JP5615443B2 - 鉄道車両用主電動機 - Google Patents

Description

本発明は、鉄道車両用主電動機に関するものである。

一般に、電気車は、架線から集電された電力をインバータ回路により三相の交流電力に変換し、この交流電力を主電動機に供給しこれを駆動することで推進力を得ている。例えば、直流架線の場合は、架線から供給される直流電力をインバータ回路により可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力を用いて主電動機を駆動する構成が一般的である。また、交流架線の場合は、架線から供給される交流電力をコンバータ回路により一旦直流電力に変換し、さらにこの直流電力をインバータ回路により可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力を用いて主電動機を駆動する構成が一般的である。

また、鉄道車両用主電動機の制御では、インバータ回路のスイッチング損失を最小にする目的で、交流電圧指令基本波の電気角３６０度で２回のみスイッチングして矩形波電圧を出力し、主電動機に出力する電圧を最大電圧に固定する１パルスモードが速度領域に応じて用いられている（例えば、特許文献１参照）。

一方、主電動機は、固定子と回転子とを備えた構成である。そして、固定子巻線の回路構成は、一般に主電動機の損失に関係する。例えば、固定子巻線を並列回路で構成した場合には、並列回路数と極数との関係によっては固定子巻線に循環電流が発生することが知られている（例えば、特許文献２参照）。

国際公開第２００８／１０７９９２号 特許第３５７８９３９号公報

上記のように、鉄道車両用主電動機の制御では、主電動機に出力する電圧波形として、同期１パルス波形が用いられることがあるが、１パルス波形には低次高調波成分が多く含まれており、これらの低次高調波電圧に起因して主電動機の損失が大きくなるという問題があった。

このような低次高調波電圧を低減する方法として、主電動機に出力する電圧波形をパルス幅変調させたＰＷＭ波形とすることが一般に知られている。しかしながら、電圧波形をＰＷＭ波形にした場合は、１パルス波形を用いる場合に比べて、インバータ損失が大きくなるという問題があった。

また、上記のように、固定子巻線に並列回路を構成すると固定子巻線の回路構成及び極数によっては、固定子巻線に循環電流が発生し、主電動機の効率が低下するので、主電動機の効率を向上させるためには、固定子巻線の回路構成を適切に選択して循環電流を抑制する必要がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、印加電圧に含まれる低次高調波成分が低減され、固定子巻線における循環電流の発生が抑制された鉄道車両用主電動機を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る鉄道車両用主電動機は電気車に搭載されて当該電気車の駆動に用いられ、スイッチング素子を備えたインバータ回路から交流電力の供給を受けて回転駆動し、前記電気車の速度領域の少なくとも一部については前記インバータ回路からＰＷＭ波形の電圧が印加されて駆動する三相交流の鉄道車両用主電動機であって、周方向に複数個のスロットが設けられた環状の固定子鉄心、及びこの固定子鉄心に巻装され前記スロットに収められたコイルを備えて成るとともに三相スター結線でかつ各相ごとに極数と同数の並列回路数の並列回路で構成された固定子巻線を備えた固定子と、前記固定子鉄心の内側に配置された回転子と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、印加電圧に含まれる低次高調波成分が低減され、固定子巻線における循環電流の発生が抑制された鉄道車両用主電動機を提供することができる、という効果を奏する。

図１は、固定子巻線を４並列回路で構成した場合（ａ）と、固定子巻線を並列回路で構成しない場合（ｂ）を対比して示した図である。 図２は、実施の形態に係る主電動機の端部の構成を示す図である。 図３は、実施の形態に係る主電動機の固定子巻線の回路構成図である。 図４は、実施の形態に係る主電動機の固定子巻線の結線図である。 図５は、４極５並列の構成を説明するための模式図である。 図６は、４極５並列の場合に並列回路に生ずる誘起電圧の大きさを並列回路番号ごとにベクトルで示した図である。 図７は、固定子巻線を４並列回路で構成した場合（ａ）と、固定子巻線を２並列回路で構成した場合（ｂ）を対比して示した図である。 図８は、４極５並列の場合の回路構成を示す図である。 図９は、４極３並列の場合の回路構成を示す図である。 図１０は、１パルス波形及びＰＷＭ波形の例を示した図である。

