JP5565909B2 - Self-excited flyback converter - Google Patents

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Description

本発明は、重負荷時における発振周波数の低下防止回路を備えた自励式フライバックコンバータに関する。   The present invention relates to a self-excited flyback converter including a circuit for preventing a decrease in oscillation frequency under heavy load.

現在、家庭用電化製品や事務機器をはじめとする電子機器の電源部には、一般的に高効率でありこれらの低消費電力化に対するニーズに応え得るスイッチング電源装置が多用されている。
その中でも、自励式フライバックコンバータ（ＲＣＣ）は絶縁型コンバータであると共に自励式でその基本動作がシンプルであることから、様々な電化製品の電源部に採用されている。 2. Description of the Related Art Currently, switching power supply units that are highly efficient and can meet the needs for low power consumption are commonly used in power supply units of electronic appliances such as household appliances and office equipment.
Among them, the self-excited flyback converter (RCC) is an isolated converter and is self-excited and has a simple basic operation. Therefore, the self-excited flyback converter (RCC) is employed in various power supply units.

かかる自励式フライバックコンバータを基本としたスイッチング電源装置において、通常、自励式フライバックコンバータは出力負荷が増加するにつれ発振周波数が低下し、入力電圧が低下するにつれ発振周波数が低下する（特許文献２［０００９］〜［００１１］段落参照）。そのためトランス設計は発振周波数が低下することを考慮した設計が必要であり、制御ＩＣを使用し固定発振周波数で動作させるフライバックコンバータと比較して、トランスが大型になっていた。   In a switching power supply device based on such a self-excited flyback converter, the self-excited flyback converter usually has an oscillation frequency that decreases as the output load increases, and decreases as the input voltage decreases (Patent Document 2). [0009] to [0011] paragraph). Therefore, the transformer design needs to take into consideration that the oscillation frequency is lowered, and the transformer is larger than a flyback converter that uses a control IC and operates at a fixed oscillation frequency.

また、固定発振周波数のフライバックコンバータの場合、主スイッチング素子に流れる電流波形は台形波となるのに対し、自励式フライバックコンバータの場合は構成上、電流波形は三角波となる（特許文献１〜３の各波形図参照）。そのため、自励式フライバックコンバータでは重負荷時に発振周波数が低下するにつれ、主スイッチング素子に流れる電流の波高値が増大し、電流による損失（主スイッチング素子にオン抵抗があることに起因する導通損失およびスイッチング時に生じるスイッチング損失）が大きいという欠点があった。   In the case of a flyback converter with a fixed oscillation frequency, the current waveform flowing in the main switching element is a trapezoidal wave, whereas in the case of a self-excited flyback converter, the current waveform is a triangular wave (Patent Documents 1 to 3). (Refer to each waveform diagram of 3). For this reason, in the self-excited flyback converter, as the oscillation frequency decreases under heavy load, the peak value of the current flowing through the main switching element increases, and loss due to current (conduction loss due to the main switching element having on-resistance and There is a disadvantage that switching loss generated during switching) is large.

よって重負荷時に発振周波数が低下しないように対策すべく、図２〜４のような回路がこれまでに案出されている（特許文献１〜３参照）。   Therefore, circuits as shown in FIGS. 2 to 4 have been devised so far to prevent the oscillation frequency from being lowered under heavy load (see Patent Documents 1 to 3).

図２は、特許文献１に開示された自励式フライバックコンバータの回路図である（特許文献１の図１参照）。
図２の自励式フライバックコンバータ１００’では、自励動作を実現すべく、起動抵抗２４と、トランス２に補助巻線として巻回されたトランス一次側補助巻線（以下、「ゲート駆動巻線」または「バイアス巻線」という）２ｃとを備えている。図２の例では、バイアス巻線２ｃと一次巻線２ａとは同一極性とされている（なおトランス２については、●印の側を一端側、反対側を他端側とする。以下同じ）。バイアス巻線２ｃの巻数については、バイアス巻線２ｃの一端側に出力される電圧が、主スイッチング素子４のゲート駆動の閾値電圧より高い電圧を出力することが可能な範囲に予め設定されている。 FIG. 2 is a circuit diagram of the self-excited flyback converter disclosed in Patent Document 1 (see FIG. 1 of Patent Document 1).
In the self-excited flyback converter 100 ′ shown in FIG. 2, in order to realize a self-excited operation, a starting resistor 24 and a transformer primary side auxiliary winding (hereinafter referred to as “gate drive winding”) wound around the transformer 2 as an auxiliary winding. Or 2) (referred to as “bias winding”). In the example of FIG. 2, the bias winding 2c and the primary winding 2a have the same polarity (for the transformer 2, the side marked with ● is the one end side and the opposite side is the other end side, and so on). . The number of turns of the bias winding 2c is set in advance within a range in which the voltage output to one end of the bias winding 2c can output a voltage higher than the threshold voltage for driving the gate of the main switching element 4. .

図２の自励式フライバックコンバータ１００’について、発振周波数低下防止回路７’が非動作の場合における基本動作を概説すると、既知の通り、まず起動については、起動抵抗２４によって一旦主スイッチング素子４がターンオンし、トランス２の一次巻線２ａに入力電圧Ｖ１が印加されると共にバイアス巻線２ｃに一次巻線２ａとの巻数比に応じた比例電圧が誘起される。その電圧によって、主スイッチング素子４を完全にターンオンする。主スイッチング素子４が完全にターンオンした後のターンオン期間については、図２に示される発振制御回路６および出力電圧検出回路２８により決定される。なお、発振制御回路６および出力電圧検出回路２８自体は既知であり、その詳細な構成および動作の説明は省略する。
主スイッチング素子４がターンオン状態にあるとき、二次巻線２ｂに誘導される電圧によって二次側整流ダイオード２６に逆バイアスが印加され、二次巻線２ｂには電流が流れない。主スイッチング素子４がターンオン状態にある間、二次巻線２ｂは入力電圧Ｖ１で励磁され、エネルギーはトランス２に蓄積される。
一方、主スイッチング素子４がターンオフ状態にあるとき、二次巻線２ｂは出力電圧Ｖ２でリセットされ、蓄積されたエネルギーは二次側の出力端に接続された負荷に放出される。 The basic operation of the self-excited flyback converter 100 ′ shown in FIG. 2 when the oscillation frequency drop prevention circuit 7 ′ is not operating is outlined. As is known, first, the main switching element 4 is temporarily turned on by the starting resistor 24 for starting. As a result, the input voltage V1 is applied to the primary winding 2a of the transformer 2, and a proportional voltage is induced in the bias winding 2c according to the turn ratio with the primary winding 2a. The main switching element 4 is completely turned on by the voltage. The turn-on period after the main switching element 4 is completely turned on is determined by the oscillation control circuit 6 and the output voltage detection circuit 28 shown in FIG. Note that the oscillation control circuit 6 and the output voltage detection circuit 28 are known per se, and a detailed description of the configuration and operation thereof will be omitted.
When the main switching element 4 is in a turn-on state, a reverse bias is applied to the secondary rectifier diode 26 by the voltage induced in the secondary winding 2b, and no current flows through the secondary winding 2b. While the main switching element 4 is in the turn-on state, the secondary winding 2b is excited by the input voltage V1, and energy is stored in the transformer 2.
On the other hand, when the main switching element 4 is in the turn-off state, the secondary winding 2b is reset with the output voltage V2, and the stored energy is released to the load connected to the output terminal on the secondary side.

次に、発振周波数低下防止回路７’が動作する場合を含めた図２の自励式フライバックコンバータ１００’の動作につき説明する。
バイアス巻線２ｃには、主スイッチング素子４のオン期間中は、図２上に実線で表示する矢印で示すような上向きの電圧Ｖ３が発生し、また、主スイッチング素子４のオフ期間中は、上記電圧Ｖ３と逆方向の下向きの電圧が発生し、主スイッチング素子４のスイッチング期間中において、コンデンサ１３は、抵抗９を介して正逆両方向に繰り返し充電される。
上記の通り、自励式フライバックコンバータは、軽負荷から重負荷状態に変化するに従い、主スイッチング素子４のオン期間およびオフ期間の長さが伸張する特性があるため、コンデンサ１３が図２上に実線で表示するような下向きの極性に充電される電圧Ｖ７が、次第に大きくなる。
したがって、このスイッチング電源装置の負荷が所定の値以上に大きくなると、主スイッチング素子４のオフ期間中に、上記電圧Ｖ７がＰＮＰトランジスタ５のベース−エミッタ間の順方向電圧より大きくなり、ＰＮＰトランジスタ５がオンする。 Next, the operation of the self-excited flyback converter 100 ′ of FIG. 2 including the case where the oscillation frequency reduction preventing circuit 7 ′ operates will be described.
In the bias winding 2c, an upward voltage V3 as indicated by an arrow indicated by a solid line in FIG. 2 is generated during the ON period of the main switching element 4, and during the OFF period of the main switching element 4, A downward voltage in the direction opposite to the voltage V3 is generated, and the capacitor 13 is repeatedly charged in both forward and reverse directions via the resistor 9 during the switching period of the main switching element 4.
As described above, the self-excited flyback converter has a characteristic that the length of the on-period and the off-period of the main switching element 4 increases as the light load changes to the heavy load state. The voltage V7 charged to the downward polarity as indicated by the solid line gradually increases.
Therefore, when the load of the switching power supply becomes larger than a predetermined value, the voltage V7 becomes larger than the forward voltage between the base and the emitter of the PNP transistor 5 during the OFF period of the main switching element 4, and the PNP transistor 5 Turns on.

