが低くなっている状態であることを表している。言い換えると、中心点より右に移動した状態（図１０の破線枠ＷＲ内に相当する。）は、整合ポイントから送受信アンテナ間のギャップＧｐを小さくした場合、即ち整合ポイントよりも送受信アンテナ間の結合が強い場合に生じる状態である。逆に、中心点から左に移動した状態（図１０の破線枠ＷＬ内に相当する。）は、整合ポイントから送受信アンテナ間のギャップＧｐを大きくした場合、即ち整合ポイントより送受信アンテナ間の結合が小さい場合に生じる状態である。

［本発明におけるインピーダンス整合の考え方］
図９、１０に示すように、送受信アンテナ間の結合状態（即ちギャップＧｐ）を変えることで入力インピーダンスは変化する。一方、その入力インピーダンスの変化は、スミスチャートの横軸（抵抗軸）に沿ってわずかにカーブした一次元に近い変化である。特徴的なのは、リアクタンス分が「０」である抵抗軸上に近い所で変化することである。このような場合、求めた入力インピーダンス軌跡Ｔｒ上のポイントの複素反射係数の位相成分「ａｒｇ（Γ）」の値は、結合が強い場合（図１０の破線枠ＷＲ内）ではわずかにカーブしている分マイナス側にずれた０度に近い値となり、結合が弱い場合（図１０の破線枠ＷＬ内）ではほぼ１８０度となる。このことは、送信アンテナ４への入力信号に相当する進行波電圧Ｖｆの位相とインピーダンス値の不整合により送信アンテナ４から戻ってくる反射信号に相当する反射波電圧Ｖｒの位相との関係が、前者ではほぼ同相、後者では逆相となることを表している。

図１１は、前述の直並列等価回路によって送受信アンテナをモデル化し、送信回路１と送信アンテナ４の間に方向性結合器を入れて進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとを計測した結果を示す。また、図１１（ａ）は、整合ポイントより送受信アンテナ間の結合を強めた場合に相当し、図１１（ｂ）は、整合ポイントより送受信アンテナ間の結合を弱めた場合に相当する。そして、図１１（ａ）、（ｂ）において、「Ｇｖｆ」は、進行波電圧Ｖｆの計測結果に相当し、「Ｇｖｒ１」は、結合係数ｋが０．０７の場合の反射波電圧Ｖｒの測定結果に相当し、「Ｇｖｒ２」は、結合係数ｋが０．０８の反射波電圧Ｖｒの測定結果に相当し、「Ｇｖｒ３」は、結合係数ｋが０．１の場合の反射波電圧Ｖｒの測定結果に相当し、「Ｇｖｒ４」は、結合係数ｋが０．１４の場合の反射波電圧Ｖｒの測定結果に相当し、「Ｇｖｒ５」は、結合係数ｋが０．２の場合の反射波電圧Ｖｒの測定結果に相当する。また、「Ｇｖｒ６」は、結合係数ｋが０．０５の場合の反射波電圧Ｖｒの測定結果に相当し、「Ｇｖｒ７」は、結合係数ｋが０．０４の場合の反射波電圧Ｖｒの測定結果に相当し、「Ｇｖｒ８」は、結合係数ｋが０．０３の場合の反射波電圧Ｖｒの測定結果に相当し、「Ｇｖｒ９」は、結合係数ｋが０．０２の場合の反射波電圧Ｖｒの測定結果に相当する。

このように、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒの位相関係（ほぼ同相なのか、それとも逆相なのか）を調べることで、インピーダンス整合装置２は、入力インピーダンスのスミスチャート上の位置が、破線枠ＷＲ内にあるのか、又は、破線枠ＷＬ内にあるのかを把握することができる。

なお、ここで示した結合係数ｋの値の例は、送信アンテナ４及び受信アンテナに図３のアンテナで、直径３０ｃｍ、巻数５、巻線間ピッチ５ｍｍ、銅線太さ２ｍｍとしたアンテナを用いた場合のものである。アンテナのサイズやその他の構造パラメータが変化した場合は、ここで示した結合係数ｋの値も変わることはあり得る。

この特徴を利用し、本実施形態に係るインピーダンス整合装置２は、インピーダンス整合動作のパターンとして、２通りに動作する。具体的には、本実施形態に係るインピーダンス整合装置２は、整合回路として、第１形式の整合回路２４と、第２形式の整合回路２６とを有し、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとの位相関係に基づき使い分ける。図１２（ａ）は、第１形式の整合回路２４の構成例を示す。図１２（ｂ）は、第２形式の整合回路２６の構成例を示す。そして、インピーダンス整合装置２は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとが同相の場合には、整合ポイントからギャップＧｐが小さくなる等により整合ポイントより送受信アンテナ間の結合が強まった状態にあると判断し、第１形式の整合回路２４を使用する。一方、インピーダンス整合装置２は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖとが逆相の場合には、整合ポイントからギャップＧｐが大きくなる等により整合ポイントより送受信アンテナ間の結合が弱まった状態にあると判断し、第２形式の整合回路２６を使用する。

ここで、整合回路に使用される可変インダクタ要素２４０、２６０及び可変キャパシタ要素２４１、２６１について補足説明する。可変インダクタ要素２４０、２６０及び可変キャパシタ要素２４１、２６１の実現手法は公知の手法が使用可能である。例えば、可変インダクタ要素２４０、２６０は、微小インダクタを直列に接続してスイッチ切換えにより所定の値のインダクタを実現し、可変キャパシタ要素２４１、２６１は、微小コンデンサを並列に接続してスイッチ切換えにより所定の値のキャパシタを実現する。他の実現手段として、可変キャパシタ要素２４１、２６１は、真空コンデンサやエアーバリコンなどを可変キャパシタであってもよい。その場合、可変キャパシタ要素２４１、２６１は、ステッピングモーターなど機械的手段を使って回転軸部が回転する。さらに、可変キャパシタ要素２４１、２６１は、大電力用途には向かないが可変容量ダイオード（バラクタダイオード）などの半導体素子であってもよい。

図１３は、図１０に示した入力インピーダンス軌跡Ｔｒ上の任意のポイントを、図１２（ａ）、（ｂ）に示す第１形式又は第２形式の整合回路２４、２６を用いてスミスチャート上の等抵抗円、等コンダクタンス円に沿って移動させて５０Ωの整合ポイントまで到達させる概要図を示す。