以下に、本発明に係る鉄道車両用主電動機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態
本発明に係る鉄道車両用主電動機（以下、単に「主電動機」という。）は、電気車に搭載された車両駆動に用いられる電動機である。主電動機は、三相の交流電動機であり、例えば誘導電動機である。ただし、主電動機は、以下に説明する固定子と同様の構成を有するものであれば、誘導電動機以外の他の電動機であってもよく、例えば同期電動機とすることもできる。

電気車では、一般に、架線から集電された電力をインバータ回路により三相の交流電力に変換し、この交流電力を主電動機に供給している。ここで、架線が直流架線の場合は、架線から供給される直流電力をインバータ回路により可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力を主電動機に供給する。また、架線が交流架線の場合は、架線から供給される交流電力をコンバータ回路により一旦直流電力に変換し、さらにこの直流電力をインバータ回路により可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力を主電動機に供給する。いずれの場合も、インバータ回路は直流電源部からの直流電力を交流電力に変換し、主電動機はインバータ回路から交流電力の供給を受けて回転駆動される。

ところで、主電動機の出力容量は主電動機に印加される電流と電圧の積におよそ比例するので、例えば印加電流を小さくした場合に同じ出力容量を得るためには印加電圧を大きくする必要がある。また、インバータ回路のスイッチング損失は、その出力電流が小さいほど低減される。そのため、主電動機の制御では、決められた大きさの架線電圧のもと、インバータ回路のスイッチング損失を最小にすることを目的として、主電動機に印加される電圧が最大となるように制御することがある。すなわち、主電動機に印加される電圧波形として、いわゆる同期１パルス波形を用いることがある。ここで１パルス波形は、モータ端子電圧で電気角１２０°区間通電する波形であり、（図１０（ａ）参照）、主電動機に出力可能な最大電圧を与える。

しかしながら、１パルス波形を周波数分析すると、基本波の１００％に対して、５次高調波が２０％、７次高調波が１４％となるなど、低次高調波の占める割合が大きい波形であることがわかる。そして、高調波成分は主電動機の損失につながることから、低次高調波が大きいと主電動機の損失は大きくなる。すなわち、高調波電流は、高調波電圧／インピーダンスで表されることから、電圧波形が１パルス波形の場合は低次高調波が大きいため高調波電流が大きくなる。

このような低次高調波電圧を低減する方法として、主電動機に出力する電圧波形をパルス幅変調させたＰＷＭ波形（図１０（ｂ）参照）とすることが一般に知られている。しかしながら、電圧波形をＰＷＭ波形にすると、その基本波電圧が１パルス波形の場合よりも低下し、その基本波電流が１パルス波形の場合よりも大きくなるので、インバータのスイッチング損失が大きくなってしまうという問題がある。

そこで、本実施の形態では、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子を備えたインバータ回路を主電動機に適用する。ここで、ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンに比べてバンドギャップが大きな半導体であり、例えば、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、又はダイヤモンド等である。ワイドバンドギャップ半導体は、電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能である。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能である。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。このようなワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータ回路を主電動機に適用することで、従来のインバータ回路を適用した場合と比較して、大きな電流が流れた場合でもスイッチング損失が小さくなるという利点がある（例えば、特開２０１１−０７８２９６号公報を参照）。つまり、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータ回路では、インバータ回路のスイッチング損失が小さいので、主電動機に大きな電流を流す仕様が可能となる。よって、この場合は、決められた大きさの架線電圧のもと、従来のように電圧を最大限とした１パルス波形を用いることなく、低電圧かつ大電流の仕様のＰＷＭ波形を用いることができる。これにより電圧波形を正弦波に近くすることができるので、低次高調波による主電動機の損失を低減することができ、主電動機の効率の改善及びインバータ回路のスイッチング損失の低減の双方を実現することができる。

