JP5597145B2

JP5597145B2 - 電力伝送装置

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Publication number: JP5597145B2
Application number: JP2011025143A
Authority: JP
Inventors: 隼一帰山
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2011-02-08
Filing date: 2011-02-08
Publication date: 2014-10-01
Anticipated expiration: 2031-02-08
Also published as: JP2012165602A

Description

本発明は、電力伝送装置に係り、特に、送受間に共振器を用いた非接触型の電力伝送装置に係る。

送受間に共振器を備え、磁気共鳴を用いたワイヤレス電力伝送では、ＬＣ共振器を用いて２つのコイル間で電力を伝送する。この場合、共振器のＱ値を非常に高くすることで、銅損、鉄損がほとんど無く、伝送に係るエネルギーの損失を少なくすることができる。したがって、結合係数が低いコイル間においても高い電力効率でエネルギーを伝送することができる（特許文献１等参照）。

特開平９−２６１８９８号公報

以下の分析は本発明において与えられる。

ＬＣ共振器を用いた電力伝送装置は、Ｑ値が高い共振回路を用いるために狭い共鳴周波数帯域でのみ電力が伝送される。従って、送受信コイルの共振周波数が精度よく合っていない場合や送信コイルの駆動周波数と送信コイルの共振周波数とが合っていない場合、伝送効率が低下してしまう。すなわち、共振器を構成するインダクタ（コイル）やキャパシタの値の経時変化やばらつきによって、当初設計値からずれた場合、伝送効率が低下してしまう。

したがって、本発明の課題は、共振器の共振周波数がずれた場合における伝送効率の低下を防止することにある。

本願発明者は、コイルを駆動する回路の駆動周波数とコイルの共振周波数とを一致させる技術、あるいは高効率で電力伝送できるように周波数帯域を広げる技術が必要であると考え、本願発明に至った。

本発明の１つのアスペクト（側面）に係る電力伝送装置は、送信回路と受信回路との間に共振器を備え、前記送信回路は発振器を有し、前記発振器からの電力を前記受信回路に伝送する非接触型の電力伝送装置において、前記発振器は、インダクタとキャパシタの直列接続で構成される送信回路側共振器をさらに備え、前記送信回路は、前記発振器からの基準タイミング信号を出力ノードを介し、前記送信回路側共振器に出力し、所望の期間の間、前記出力ノードをハイインピーダンスとする駆動回路と、前記所望の期間の間、前記送信回路側共振器から出力される信号の位相と前記基準タイミング信号の位相を比較する位相比較器と、前記位相比較器における比較結果に基づき、前記発振器の周波数を変化させ、前記送信回路側共振器の共振周波数と前記発振器の周波数を一致させる制御回路と、を送信回路側に備える。
本発明の他のアスペクト（側面）に係る電力伝送装置は、送信回路と受信回路との間に共振器を備え、前記送信回路は発振器を有し、前記発振器からの電力を前記受信回路に伝送する非接触型の電力伝送装置において、前記発振器は、インダクタとキャパシタの直列接続で構成される送信回路側共振器をさらに備え、前記送信回路は、前記発振器からの基準タイミング信号を、出力ノードを介し、前記送信回路側共振器に出力し、所望の期間の間、前記出力ノードをハイインピーダンスとする駆動回路と、前記所望の期間の間、前記送信回路側共振器から出力される信号の位相と前記基準タイミング信号の位相を比較する位相比較器と、前記位相比較器における比較結果に基づき、前記送信回路側共振器のキャパシタの値を変化させ、前記送信回路側共振器の共振周波数と前記発振器の周波数を一致させる制御回路と、を送信回路側に備える。

本発明の他のアスペクト（側面）に係る電力伝送装置は、送信回路と受信回路との間に共振器を備え、前記送信回路は発振器を有し、前記発振器からの電力を前記受信回路に伝送する非接触型の電力伝送装置において、第１のインダクタと第１のキャパシタの直列接続で構成される送信回路側共振器をさらに備え、前記発振器からの基準タイミング信号を出力ノードを介し、前記送信回路側共振器に出力し、所望の期間の間、前記出力ノードをハイインピーダンスとする駆動回路と、第２のインダクタと第２のキャパシタと第３のキャパシタとの直列接続で構成される受信回路側共振器と、前記第３のキャパシタに並列接続される負荷抵抗と、を備え第１および第２のインダクタの値をそれぞれＬ_１、Ｌ_２とし、第１、第２および第３のキャパシタの値をそれぞれＣ_１、Ｃ_２、Ｃ_ｐとし、送信回路側および受信回路側共振回路の共振周波数をω／２πとするとき、