まず、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒがほぼ同相になる場合、即ち、整合対象となるインピーダンス点が破線枠ＷＲ内に存在する場合について説明する。ここでは、代表例として、整合対象となるインピーダンス点が位置Ｐｒに存在するものとする。この場合、インピーダンス整合装置２は、図１２（ａ）に示す第１形式の整合回路２４を用いて等コンダクタンス円上で、所定のサセプタンス補正量「Ａ」だけ位置Ｐｒを時計回りに移動させ（矢印Ｙ１参照）、次に正規化レジスタンス「ｒ＝１」の等レジスタンス円Ｃ１上で所定のリアクタンス補正量「Ｂ」だけ時計回りに移動させる（矢印Ｙ２参照）。これにより、インピーダンス整合装置２は、整合対象となるインピーダンス点を整合ポイントに移動させることができる。なお、上述のサセプタンス補正量Ａ及びリアクタンス補正量Ｂの決定方法については後述する。

次に、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒがほぼ逆相になる場合、即ち、整合対象となるインピーダンス点が破線枠ＷＬ内に存在する場合について説明する。ここでは、代表例として、整合対象となるインピーダンス点が位置Ｐｌに存在するものとする。この場合、インピーダンス整合装置２は、図１２（ｂ）に示す第２形式の整合回路２６を用いて等レジスタンス円上で所定のリアクタンス補正量「Ｃ」だけ位置Ｐｌを時計回りに移動させ（矢印Ｙ３参照）、次に正規化コンダクタンス「ｇ＝１」の等コンダクタンス円上で所定のサセプタンス補正量「Ｄ」だけ時計回りに移動させる（矢印Ｙ４参照）。これにより、インピーダンス整合装置２は、整合対象となるインピーダンス点を整合ポイントに移動させることができる。なお、上述のリアクタンス補正量Ｃ及びサセプタンス補正量Ｄの決定方法については後述する。

以上を勘案し、インピーダンス整合装置２は、整合対象となる入力インピーダンス軌跡Ｔｒ上の各位置に対して、上述の補正量Ａ〜Ｄを計算し、第１及び第２の記憶部２５、２７に記憶する。これにより、インピーダンス整合装置２は、インピーダンス整合を実行する際のインピーダンス点がどこかにあるか知ることにより、整合のために必要な上述の補正量Ａ〜Ｄを求めることができる。

ここで、インピーダンス整合装置２は、反射係数絶対値｜Γ｜に基づき第１及び第２の記憶部２５、２７を参照して補正量Ａ〜Ｄを特定する。これについて補足説明する。反射係数絶対値｜Γ｜はスミスチャートの中心点からインピーダンス点までの距離に等しいため、破線枠ＷＲ内にインピーダンス点がある場合と破線枠ＷＬ内にインピーダンス点がある場合とで同じ反射係数絶対値｜Γ｜を持つ一対のインピーダンス点が存在する。しかし、反射係数絶対値｜Γ｜の位相は、前者が０度に近い値、後者が１８０度に近い値となっている。従って、インピーダンス整合装置２は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒの位相がほぼ同相か又はほぼ逆相かを特定することで、これらを明確に区別することができる。

以上を勘案し、インピーダンス整合装置２は、各反射係数絶対値｜Γ｜に対して整合に必要な制御値Ｔｃを記憶させる参照元として、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒが同相な場合に参照する第１の記憶部２５と、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒが逆相な場合に参照する第２の記憶部２７との２つの記憶部（テーブル）を用意する。この記憶部に必要な記憶容量は、スミスチャート上の実軸付近でわずかにカーブした一次元の入力インピーダンス軌跡Ｔｒのみを考慮して決定される。従って、整合のために実部と虚部の両方の値を必要とする場合に比べて必要なメモリサイズを大幅に縮小することができる。

なお、インピーダンス整合装置２は、正規化レジスタンス「ｒ＝１」の等レジスタンス円Ｃ１と、入力インピーダンス軌跡Ｔｒとの交点に相当する結合係数ｋよりも小さい結合係数ｋの場合に、上述の処理を行うことで、整合を実行する際のインピーダンス点を整合ポイントに好適に遷移させることができる。特に、本実施形態において採用されている電磁界共振結合方式では、正規化レジスタンス「ｒ＝１」の等レジスタンス円Ｃ１と、入力インピーダンス軌跡Ｔｒとの交点に相当する結合係数ｋよりも小さい結合係数ｋが使用される。従って、本実施形態のインピーダンス整合装置２は、任意のインピーダンス点を整合ポイントに移動させることができる。

［制御値の生成方法］
導出した入力インピーダンス軌跡Ｔｒ上の各インピーダンス点に対する上述の補正量Ａ〜Ｄはスミスチャートの理論式を用いて算出される。そして、制御値Ｔｃであるキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍは、この補正量Ａ〜Ｄに基づき算出される。この算出について以下説明する。この計算により求められたキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍは、連続値からなるグラフを描くが、アプリケーションで必要なサイズとなるように量子化したテーブル（「量子化テーブル」とも呼ぶ。）を作成しても良い。この量子化テーブルの作成方法については、後述する。

（第１の記憶部）
まず、第１の記憶部２５に記憶させる反射係数絶対値｜Γ｜と制御値Ｔｃとのテーブルの作成方法について説明する。第１の記憶部２５は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒがほぼ同相の場合に使用される。

図１４は、第１の記憶部２５に記憶させる反射係数絶対値｜Γ｜と制御値Ｔｃとのテーブルの作成方法を模式的に示した図である。整合対象のインピーダンス点が図中の「Ｚｉｎ」にあるとする。インピーダンス点Ｚｉｎは、正規化コンダクタンス「ｇ＝ｇｉｎ」の等コンダクタンス円、正規化サセプタンス「ｂ＝ｂｉｎ」の等サセプタンス円に乗っている。まず、インピーダンス点Ｚｉｎのポイントが存在する「ｇ＝ｇｉｎ」の等コンダクタンス円と、正規化レジスタンス「ｒ＝１」の等レジスタンス円との交点「Ａ」の座標（ｕ、ｖ）は、以下の式（９）により表される。

ここで、インピーダンス点Ｚｉｎのポイントを、「ｇ＝ｇｉｎ」の等コンダクタンス円に沿って交点Ａまで移動させるために必要な正規化サセプタンス補正量「Δｂ」、及び、交点Ａのポイントを「ｒ＝１」の等レジスタンス円に沿ってスミスチャートの中心に移動させるために必要な正規化リアクタンス補正量「Δｘ」は、等サセプタンス円の理論式及び等リアクタンス円の理論式に基づき、式（１０）に示すように表せられる。