次に、本実施の形態の主電動機の固定子巻線について説明する。上記のように、本実施の形態では、インバータ回路の制御に主にＰＷＭ制御を用いるので、１パルスモードを用いる場合と比べて、大きな電流を主電動機に流すことになるが、この場合は、固定子巻線を複数の並列巻線で構成し、各並列巻線に流す電流を小さくする構成が有効である。すなわち、実施の形態では、固定子巻線を並列回路で構成する。以下、この理由について説明する。なお、以下では、互いに並列な巻線回路の各々を並列回路という。また、並列回路数とは互いに並列な巻線回路の個数をいう。また、ｎ並列回路というときのｎは並列回路数を意味するものとする。

一例として、固定子巻線を４並列回路で構成する場合を想定する。この場合、主電動機に印加される電流をＩとすると、各並列回路に流れる電流はＩ／４となり、各並列回路の巻線抵抗をＲとすると、各並列回路の銅損はＩ^２Ｒ／１６となる。ここで、銅損は（電流）^２×（巻線抵抗）で与えられる。よって、４並列回路分の銅損はＩ^２Ｒ／４となる。他方、固定子巻線を並列回路で構成しない場合は、電流の大きさはＩであるので、銅損を同一とするためには、その巻線抵抗をＲ／４とする必要がある。そのためには、素線（導体）の断面積を４倍にする必要がある。

固定子巻線を並列回路で構成しない場合に、その素線（導体）の断面積を４並列回路の場合の４倍にする必要性は次のことからもわかる。まず、主電動機のサイズを同一にすることを前提にすると、このためには主電動機で発生させる磁束密度もほぼ等しくする必要がある。ところで、周波数一定の条件のもとで、Ｖ＝−Ｎ×ｄφ／ｄｔ＝−Ｎ×ｊ×ω×φ（Ｖは電圧、φは磁束、Ｎは巻数、ｊ＝√（−１）、ω＝２πｆ（ｆは周波数）、ｔは時間）が成り立つので、主電動機内の磁束密度は、電圧／巻数に比例する。そして、固定子巻線を並列回路で構成しない場合には、巻数は４並列回路の場合の１／４になるので、磁束密度を等しくするには、電圧を１／４にする必要がある。

次に、銅損が同一の条件のもとで、並列回路を利用することが有効であることを説明する。図１は、固定子巻線を４並列回路で構成した場合（ａ）と、固定子巻線を並列回路で構成しない場合（ｂ）とを対比して示した図である。図１は、固定子鉄心２の内周側に設けられたスロット３０の一つに収められたコイル３を例示したものであり、スロット３０内にコイル３が二層構造で収められている。すなわち、コイル３は、スロット３０の開口部側の上コイル３ｂと、スロット３０の底部側の下コイル３ａとからなる。ただし、図１（ａ）では、上コイル３ｂ及び下コイル３ａは、４並列回路に対応して、それぞれ４つの素線で構成されており、図中ではこれらを１〜４の番号を付したターンで表している。また、図１（ｂ）では、上コイル３ｂ及び下コイル３ａは、並列回路なしの構成に対応して、それぞれ１つの素線で構成されるとともに、上述したように、素線（導体）の断面積は図１（ａ）の場合の４倍になっている。このような構成により、図１（ａ），（ｂ）のいずれの構成においても、銅損は同じで、磁束密度も互いに等しくなっている。

しかしながら、図１（ｂ）に示すように、スロット３０の開口部側の上コイル３ｂには、スロット３０の底部側の下コイル３ａからの漏れ磁束が鎖交し（鎖交磁束５０）、上コイル３ｂの素線（導体）内で鎖交磁束５０を打ち消すように循環電流Ｉｃが発生してしまう。そのため、この循環電流Ｉｃによる損失により、主電動機の効率が低下するという問題がある。これは、素線（導体）の断面積が図１（ａ）の場合に比べて大きいことに起因する。