を満足するαを、０．００１≦α≦０．０５、βを、０．９≦β≦１．１の範囲になるように定める。

本発明によれば、共振器の共振周波数がずれた場合であっても伝送効率の低下を防止することができる。

本発明の第１の実施例に係る電力伝送装置の構成を示すブロック図である。本発明の第１の実施例に係る電力伝送装置の動作を表すタイミングチャートである。出力信号とタイミング信号とのずれを示す図である。本発明の第２の実施例に係る電力伝送装置の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施例に係る電力伝送装置の動作を表すタイミングチャートである。本発明の第３の実施例に係る電力伝送装置の構成の原理を示す等価回路図である。従来と第３の実施例との負荷電圧の違いを説明する図である。従来と第３の実施例との電力伝送効率を示す図である。本発明の電力伝送装置の適用例を示す図である。ワイヤレス電力伝送の送受信回路を搭載した半導体集積回路の構成例である。送受を行う電力のキャリアを変調することで、データの通信も行う電力伝送装置の構成例を示す図である。データ送受信を、周波数変調を用いて行う例を示す図である。データ送受信を、振幅変調を用いて行う例を示す図である。ＳｉＰを構成した例を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について、概説する。なお、以下の概説に付記した図面参照符号は、専ら理解を助けるための例示であり、図示の態様に限定することを意図するものではない。

本発明の一実施形態に係る電力伝送装置は、送受間に共振器を用いた非接触型の電力伝送装置において、インダクタ（図１のＬ１）とキャパシタ（図１のＣ１）の直列接続で構成される送信回路側共振器と、基準タイミング信号に従って送信回路側共振器の一端を駆動すると共に出力をハイインピーダンスとする駆動停止期間を設ける駆動回路（図１のＭｎ、Ｍｐ）と、駆動停止期間において送信回路側共振器の一端における信号と基準タイミング信号との位相を比較する位相比較器（図１の１２）と、位相比較器における比較結果に基づいて位相を一致させる制御回路（図１の１３、１４、１１が相当）と、を送信回路側に備える。

制御回路は、比較結果に基づいて基準タイミング信号の位相を変化させるようにしてもよい。

制御回路は、比較結果に基づいてキャパシタの値を変化させるようにしてもよい。

駆動回路は、ＣＭＯＳ回路で構成され、ＣＭＯＳ回路の一方および他方のトランジスタが同時にオフ状態となる時間を設定し、この時間を駆動停止期間とするようにしてもよい。

駆動回路は、送信回路側共振器の一端を駆動する駆動電流が０レベルをよぎる時点の前後の所定期間をオフ状態となる時間とするようにしてもよい。

駆動回路は、間欠的にオフ状態となる時間を設定するようにしてもよい。

本発明の他の実施形態に係る電力伝送装置は、送受間に共振器を用いた非接触型の電力伝送装置において、第１のインダクタ（図６のＬ１）と第１のキャパシタ（図６のＣ１）の直列接続で構成される送信回路側共振器と、送信回路側共振器の一端を駆動する駆動回路（図６のＶ１）と、第２のインダクタ（図６のＬ２）と第２のキャパシタ（図６のＣ２）と第３のキャパシタ（図６のＣｐ）との直列接続で構成される受信回路側共振器と、第３のキャパシタに並列接続される負荷抵抗（図６のＲＬ）と、を備え、第１および第２のインダクタの値をそれぞれＬ_１、Ｌ_２とし、第１、第２および第３のキャパシタの値をそれぞれＣ_１、Ｃ_２、Ｃ_ｐとし、送信回路側および受信回路側共振回路の共振周波数をω／２πとするとき、