式（１０）に示すように、正規化サセプタンス補正量「Δｂ」は、インピーダンス点Ｚｉｎの正規化サセプタンス「ｂｉｎ」が減算されることでわずかなカーブの分が調整されている。なお、正規化リアクタンス補正量Δｘは、上述したリアクタンス補正量Ｂに相当し、正規化サセプタンス補正量Δｂは、上述したサセプタンス補正量Ａに相当する。

最後に、求められた正規化リアクタンス補正量Δｘ及び正規化サセプタンス補正量Δｂにより、実際のキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍを表した式（１１）を以下に示す。この際に使用する変数「ｆ」は駆動周波数（単位はＨｚ）を示し、「Ｚ０」は整合目標のインピーダンス値を示す。

入力インピーダンス軌跡Ｔｒ上のインピーダンス点Ｚｉｎは、以下の式（１２）に示すように、スミスチャートの右側のみを考えれば反射係数絶対値｜Γ｜と一対一に対応する。

従って、入力インピーダンス軌跡Ｔｒ上の各インピーダンス点Ｚｉｎを式（１２）に従って反射係数絶対値｜Γ｜に変換し、その各々の値に対して、予め式（１１）に従って求めていたキャパシタンス補正量Ｃｍ、インダクタンス補正量Ｌｍの値の組を対応させたテーブルを生成して第１の記憶部２５に記憶させておく。ここで、上述のテーブルは、アプリケーションで必要かつ許容されるメモリサイズのテーブルとして用意される。これにより、インピーダンス整合装置２は、反射係数絶対値｜Γ｜に基づき、整合に必要なキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍを特定することができる。

図１５（ａ）、（ｂ）は、直径３０ｃｍ、巻数５、巻線間ピッチ５ｍｍ、銅線太さ２ｍｍの先端オープン型ヘリカルアンテナ（図３参照）用として作成した反射係数絶対値｜Γ｜と制御値Ｔｃとの関係を示すマップ（グラフ）である。具体的には、図１５（ａ）は、キャパシタンス補正量Ｃｍと反射係数絶対値｜Γ｜との関係を示すグラフであり、図１５（ｂ）は、インダクタンス補正量Ｌｍと反射係数絶対値｜Γ｜との関係を示すグラフである。この場合、共振周波数ｆは１５．７ＭＨｚであり、整合目標のインピーダンスＺ０は５０Ωである。

ここで、インピーダンス整合装置２は、後述するように、図１５（ａ）、（ｂ）に示す値を元に、アプリケーションで必要な分解能で作成した量子化テーブルを第１の記憶部２５に保持してもよい。

ここで、図１５を用いたキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍの設定方法の具体例について説明する。ここでは、一例として、送信アンテナ４と受信アンテナ間の結合係数ｋが０．１の場合について述べる。この場合、送信回路１側から送信アンテナ４を見たときの入力インピーダンスＺｉｎは、入力インピーダンス軌跡Ｔｒ上で「Ｚｉｎ＝１２７−ｊ１１．３Ω」である。このときの反射係数絶対値｜Γ｜は、０．４３９となる。この値は、進行波・反射波抽出部２１からの２つの出力である進行波電圧Ｖｆ及び反射波電圧Ｖｒを用いて反射係数算出部２２によって計算され、記憶部に入力される。制御値出力部３２は、図１５（ａ）、（ｂ）に相当する第１の記憶部２５から、反射係数絶対値｜Γ｜が０．４３９の場合に対するキャパシタンス補正量Ｃｍ（９２ｐＦ）、及びインダクタンス補正量Ｌｍ（６３３ｎＨ）を特定する。そして、制御値出力部３２は、これらの値を図１２（ａ）に示した第１形式の整合回路２４にセットする。このとき、整合回路選択部２８は、スイッチ部３０を制御することにより、第１形式の整合回路２４が送信回路１と送信アンテナ４との間に電気的に接続されるようにする。

（第２の記憶部）
次に、第２の記憶部２７に記憶させる反射係数絶対値｜Γ｜と制御値Ｔｃとのテーブルの作成方法について説明する。第２の記憶部２７は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒがほぼ逆相の場合に使用される。

図１６は、第２の記憶部２７として記憶するテーブルの作成方法を模式的に示した図である。整合対象のインピーダンス点が図中の「Ｚｉｎ」にあるとする。インピーダンス点Ｚｉｎは正規化レジスタンス「ｒ＝ｒｉｎ」の等レジスタンス円、正規化リアクタンス「ｘ＝ｘｉｎ」の等リアクタンス円に乗っている。まず、インピーダンス点Ｚｉｎのポイントが存在する「ｒ＝ｒｉｎ」の等レジスタンス円と、正規化コンダクタンス「ｇ＝１」の等コンダクタンス円との交点「Ｄ」の座標（ｕ、ｖ）は、以下の式（１３）に示すように表せられる。

ここで、インピーダンス点Ｚｉｎを、「ｒ＝ｒｉｎ」の等レジスタンス円に沿って交点「Ｄ」まで移動させるために必要な正規化リアクタンス補正量「Δｘ」、及び、交点Ｄのポイントを「ｇ＝１」の等コンダクタンス円に沿って中心点に移動させるために必要な正規化サセプタンス補正量「Δｂ」は、等サセプタンス円の理論式及び等リアクタンス円の理論式に基づき、式（１４）に示すように表せられる。

式（１４）に示すように、正規化リアクタンス補正量Δｘは、インピーダンス点Ｚｉｎの正規化リアクタンスｘｉｎが減算されることでわずかなカーブの分が調整されている。なお、正規化サセプタンス補正量Δｂは、上述したサセプタンス補正量Ｄに相当し、正規化リアクタンス補正量Δｘは、上述したリアクタンス補正量Ｃに相当する。

最後に、求められた各補正量を実際のインダクタンス補正量Ｌｍ及びキャパシタンス補正量Ｃｍを表した式（１５）を以下に示す。この際に使用する変数「ｆ」は駆動周波数（単位はＨｚ）、「Ｚ０」は整合目標のインピーダンス値を示す。

従って、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒがほぼ同相の場合と同様に、各インピーダンス点Ｚｉｎを式（１５）に従って反射係数絶対値｜Γ｜に変換し、その各々の値に対して、予め式（１５）に従って求めていたインダクタンス補正量Ｌｍ及びキャパシタンス補正量Ｃｍの組を対応させたテーブルを第２の記憶部２７に記憶しておく。このテーブルは、アプリケーションで必要かつ許容されるメモリサイズのテーブルとして用意される。これにより、インピーダンス整合装置２は、反射係数絶対値｜Γ｜に基づき、インピーダンス整合に必要なキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍを特定することができる。