これに対し、図１（ａ）では、各素線の断面積は図１（ｂ）の場合の１／４になっているので、鎖交磁束５０が鎖交したとしても各素線内に発生する循環電流は抑制され、主電動機の効率を維持することができる。

このように、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータ回路を主電動機に適用する場合には、固定子巻線の並列回路数を多くすることにより、電流が大きい場合でも銅損を低減することができるとともに、循環電流の発生による損失も抑制することができる。このような理由から、本実施の形態では、固定子巻線を複数の並列回路で構成することとする。

次に、固定子巻線の並列回路数と極数との関係について詳細に説明する。図２は、本実施の形態に係る主電動機の端部の構成を示す図であり、主に固定子の構成を示している。図３は、本実施の形態に係る主電動機の固定子巻線の回路構成図である。図４は、本実施の形態に係る主電動機の固定子巻線の結線図である。

図２に示すように、主電動機１の固定子は、略環状の固定子鉄心２と、固定子鉄心２の各スロットに装着されたコイル３と、概略Ｃ字状でＵ相の素線の結線に用いられるサーキットリング１１（第１のサーキットリング）と、概略Ｃ字状でＶ相の素線の結線に用いられるサーキットリング１２（第２のサーキットリング）と、概略Ｃ字状でＷ相の素線の結線に用いられるサーキットリング１３（第３のサーキットリング）と、概略Ｃ字状で中性点結線に用いられるサーキットリング１０（第４のサーキットリング）とを備えて構成される。

固定子鉄心２に設けられたスロットは周方向に沿って略等間隔に配置され、これに応じてコイル３も周方向に沿って略等間隔に配置されている。なお、各スロット内のコイル３の収納の態様は、図１（ａ）に示した通りである。また、図示は省略しているが、固定子鉄心２の内周側には空隙を介して回転子が回転自在に配置されている。サーキットリング１０〜１３は互いに同軸的に配置されている。サーキットリング１０は、サーキットリング１１〜１３に比べて、例えば最も内径側に配置されている。

図２では、例えば、スロット数が３６個である場合に、極数を４、固定子巻線の並列回路数を４とした構成例を示している。このように、本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数とを等しくする構成とする。この場合、毎極毎相のスロット数は（総スロット数）／（相数×極数）＝３６／（３×４）＝３としている。これに対応して、図２では、周方向に連続する３個のスロットのコイル３を組として極が構成されている。具体的には、各相に応じてＵ，Ｖバー，Ｗ，Ｕバー，Ｖ，Ｗバー、Ｕ，Ｖバー，Ｗ，Ｕバー，Ｖ，Ｗバーで表された３個のコイル３の組がそれぞれ極を構成している。したがって、例えば、Ｕ相については、Ｕで表された連続する３個のスロットのコイル３とＵバーで表された連続する３個のスロットのコイル３とが交互にかつ略等間隔で周方向に配置されて合計４箇所に現れており、それぞれが極を構成する。なお、ＵバーはＵと比べてコイル３の巻回方向が逆向きであることを表している。また、これらの４つの極が並列回路を構成する（図３参照）。つまり、図３に示すように、極と並列回路が対応しており、周方向に連続する３個のスロットのコイル３が極を構成するとともに４並列のうちの一つを構成している。本実施の形態では、並列回路は極の位置に対応して周方向に略等間隔に配置され、周方向に分散して配置されることとなる。以上は、Ｖ相及びＷ相についても同様である。