上記の電力伝送装置における送信回路側共振器の一端を駆動する信号がデータ信号によって変調された信号であってもよい。

基準タイミング信号をデータ信号によって周波数変調または位相変調する電圧制御発振器を備えるようにしてもよい。

駆動回路と送信回路側共振器の一端との間にデータ信号によって駆動回路の出力信号を振幅変調する変調器を備えるようにしてもよい。

半導体集積回路装置が上記の電力伝送装置を備えるようにしてもよい。

以上のような電力伝送装置によれば、共振器の共振周波数がずれた場合であっても伝送効率の低下を防止することができる。

以下、実施例に即し、図面を参照して詳しく説明する。

図１は、本発明の第１の実施例に係る電力伝送装置の構成を示すブロック図である。図１において、電力伝送装置は、タイミング生成回路１１、位相比較器１２、位相差電圧変換回路１３、電圧制御発振器１４、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ、ＰＭＯＳトランジスタＭｐ、ダイオードＤ１、Ｄ２、キャパシタＣ１、Ｃ２、インダクタＬ１、Ｌ２を備える。

タイミング生成回路１１は、電圧制御発振器１４が出力する発振信号を入力し、位相比較許可信号ＥＮ、タイミング信号（クロック信号）Ｖｒを位相比較器１２に出力し、駆動信号Ｖｎ、ＶｐをＮＭＯＳトランジスタＭｎ、ＰＭＯＳトランジスタＭｐのそれぞれのゲートに出力する。

ＮＭＯＳトランジスタＭｎは、ドレインをキャパシタＣ１の一端に接続し、ソースを接地する。ＰＭＯＳトランジスタＭｐは、ドレインをキャパシタＣ１の一端に接続し、ソースを電源に接続する。ダイオードＤ１は、カソードをＮＭＯＳトランジスタＭｎのドレインに接続し、アノードをＮＭＯＳトランジスタＭｎのソースに接続する。ダイオードＤ２は、カソードを電源に接続し、アノードをＮＭＯＳトランジスタＭｎのドレインに接続する。

キャパシタＣ１は、他端をインダクタＬ１を介して接地し、インダクタＬ１と送信回路側ＬＣ共振器を構成する。

インダクタＬ１と誘導結合されるインダクタＬ２は、一端を接地し、他端をキャパシタＣ２を介して図示されない受信回路に接続し、キャパシタＣ２と受信回路側ＬＣ共振器を構成する。

位相比較器１２は、位相比較許可信号ＥＮが例えばＨレベルである場合に、タイミング信号ＶｒとキャパシタＣ１の一端の信号Ｖｃとの位相を比較し、位相差を位相差電圧変換回路１３に出力する。

位相差電圧変換回路１３は、例えばチャージポンプやΔΣ変調器などで構成され、位相比較器１２から出力される位相差に応じた電圧を生成して電圧制御発振器１４に出力する。

電圧制御発振器１４は、位相差電圧変換回路１３が出力する電圧に応じて変更される発振周波数を有する発振信号を発生する。

次に、本実施例の電力伝送装置の動作について説明する。図２は、本発明の第１の実施例に係る電力伝送装置の動作を表すタイミングチャートである。期間Ｔ１において、タイミング生成回路１１は、駆動信号Ｖｎ、ＶｐをそれぞれＬレベルとし、ＮＭＯＳトランジスタＭｎがオフし、ＰＭＯＳトランジスタＭｐがオンする。したがって、ＮＭＯＳトランジスタＭｎのドレインにおける信号Ｖｃは電源電圧となり、電流Ｉｃが電源から送信回路側ＬＣ共振器に流れ込む。

期間Ｔ３において、タイミング生成回路１１は、駆動信号Ｖｎ、ＶｐをそれぞれＨレベルとし、ＮＭＯＳトランジスタＭｎがオンし、ＰＭＯＳトランジスタＭｐがオフする。したがって、信号Ｖｃは接地電圧となり、電流Ｉｃが送信回路側ＬＣ共振器から接地に向け流れ出す。