図１７（ａ）、（ｂ）は、直径３０ｃｍ、巻数５、巻線間ピッチ５ｍｍ、銅線太さ２ｍｍの先端オープン型ヘリカルアンテナ（図３参照）用として作成した反射係数絶対値｜Γ｜と制御値Ｔｃとの関係を示すマップ（グラフ）である。この場合、共振周波数ｆは１５．７ＭＨｚであり、整合目標のインピーダンスＺ０は５０Ωである。

インピーダンス整合装置２は、後述するように、図１７（ａ）、（ｂ）に示す値を元に、アプリケーションで必要な分解能で作成した量子化テーブルを第２の記憶部２７として保持しても良い。

ここで、図１７を用いたキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍの設定方法の具体例について説明する。ここでは、一例として、送信アンテナ４と受信アンテナ間の結合係数ｋが０．０４の場合について述べる。この場合、送信回路１側から送信アンテナ４を見たときの入力インピーダンスＺｉｎは入力インピーダンス軌跡Ｔｒ上で「Ｚｉｎ＝２１．１＋ｊ０．６２Ω」である。このときの反射係数絶対値｜Γ｜は０．４０６となる。そして、この値は、進行波・反射波抽出部２１からの２つの出力である進行波電圧Ｖｆ及び反射波電圧Ｖｒを用いて反射係数算出部２２によって計算され、記憶部に入力される。制御値出力部３２は、図１７（ａ）、（ｂ）に相当する第２の記憶部２７から、反射係数絶対値｜Γ｜が０．４０６の場合に対するキャパシタンス補正量Ｃｍ（２３７ｐＦ）、及びインダクタンス補正量Ｌｍ（２４４ｎＨ）を特定する。そして、制御値出力部３２は、これらの値を図１２（ｂ）に示した第２形式の整合回路２６にセットする。このとき、整合回路選択部２８は、スイッチ部３０を制御することにより、第２形式の整合回路２６が送信回路１と送信アンテナ４との間に電気的に接続されるようにする。

［量子化テーブルの作成方法］
次に、図１５、図１７に示すグラフから実際に記憶部としてインピーダンス整合装置２が記憶する量子化テーブルを作成する方法について具体的に説明する。

図１５及び図１７に示した各制御値Ｔｃを示すグラフは、連続値となっている。しかし、現実的には、インピーダンス整合装置２は、これらのグラフを、アプリケーションで必要なサイズとなるように量子化をしたテーブルを保持する必要がある。ここで、「量子化」とは、ある範囲の反射係数絶対値｜Γ｜に対して同じインダクタンス補正量Ｌｍ及びキャパシタンス補正値Ｃｍが使用される反射係数絶対値｜Γ｜の範囲（値域）を区切ること、及び、区切られた反射係数絶対値｜Γ｜の各値域で使用するインダクタンス補正量Ｌｍ及びキャパシタンス補正値Ｃｍの代表値（「量子化代表値」とも呼ぶ。）を決めることを指す。以後では、上述の反射係数絶対値｜Γ｜の範囲（値域）の境界を「量子化境界」と呼ぶ。量子化は反復処理を用いて実行される。概略的には、量子化は、量子化境界付近においても反射係数絶対値｜Γ｜が予め設定された閾値｜Γ｜ｔｈｒ以下となるように、量子化境界と量子化代表値を交互に求めることで実行される。

ここで、制御値Ｔｃの量子化処理の入力として、反射係数絶対値｜Γ｜に対応した連続量と見なせる程度に精度が高いキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍからなるテーブルを考える。このテーブルは元々、結合係数ｋを変化させることによって得られた入力インピーダンス軌跡Ｔｒ上で求められたものであり、テーブルの各行には対応する結合係数ｋが存在する。この結合係数ｋを変えることで入力インピーダンス軌跡Ｔｒ上を移動させるようにする。

進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒが同相の場合に参照されるテーブル（第１の記憶部２５）の生成時では結合係数ｋを微増させ、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒが逆相の場合に参照されるテーブル（第２の記憶部２７）の生成時では結合係数ｋを微減して整合状態を故意に悪化させ、反射係数絶対値｜Γ｜の増加状況を観測する。そして、反射係数絶対値｜Γ｜が予め設定された所定の閾値｜Γ｜ｔｈｒを超えたかどうかを判断基準として、量子化境界と量子化代表値の設定を交互に行う。

以下に具体的な処理手順を示す手順１〜手順１１を述べる。なお、以下では、「結合係数ｋを更新する」とは、第１の記憶部２５を生成する場合には、結合係数ｋに所定値だけ加算することを指し、第２の記憶部２７を生成する場合には、結合係数ｋに所定値だけ減算することを指す。
（１）初期化
・手順１：スイッチ部３０がスルー回路２９を選択した状態で整合ポイントとなるように結合係数ｋを設定する。キャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍをそれぞれ０に設定する。以下を反復処理する。
（２）量子化境界を求める処理
・手順２：現在の結合係数ｋにおける入力インピーダンスを計算する。

・手順３：手順２で求めた入力インピーダンスに整合回路（Ｃｍ、Ｌｍの初期値は０）を追加した場合のインピーダンス値を計算する。

・手順４：手順３で求めたインピーダンス値から反射係数絶対値｜Γ｜を算出する。

・手順５：反射係数絶対値｜Γ｜が閾値｜Γ｜ｔｈｒを超えたか調べる。超えていない場合は、結合係数ｋを更新して手順２に戻る。超えている場合は、現在の結合係数ｋ及びこれに対応する反射係数絶対値｜Γ｜を量子化境界として保存して手順６に進む。
（３）量子化代表値を求める処理
・手順６：結合係数ｋを直前に手順２〜５で求められた量子化境界の値に設定する。また、このときの入力インピーダンスを計算する。

・手順７：結合係数ｋを更新し、その値に対応するキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍをセットする。

・手順８：手順６で求めた入力インピーダンスに手順７でセットしたキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍを追加したときのインピーダンス値を計算する。

・手順９：手順８で求めたインピーダンス値から反射係数絶対値｜Γ｜を算出する。

・手順１０：反射係数絶対値｜Γ｜が閾値｜Γ｜ｔｈｒを超えたか否か調べる。超えていない場合は、結合係数ｋを更新して手順７に戻る。超えている場合は、現在の結合係数ｋ及び現在のキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍを量子化代表値として保存する。終了確認処理（手順１１）に進む。
（４）終了確認処理
・手順１１：結合係数ｋが予め定められた所定の終了値に達していたら全ての処理を終了する。まだ達していない場合は、再び手順２に戻って反復処理を行う。