ＰＮＰトランジスタ５がオンすると、主スイッチング素子４のオフ期間中に、上述の通りバイアス巻線２ｃに図２上に実線で表示する電圧Ｖ３と逆方向の下向きの電圧が発生しているため、バイアス巻線２ｃの他端からＰＮＰトランジスタ５ 、ダイオード３および電流制限抵抗１６を経由してバイアス巻線の一端に戻る経路を経由して電流が流れる。
また、主スイッチング素子４のオフ期間中に直流阻止コンデンサ１４の充電電圧Ｖｃは起動抵抗２４を介して供給される電流により、図２上に実線で表示する極性に充電されているため、ＰＮＰトランジスタ５がオンすることによって、直流阻止コンデンサ１４は、該充電電圧Ｖｃを直流阻止コンデンサ１４から主スイッチング素子４のゲート−ソース間に介在する寄生容量、ＰＮＰトランジスタ５およびダイオード３を経由し直流阻止コンデンサ１４に戻る経路を介して放電し、主スイッチング素子４のゲート電圧がオンスレッシュレベル以上の値に上昇する。したがって、主スイッチング素子４が強制的にオンされる。 When the PNP transistor 5 is turned on, a downward voltage in the direction opposite to the voltage V3 indicated by the solid line in FIG. 2 is generated in the bias winding 2c during the off period of the main switching element 4 as described above. A current flows from the other end of the winding 2 c via a path that returns to one end of the bias winding via the PNP transistor 5, the diode 3, and the current limiting resistor 16.
Further, during the OFF period of the main switching element 4, the charging voltage Vc of the DC blocking capacitor 14 is charged to the polarity indicated by the solid line in FIG. 5 is turned on, the DC blocking capacitor 14 causes the charging voltage Vc to pass through the DC blocking capacitor 14 between the gate and the source of the main switching element 4, the PNP transistor 5 and the diode 3 to be connected to the DC blocking capacitor. Discharge occurs through the path returning to 14, and the gate voltage of the main switching element 4 rises to a value equal to or higher than the on-threshold level. Therefore, the main switching element 4 is forcibly turned on.

主スイッチング素子４がオンすると、上述したようにトランス２のバイアス巻線２ ｃに電圧Ｖ３が発生し、該電圧Ｖ３が電流制限抵抗１６および直流阻止コンデンサ１４ を介して主スイッチング素子４のゲートに伝送され、主スイッチング素子４のオン状態が発振制御回路６の定電圧動作によって定められる所定の期間持続される。上記のような回路構成によって主スイッチング素子４を強制的にオンさせるタイミング、即ち主スイッチング素子４がオフされた後に強制的にオンさせるまでの所定の時間Ｔ（特許文献１の図５参照）は、抵抗９とコンデンサ１３の時定数を変更することによって調整することができる。   When the main switching element 4 is turned on, the voltage V3 is generated in the bias winding 2c of the transformer 2 as described above, and the voltage V3 is applied to the gate of the main switching element 4 via the current limiting resistor 16 and the DC blocking capacitor 14. The ON state of the main switching element 4 is maintained for a predetermined period determined by the constant voltage operation of the oscillation control circuit 6. The timing for forcibly turning on the main switching element 4 by the circuit configuration as described above, that is, the predetermined time T until the forcible turning on after the main switching element 4 is turned off (see FIG. 5 of Patent Document 1). It can be adjusted by changing the time constant of the resistor 9 and the capacitor 13.

上記構成によれば、軽負荷時は、上述したように自励式フライバックコンバータの特性として発振周波数は高くなるので、コンデンサ１３にＰＮＰトランジスタ５をオンさせるのに足りるだけの電圧が充電されることはなく、主スイッチング素子４を強制的にオンさせることは起こらない。すなわち、発振制御回路６によって該発振周波数低下防止回路７’が非動作の場合と同様の発振動作が行われる。
一方、重負荷に（すなわち、出力電流Ｉ２が大きく）なると、発振制御回路６による制御だけでは、自励式フライバックコンバータの特性として発振周波数が低下してくる。そして主スイッチング素子４のオフ期間が上記期間Ｔよりも長くなろうとすると、発振周波数低下防止回路７’によって主スイッチング素子４が強制的にオンさせられる。発振周波数低下防止回路７’が動作するときは、このようにして、主スイッチング素子４のオフ期間が短縮される。 According to the above configuration, when the load is light, the oscillation frequency is high as a characteristic of the self-excited flyback converter as described above, so that a voltage sufficient to turn on the PNP transistor 5 in the capacitor 13 is charged. No, forcibly turning on the main switching element 4 does not occur. That is, the oscillation control circuit 6 performs the same oscillation operation as when the oscillation frequency reduction preventing circuit 7 ′ is not operating.
On the other hand, when the load is heavy (that is, the output current I2 is large), the oscillation frequency decreases as a characteristic of the self-excited flyback converter only by the control by the oscillation control circuit 6. When the off period of the main switching element 4 is going to be longer than the period T, the main switching element 4 is forcibly turned on by the oscillation frequency reduction preventing circuit 7 ′. When the oscillation frequency reduction preventing circuit 7 'operates, the off period of the main switching element 4 is shortened in this way.

図３は、特許文献２に開示された自励式フライバックコンバータ（１００’’）の回路図である（特許文献２の図１参照）。
この特許文献２に開示された発振周波数低下防止回路１の概略を順次説明すると、トランス２の一次側に、一次巻線２ａと逆の巻き方向の、すなわち二次巻線２ｂと同じ巻き方向の補助巻線２ｄを更に設けている。したがって、この補助巻線２ｄには、主スイッチング素子４のオン期間中は図１中に実線で示すような下向きの電圧Ｖ４が発生し、オフ期間中は図３中に破線で示すような上向きの電圧Ｖ５が発生する。 FIG. 3 is a circuit diagram of the self-excited flyback converter (100 ″) disclosed in Patent Document 2 (see FIG. 1 of Patent Document 2).
The outline of the oscillation frequency reduction preventing circuit 1 disclosed in Patent Document 2 will be described in sequence. The primary side of the transformer 2 has a winding direction opposite to that of the primary winding 2a, that is, the same winding direction as that of the secondary winding 2b. An auxiliary winding 2d is further provided. Therefore, a downward voltage V4 as indicated by a solid line in FIG. 1 is generated in the auxiliary winding 2d during the ON period of the main switching element 4, and upward as indicated by a broken line in FIG. 3 during the OFF period. The voltage V5 is generated.

そして、この補助巻線２ｄの一端側（巻き終わり側）に抵抗３４を直列接続し、この抵抗３４と補助巻線２ｄの他端側との間にコンデンサ３６を接続している。また、この抵抗３４とコンデンサ３６の接続部にダイオード３８のアノード側を接続している。主スイッチング素子４のスイッチング動作中は、このコンデンサ３６には正逆両方向に繰り返し充電されるが、ダイオード３８は、このコンデンサ３６の両端の電圧であって主スイッチング素子４がオフ期間中の向きの電圧、すなわち図３中で上向きの電圧Ｖ６を選択的に取り出す。   A resistor 34 is connected in series to one end side (winding end side) of the auxiliary winding 2d, and a capacitor 36 is connected between the resistor 34 and the other end side of the auxiliary winding 2d. Further, the anode side of the diode 38 is connected to the connection portion of the resistor 34 and the capacitor 36. During the switching operation of the main switching element 4, the capacitor 36 is repeatedly charged in both forward and reverse directions. However, the diode 38 is a voltage across the capacitor 36 and has a direction in which the main switching element 4 is in the off period. The voltage, that is, the upward voltage V6 in FIG.