期間Ｔ２、Ｔ４において、タイミング生成回路１１は、駆動信号Ｖｐ、ＶｎをそれぞれＨレベル、Ｌレベルとし、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ、ＰＭＯＳトランジスタＭｐの両方をオフとする。また、位相比較許可信号ＥＮをＨレベルとする。期間Ｔ２、Ｔ４は、駆動回路の出力がハイインピーダンスとなる期間であって、ＬＣ共振器は正弦波状に振動を持続し、出力信号Ｖｃは、ＬＣ共振器に流れる電流Ｉｃによって決まる。すなわち、期間Ｔ２の前半および期間Ｔ４の後半では、接地からダイオードＤ１を介してＬＣ共振器に向けて電流Ｉｃが流れる。したがって、出力信号Ｖｃは、接地電位からダイオードＤ１の順方向電圧降下ＶＦ分下った電位となる。また、期間Ｔ２の後半および期間Ｔ４の前半では、電流ＩｃがＬＣ共振器からダイオードＤ２を介して電源に向けて流れる。したがって、出力信号Ｖｃは、電源電位からダイオードＤ２の順方向電圧降下ＶＦ分上がった電位となる。

位相比較器１２は、位相比較許可信号ＥＮがＨレベルである場合に、出力信号Ｖｃと、タイミング生成回路から送られてくるタイミング信号Ｖｒとのエッジを比較する、すなわち、ＬＣ共振器に流れる信号の位相と、タイミング生成回路１１に入力される基準クロック信号の位相とを比較する。図３（ａ）は、タイミング信号Ｖｒが進んでいる場合の波形を示し、図３（ｂ）は、タイミング信号Ｖｒが遅れている場合の波形を示す。

位相差電圧変換回路１３は、位相比較器１２が出力する位相比較結果を受け、出力信号Ｖｃとタイミング信号Ｖｒとのどちらが遅れているかまたは進んでいるかによって、基準クロック信号の位相を進めるか遅らせて、共振回路の周波数・位相と駆動回路の周波数・位相とを一致させる。

以上のような電力伝送装置によれば、送信回路側ＬＣ共振器の駆動信号の周波数に対し、送信回路側ＬＣ共振器の共振周波数がずれた場合であっても、送信回路側ＬＣ共振器の駆動信号の位相を進めるか遅らせることで、送信回路側ＬＣ共振器の駆動信号の周波数と送信回路側ＬＣ共振器の共振周波数とを一致させ、電力伝送効率の低下を防止することができる。

図４は、本発明の第２の実施例に係る電力伝送装置の構成を示すブロック図である。図４において、図１と同一の符号は、同一物を表し、その説明を省略する。本実施例の電力伝送装置は、図１の電圧制御発振器１４に替えて一定の周波数で発振する発振器１４ａを備え、キャパシタＣ１に替えて可変容量キャパシタＣ１ａを備える。位相差電圧変換回路１３は、位相比較器１２が出力する位相差信号に応じた電圧を可変容量キャパシタＣ１ａに出力し、可変容量キャパシタＣ１ａは、自身の容量値を変化させる。したがって、可変容量キャパシタＣ１ａとインダクタＬ１とによる共振周波数は、位相差信号に応じて増減する。

次に、本実施例の電力伝送装置の動作について説明する。図５は、本発明の第２の実施例に係る電力伝送装置の動作を表すタイミングチャートである。電力伝送装置は、期間Ｔ１、Ｔ３において、実施例１で説明した期間Ｔ１、Ｔ３と同様に動作する。

期間Ｔ５において、タイミング生成回路１１は、駆動信号Ｖｐ、ＶｎをそれぞれＨレベル、Ｌレベルとし、ＮＭＯＳトランジスタＭｎ、ＰＭＯＳトランジスタＭｐの両方をオフとする。また、位相比較許可信号ＥＮをＨレベルとする。期間Ｔ５は、駆動回路がハイインピーダンスとなる期間であって、ＬＣ共振器は正弦波状に振動を持続し、駆動回路の出力信号Ｖｃは、ＬＣ共振器に流れる電流Ｉｃによって決まる。すなわち、接地からダイオードＤ１を介してＬＣ共振器に向けて電流Ｉｃが流れる場合、出力信号Ｖｃは、接地電位からダイオードＤ１の順方向電圧降下ＶＦ分下った電位となる。また、電流ＩｃがＬＣ共振器からダイオードＤ２を介して電源に向けて流れる場合、出力信号Ｖｃは、電源電位からダイオードＤ２の順方向電圧降下ＶＦ分上がった電位となる。