次に、上述の手順１〜手順１１によって生成された第１の記憶部２５に記憶するテーブルの具体例について説明する。なお、以後では、閾値｜Γ｜ｔｈｒは０．０７０７に設定される。この場合、量子化境界での反射による損失（|Γ|２に相当する。）は、０．５％である。

図１８（ａ）は、量子化前のキャパシタンス補正量Ｃｍの推移を示すグラフ「Ｇｃｍ１」、及び、量子化後のキャパシタンス補正量Ｃｍの推移を示すグラフ「Ｑｃｍ１」を示す。また、図１８（ｂ）は、量子化前のインダクタンス補正量Ｌｍの推移を示すグラフ「Ｇｌｍ１」、及び、量子化後のインダクタンス補正量Ｌｍの推移を示すグラフ「Ｑｌｍ１」を示す。図１８（ａ）、（ｂ）に示すように、キャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍは、反射係数絶対値｜Γ｜が大きくなるほど、これらの量子化間隔（即ち、量子化境界の間隔）が小さくように量子化されている。

図１９は、実際に第１の記憶部２５に保持されるテーブルの一例を示す。図１９に示すテーブルでは、行ごとに反射係数絶対値｜Γ｜の量子化境界の下限値と、結合係数ｋの量子化境界の下限値と、キャパシタンス補正量Ｃｍと、インダクタンス補正量Ｌｍとが対応づけられている。また、反射係数絶対値｜Γ｜の各値域には、インデックスＩｄｘが「０」から「１２」まで割当てられている。ここで、反射係数絶対値｜Γ｜の量子化境界の上限値、及び、結合係数ｋの量子化境界の上限値は、１だけ小さいインデックスに対応する反射係数絶対値｜Γ｜の量子化境界の下限値、及び、結合係数ｋの量子化境界の下限値に基づき定められる。なお、第１の記憶部２５は、必ずしも結合係数ｋの値を記憶しなくともよい。

次に、上述の手順１〜手順１１によって生成された第２の記憶部２７の具体例について説明する。

図２０（ａ）は、量子化前のインダクタンス補正量Ｌｍの推移を示すグラフ「Ｇｌｍ２」、及び、量子化後のインダクタンス補正量Ｌｍの推移を示すグラフ「Ｑｌｍ２」を示す。また、図２０（ｂ）は、量子化前のキャパシタンス補正量Ｃｍの推移を示すグラフ「Ｇｃｍ２」、及び、量子化後のキャパシタンス補正量Ｃｍの推移を示すグラフ「Ｑｃｍ２」を示す。図２０（ａ）、（ｂ）に示すように、キャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍは、反射係数絶対値｜Γ｜が大きくなるほど、これらの量子化間隔が小さくように量子化されている。

図２１は、実際に第２の記憶部２７としてインピーダンス整合装置２に保持されるテーブルの一例を示す。図２１に示すテーブルでは、行ごとに反射係数絶対値｜Γ｜の量子化境界の下限値と、結合係数ｋの量子化境界の下限値と、キャパシタンス補正量Ｃｍと、インダクタンス補正量Ｌｍとが対応づけられている。また、反射係数絶対値｜Γ｜の各値域には、インデックスＩｄｘが「０」から「１１」まで割当てられている。ここで、反射係数絶対値｜Γ｜の量子化境界の上限値、及び、結合係数ｋの量子化境界の上限値は、１だけ小さいインデックスに対応する反射係数絶対値｜Γ｜の量子化境界の下限値、及び、結合係数ｋの量子化境界の下限値に基づき定められる。なお、第２の記憶部２７は、必ずしも結合係数ｋの値を記憶しなくともよい。

［処理フロー］
次に、第１実施形態における処理手順について説明する。図２２は、第１実施形態においてインピーダンス整合装置２が実行する処理手順を示すフローチャートである。インピーダンス整合装置２は、図２２に示す処理を、所定のタイミングで実行する。

まず、整合回路選択部２８は、スイッチ部３０をスルー回路２９に設定する（ステップＳ１０１）。そして、進行波・反射波抽出部２１は、進行波電圧Ｖｆ及び反射波電圧Ｖｒの各々の大きさを計測する（ステップＳ１０２）。そして、反射係数算出部２２は、反射係数絶対値｜Γ｜を算出する（ステップＳ１０３）。具体的には、反射係数算出部２２は、式（１）を参照し、進行波電圧Ｖｆ及び反射波電圧Ｖｒに基づき算出する。

次に、整合回路選択部２８は、反射係数絶対値｜Γ｜が閾値｜Γ｜ｔｈｒ以下か否か判定する（ステップＳ１０４）。これにより、整合回路選択部２８は、インピーダンスの整合を行う必要があるか否か判定する。そして、整合回路選択部２８は、反射係数絶対値｜Γ｜が閾値｜Γ｜ｔｈｒ以下の場合（ステップＳ１０４；Ｙｅｓ）、インピーダンスの整合を行う必要がないと判断し、スイッチ部３０の設定を変更しない。一方、整合回路選択部２８は、反射係数絶対値｜Γ｜が閾値｜Γ｜ｔｈｒより大きい場合（ステップＳ１０４；Ｎｏ）、インピーダンスの整合を行う必要があると判断し、ステップＳ１０５へ処理を進める。

次に、位相判定部２３は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒの位相判定を行う（ステップＳ１０５）。具体的には、位相判定部２３は、これらの電圧が同相に近いか又は逆相に近いか判定する。そして、位相判定部２３は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒが同相に近いと判断した場合（ステップＳ１０６；Ｙｅｓ）、記憶部選択部３１は、第１の記憶部２５を選択する（ステップＳ１０７）。そして、記憶部選択部３１は、反射係数絶対値｜Γ｜に対応した制御値Ｔｃの読み出しを行う（ステップＳ１０８）。そして、制御値出力部３２は、第１形式の整合回路２４に制御値Ｔｃを設定する（ステップＳ１０９）。そして、整合回路選択部２８は、スイッチ部３０を第１形式の整合回路２４に設定する（ステップＳ１１０）。

一方、位相判定部２３は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒが同相に近くない、即ち逆相に近いと判断した場合（ステップＳ１０６；Ｎｏ）、記憶部選択部３１は、第２の記憶部２７を選択する（ステップＳ１１１）。そして、記憶部選択部３１は、反射係数絶対値｜Γ｜に対応した制御値Ｔｃの読み出しを行う（ステップＳ１１２）。そして、制御値出力部３２は、第２形式の整合回路２６に制御値Ｔｃを設定する（ステップＳ１１３）。そして、整合回路選択部２８は、スイッチ部３０を第２形式の整合回路２６に設定する（ステップＳ１１４）。