サーキットリング１０は、三相のスター結線（図３参照）に用いられるジョイントバーである。サーキットリング１０は、概略Ｃ字状の板状金属部材を、結線箇所を除いて絶縁被覆したものである。サーキットリング１０は、コイル３の素線の端部と結線できるように固定子鉄心２の周方向に沿って延伸している。上記のように、並列回路は周方向に分散配置されているので、並列回路を構成するコイル３の端部も分散配置されている。そこで、周方向に延伸するサーキットリング１０を用いることにより、並列回路を構成するコイル３の素線を引き回すことなく、コイル３の端部をその位置でサーキットリング１０と結線することができる。このように、サーキットリング１０は、結線箇所が周方向に分散した状態で一括して結線することを可能とする。結線箇所では、サーキットリング１０の絶縁被覆が除かれ、内部の金属部材とコイル３の素線の端部とが接触するようにして結線される。なお、図４に示すように、この場合の結線箇所は、各相ごとに４箇所で合計１２箇所である。図４では、周方向に配列されたコイル３に対して（実線は下コイル３ａ、点線は上コイル３ｂを表す。）、各相の並列回路とサーキットリング１０〜１３との結線構造を模式的に示したものである。

サーキットリング１１は、Ｕ相の結線（図３参照）に用いられるジョイントバーである。サーキットリング１１は、概略Ｃ字状の板状金属部材を、結線箇所を除いて絶縁被覆したものである。サーキットリング１１は、コイル３の素線の端部と結線できるように固定子鉄心２の周方向に沿って延伸している。上記のように、並列回路は周方向に分散配置されているので、並列回路を構成するコイル３の端部も分散配置されている。そこで、周方向に延伸するサーキットリング１１を用いることにより、並列回路を構成するコイル３の素線を引き回すことなく、コイル３の端部をその位置でサーキットリング１１と結線することができる。このように、サーキットリング１１は、結線箇所が周方向に分散した状態で一括して結線することを可能とする。なお、結線箇所では、サーキットリング１１の絶縁被覆が除かれ、内部の金属部材とコイル３の素線の端部とが接触するようにして結線される。図４に示すように、この場合の結線箇所は４箇所である。なお、サーキットリング１２，１３についてもサーキットリング１１と同様である。

また、サーキットリング１０〜１３はそれぞれ例えば概略Ｃ字状としているが、これにより、その対向する端部間の間隙を配線の引き出しなどに利用することができる。例えば、サーキットリング１２の一端部は、サーキットリング１１の対向する端部間の間隙を介して外径側に引き出されて口出線２０に接続されている。

次に、極数と並列回路数を等しくする理由について説明する。そのため、以下では、極数よりも並列回路数が多い場合、及び、極数よりも並列回路数が少ない場合について順次説明し、極数と並列回路数を等しくした場合との対比を行う。

まず、極数よりも並列回路数が多い場合について説明する。以下では、例えば４極５並列の場合について説明する。極数よりも並列回路数が多い場合は、極数と並列回路数とが等しい場合のように各極ごとに並列回路を構成することは困難である。そこで、５並列を実現するため、毎極毎相のスロット数を並列回路数と同数の５とし、並列回路を極間にわたって構成する。なお、この場合の総スロット数は３×５×４＝６０となる。

これを、図５を参照して具体的に説明する。図５は、４極５並列の構成を説明するための模式図であり、例えばＵ相を例にしている。図５では、Ｕ１バー〜Ｕ５バーの順で表された５つのコイル３と、Ｕ５〜Ｕ１の順で表された５つのコイル３と、Ｕ１バー〜Ｕ５バーの順で表された５つのコイル３と、Ｕ５〜Ｕ１の順で表された５つのコイル３とが周方向に配列されている様子を示している。ここで、Ｕ１バー〜Ｕ５バーの順で表された５つのコイル３は、周方向に連続する５つのスロットに収納されたもので、１つの極を構成する。Ｕ５〜Ｕ１の順で表された５つのコイル３は、周方向に連続する５つのスロットに収納されたもので、１つの極を構成する。よって、図５では、合計４つの極が構成される。Ｖ相及びＷ相についても同様である。