位相比較器１２は、位相比較許可信号ＥＮがＨレベルである場合に、出力信号Ｖｃと、タイミング生成回路から送られてくるタイミング信号Ｖｒとのエッジを比較する。すなわち、ＬＣ共振器に流れる信号の位相と、タイミング生成回路１１に入力される基準クロック信号の位相とを比較する。

位相差電圧変換回路１３は、位相比較器１２が出力する位相比較結果を受け、どちらが遅れているかまたは進んでいるかによって、可変容量キャパシタＣ１ａの容量値を変化させることで、共振回路の周波数・位相と、駆動回路の周波数・位相とを一致させる。位相が一致することで、電力伝送効率を高めることができる。

以上のような電力伝送装置によれば、送信回路側ＬＣ共振器の駆動信号の周波数に対し、送信回路側ＬＣ共振器の共振周波数がずれた場合であっても、送信回路側ＬＣ共振器の共振周波数を変更することで、送信回路側ＬＣ共振器の駆動信号の周波数と送信回路側ＬＣ共振器の共振周波数とを一致させ、伝送効率の低下を防止することができる。

図６は、本発明の第３の実施例に係る電力伝送装置の構成の原理を示す等価回路図である。図６において、電力伝送装置は、駆動回路である電圧源Ｖ１と、電圧源の内部抵抗１０Ωと、キャパシタＣ１（＝５ｐＦ）と、インダクタの内部抵抗２Ωと、インダクタＬ１（＝１５μＨ）とが直列に接続され送信側回路を構成する。

また、インダクタＬ２と、インダクタの内部抵抗２Ωと、キャパシタＣ２（＝Ｃ１＝５ｐＦ）と、キャパシタＣｐおよび負荷抵抗ＲＬ（＝５０Ω）の並列回路とが直列に接続され受信側回路を構成する。インダクタＬ１、Ｌ２は、結合係数ｋ＝０．０１で誘導結合されているものとする。

ここで、図６（ａ）に示すように、インダクタＬ２をＬ２＝（１＋α）Ｌ１＝１５．３μＨに増大させると同時に、負荷抵抗ＲＬと並列接続の容量ＣｐをＣｐ＝Ｃ１／α＝２５０ｐＦとする。

あるいは、図６（ｂ）に示すように、容量Ｃ２をＣ２＝（１＋α）Ｃ１＝５．１ｐＦに増大させると同時に、負荷抵抗ＲＬと並列接続の容量ＣｐをＣｐ＝Ｃ１／α＝２５０ｐＦとする。

このような構成の電力伝送装置において、受信回路側ＬＣ共振器を構成するＬ２とＣ２のどちらか一方または両方の値を僅かに大きくすることで、ＬＣ共振器の固有振動数は低くなる。しかしながら、負荷抵抗ＲＬと並列に接続した容量ＣｐがＬＣ共振器と直列に接続されることで、ＬＣ共振器の容量成分は、Ｃ２とＣｐの直列合成容量となって、発振周波数を送信回路側ＬＣ共振器と同じ所望の値にすることが可能である。

ここで、送信回路側および受信回路側共振回路の共振周波数をω／２πとするとき、

を満足するαを、０．００１≦α≦０．０５、βを、０．９≦β≦１．１の範囲になるように定める。すなわち、Ｌ２を０．１％〜５％程度大きくする（α＝０．００１〜０．０５）のが実験的に好ましい。Ｌ２を元のＬ１から微増させてＬ２＝（１＋α）Ｌ１とした場合、並列容量はＣＰ＝Ｃ１／α＝Ｃ２／αが目安となる。

このような構成の電力伝送装置によれば、インダクタ間の結合係数ｋが低い場合に最大伝送効率を改善しながら伝送効率の高いバンド幅を広げる効果を発揮する。また、結合係数ｋが高い場合には最大伝送効率は変わらないものの、伝送効率の高い周波数バンド幅が広がる効果がある。