［効果］
次に、第１実施形態における効果について図２３を参照して具体的に説明する。

図２３は、本実施形態の手順に従って作成された第１の記憶部２５及び第２の記憶部２７を使用して、インピーダンス整合装置２が図２２に示す処理手順に従いインピーダンスの整合処理を実施した場合の伝送効率改善の結果を示す。ここで、図２３（ａ）、（ｂ）中のグラフ「Ｇｂｆ」は、インピーダンスの整合を行わなかった場合の伝送効率と周波数との関係を示し、グラフ「Ｇａｆ」は、本実施形態に基づきインピーダンスの整合を行った場合の伝送効率と周波数との関係を示す。

ここで、図２３（ａ）は、比較的結合が強い状態（結合係数ｋが０．１）の場合における伝送効率改善の例を示す。この場合、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒがほぼ同相になるため、インピーダンス整合装置２は、第１の記憶部２５及び第１形式の整合回路２４を選択する。また、反射係数絶対値｜Γ｜は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒの大きさを測定した結果、０．４４と計算される。その値に対応するキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍは、第１の記憶部２５に相当する図１５のマップに基づき、それぞれ９２ｐＦ、６３３ｎＨと特定される。第１形式の整合回路２４は、これらの値を制御値Ｔｃとして設定されている。図２３（ａ）に示すように、駆動周波数（１５．７ＭＨｚ）において、整合を行う前の伝送効率は、７９％であったのに対し、インピーダンスの整合後の伝送効率は、９８％程度まで改善している。

図２３（ｂ）は、比較的結合が弱い状態（結合係数ｋ＝０．０４）の場合における伝送効率改善の例を示す。この場合、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒがほぼ逆相になるため、インピーダンス整合装置２は、第２の記憶部２７及び第２形式の整合回路２６を選択する。反射係数絶対値｜Γ｜は、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒの大きさを測定した結果、０．４１と計算される。その値に対応するインダクタンス補正量Ｌｍ及びキャパシタンス補正量Ｃｍは、第２の記憶部２７に相当する図１７のマップに基づき、それぞれ２４４ｎＨ、２３７ｐＦと特定される。第２形式の整合回路２６は、これらの値を制御値Ｔｃとして設定されている。図２３（ｂ）に示すように、駆動周波数（１５．７ＭＨｚ）において、整合を行う前の伝送効率は、７９％であったのに対し、インピーダンスの整合後の伝送効率は、９５％程度まで改善している。

以上記したように、第１実施形態のインピーダンス整合装置２は、電磁界共振結合方式特有のギャップＧｐの変化時における入力インピーダンス軌跡Ｔｒに基づいて整合回路用の制御値Ｔｃを求め、それを記憶部に格納したため、従来の一般的なインピーダンス整合回路に比べて記憶部として必要なメモリサイズを大幅に低減することが出来る。即ち、インピーダンス整合装置２は、記憶部から制御値Ｔｃを読出す際の参照値となる反射係数絶対値｜Γ｜に対応させて、一次元的に「Ｎ１」通りの制御値Ｔｃを記憶していればよい。従来の装置は、例えば、考え得る全てのインピーダンス点についてテーブル値として記憶するようにしたものがある。その場合、従来の装置は、仮に抵抗値Ｒに対応して「Ｎ１」通り、位相分に対応してＮ２通りの制御値をそれぞれ用意すると、全体では（Ｎ１×Ｎ２）通りの二次元的なメモリが必要となる。従って、「Ｎ１」が本発明と同じ値であるとすると、その従来の装置は、本実施形態に係るインピーダンス整合装置２に比べてＮ２倍のメモリが必要ということになる。

また、インピーダンス整合装置２は、従来の整合装置で適正な整合動作を行うために必要であった位相成分の値を求める必要がない。インピーダンス整合装置２は、単に、進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒが単に同相か又は逆相かを判定するだけでよい。これにより、インピーダンス整合装置２は、位相に関連する処理の回路が簡単化される。

さらに、インピーダンス整合装置２は、第１形式の整合回路２４及び第１の記憶部２５と第２形式の整合回路２６及び第２の記憶部２７のどちらを使用するかを、この位相判定結果Ｊｒを用いて選択することが出来る。また、インピーダンス整合装置２は、選択した記憶部からの整合回路用の制御値Ｔｃの読出しを、反射係数絶対値｜Γ｜のみに基づいて行うことが出来る。従って、インピーダンス整合装置２は、その値を更に抵抗に変換するという類の追加処理が不要である。

また、インピーダンス整合装置２は、インピーダンスの整合処理に関して、単に整合に必要なインダクタンス補正量Ｌｍ及びキャパシタンス補正量Ｃｍに相当する制御値Ｔｃを選択された記憶部から読出し、選択された整合回路に対して設定するだけである。従って、インピーダンス整合装置２は、一回の検出動作で整合を終了させることが出来る。また、インピーダンス整合装置２は、インピーダンスの整合状態を達成するために必要な時間を大幅に短縮することが出来る。

＜第２実施形態＞
次に、第２実施形態について説明する。第２実施形態は、第１形式の整合回路２４と、第２形式の整合回路２６とが１の統合された整合回路により実現されている点で、第１実施形態と異なる。以下、第１実施形態と同様の部分については、適宜その説明を省略する。

図２４は、第２実施形態に係る送信システム１００Ａの概略構成図の一例である。送信システム１００Ａは、送信回路１と、インピーダンス整合装置２Ａと、送信アンテナ４と、を備える。

インピーダンス整合装置２Ａは、第１実施形態における第１形式の整合回路２４及び第２形式の整合回路２６が統合された整合回路２４Ａを備える。整合回路２４Ａは、スイッチ部３０Ｙの切り替えにより、第１形式の整合回路２４としての機能と、第２形式の整合回路２６としての機能とが切り替わる。整合回路２４Ａは、第１形式の整合回路２４及び第２形式の整合回路２６で使用される可変インダクタ要素２４０、２６０の制御範囲、即ちこれらに設定され得るインダクタンス補正量Ｌｍが全て設定可能な１の可変インダクタ要素を備える。また、整合回路２４Ａは、第１形式の整合回路２４及び第２形式の整合回路２６で使用される可変キャパシタ要素２４１、２６１の制御範囲、即ちこれらに設定され得るキャパシタンス補正量Ｃｍが全て設定可能な１の可変キャパシタ要素を備える。