このダイオード３８のカソード側と補助巻線２ｄの他端側間には、スイッチ回路４０が設けられている。このスイッチ回路４０は、この例ではダイオード３８のカソード側と補助巻線２ｄの他端側との間に互いに直列に接続されたバイアス用の抵抗４２、４４および両抵抗４２、４４の接続部にベースが、ダイオード３８のカソードにエミッタがそれぞれ接続されたスイッチ用のトランジスタ４６を有しており、ダイオード３８のカソード側の電圧が所定値以上になるとトランジスタ４６のベースが所定以上にバイアスされてトランジスタ４６がオンし、ダイオード３８のカソード側の電圧を出力する。このスイッチ回路４０から出力される電圧は、この例では逆流防止用のダイオード４８を介して主スイッチング素子４のゲートに与えられ、それによって、それまでオフされていた主スイッチング素子４は強制的にオンさせられる。   A switch circuit 40 is provided between the cathode side of the diode 38 and the other end side of the auxiliary winding 2d. In this example, the switch circuit 40 includes a bias resistor 42 and 44 connected in series between the cathode side of the diode 38 and the other end side of the auxiliary winding 2d, and a connection portion between the resistors 42 and 44. The base has a switching transistor 46 whose emitter is connected to the cathode of the diode 38. When the voltage on the cathode side of the diode 38 exceeds a predetermined value, the base of the transistor 46 is biased to a predetermined value or more. 46 is turned on, and the voltage on the cathode side of the diode 38 is output. In this example, the voltage output from the switch circuit 40 is applied to the gate of the main switching element 4 via the diode 48 for preventing backflow, thereby forcing the main switching element 4 that has been turned off until then. Turned on.

主スイッチング素子４が上記のようにしてオンすると、上述したようにトランス２のバイアス巻線２ｃに電圧Ｖ３が発生し、後は発振制御回路６の働きによって主スイッチング素子４のオン状態が所定期間維持される。   When the main switching element 4 is turned on as described above, the voltage V3 is generated in the bias winding 2c of the transformer 2 as described above, and thereafter, the on state of the main switching element 4 is maintained for a predetermined period by the action of the oscillation control circuit 6. Maintained.

上記のような回路構成によって主スイッチング素子４を強制的にオンさせるタイミング、すなわち主スイッチング素子４がオフされた後、強制的にオンされるまでの時間Ｔ（特許文献２の図２参照）は、コンデンサ３６の両端の電圧Ｖ６の立ち上がりの時定数を決める抵抗３４およびコンデンサ３６の値、ならびに、抵抗４２と４４の比等によって調整することができる。   The timing at which the main switching element 4 is forcibly turned on by the circuit configuration as described above, that is, the time T until the main switching element 4 is forcibly turned on after the main switching element 4 is turned off (see FIG. 2 of Patent Document 2). It can be adjusted by the values of the resistor 34 and the capacitor 36 that determine the time constant of the rise of the voltage V6 across the capacitor 36, the ratio of the resistors 42 and 44, and the like.

上記構成によれば、軽負荷時は、上述したように自励式フライバックコンバータの特性として発振周波数は高くなるので、コンデンサ３６にスイッチ回路４０をオンさせるに足りるだけの電圧が充電されることはなく、補助巻線２ｄ側の上記のような回路によって主スイッチング素子４を強制的にオンさせることは起こらない。すなわち、発振制御回路６により発振周波数低下防止回路１が非動作のときと同様の発振制御が行われる。   According to the above configuration, when the load is light, the oscillation frequency is high as a characteristic of the self-excited flyback converter as described above. Therefore, a voltage sufficient to turn on the switch circuit 40 in the capacitor 36 is charged. In other words, the main switching element 4 is not forcibly turned on by the circuit as described above on the auxiliary winding 2d side. That is, the oscillation control circuit 6 performs the same oscillation control as when the oscillation frequency lowering prevention circuit 1 is not operating.

一方、重負荷に（すなわち、出力電流Ｉ２が大きく）なると、発振制御回路６による制御だけでは、自励式フライバックコンバータの特性として発振周波数が低下して来る。そして、主スイッチング素子４のオフ期間が上記時間Ｔよりも長くなろうとすると、補助巻線２ｄ側の上記のような回路によって主スイッチング素子４が強制的にオンさせられる。従って主スイッチング素子４のオフ期間が短縮される。   On the other hand, when the load is heavy (that is, the output current I2 is large), the oscillation frequency decreases as a characteristic of the self-excited flyback converter only by the control by the oscillation control circuit 6. When the off period of the main switching element 4 is going to be longer than the time T, the main switching element 4 is forcibly turned on by the circuit as described above on the auxiliary winding 2d side. Therefore, the off period of the main switching element 4 is shortened.

図４は、特許文献３に開示された自励式フライバックコンバータ（１００’’’）の回路図である（特許文献３の図１参照）。
この特許文献３に開示された例においては、図４に示すように、トランス３２０の一次側に設けた第２補助巻線Ｎｐ３に接続された整流用ダイオードＤ３、逆流防止ダイオードＤ４、充電時定数を決定する抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ３とから発振周波数低下防止回路３４０が形成されている。Ｒ３は放電抵抗である。 FIG. 4 is a circuit diagram of the self-excited flyback converter (100 ′ ″) disclosed in Patent Document 3 (see FIG. 1 of Patent Document 3).
In the example disclosed in Patent Document 3, as shown in FIG. 4, a rectifying diode D3, a backflow prevention diode D4, a charging time constant connected to a second auxiliary winding Np3 provided on the primary side of the transformer 320, as shown in FIG. An oscillation frequency drop prevention circuit 340 is formed from the resistor R2 and the capacitor C3 that determine the above. R3 is a discharge resistance.

第２補助巻線Ｎｐ３は、平滑コンデンサＣ１のマイナス側を基準とした場合、補助巻線Ｎｐ２の巻線方向と見掛け上反対の巻線方向となるように設けられている。したがって、補助巻線Ｎｐ２には一次巻線Ｎｐ１と同極性の電圧が誘起されるが、この第２補助巻線Ｎｐ３には逆極性の電圧が誘起されることになる。その電圧値は、一次巻線Ｎｐ１との巻線比に応じた値となる。   The second auxiliary winding Np3 is provided so as to have a winding direction that is apparently opposite to the winding direction of the auxiliary winding Np2 when the minus side of the smoothing capacitor C1 is used as a reference. Accordingly, a voltage having the same polarity as that of the primary winding Np1 is induced in the auxiliary winding Np2, but a voltage having a reverse polarity is induced in the second auxiliary winding Np3. The voltage value is a value corresponding to the winding ratio with the primary winding Np1.

上記構成からなる発振周波数低下防止回路３４０の概略動作につき説明すると、まず、フィードバック信号Ｖｆに基づく制御信号発生回路３３２からのオン／オフ制御信号ＣＮＴによって制御用素子Ｑ２がオフとなると、主スイッチング素子Ｑ１がオフとなる。すると、第２補助巻線Ｎｐ３から整流ダイオードＤ３、充電用抵抗Ｒ２を通して電流が流れ充電用コンデンサＣ３に流れ込む。
そして、この充電用コンデンサＣ３の電圧が、主スイッチング素子Ｑ１のオン電圧を越えると、スイッチング素子Ｑ１は強制的にオンされる。 The general operation of the oscillation frequency reduction preventing circuit 340 having the above configuration will be described. First, when the control element Q2 is turned off by the on / off control signal CNT from the control signal generating circuit 332 based on the feedback signal Vf, the main switching element Q1 is turned off. Then, a current flows from the second auxiliary winding Np3 through the rectifier diode D3 and the charging resistor R2, and flows into the charging capacitor C3.
When the voltage of the charging capacitor C3 exceeds the ON voltage of the main switching element Q1, the switching element Q1 is forcibly turned on.

すなわち、主スイッチング素子Ｑ１が制御信号発生回路３３２からのオン／オフ制御信号ＣＮＴによってオフされてから、この発振周波数低下防止回路３４０によって強制的にオンされるまでの時間（特許文献３の図２（Ｂ）に示す時間（ｔｂ〜ｔ０）参照）は、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３との充電時定数で決まる。したがって、この特許文献３に開示された例においては、最大負荷時における発振周波数を設定時定数で決まる発振周波数に規制することができる。   That is, the time from when the main switching element Q1 is turned off by the on / off control signal CNT from the control signal generating circuit 332 until it is forcibly turned on by the oscillation frequency reduction preventing circuit 340 (FIG. 2 of Patent Document 3). The time shown in (B) (see tb to t0) is determined by the charging time constant of the resistor R2 and the capacitor C3. Therefore, in the example disclosed in Patent Document 3, the oscillation frequency at the maximum load can be regulated to the oscillation frequency determined by the set time constant.