次に、従来と本実施例との負荷電圧の違いについて説明する。

図７（ａ）は、磁気共鳴を用いた従来のワイヤレス電力伝送回路である。ＬＣ共振器を構成するインダクタＬとキャパシタＣの中点の電圧Ｖ_ＬＣ１およびＶ_ＬＣ２は、Ｑ値の高い共振器を用いることで、入力振幅の数十倍から数百倍の振幅が得られる。これは、摩擦損失がほとんど無い振り子に、外部から周期的に振幅の小さな力を加えることで、振り子の振幅が徐々に大きくなる原理と同じである。受信回路側の負荷抵抗ＲＬで取り出せる電圧Ｖ２は、コイルの銅損、鉄損、電波などの放射損失によって、入力電圧Ｖ１よりも小さくなる。

図７（ｂ）は、図７（ａ）に対し、受信回路側ＬＣ共振器を構成するキャパシタを２つに分割した例を示す。Ｃ１を例えば２％増大させたＣ２＝１．０２・Ｃ１と、直列に接続した大きな容量Ｃｐ＝５１・Ｃ１とで、合成容量がＣ１となる回路を構成する。このような構成によれば、ＬＣ共振器の固有振動数は変化しない。ここで、１．０２・Ｃ１と５１・Ｃ１の中点の電圧ＶＣＣ２に注目すると、大きな振幅で振れているノードＶＬＣ２の電圧が２つの容量素子で容量分圧されるので、Ｖ２よりも高い電圧振幅が得られる。

図７（ｃ）は、前述の容量の中間ノードＶＬＣ２で得られる大きな振幅を取り出して、負荷抵抗に与えるように変更した回路である。このような回路構成をとることで、受電側回路の負荷に与える電圧を大きくすることができ、送電効率を高めることができる。

図８は、従来方式と本実施例とを比較した電力伝送効率を示している。送受信回路のコイルと容量を対称に構成した場合、送信側回路の電圧源から受信側回路の負荷抵抗への最大電圧利得は９２％である。これに対して、Ｌ２を２％増大させてＣｐを追加した回路では、最大電圧利得が９７％に改善される。また、高い効率で電力伝送を行うことができる周波数帯域が広くなっていることが分かる。

本発明の電力伝送装置は、ワイヤレス電力伝送装置、メモリカートリッジへの非接触電力供給、携帯端末への非接触電力供給、半導体チップへの非接触電力供給など種々の適用形態が可能であり、そのいくつかの例について説明する。

本発明の一応用例を図９に示す。本発明の電力伝送装置は、図９（ａ）のようにメモリカードへの無線電源供給（データはＲＦなどを用いる）や、図９（ｂ）のように携帯電話、デジカメ、ノートＰＣなどへの無線電力供給、電気自動車への無線電力供給などに用いることができる。

図１０は、ワイヤレス電力伝送の送受信回路を搭載した半導体集積回路の構成例である。図１０（ａ）において、送信側チップ２０は、電力送信回路２１と制御マイコン２２を備える。また、受信側チップ３０は、電力受信回路３１と制御マイコン３２を備える。電力送信回路２１は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１との共振回路を駆動し、電力受信回路３１は、キャパシタＣ２とインダクタＬ２との共振回路から電力を受け取る。

このような電力伝送装置は、送電、受電の制御（伝送開始・停止、送電電圧の調整、送受信回路のＬＣタンクの共振周波数のキャリブレーションなどのプロトコル制御）のための制御マイコン２２、３２を搭載することが望ましい。また、非接触メモリカードなどに応用する場合は、ホスト側のマイコンチップに電力送信回路２１、カートリッジ側のメモリチップに電力受信回路３１を搭載する。また、ＬＣ共振器を構成するインダクタＬとキャパシタＣは、チップ外に配設され接続することが好ましい。その理由は、Ｑ値が高いＬとＣが必要（Ｑ＝１００〜１０００）であり、ＬとＣの中間ノードに、チップの電源電圧の数百倍の電圧振幅の信号が現れるので、オンチップ素子では耐圧が足りないためである。