また、インピーダンス整合装置２Ａは、スルー回路２９と整合回路２４Ａとを選択可能なスイッチ部３０Ｘと、整合回路２４Ａがスイッチ部３０Ｘにより選択された場合に第１形式の整合回路２４の構成と第２形式の整合回路２６の構成とを切換えるスイッチ部３０Ｙと、を備える。そして、整合回路選択部２８は、反射係数絶対値｜Γ｜が閾値｜Γ｜ｔｈｒ以下の場合、スイッチ部３０Ｘをスルー回路２９に選択すると共に、反射係数絶対値｜Γ｜が閾値｜Γ｜ｔｈｒより大きい場合、スイッチ部３０Ｘを整合回路２４Ａに選択する。また、整合回路選択部２８は、位相判定結果Ｊｒに基づき進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒがほぼ同相の場合、整合回路２４Ａを第１形式の整合回路２４として機能させるようにスイッチ部３０Ｙを切り替え、ほぼ逆相の場合、整合回路２４Ａを第２形式の整合回路２６として機能させるようにスイッチ部３０Ｙを切り替える。

以上のように、第２実施形態によっても、好適に本発明を実施することができる。

第１実施形態及び第２実施形態によれば、インピーダンス整合装置は、電磁界共振結合方式特有の入力インピーダンス変化の軌跡に基づいて整合回路用の制御値を求め、それを記憶部に格納することにより、従来の一般的なインピーダンス整合回路に比べて記憶部として必要なメモリサイズを大幅に低減することができる。本実施形態では記憶部から制御値を読出す際の参照値となる反射係数絶対値相当値に対応させて、一次元的に制御値を記憶させておけば良い。従って、特許文献２に開示されるように、考え得る全ての値についてテーブル値として記憶する場合と比較して、必要なメモリの容量を大幅に削減することができる。また、インピーダンス整合装置は、適正なインピーダンス整合を行う制御値を記憶部から読出すために、進行波電圧と反射波電圧が単に同相に近いか、又は逆相に近いかを判定するだけでよい。従って、インピーダンス整合装置は、位相に関連する処理の回路を大幅に簡単化することが出来る。

また、インピーダンス整合装置は、第１形式の整合回路及び第１の記憶部と、第２形式の整合回路及び第２の記憶部のどちらを使用するかも位相判定結果を用いて選択することが出来る。また、インピーダンス整合装置は、選択した記憶部からの整合回路用の制御値の読出しを、反射係数絶対値相当値のみに基づいて行うことが出来る。

さらに、インピーダンス整合装置は、整合に必要なインダクタンス値、キャパシタンス値に対応した制御値を、選択された記憶部から読出し、選択された整合回路に対してセットする。このように、インピーダンス整合装置は、１回の検出動作でインピーダンス整合を終了させることが出来き、インピーダンス整合状態を達成するために必要な時間を大幅に短縮することが出来る。

＜変形例＞
次に、第１実施形態及び第２実施形態に好適な変形例について説明する。以下に説明する変形例は、任意に組み合わせて、上述の第１実施形態及び第２実施形態に適用してもよい。

（変形例１）
第１実施形態では、インピーダンス整合装置２は、反射係数絶対値｜Γ｜に基づき、図１９、図２１などのテーブルを参照して、制御値Ｔｃを特定した。しかし、本発明が適用可能な構成は、これに限定されない。これに代えて、インピーダンス整合装置２は、反射係数絶対値｜Γ｜に相当する値（以後、「反射係数絶対値相当値」とも呼ぶ。）に基づき、制御値Ｔｃを特定してもよい。ここで、反射係数絶対値相当値は、反射係数絶対値｜Γ｜の他、インピーダンス値の絶対値など反射係数絶対値｜Γ｜と一意の関係にある値、その他相関のある値が該当する。

ここで、インピーダンス値の絶対値に基づき制御値Ｔｃを特定する場合について説明する。この場合、インピーダンス整合装置２は、正規化インピーダンス（第１実施形態では、５０Ω）より大きいインピーダンス値の絶対値と、制御値Ｔｃとのテーブルを第１の記憶部２５に記憶すると共に、正規化インピーダンスより小さいインピーダンス値の絶対値と、制御値Ｔｃとのテーブルを第２の記憶部２７に記憶する。第１の記憶部２５、第２の記憶部２７に記憶する具体的な値は、例えば第１実施形態と同様、計算又は実験により予め設定される。そして、インピーダンス整合装置２は、インピーダンスの整合を実行する際、現在のインピーダンス値の絶対値を算出すると共に、位相判定結果Ｊｒに基づき使用する記憶部を特定する。次に、インピーダンス整合装置２は、インピーダンス値の絶対値に基づき、特定した記憶部から制御値Ｔｃを特定する。これによっても、インピーダンス整合装置２は、好適にインピーダンス整合を実行することができる。

（変形例２）
第１実施形態では、送信アンテナ４及び受信アンテナは、直並列型等価回路によってモデル化された。これに代えて、送信アンテナ４及び受信アンテナは、直並列型等価回路をより簡略化した等価回路である直列共振等価回路によってモデル化されてもよい。また、入力インピーダンス軌跡Ｔｒは、送受信アンテナを実際に対向させて実験により測定されて導出されてもよい。

（変形例３）
本発明に適用可能な整合回路の構成は、図１又は図２４に示す構成に限定されない。これについて、図２６を参照して説明する。

図２６（ａ）は、第１形式の整合回路２４と第２形式の整合回路２６とで可変インダクタ要素のみを共用する形態の整合回路を示す。図２６（ａ）に示す整合回路は、スイッチ部の切り替えにより、第１形式の整合回路２４として機能することが可能であり、第２形式の整合回路２６として機能することも可能である。同様に、整合回路は、第１形式の整合回路２４と第２形式の整合回路２６とで可変キャパシタ要素のみを共用する形態であってもよい。

図２６（ｂ）は、可変インダクタの代わりに固定インダクタと可変キャパシタを用いる整合回路の回路図を示す。図２６（ｂ）に示す整合回路は、スイッチ部の切り替えにより、第１形式の整合回路２４として機能することが可能であり、第２形式の整合回路２６として機能することも可能である。そして、図２６（ｂ）の固定インダクタと可変キャパシタは、本発明における「可変インダクタ要素」の一例である。このように、図２６（ａ）、（ｂ）に示す整合回路によっても、本発明を好適に実施することができる。
（変形例４）
第１実施形態では、制御値Ｔｃは、インダクタンス補正量Ｌｍ及びキャパシタンス補正量Ｃｍであった。しかし、本発明が適用可能な制御値Ｔｃはこれに限定されない。