一方、最小負荷の場合は、発振周波数が高くなる。つまり、主スイッチング素子Ｑ１のオン−オフサイクル時間は最小となる。この場合、充電用コンデンサＣ３の電圧が、主スイッチング素子Ｑ１のオン電圧を越えることはなく、発振周波数低下防止回路３４０が動作しないので、電圧制御回路３１３による通常の発振周波数で運転される。   On the other hand, in the case of the minimum load, the oscillation frequency becomes high. That is, the on / off cycle time of the main switching element Q1 is minimized. In this case, the voltage of the charging capacitor C3 does not exceed the ON voltage of the main switching element Q1, and the oscillation frequency lowering prevention circuit 340 does not operate, so that the voltage control circuit 313 is operated at a normal oscillation frequency.

このように、図２〜４いずれの回路も、主スイッチング素子がオフしている時に、バイアス巻線に発生する電圧を利用し、抵抗とコンデンサを用いて時定数を設定して一定時間主スイッチング素子をオフさせたのち、強制的に主スイッチング素子をオンさせることによって、発振周波数の低下を防止している。なお、ｉ）図２の時定数を決定している抵抗とコンデンサは、抵抗９とコンデンサ１３であり、ｉｉ）図３の時定数を決定している抵抗とコンデンサは、抵抗３４とコンデンサ３６であり、ｉｉｉ）図４の時定数を決定している抵抗とコンデンサは、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３である。   As described above, each of the circuits in FIGS. 2 to 4 uses the voltage generated in the bias winding when the main switching element is turned off, sets the time constant using a resistor and a capacitor, and performs main switching for a certain period of time. After the element is turned off, the main switching element is forcibly turned on to prevent the oscillation frequency from being lowered. 2) The resistors and capacitors that determine the time constant in FIG. 2 are the resistor 9 and the capacitor 13, and ii) The resistors and capacitors that determine the time constant in FIG. Yes, iii) The resistors and capacitors that determine the time constant of FIG. 4 are the resistor R2 and the capacitor C3.

ところで、図２〜４に示す発振周波数低下防止の回路に利用しているバイアス巻線の電圧は、主スイッチング素子がオフしている時の電圧であり、二次巻線の電圧を整流平滑して負荷へ電力を供給している期間中に、発生している。   By the way, the voltage of the bias winding used in the oscillation frequency reduction prevention circuit shown in FIGS. 2 to 4 is a voltage when the main switching element is off, and the voltage of the secondary winding is rectified and smoothed. Occurs during the period when power is being supplied to the load.

ここで、二次側出力については、図２〜４いずれの回路においても、二次側出力電圧を一定にするためのフィードバック制御がなされており、出力負荷が増加するにつれ、二次巻線の電圧が上昇する構成となっている。したがって、バイアス巻線の電圧についても、二次巻線の電圧と同様に、出力負荷が増加するにつれ電圧が上昇する。   Here, with respect to the secondary side output, feedback control for making the secondary side output voltage constant is performed in any of the circuits of FIGS. 2 to 4, and as the output load increases, The voltage increases. Accordingly, the voltage of the bias winding also increases as the output load increases, similar to the voltage of the secondary winding.

そうなると、これまで案出されている図２〜４の回路については、出力負荷が増加し発振周波数低下防止回路が動作するポイントから、さらに出力負荷が増加した時には、バイアス巻線に発生する電圧が上昇するため、（抵抗とコンデンサを用いて時定数を設定して一定時間主スイッチング素子をオフさせたのち）強制的に主スイッチング素子をオンさせるタイミングが早くなり、その結果、発振周波数低下防止回路が動作した時点の発振周波数から発振周波数が上昇することとなる。   Then, in the circuits of FIGS. 2 to 4 that have been devised so far, the voltage generated in the bias winding when the output load further increases from the point where the output load increases and the oscillation frequency reduction prevention circuit operates. As a result, the timing to forcibly turn on the main switching element (after setting the time constant using resistors and capacitors and turning off the main switching element for a certain period of time) becomes early, resulting in an oscillation frequency reduction prevention circuit The oscillation frequency rises from the oscillation frequency at the time when is operated.

したがって、これまで案出されている図２〜４の回路については、出力負荷が増加し続けて行くと、発振周波数低下防止回路が動作した時点の発振周波数から発振周波数が上昇することとなり、重負荷時のスイッチング損失の増大が問題となっていた。   Therefore, in the circuits of FIGS. 2 to 4 that have been devised so far, if the output load continues to increase, the oscillation frequency will increase from the oscillation frequency at the time when the oscillation frequency lowering prevention circuit operates. An increase in switching loss during loading has been a problem.

その他、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ内に別途設けられた過電流保護回路が動作した場合には、主スイッチング素子のオン期間を減少させオフ期間を長くし、結果的に発振周波数を低下させる必要があるところ、このとき発振周波数低下防止の回路が動作していると、お互いに反対の制御を行うことになり、二次側出力を十分に絞ることが困難となっていた。   In addition, if an overcurrent protection circuit provided separately in the self-excited flyback converter is activated as a result of the output load being overloaded, the on-period of the main switching element is reduced and the off-period is lengthened. As a result, it is necessary to lower the oscillation frequency. If the oscillation frequency reduction prevention circuit is operating at this time, the opposite controls will be performed, and the secondary output can be sufficiently reduced. It was difficult.

特開２００６−１１５５９３号公報JP 2006-115593 A 特開平６−１８９５４５号公報Japanese Patent Laid-Open No. 6-189545 特開平６−１３３５４３号公報JP-A-6-133543

したがって本発明は、出力負荷が増加し発振周波数低下防止回路が動作後、出力負荷がさらに増加しても、発振周波数の低下が停止した時点の発振周波数から発振周波数が上昇しないようにし、重負荷時の発振周波数上昇によるスイッチング損失の増大を抑制することができる自励式フライバックコンバータを提供することを課題とする。   Therefore, the present invention prevents the oscillation frequency from increasing from the oscillation frequency when the decrease in the oscillation frequency stops even if the output load further increases after the output load increases and the oscillation frequency decrease prevention circuit operates. It is an object of the present invention to provide a self-excited flyback converter capable of suppressing an increase in switching loss due to an increase in oscillation frequency at the time.

また本発明は、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ内に別途設けられた過電流保護回路が動作した場合は、発振周波数低下防止回路を動作停止させ、過電流保護回路の動作に影響を与えないようにすることができる自励式フライバックコンバータを提供することを課題とする。   Further, according to the present invention, when an overcurrent protection circuit provided separately in the self-excited flyback converter is activated as a result of the output load being overloaded, the oscillation frequency reduction prevention circuit is stopped and the overcurrent protection circuit is stopped. It is an object of the present invention to provide a self-excited flyback converter that can prevent the operation of the protection circuit from being affected.

その他本発明は、トランスに発振周波数低下防止のための巻線を別途追加しなくとも、出力負荷が増加した際における発振周波数の低下を防止することができると共に、上記の各課題を解決することが可能な構成を備えた自励式フライバックコンバータを提供することを課題とする。   In addition, the present invention can prevent a decrease in the oscillation frequency when the output load increases without separately adding a winding for preventing a decrease in the oscillation frequency to the transformer, and solve the above problems. It is an object of the present invention to provide a self-excited flyback converter having a configuration capable of achieving the above.

上記課題を解決可能な本発明の自励式フライバックコンバータは、（１）一次巻線、二次巻線およびバイアス巻線を有するトランスと、
前記一次巻線に直列接続され、前記バイアス巻線に誘起された電圧によって駆動される主スイッチング素子と、
前記二次巻線からの出力をフィードバックして前記主スイッチング素子のスイッチングを制御する発振制御回路と、
前記主スイッチング素子に接続され、オンすることで前記主スイッチング素子をオフ状態からオン状態にするスイッチ回路と、
第１のコンデンサと第１の抵抗とからなる時定数回路を有し、前記主スイッチング素子がオフ状態のときに前記バイアス巻線からの出力電圧を用いて前記第１のコンデンサを閾値電圧以上に充電することで、前記スイッチ回路を強制的にオンさせる発振周波数低下防止回路と
を備え、
前記発振周波数低下防止回路は、前記主スイッチング素子がオフすると、前記第１のコンデンサを一定電流で充電する定電流回路をさらに有することを特徴とするものである。 A self-excited flyback converter according to the present invention capable of solving the above-described problems includes: (1) a transformer having a primary winding, a secondary winding, and a bias winding;
A main switching element connected in series with the primary winding and driven by a voltage induced in the bias winding;
An oscillation control circuit for controlling the switching of the main switching element by feeding back the output from the secondary winding;
A switch circuit connected to the main switching element and turning on the main switching element from an off state;
A time constant circuit including a first capacitor and a first resistor, wherein the first capacitor is set to a threshold voltage or higher by using an output voltage from the bias winding when the main switching element is in an off state; An oscillation frequency lowering prevention circuit that forcibly turns on the switch circuit by charging, and
The oscillation frequency reduction preventing circuit further includes a constant current circuit that charges the first capacitor with a constant current when the main switching element is turned off.