図１０（ｂ）において、送信側チップ２０ａは、電力送信回路２１とマイコン２２ａとデータ送受信回路２３を備える。また、受信側チップ３０ａは、電力受信回路３１とデータ送受信回路３３とフラッシュメモリ３４を備える。データ送受信回路２３、３３間は、アンテナによって電波、磁界、電界などの変動を相手側に伝達しデータ送受を行う。このような構成によれば、マイコン２２ａは、データ送受信回路２３、３３を介してフラッシュメモリ３４にデータを蓄えるように制御することができる。

図１１は、送受を行う電力のキャリアを変調することで、データの通信も行う電力伝送装置の構成例である。図１１において、送信側チップ２０ｂは、電力送信回路２１とデータ送受信回路２３と変復調器２５を備える。また、受信側チップ３０ｂは、電力受信回路３１とデータ送受信回路３３と変復調器３５を備える。電力送信回路２１は、変復調器２５でデータ変調された電力信号によってキャパシタＣ１とインダクタＬ１との共振回路を駆動し、電力受信回路３１は、キャパシタＣ２とインダクタＬ２との共振回路から電力を受け取ると共に、データ送受信回路３３は、電力信号から変復調器３５でデータ復調した信号を受け取る。

このような構成の電力伝送装置によれば、ＬＣ共振器に与える電力に、微小な振幅変調、周波数変調、位相変調などを加えることで、２つのチップ間でデータの伝送も行うことができる。このデータ通信機能を用いて、２つのチップ間での電力の送受の制御（電圧、電流の設定、送電開始・停止など）を行うことも可能である。

図１２は、図１１におけるデータ送受信を、周波数変調を用いて行う例である。図１２において図１と同一の符号は、同一物を示し、その説明を省略する。変調器１５が電圧制御発振器（ＶＣＯ）１４の周波数制御信号をデータＤａｔａの値に応じて変調することで、電圧制御発振器１４の発振周波数が変化する。受信側では、周波数の変化または振幅の変化（共振点がずれることで送電効率が変化し、結果的に受信側での電力が変化する）を読み取ることで、データが再生される。

図１３は、図１１のデータ送受信を、振幅変調を用いて行う例である。図１３において図１と同一の符号は、同一物を示し、その説明を省略する。変調器１５ａ、１５ｂは、ＬＣタンクを駆動するＰＭＯＳトランジスタＭｐ、ＮＭＯＳトランジスタＭｎのそれぞれのゲート電圧をデータＤａｔａの値に応じて変化させることで、ＬＣタンクに供給される電流振幅が変化し、受信側回路で受け取った電力量が変化する。この変化を受信側回路が読み取り、データを再生する。

図１４は、ＬＣタンクを駆動するトランジスタを別チップとして、図１などで示される制御回路を搭載したチップとＳｉＰ（System in Package）を構成した例である。図１４において、送信側チップ２０ｃは、制御チップ２６とパワートランジスタであるＮＭＯＳトランジスタＭｎ、ＰＭＯＳトランジスタＭｐを備える。ＬＣ共振器を駆動するＮＭＯＳトランジスタＭｎ、ＰＭＯＳトランジスタＭｐは、受信回路に電力を供給するために大電力のトランジスタである必要がある。通常の集積回路で用いられるＣＭＯＳトランジスタは、このような大電力の駆動には適していないので、大電力の駆動に適したトランジスタを別チップすることで、大きな電力を効率よく伝送することができる。

なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

１１タイミング生成回路
１２位相比較器
１３位相差電圧変換回路
１４電圧制御発振器
１４ａ発振器
１５、１５ａ、１５ｂ変調器
２０、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ送信側チップ
２１電力送信回路
２２、３２制御マイコン
２２ａマイコン
２３、３３データ送受信回路
２５、３５変復調器
２６制御チップ
３０、３０ａ、３０ｂ受信側チップ
３１電力受信回路
３４フラッシュメモリ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃｐキャパシタ
Ｃ１ａ可変容量キャパシタ
Ｄ１、Ｄ２ダイオード
Ｌ１、Ｌ２インダクタ
ＭｎＮＭＯＳトランジスタ
ＭｐＰＭＯＳトランジスタ
ＲＬ負荷抵抗
Ｖ１電圧源