これに代えて、制御値Ｔｃとは、可変キャパシタ要素２４１、２６１に加えるキャパシタンス補正量Ｃｍを反映するための制御電圧値、可変インダクタ要素２４０、２６０を構成するスイッチ群のオン又はオフに対応したインダクタンス補正量Ｌｍを反映するためのビットパターンであってもよい。従って、この場合、インピーダンス整合装置２は、整合回路を構成する可変インダクタ要素２４０、２６０及び可変キャパシタ要素２４１、２６１を所定のキャパシタンス及びインダクタンスに設定するためのキャパシタンス補正量Ｃｍ及びインダクタンス補正量Ｌｍに相当する制御値Ｔｃを、各反射係数絶対値｜Γ｜に対応させて、第１及び第２の記憶部２５、２７に保持しておく。
（変形例５）
第１実施形態では、インピーダンス整合装置２は、第１及び第２形式の整合回路２４、２６を備え、ギャップＧｐが近くなる場合（即ち、整合ポイントより送受信アンテナ間の結合が強い場合）及びギャップＧｐが遠くなる場合（即ち、整合ポイントより送受信アンテナ間の結合が弱い場合）の両方の場合に、インピーダンス整合を実行した。しかし、本発明が適用可能な構成は、これに限定されない。

これに代えて、インピーダンス整合装置２は、整合ポイントとそのポイントから結合が強くなる方向の範囲でのみギャップＧｐが変化するような場合、即ち整合ポイントからギャップＧｐが近くなる方向の範囲内で整合させれば良いような場合には、第１及び第２形式の整合回路２４、２６のうち、第１形式の整合回路２４に相当する整合回路のみ備えてもよい。図２７は、ギャップＧｐが近くなる方向の不整合を整合させる送信システム１００Ｂの概略構成を示す。図２７に示すインピーダンス整合装置２Ｂは、主に、進行波・反射波抽出部２１と、反射係数算出部２２と、整合回路２４と、記憶部２５と、整合回路選択部２８と、スルー回路２９と、スイッチ部３０と、制御値出力部３２と、を備える。そして、記憶部２５は第１実施形態における第１の記憶部２５に相当し、整合回路２４は第１実施形態における第１形式の整合回路２４に相当する。また、可変キャパシタ要素は、可変インダクタ要素よりも送信アンテナ４側に並列に接続されている。

一方、インピーダンス整合装置２は、整合ポイントとそのポイントから結合が弱くなる方向の範囲でのみギャップＧｐが変化するような場合、即ち整合ポイントからギャップＧｐが遠くなる方向の範囲内で整合させれば良いような場合には、第１及び第２形式の整合回路２４、２６のうち、第２形式の整合回路２６に相当する整合回路のみ備えてもよい。図２８は、ギャップＧｐが遠くなる方向の不整合を整合させる送信システム１００Ｃの概略構成を示す。図２８に示すインピーダンス整合装置２Ｃは、主に、進行波・反射波抽出部２１と、反射係数算出部２２と、整合回路２４と、記憶部２５と、整合回路選択部２８と、スルー回路２９と、スイッチ部３０と、制御値出力部３２と、を備える。そして、記憶部２５は第１実施形態における第２の記憶部２７に相当し、整合回路２４は第１実施形態における第２形式の整合回路２６に相当する。また、可変キャパシタ要素は、可変インダクタ要素よりも送信回路１側に並列に接続されている。

本発明は、電磁界共振結合方式を用いた無線電力伝送システム全般に好適に適用される。また、本発明は、磁界結合、電界結合等の種々の方式に対して好適に適用可能である。

１ 送信回路
２、２Ａ インピーダンス整合装置
４ 送信アンテナ
１１ 送信信号源
１２ 増幅部
２１ 進行波・反射波抽出部
２２ 反射係数算出部
２３ 位相判定部
２４ 第１形式の整合回路
２５ 第１の記憶部
２６ 第２形式の整合回路
２７ 第２の記憶部
２８ 整合回路選択部
２９ スルー回路
３０ スイッチ部
３１ 記憶部選択部
３２ 制御値出力部
１００、１００Ａ 送信システム

Claims (2)

1. 送信アンテナ及び受信アンテナを電磁界によって結合させて電力を伝送する電磁界共振結合方式を利用した無線電力伝送システムにおいて、
   前記送信アンテナに電力を供給する送信回路と、
   前記送信回路のインピーダンスと、前記送信アンテナのインピーダンスとを整合させる整合回路と、
   前記送信回路と前記送信アンテナとの間に接続されるスルー回路と、
   前記整合回路、又は前記スルー回路を、前記送信回路と前記送信アンテナとの間で電気的に接続させるスイッチ部と、
   前記送信回路からの送信信号に対応する進行波電圧と、前記送信アンテナからの反射信号に対応する反射波電圧と、を取り出す進行波・反射波抽出部と、
   前記スイッチ部により前記スルー回路が接続され、前記進行波・反射波抽出部により取り出された前記進行波電圧と前記反射波電圧とに基づき、反射係数絶対値相当値を算出する反射係数算出部と、
   前記反射係数絶対値相当値に基づいて、前記スイッチ部を制御する回路制御部と、
   を有し、
   前記回路制御部は、前記反射係数絶対値相当値が所定値より大きい場合、前記整合回路を前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させ、前記反射係数絶対値相当値が所定値以下である場合、前記スルー回路を前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させることを特徴とするインピーダンス整合装置。
2. 送信アンテナ及び受信アンテナを電磁界によって結合させて電力を伝送する電磁界共振結合方式を利用した無線電力伝送システムにおいて、
   前記送信アンテナに電力を供給する送信回路と、
   前記送信回路のインピーダンスと、前記送信アンテナのインピーダンスとを整合させる整合回路と、
   前記送信回路と前記送信アンテナとの間に接続されるスルー回路と、
   前記整合回路、又は前記スルー回路を、前記送信回路と前記送信アンテナとの間で電気的に接続させるスイッチ部と、
   を備えるインピーダンス整合装置が実行する制御方法であって、
   前記送信回路からの送信信号に対応する進行波電圧と、前記送信アンテナからの反射信号に対応する反射波電圧と、を取り出す進行波・反射波抽出工程と、
   前記スイッチ部により前記スルー回路が接続され、前記進行波・反射波抽出工程により取り出された前記進行波電圧と前記反射波電圧とに基づき、反射係数絶対値相当値を算出する反射係数算出工程と、
   前記反射係数絶対値相当値に基づいて、前記スイッチ部を制御する回路制御工程と、
   を有し、
   前記回路制御工程は、前記反射係数絶対値相当値が所定値より大きい場合、前記整合回路を前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させ、前記反射係数絶対値相当値が所定値以下である場合、前記スルー回路を前記送信回路と前記送信アンテナとの間に電気的に接続させることを特徴する制御方法。

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