また本発明は、好ましくは、（２）前記バイアス巻線の一端が、電流制限抵抗、直流阻止コンデンサを介して前記主スイッチング素子の制御端子に接続された（１）記載の自励式フライバックコンバータであって、
前記バイアス巻線の一端および他端間に直列接続された第１のダイオードおよび第２のコンデンサからなるドライブ用補助電源をさらに備え、
前記スイッチ回路は、前記直流阻止コンデンサと前記主スイッチング素子の制御端子との接続点および前記ドライブ用補助電源の前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの接続点間に接続され、
前記スイッチ回路がオンしたときに、前記第２のコンデンサに充電された電荷を前記スイッチ回路に送出し、前記主スイッチング素子の制御端子に該主スイッチング素子をオンさせるためのドライブ電流を流すことを特徴とするものである。 In the present invention, it is preferable that (2) one end of the bias winding be connected to a control terminal of the main switching element via a current limiting resistor and a DC blocking capacitor. Because
A drive auxiliary power source comprising a first diode and a second capacitor connected in series between one end and the other end of the bias winding;
The switch circuit is connected between a connection point between the DC blocking capacitor and the control terminal of the main switching element and a connection point between the first diode and the second capacitor of the drive auxiliary power supply,
When the switch circuit is turned on, the electric charge charged in the second capacitor is sent to the switch circuit, and a drive current for turning on the main switching element is supplied to the control terminal of the main switching element. It is a feature.

上記（２）の自励式フライバックコンバータにおいては、（３）前記定電流回路と前記バイアス巻線の他端との間に前記定電流回路による前記第１のコンデンサの充電動作を停止させる定電流回路動作停止手段をさらに備えることが好ましい。   In the self-excited flyback converter of (2), (3) a constant current for stopping the charging operation of the first capacitor by the constant current circuit between the constant current circuit and the other end of the bias winding. It is preferable to further include a circuit operation stop means.

上記（３）の自励式フライバックコンバータについては、（４）カソードが前記バイアス巻線の他端にアノードが前記定電流回路に接続された第１のツェナーダイオードが前記定電流回路動作停止手段として機能し、
前記第１のツェナーダイオードが導通することで、前記定電流回路による前記第１のコンデンサの充電動作を停止させることが好ましい。 In the self-excited flyback converter of (3) above, (4) a first Zener diode having a cathode connected to the other end of the bias winding and an anode connected to the constant current circuit is used as the constant current circuit operation stop means. Function,
It is preferable that the charging operation of the first capacitor by the constant current circuit is stopped by the conduction of the first Zener diode.

さらに、上記（４）の自励式フライバックコンバータについては、（５）前記定電流回路は、３つの端子を有し、前記バイアス巻線の一端に第１端が接続され、前記第１のツェナーダイオードのアノードに第２端が、並びに前記スイッチ回路の制御端子に第３端が接続され、
前記時定数回路は、前記第１のコンデンサと、前記第１の抵抗とが並列に接続された並列回路からなり、前記並列回路の一端が前記スイッチ回路の制御端子と前記定電流回路の第３端との接続点に、他端が前記ドライブ用補助電源の前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの接続点に接続されることが好ましい。 Further, in the self-excited flyback converter of (4), (5) the constant current circuit has three terminals, a first end is connected to one end of the bias winding, and the first Zener A second end connected to the anode of the diode, and a third end connected to the control terminal of the switch circuit;
The time constant circuit includes a parallel circuit in which the first capacitor and the first resistor are connected in parallel. One end of the parallel circuit is a control terminal of the switch circuit and a third of the constant current circuit. It is preferable that the other end is connected to a connection point between the first diode and the second capacitor of the auxiliary power source for driving.

上記（３）の自励式フライバックコンバータにおいては、（６）前記スイッチ回路は、ＰＮＰトランジスタを含み、
前記定電流回路は、ＮＰＮトランジスタからなる定電流制御トランジスタ、第２のツェナーダイオード、第２のダイオード並びに第２の抵抗および第３の抵抗から構成されており、
前記第１端となる前記定電流回路の前記第２のダイオードのカソードが前記バイアス巻線の一端と前記電流制限抵抗との接続点に、該第２のダイオードのアノードが前記第２の抵抗を介して前記定電流制御トランジスタのエミッタに、前記定電流制御トランジスタのコレクタが前記スイッチ回路のＰＮＰトランジスタのベースに、該定電流制御トランジスタのベースが前記第２端となる前記第３の抵抗を介して前記第１のツェナーダイオードのアノードに、さらに、
前記第２のツェナーダイオードのアノードが前記定電流回路の前記第２のダイオードのアノードと前記第２の抵抗との接続点に、該第２のツェナーダイオードのカソードが前記定電流制御トランジスタのベースと前記第３の抵抗との接続点に各々接続されていることが好ましい。 In the self-excited flyback converter of (3), (6) the switch circuit includes a PNP transistor,
The constant current circuit includes a constant current control transistor composed of an NPN transistor, a second Zener diode, a second diode, and a second resistor and a third resistor.
The cathode of the second diode of the constant current circuit serving as the first end is at a connection point between one end of the bias winding and the current limiting resistor, and the anode of the second diode is the second resistor. Via the third resistor, the emitter of the constant current control transistor, the collector of the constant current control transistor to the base of the PNP transistor of the switch circuit, and the base of the constant current control transistor to the second end. To the anode of the first Zener diode,
The anode of the second Zener diode is connected to the connection point between the anode of the second diode and the second resistor of the constant current circuit, and the cathode of the second Zener diode is connected to the base of the constant current control transistor. It is preferable that each connection point is connected to the connection point with the third resistor.

なお、本明細書で主スイッチング素子４に関連して「ゲート」、「ドレイン」または「ソース」と表現されているのは、主スイッチング素子４として一応、電界効果トランジスタが想定されていることの表れであり、便宜上そう表現されたに過ぎないものである。したがって、当該表現を根拠として主スイッチング素子４が電界効果トランジスタに限定されるものでは決してない。主スイッチング素子４としては、同等の機能を果たすものであれば特に限定されず、その場合、電界効果トランジスタとは異なる三端子表現が用いられるものに対しては当然、相当する表現が該当するであろうことは明白である。   In the present specification, the expression “gate”, “drain” or “source” in relation to the main switching element 4 means that a field effect transistor is assumed as the main switching element 4. It is a manifestation and is simply expressed as such for convenience. Therefore, the main switching element 4 is not limited to the field effect transistor on the basis of the expression. The main switching element 4 is not particularly limited as long as it performs an equivalent function. In that case, the corresponding expression is naturally applicable to a case where a three-terminal expression different from the field effect transistor is used. It will be obvious.

ｉ）本発明によれば、（出力負荷が増加し）発振周波数低下防止回路が動作後、さらに出力負荷が増加しても、発振周波数の低下が停止した時点の発振周波数より発振周波数が上昇しないようにし、重負荷時における発振周波数上昇によるスイッチング損失の増大を抑制可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。   i) According to the present invention, even if the output load further increases after the oscillation frequency decrease prevention circuit operates (the output load increases), the oscillation frequency does not increase from the oscillation frequency when the decrease in the oscillation frequency stops. Thus, it is possible to provide a self-excited flyback converter capable of suppressing an increase in switching loss due to an increase in oscillation frequency during heavy load.

ｉｉ）また本発明によれば、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ内に別途設けられた過電流保護回路が動作した場合は、発振周波数低下防止回路を動作停止させ、二次側出力を十分に絞ることが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。   ii) According to the present invention, when an overcurrent protection circuit provided separately in the self-excited flyback converter is activated as a result of the output load being overloaded, the oscillation frequency reduction prevention circuit is stopped. Thus, it is possible to provide a self-excited flyback converter capable of sufficiently restricting the secondary side output.

ｉｉｉ）さらに本発明によれば、トランスに発振周波数低下防止のための巻線を別途追加しなくとも、出力負荷が増加した際における発振周波数の低下を防止することができると共に、上記ｉ）およびｉｉ）の各機能を実現することが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。   iii) Further, according to the present invention, it is possible to prevent a decrease in the oscillation frequency when the output load is increased without separately adding a winding for preventing a decrease in the oscillation frequency to the transformer. A self-excited flyback converter capable of realizing each function of ii) can be provided.