また、この場合の並列回路は、同じ並列回路番号（Ｕ又はＵバーに付された番号であって、５並列回路を区別するための番号）で表されたコイル３を直列接続して構成される。具体的には、図５において、Ｕ１バーとＵ１とＵ１バーとＵ１を周方向に接続したものが並列回路の１つを構成し（‘１’が並列回路番号）、Ｕ２バーとＵ２とＵ２バーとＵ２を周方向に接続したものが並列回路の１つを構成し（‘２’が並列回路番号）、Ｕ３バーとＵ３とＵ３バーとＵ３を周方向に接続したものが並列回路の１つを構成する（‘３’が並列回路番号）等であり、合計５並列となる。Ｖ相及びＷ相についても同様である。

また、図５を用いて説明した極と並列回路の関係は、図８の回路構成から具体的に見ることもできる。図８は、上記の４極５並列の場合の回路構成を示したものである。図８に示すように、極は並列回路間にわたって構成される。

ところで、図５では、周方向の配列がＵ１バー〜Ｕ５バー、Ｕ５〜Ｕ１、Ｕ１バー〜Ｕ５バー、Ｕ５〜Ｕ１とこの順序で記載されているように、極ごとに並列回路の配列順が逆になっている。これは、一つの極の中でＵ１バー〜Ｕ５バー間又はＵ５〜Ｕ１間にそれぞれ位相差が生ずるので、隣接する極間で極内の並列回路の配列順を互いに逆順にすることで、極間で位相差を互いに相殺し、並列回路間に位相差が生じないように構成したものである。

ところが、Ｕ１バー〜Ｕ５バー間又はＵ５〜Ｕ１間に位相差が存在することで、並列回路間で誘起電圧の大きさにばらつきが生ずる。これを、図６を参照して具体的に説明する。図６は、４極５並列の場合に並列回路に生ずる誘起電圧の大きさを並列回路番号ごとにベクトルで示した図である。以下、図５と同様に例えばＵ相を例に説明する。図６において、ｖ１は図５のＵ１で生ずる誘起電圧を、ｖ１バーは図５のＵ１バーで生ずる誘起電圧を、ｖ２は図５のＵ２で生ずる誘起電圧を、ｖ２バーは図５のＵ２バーで生ずる誘起電圧を、ｖ３は図５のＵ３で生ずる誘起電圧を、ｖ３バーは図５のＵ３バーで生ずる誘起電圧をそれぞれ表している。なお、位相差は、Ｕ３及びＵ３バーの位相を基準にする。また、ｖ１とｖ１バーは位相が互いに逆で、ｖ２とｖ２バーは位相が互いに逆で、ｖ３とｖ３バーは位相が互いに等しい。そうすると、並列回路番号３の並列回路については、Ｐ０からＰ１０に至るベクトルが４極分の誘起電圧の総和を表し、並列回路番号２の並列回路については、Ｐ０からＰ１１に至るベクトルが４極分の誘起電圧の総和を表し、並列回路番号１の並列回路については、Ｐ０からＰ１２に至るベクトルが４極分の誘起電圧の総和を表している。つまり、誘起電圧の総和について位相差は存在しないものの、大きさが互いに異なっている。なお、図示は省略するが、並列回路番号４の並列回路については、Ｐ０からＰ１１に至るベクトルが４極分の誘起電圧の総和を表し、並列回路番号５の並列回路については、Ｐ０からＰ１２に至るベクトルが４極分の誘起電圧の総和を表す。

このように、４極５並列の構成では、並列回路間の誘起電圧に格差が生じるので、この誘起電圧差を平均化するように、並列回路間で循環電流が流れることになり、主電動機１の効率が悪化する。すなわち、極数よりも並列回路数が多い場合は、並列回路間の循環電流により電動機効率が低下するという問題がある。

次に、極数よりも並列回路数が少ない場合について説明する。この場合、極数／並列回路数が整数でない場合、及び、極数／並列回路数が整数の場合に分けて説明する。

まず、極数／並列回路数が整数でない場合について説明する。この場合も、極数よりも並列回路数が多い場合と同様に、並列回路間に誘起電圧差が発生し、循環電流が流れる。そのため、電動機効率が低下するという問題がある。図９は、４極３並列の場合の回路構成を示したものである。図９に示すように、極は並列回路間にわたって構成される。