Claims

送信回路と受信回路との間に共振器を備え、前記送信回路は発振器を有し、前記発振器からの電力を前記受信回路に伝送する非接触型の電力伝送装置において、
前記発振器は、
インダクタとキャパシタの直列接続で構成される送信回路側共振器をさらに備え、
前記送信回路は、
前記発振器からの基準タイミング信号を、出力ノードを介し、前記送信回路側共振器に出力し、所望の期間の間、前記出力ノードをハイインピーダンスとする駆動回路と、
前記所望の期間の間、前記送信回路側共振器から出力される信号の位相と前記基準タイミング信号の位相を比較する位相比較器と、
前記位相比較器における比較結果に基づき、前記発振器の周波数を変化させ、前記送信回路側共振器の共振周波数と前記発振器の周波数を一致させる制御回路と、
を送信回路側に備えることを特徴とする電力伝送装置。
送信回路と受信回路との間に共振器を備え、前記送信回路は発振器を有し、前記発振器からの電力を前記受信回路に伝送する非接触型の電力伝送装置において、
前記発振器は、
インダクタとキャパシタの直列接続で構成される送信回路側共振器をさらに備え、
前記送信回路は、
前記発振器からの基準タイミング信号を、出力ノードを介し、前記送信回路側共振器に出力し、所望の期間の間、前記出力ノードをハイインピーダンスとする駆動回路と、
前記所望の期間の間、前記送信回路側共振器から出力される信号の位相と前記基準タイミング信号の位相を比較する位相比較器と、
前記位相比較器における比較結果に基づき、前記送信回路側共振器のキャパシタの値を変化させ、前記送信回路側共振器の共振周波数と前記発振器の周波数を一致させる制御回路と、
を送信回路側に備えることを特徴とする電力伝送装置。
前記駆動回路は、ＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタの縦続接続からなるＣＭＯＳ回路で構成され、前記所望の期間の間、前記ＮＭＯＳトランジスタと前記ＰＭＯＳトランジスタとが同時にオフ状態となることにより、前記出力ノードをハイインピーダンスとすることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力伝送装置。
前記駆動回路は、前記送信回路側共振器の一端を駆動する駆動電流が０レベルをよぎる時点の前後の所定期間を前記オフ状態となる時間とすることを特徴とする請求項３記載の電力伝送装置。
前記駆動回路は、間欠的に前記オフ状態となる時間を設定することを特徴とする請求項３記載の電力伝送装置。
送信回路と受信回路との間に共振器を備え、前記送信回路は発振器を有し、前記発振器からの電力を前記受信回路に伝送する非接触型の電力伝送装置において、
第１のインダクタと第１のキャパシタの直列接続で構成される送信回路側共振器をさらに備え、
前記発振器からの基準タイミング信号を出力ノードを介し、前記送信回路側共振器に出力し、所望の期間の間、前記出力ノードをハイインピーダンスとする駆動回路と、
第２のインダクタと第２のキャパシタと第３のキャパシタとの直列接続で構成される受信回路側共振器と、
前記第３のキャパシタに並列接続される負荷抵抗と、
を備え、
前記第１および第２のインダクタの値をそれぞれＬ_１、Ｌ_２とし、
前記第１、第２および第３のキャパシタの値をそれぞれＣ_１、Ｃ_２、Ｃ_ｐとし、
前記送信回路側および受信回路側共振回路の共振周波数をω／２πとするとき、

を満足するαを、０．００１≦α≦０．０５、βを、０．９≦β≦１．１の範囲になるように定めることを特徴とする電力伝送装置。
請求項１乃至６のいずれか一に記載の電力伝送装置における送信回路側共振器の一端を駆動する信号がデータ信号によって変調された信号であることを特徴とする電力伝送装置。
前記基準タイミング信号を前記データ信号によって周波数変調または位相変調する電圧制御発振器を備えることを特徴とする請求項７記載の電力伝送装置。
前記駆動回路と前記送信回路側共振器の一端との間に前記データ信号によって前記駆動回路の出力信号を振幅変調する変調器を備えることを特徴とする請求項７記載の電力伝送装置。
請求項１乃至９のいずれか一に記載の電力伝送装置を備える半導体集積回路装置。