本発明に係る自励式フライバックコンバータの一実施例を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing one embodiment of a self-excited flyback converter according to the present invention. FIG. 従来例に係る自励式フライバックコンバータの一例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows an example of the self-excitation flyback converter which concerns on a prior art example. 従来例に係る自励式フライバックコンバータの他の一例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows another example of the self-excitation flyback converter which concerns on a prior art example. 従来例に係る自励式フライバックコンバータの他の一例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows another example of the self-excitation flyback converter which concerns on a prior art example.

以下、本発明の自励式フライバックコンバータの詳細に付き、一実施例を用いて説明する。   Hereinafter, the self-excited flyback converter according to the present invention will be described in detail with reference to one embodiment.

［基本構成］
図１に、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００の回路図を示す。なお、図１の構成の説明に関し、図２〜４の説明で使用した箇所と同一箇所については同一の参照符を用いるものとする。 [Basic configuration]
FIG. 1 shows a circuit diagram of a self-excited flyback converter 100 according to the present embodiment. In addition, regarding the description of the configuration of FIG. 1, the same reference numerals are used for the same portions used in the description of FIGS.

はじめに、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００の基本構成および動作につき説明すると、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００は、トランス２の一次巻線２ａに主スイッチング素子４を直列接続し、同トランス２のバイアス巻線２ｃの出力を自励式の発振制御回路６を介してこの主スイッチング素子４のゲートに帰還させて発振させ、主スイッチング素子４のオフ時にトランス２内の蓄積エネルギーを二次巻線２ｂから整流ダイオード２６を介して直流出力として取り出すよう構成されている。本実施例では、主スイッチング素子４の一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴを使用している。
なお、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００においても、一次巻線２ａの一端側と主スイッチング素子４のゲートとの間に起動抵抗２４が備えられている点は従来例と同様である。 First, the basic configuration and operation of the self-excited flyback converter 100 according to the present embodiment will be described. In the self-excited flyback converter 100 according to the present embodiment, the main switching element 4 is connected in series to the primary winding 2a of the transformer 2. The output of the bias winding 2c of the transformer 2 is fed back to the gate of the main switching element 4 via the self-excited oscillation control circuit 6 to oscillate, and the stored energy in the transformer 2 is turned off when the main switching element 4 is turned off. Is taken out from the secondary winding 2b through the rectifier diode 26 as a direct current output. In this embodiment, an N-channel MOSFET is used as an example of the main switching element 4.
In the self-excited flyback converter 100 according to the present embodiment, the starting resistor 24 is provided between one end of the primary winding 2a and the gate of the main switching element 4 as in the conventional example. .

発振制御回路６としては種々の構成を採り得る。本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００は、バイアス巻線２ｃの一端側と主スイッチング素子４のゲート間に直列に挿入された電流制限抵抗１６、直流阻止コンデンサ１４および主スイッチング素子４のゲートをグラウンドにバイパスするように接続された制御トランジスタ１８を備えている。また、互いに直列接続された抵抗１０およびコンデンサ１２から成る時定数回路８をバイアス巻線２ｃの両端に接続し、このコンデンサ１２の電圧が制御トランジスタ１８のベースに印加されるようにしている。
さらに、二次側の出力電圧Ｖ２の定電圧制御用に、バイアス巻線２ｃの一端側とコンデンサ１２との間にダイオード２０およびフォトカプラ２２（より具体的にはそのフォトトランジスタ側）を接続している。 The oscillation control circuit 6 can take various configurations. The self-excited flyback converter 100 according to this embodiment includes a current limiting resistor 16, a DC blocking capacitor 14, and a gate of the main switching element 4 inserted in series between one end of the bias winding 2 c and the gate of the main switching element 4. Is connected to the ground to control transistor 18. Further, a time constant circuit 8 comprising a resistor 10 and a capacitor 12 connected in series with each other is connected to both ends of the bias winding 2 c so that the voltage of the capacitor 12 is applied to the base of the control transistor 18.
Further, a diode 20 and a photocoupler 22 (more specifically, the phototransistor side) are connected between one end side of the bias winding 2c and the capacitor 12 for constant voltage control of the output voltage V2 on the secondary side. ing.

トランスの二次巻線２ｂには、整流ダイオード２６および出力電圧検出回路２８が接続されている。出力電圧検出回路２８は、シャントレギュレータ３０、出力電圧Ｖ２を分圧してそれをシャントレギュレータ３０の参照電圧端子へ供給する分圧抵抗３２およびフォトカプラ２２を備えており、このシャントレギュレータ３０で出力電圧Ｖ２を基準電圧と比較してその差に応じてフォトカプラ２２のフォトダイオードを発光させ、これによって一次側の発振制御回路６へフィードバックを掛けるようにしている。   A rectifier diode 26 and an output voltage detection circuit 28 are connected to the secondary winding 2b of the transformer. The output voltage detection circuit 28 includes a shunt regulator 30, a voltage dividing resistor 32 that divides the output voltage V 2 and supplies it to the reference voltage terminal of the shunt regulator 30, and the photocoupler 22. V2 is compared with the reference voltage, and the photodiode of the photocoupler 22 is caused to emit light according to the difference, thereby providing feedback to the oscillation control circuit 6 on the primary side.

さらに、本実施例では、自励式フライバックコンバータ１００内に別途、以下の構成からなる過電流保護回路７４が設けられている。
すなわち、本実施例の過電流保護回路７４は、上記制御トランジスタ１８と、一端が主スイッチング素子４のソースに、他端がグラウンドに接続された電流検出抵抗３１と、該電流検出抵抗３１と主スイッチング素子４のソースとの接続点および制御トランジスタ１８のベース間に接続された、（制御トランジスタ１８の）ベース電流制限抵抗３３から構成されている。この過電流保護回路７４の詳細な動作については、後段において別途説明する。 Further, in this embodiment, an overcurrent protection circuit 74 having the following configuration is provided in the self-excited flyback converter 100 separately.
That is, the overcurrent protection circuit 74 of this embodiment includes the control transistor 18, the current detection resistor 31 having one end connected to the source of the main switching element 4 and the other end connected to the ground, It comprises a base current limiting resistor 33 (of the control transistor 18) connected between the connection point of the switching element 4 and the base of the control transistor 18. The detailed operation of the overcurrent protection circuit 74 will be separately described later.

ここで、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００の基本発振動作、すなわち後述する発振周波数低下防止回路７が非動作時における自励式フライバックコンバータ１００の動作について説明すると、従来例と同様、入力電圧Ｖ１が印加されると、それが起動抵抗２４を通して主スイッチング素子４のゲートに印加され、主スイッチング素子４が導通状態になる。その結果、トランス２の一次巻線２ａに電圧が加わり、同時にバイアス巻線２ｃに電圧Ｖ３が発生する。これが電流制限抵抗１６および直流阻止コンデンサ１４を介して主スイッチング素子４のゲートに印加され、主スイッチング素子４は急速にオンする。
このとき、トランス２の二次巻線２ｂの電圧は整流ダイオード２６に対して逆方向に加わるので、二次巻線２ｂには電流が流れず、トランス２にエネルギーが蓄積される。これと共に、時定数回路８を構成するコンデンサ１２に抵抗１０を通して充電電流が流れ、制御トランジスタ１８のベース電位が徐々に上昇する。 Here, the basic oscillation operation of the self-excited flyback converter 100 according to the present embodiment, that is, the operation of the self-excited flyback converter 100 when the oscillation frequency lowering prevention circuit 7 described later is not operating will be described. When the input voltage V1 is applied, it is applied to the gate of the main switching element 4 through the starting resistor 24, and the main switching element 4 becomes conductive. As a result, a voltage is applied to the primary winding 2a of the transformer 2, and at the same time, a voltage V3 is generated in the bias winding 2c. This is applied to the gate of the main switching element 4 through the current limiting resistor 16 and the DC blocking capacitor 14, and the main switching element 4 is rapidly turned on.
At this time, since the voltage of the secondary winding 2b of the transformer 2 is applied in the opposite direction to the rectifier diode 26, no current flows through the secondary winding 2b, and energy is accumulated in the transformer 2. At the same time, a charging current flows through the resistor 10 in the capacitor 12 constituting the time constant circuit 8, and the base potential of the control transistor 18 gradually increases.