続いて、極数／並列回路数が整数の場合について説明する。以下では、例えば４極２並列の構成について説明する。図７は、固定子巻線を４並列回路で構成した場合（ａ）と、固定子巻線を２並列回路で構成した場合（ｂ）を対比して示した図である。図７（ａ）は、図１（ａ）と同じであるのでその説明を省略する。図７（ｂ）では、上コイル３ｂ及び下コイル３ａは、並列回路数２の構成に対応して、それぞれ２つの素線で構成されており、図中ではこれらを１〜２の番号を付したターンで表している。なお、図１で説明したように、銅損を同一とするため、素線（導体）の断面積は図７（ａ）の場合の２倍になっている。なお、図７では、図１と同一の構成要素には同一の符号を付している。

図７（ｂ）では、スロット３０の開口部側の上コイル３ｂには、スロット３０の底部側の下コイル３ａからの漏れ磁束が鎖交し（鎖交磁束５０）、上コイル３ｂの素線（導体）内で鎖交磁束５０を打ち消すように循環電流Ｉｃが発生してしまう。そのため、この循環電流Ｉｃによる損失により、主電動機１の効率が低下するという問題がある。

このように、４極２並列の構成では、銅損を同一とするために素線（導体）の断面積を増大させる必要があるが、これにより、素線（導体）内の循環電流が顕著となる傾向にあり、電動機効率が低下するという問題がある。特に、高速運転時に周波数の高い電流を流す場合は、循環電流による損失が顕著となる。すなわち、極数よりも並列回路数が少なくかつ極数／並列回路数が整数の場合は、循環電流による損失により、電動機効率が低下するという問題がある。

なお、この問題を回避する方法として、固定子巻線にレーベル転位を施すことが考えられる。ただし、レーベル転位を施す場合は、循環電流を相殺するために、素線を軸方向に１８０度以上捩る必要があり、工作性が悪化するという問題がある。

以上の対比説明から明らかなように、極数と並列回路数を等しくした場合は、並列回路間及び素線内の循環電流がそれぞれ抑制され、主電動機１の効率を向上させることができることがわかる。

なお、図２〜図４では、例えば４極４並列の場合を例に示しているが、本実施の形態はこれに限定されず、一般に、ｎを正の偶数とし、固定子の並列回路数＝極数＝ｎとすることができる。例えば、毎極毎相のスロット数を３個とした場合において、６極６並列の構成にするにはスロット数を６×３×３＝５４個とすればよい。例えば、８極８並列の構成にするにはスロット数を８×３×３＝７２個とすればよい。

ただし、極数を２極とした場合は、固定子鉄心２のコアバック２ａ（図２参照）も大きくなり、コイルエンド部が長くなるという問題点があり、一般に鉄道車両用主電動機には使われない。すなわち、主電動機は設置スペースが制限された電気車に搭載されることを考慮すると、極数は４極又は６極が好ましい。

また、本実施の形態では、毎極毎相のスロット数を例えば３としたが、一般に３以上の整数に設定することが好ましい。これは、３未満にすると、空間高調波（主電動機内で発生する高調波）が増大し損失が増大するからである。

本実施の形態の効果について説明する。まず、本実施の形態では、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子を備えたインバータ回路を主電動機１に適用し、電気車の速度領域の少なくとも一部についてインバータ回路から主電動機１へ出力する電圧をＰＷＭ波形としている。これにより、高調波を低減するというＰＷＭ制御の利点をいかしつつ、１パルスモードと同様にインバータ回路のスイッチング損失の低減も実現することができる。本実施の形態によれば、従来１パルスモードが用いられていた速度領域の少なくとも一部をＰＷＭ制御に置き換えることが可能であり、１パルス運転速度領域を少なくすることができる。

本実施の形態では、上記インバータ回路を適用することにより、主電動機１は大電流かつ低電圧の仕様となるが、固定子巻線を並列回路で構成することにより、主電動機１の銅損を低減しつつ、素線（導体）内の循環電流の発生を抑制することができる。