コンデンサ１２の電圧が所定値に達して制御トランジスタ１８が導通し始めると、それによって主スイッチング素子４のゲートがグラウンドにバイパスされて主スイッチング素子４がオン状態を保てなくなり、一次巻線２ａの電圧が低下し、バイアス巻線２ｃの電圧Ｖ３も低下する。これは正帰還であるため、主スイッチング素子４は急速にオフする。主スイッチング素子４がオフすることにより、トランス２の蓄積エネルギーが二次巻線２ｂから整流ダイオード２６を通して出力側へ供給される。   When the voltage of the capacitor 12 reaches a predetermined value and the control transistor 18 starts to conduct, the gate of the main switching element 4 is thereby bypassed to the ground and the main switching element 4 cannot be kept on, and the primary winding 2a The voltage decreases, and the voltage V3 of the bias winding 2c also decreases. Since this is a positive feedback, the main switching element 4 is rapidly turned off. When the main switching element 4 is turned off, the energy stored in the transformer 2 is supplied from the secondary winding 2b to the output side through the rectifier diode 26.

その後、蓄積エネルギーが放出し終わると、二次巻線２ｂにわずかに残された残留エネルギーによって、バイアス巻線２ｃに電圧Ｖ３が発生し、再び主スイッチング素子４がオン状態となり、上記のような動作が繰り返される。   Thereafter, when the stored energy has been released, the residual energy slightly left in the secondary winding 2b generates a voltage V3 in the bias winding 2c, and the main switching element 4 is turned on again, as described above. The operation is repeated.

また、出力電圧Ｖ２の定電圧制御について説明すると、出力電圧Ｖ２が規定値以上に上昇すると、シャントレギュレータ３０およびフォトカプラ２２のフォトダイオードに流れる電流が大きくなり、それに応じて同フォトカプラ２２のフォトトランジスタに流れる電流も大きくなり、これによって発振制御回路６内のコンデンサ１２が早く充電されるので制御トランジスタ１８が早く導通して主スイッチング素子４のゲートをグラウンドへバイパスさせ、その結果、主スイッチング素子４のオン期間が短くなって出力電圧Ｖ２が低下し、このようにして出力電圧Ｖ２の定電圧制御が行われる。   Further, the constant voltage control of the output voltage V2 will be described. When the output voltage V2 increases to a specified value or more, the current flowing through the photodiodes of the shunt regulator 30 and the photocoupler 22 increases, and the photocoupler 22 of the photocoupler 22 is correspondingly increased. The current flowing through the transistor also increases, and as a result, the capacitor 12 in the oscillation control circuit 6 is quickly charged, so that the control transistor 18 conducts quickly and bypasses the gate of the main switching element 4 to the ground. As a result, the main switching element 4 is shortened and the output voltage V2 is lowered, and thus the constant voltage control of the output voltage V2 is performed.

また、本実施例の過電流保護回路７４の動作につき説明すると、まず、本実施例に係る過電流保護回路７４は、自励式フライバックコンバータ１００の二次側出力電流Ｉ２が増加するに比例して主スイッチング素子４に流れる電流Ｉｄも増加することを利用している。すなわち、二次側出力電流Ｉ２の多寡に比例した主スイッチング素子４に流れる電流Ｉｄの多寡は、電流検出抵抗３１で電圧に変換され、得られた電圧信号はベース電流制限抵抗３３を通じて制御トランジスタ１８のベースに印加される。
本実施例では、二次側出力電流Ｉ２が過負荷状態になったとき、電流検出抵抗３１の両端電圧が制御トランジスタ１８をオンさせる電圧まで上昇する構成となっており、実際に電流検出抵抗３１の両端電圧が制御トランジスタ１８をオンさせる電圧まで上昇すると、制御トランジスタ１８はオンとなり、主スイッチング素子４のゲート電圧が引き抜かれる。これにより、主スイッチング素子４はオフとなり、自励式フライバックコンバータ１００は過電流に対して保護される（過電流保護動作）。
なお、２次側出力電流Ｉ２が過負荷状態を脱した後は、自励式フライバックコンバータ１００は過電流保護回路７４の影響を受けず、上で説明した基本動作の通り動作するほか、必要に応じて以下で説明する発振周波数低下防止回路７が作動する。 The operation of the overcurrent protection circuit 74 of this embodiment will be described. First, the overcurrent protection circuit 74 according to this embodiment is proportional to the increase in the secondary output current I2 of the self-excited flyback converter 100. The current Id flowing through the main switching element 4 is also increased. That is, the amount of the current Id flowing through the main switching element 4 proportional to the amount of the secondary output current I2 is converted into a voltage by the current detection resistor 31, and the obtained voltage signal is transmitted to the control transistor 18 through the base current limiting resistor 33. Applied to the base.
In this embodiment, when the secondary output current I2 is in an overload state, the voltage across the current detection resistor 31 rises to a voltage that turns on the control transistor 18, and the current detection resistor 31 is actually set. Is increased to a voltage that turns on the control transistor 18, the control transistor 18 is turned on, and the gate voltage of the main switching element 4 is extracted. Thereby, the main switching element 4 is turned off, and the self-excited flyback converter 100 is protected against overcurrent (overcurrent protection operation).
In addition, after the secondary output current I2 is out of the overload state, the self-excited flyback converter 100 is not affected by the overcurrent protection circuit 74 and operates according to the basic operation described above. Accordingly, the oscillation frequency lowering prevention circuit 7 described below operates.

［発振周波数低下防止回路について］
次に、発振周波数低下防止回路７につき説明する。本実施例において発振周波数低下防止回路７は、バイアス巻線２ｃの一端および他端間に接続された、ダイオード３７（本発明の「第１のダイオード」に相当）とコンデンサ３９（本発明の「第２のコンデンサ」に相当）とからなるドライブ用補助電源７２と、ダイオード３とＰＮＰトランジスタ５とを含み、直流阻止コンデンサ１４と主スイッチング素子４のゲートとの接続点およびドライブ用補助電源７２のダイオード３７とコンデンサ３９との接続点間に接続されたスイッチ回路１７と、バイアス巻線２ｃの一端および他端間に第１端および第２端が、並びにスイッチ回路１７のＰＮＰトランジスタ５のベースに第３端が接続された定電流回路７１と、一端がスイッチ回路１７（ＰＮＰトランジスタ５）の制御端子と定電流回路７１の第３端との接続点に、他端がドライブ用補助電源７２のダイオード３７とコンデンサ３９との接続点に接続された時定数回路７３と、からなっている。
この発振周波数低下防止回路７の各構成要素の詳細構成および発振周波数低下防止回路７の詳細な動作については、後段において別途説明する。 [Oscillation frequency drop prevention circuit]
Next, the oscillation frequency reduction preventing circuit 7 will be described. In this embodiment, the oscillation frequency drop prevention circuit 7 includes a diode 37 (corresponding to a “first diode” of the present invention) and a capacitor 39 (“ A drive auxiliary power source 72 comprising a diode 3 and a PNP transistor 5, a connection point between the DC blocking capacitor 14 and the gate of the main switching element 4, and the drive auxiliary power source 72. The switch circuit 17 connected between the connection points of the diode 37 and the capacitor 39, the first end and the second end between one end and the other end of the bias winding 2c, and the base of the PNP transistor 5 of the switch circuit 17 The constant current circuit 71 connected to the third end, the control terminal of the switch circuit 17 (PNP transistor 5) at one end and the constant current circuit 71 The connection point between the third end and the other end consists constant circuit 73 when connected to a connection point between the diode 37 and the capacitor 39 of the drive for the auxiliary power source 72,.
The detailed configuration of each component of the oscillation frequency decrease prevention circuit 7 and the detailed operation of the oscillation frequency decrease prevention circuit 7 will be separately described later.

なお、本実施例では、バイアス巻線２ｃの他端と定電流回路７１との間には、定電流回路動作停止手段としてツェナーダイオード２５（本発明の「第１のツェナーダイオード」に相当）が接続されている。このツェナーダイオード２５は、アノードが定電流回路７１に、そしてカソードがバイアス巻線２ｃの他端に各々接続されている。定電流回路動作停止手段としてのツェナーダイオード２５の働きの詳細についても、後段にて詳細に説明する。   In this embodiment, a Zener diode 25 (corresponding to the “first Zener diode” of the present invention) is provided as a constant current circuit operation stop means between the other end of the bias winding 2 c and the constant current circuit 71. It is connected. The Zener diode 25 has an anode connected to the constant current circuit 71 and a cathode connected to the other end of the bias winding 2c. Details of the function of the Zener diode 25 as the constant current circuit operation stopping means will be described later in detail.