本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成としたので、極数よりも並列回路数が多い場合のように、並列回路間に循環電流が流れ、主電動機１の効率が低下するということがない。また、本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成としたので、極数よりも並列回路数が少なくかつ極数／並列回路数が整数でない場合のように、並列回路間に循環電流が流れ、主電動機１の効率が低下するということがない。さらにまた、本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成としたので、極数よりも並列回路数が少なくかつ極数／並列回路数が整数の場合のように、素線内に循環電流が流れ、主電動機１の効率が低下するということがないし、この循環電流を相殺するためにレーベル転位を施すことによる工作性の悪化という問題もない。

本実施の形態では、固定子巻線の各相の結線をそれぞれサーキットリング１１〜１３により一括して行うとともに、中性点結線をサーキットリング１０により一括して行うようにしている。これにより、コイル３の端部をその位置でサーキットリング１０〜１３と結線することができるので、口出線２０の箇所までコイル３の素線を延長し引き回す必要がなく、結線が容易であり、作業性も向上する。また、サーキットリング１０〜１３にそれぞれ絶縁を施すことにより、素線を長く引き出した場合のように素線ごとに絶縁を施す必要のある場合に比べて、作業性が向上する。

なお、従来の鉄道車両用主電動機では、固定子巻線の各相の結線及び中性点の結線には素線が用いられている。これに対し、本実施の形態では、従来の鉄道車両用主電動機では用いられていない構成、すなわち、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成を採用することで、並列回路が周方向に分散されることから、サーキットリング１０〜１３の使用が好適である。

本発明は、鉄道車両用主電動機として好適である。

１ 主電動機
２ 固定子鉄心
２ａ コアバック
３ コイル
３ａ 下コイル
３ｂ 上コイル
１０〜１３ サーキットリング
２０ 口出線
３０ スロット

Claims (4)

1. 電気車に搭載されて当該電気車の駆動に用いられ、スイッチング素子を備えたインバータ回路から交流電力の供給を受けて回転駆動し、前記電気車の速度領域の少なくとも一部については前記インバータ回路からＰＷＭ波形の電圧が印加されて駆動する三相交流の鉄道車両用主電動機であって、
   周方向に複数個のスロットが設けられた環状の固定子鉄心、及びこの固定子鉄心に巻装され前記スロットに収められたコイルを備えて成るとともに三相スター結線でかつ各相ごとに極数と同数の並列回路数の並列回路で構成された固定子巻線を備えた固定子と、
   前記固定子鉄心の内側に配置された回転子と、
   を備え、
   前記極数は４以上の偶数であることを特徴とする鉄道車両用主電動機。
2. 電気車に搭載されて当該電気車の駆動に用いられ、スイッチング素子を備えたインバータ回路から交流電力の供給を受けて回転駆動し、前記電気車の速度領域の少なくとも一部については前記インバータ回路からＰＷＭ波形の電圧が印加されて駆動する三相交流の鉄道車両用主電動機であって、
   周方向に複数個のスロットが設けられた環状の固定子鉄心、及びこの固定子鉄心に巻装され前記スロットに収められたコイルを備えて成るとともに三相スター結線でかつ各相ごとに極数と同数の並列回路数の並列回路で構成された固定子巻線を備えた固定子と、
   前記固定子鉄心の内側に配置された回転子と、
   前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられたＣ字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線のＵ相の結線に用いられる第１のサーキットリングと、
   前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられたＣ字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線のＶ相の結線に用いられる第２のサーキットリングと、
   前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられたＣ字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線のＷ相の結線に用いられる第３のサーキットリングと、
   前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられたＣ字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線の中性点の結線に用いられる第４のサーキットリングと、
   を備えることを特徴とする鉄道車両用主電動機。
3. 前記極数は、４又は６であることを特徴とする請求項１又は２に記載の鉄道車両用主電動機。
4. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の鉄道車両用主電動機。

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