ドライブ用補助電源７２は、ダイオード３７のアノードがバイアス巻線２ｃの一端と電流制限抵抗１６との接続点に、該ダイオード３７のカソードがコンデンサ３９を介してバイアス巻線２ｃの他端に各々接続されることにより構成されている。   In the drive auxiliary power source 72, the anode of the diode 37 is connected to the connection point between one end of the bias winding 2c and the current limiting resistor 16, and the cathode of the diode 37 is connected to the other end of the bias winding 2c via the capacitor 39. Is configured.

スイッチ回路１７は、ＰＮＰトランジスタ５、ダイオード３および抵抗２９から構成されており、ダイオード３のカソードが直流阻止コンデンサ１４と主スイッチング素子４のゲートとの接続点に、該ダイオード３のアノードが抵抗２９を介してＰＮＰトランジスタ５のコレクタに、該ＰＮＰトランジスタ５のエミッタがドライブ用補助電源７２のダイオード３７とコンデンサ３９との接続点間に各々接続されることにより構成されている。   The switch circuit 17 includes a PNP transistor 5, a diode 3, and a resistor 29. The cathode of the diode 3 is a connection point between the DC blocking capacitor 14 and the gate of the main switching element 4, and the anode of the diode 3 is a resistor 29. The emitter of the PNP transistor 5 is connected to the collector of the PNP transistor 5 between the connection points of the diode 37 and the capacitor 39 of the auxiliary power source 72 for driving.

定電流回路７１は、ＮＰＮトランジスタからなる定電流制御トランジスタ１９、ツェナーダイオード２３（本発明の「第２のツェナーダイオード」に相当）、ダイオード２１（本発明の「第２のダイオード」に相当）並びに抵抗９（本発明の「第２の抵抗」に相当）および抵抗２７（本発明の「第３の抵抗」に相当）から構成されており、その第１端に相当するダイオード２１のカソードがバイアス巻線２ｃの一端と電流制限抵抗１６との接続点に、該ダイオード２１のアノードが抵抗９を介して定電流制御トランジスタ１９のエミッタに、第３端に相当する該定電流制御トランジスタ１９のコレクタがスイッチ回路１７の制御端子に相当するＰＮＰトランジスタ５のベースに、そして該定電流制御トランジスタ１９のベースに一端が繋がる抵抗２７の他端（第２端に相当）がツェナーダイオード２５のアノードに、さらに、ツェナーダイオード２３のアノードがダイオード２１のアノードと抵抗９との接続点に、該ツェナーダイオード２３のカソードが定電流制御トランジスタ１９のベースと抵抗２７との接続点に各々接続されることにより構成されている。   The constant current circuit 71 includes a constant current control transistor 19 formed of an NPN transistor, a Zener diode 23 (corresponding to the “second Zener diode” of the present invention), a diode 21 (corresponding to the “second diode” of the present invention), and It comprises a resistor 9 (corresponding to the “second resistor” of the present invention) and a resistor 27 (corresponding to the “third resistor” of the present invention), and the cathode of the diode 21 corresponding to the first end is biased At the connection point between one end of the winding 2c and the current limiting resistor 16, the anode of the diode 21 is connected to the emitter of the constant current control transistor 19 via the resistor 9, and the collector of the constant current control transistor 19 corresponding to the third end. Is connected to the base of the PNP transistor 5 corresponding to the control terminal of the switch circuit 17 and to one end of the base of the constant current control transistor 19. The other end of the resistor 27 (corresponding to the second end) is the anode of the Zener diode 25, the anode of the Zener diode 23 is the connection point between the anode of the diode 21 and the resistor 9, and the cathode of the Zener diode 23 is the constant current. It is configured by being connected to a connection point between the base of the control transistor 19 and the resistor 27.

なお、定電流トランジスタ１９、ツェナーダイオード２３、ダイオード２１並びに抵抗９および２７を上記の通り組み合わせてなる本実施例の定電流回路７１では、抵抗９の両端に印加される電圧が、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧から定電流トランジスタ１９のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥを引き算した一定電圧となるため、抵抗９の抵抗値が一定であることを前提とすると、抵抗９に流れる電流は定電流となる。本実施例の定電流回路７１では、このようにして定電流動作が行われる。   In the constant current circuit 71 of the present embodiment in which the constant current transistor 19, the Zener diode 23, the diode 21, and the resistors 9 and 27 are combined as described above, the voltage applied to both ends of the resistor 9 is Since the constant voltage is obtained by subtracting the base-emitter voltage VBE of the constant current transistor 19 from the Zener voltage, assuming that the resistance value of the resistor 9 is constant, the current flowing through the resistor 9 is a constant current. In the constant current circuit 71 of the present embodiment, the constant current operation is performed in this way.

時定数回路７３は、一端がスイッチ回路１７のＰＮＰトランジスタ５のベースと定電流回路７１の定電流制御トランジスタ１９のコレクタとの接続点に、他端がドライブ用補助電源７２のダイオード３７とコンデンサ３９との接続点（ＰＮＰトランジスタ５のエミッタ）に接続された、定電流回路７１によって一定の電流で充電され得るコンデンサ１３（本発明の「第１のコンデンサ」に相当）および該コンデンサ１３に充電された電荷を放電するための放電抵抗３５（本発明の「第１の抵抗」に相当）の並列接続回路により構成されている。
この時定数回路７３は、その一端からスイッチ回路１７のＰＮＰトランジスタ５のベースに信号を送出することによって、スイッチ回路１７のスイッチング動作を制御している。 One end of the time constant circuit 73 is a connection point between the base of the PNP transistor 5 of the switch circuit 17 and the collector of the constant current control transistor 19 of the constant current circuit 71, and the other end is a diode 37 and a capacitor 39 of the auxiliary power source 72 for drive. And a capacitor 13 (corresponding to the “first capacitor” of the present invention) connected to the connection point (emitter of the PNP transistor 5) and charged with a constant current by the constant current circuit 71 and charged to the capacitor 13 It is constituted by a parallel connection circuit of a discharge resistor 35 (corresponding to the “first resistor” of the present invention) for discharging the remaining charge.
The time constant circuit 73 controls the switching operation of the switch circuit 17 by sending a signal from one end thereof to the base of the PNP transistor 5 of the switch circuit 17.

すなわち、本実施例では、発振周波数低下防止回路７において、主スイッチング素子４がオフ時のバイアス巻線２ｃの電圧を直接使用するのではなく、上記の通りトランジスタ１９、ツェナーダイオード２３、ダイオード２１並びに抵抗９および２７から定電流回路７１を構成し、時定数回路７３のコンデンサ１３を一定の電流で充電することにより、バイアス巻線２ｃの電圧が変化しても影響されないように構成している。
ただし、本実施例の自励式フライバックコンバータ１００では、定電流回路動作停止手段が別途備えられており、出力負荷が過負荷状態となった結果、自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４が動作した場合には、定電流回路動作停止手段が動作して定電流回路７１の動作を停止させ、発振周波数低下防止回路７が動作停止となるよう構成されている。 That is, in this embodiment, in the oscillation frequency reduction preventing circuit 7, the voltage of the bias winding 2c when the main switching element 4 is off is not directly used, but the transistor 19, the Zener diode 23, the diode 21 and the The constant current circuit 71 is composed of the resistors 9 and 27, and the capacitor 13 of the time constant circuit 73 is charged with a constant current so that it is not affected even if the voltage of the bias winding 2c changes.
However, in the self-excited flyback converter 100 of this embodiment, a constant current circuit operation stop means is separately provided, and is provided separately in the self-excited flyback converter 100 as a result of the output load being overloaded. When the overcurrent protection circuit 74 operates, the constant current circuit operation stop means operates to stop the operation of the constant current circuit 71, and the oscillation frequency lowering prevention circuit 7 is stopped.

また本実施例では、主スイッチング素子４を十分にドライブするために、ダイオード３７とコンデンサ３９でドライブ用補助電源７２を作ってトランジスタ５のエミッタに接続し、発振周波数低下防止のため主スイッチング素子４を強制的にオンさせるときのドライブ電流を、トランジスタ５から抵抗２９とダイオード３を通じて主スイッチング素子４のゲートに直接加える回路構成としている。   In this embodiment, in order to sufficiently drive the main switching element 4, a drive auxiliary power source 72 is formed by a diode 37 and a capacitor 39 and connected to the emitter of the transistor 5, and the main switching element 4 is prevented from lowering the oscillation frequency. The circuit configuration is such that the drive current for forcibly turning on is directly applied from the transistor 5 to the gate of the main switching element 4 through the resistor 29 and the diode 3.

さらに、本実施例では、バイアス巻線２ｃの他端と定電流回路７１の第２端に相当する抵抗２７との間に定電流回路動作停止手段としてツェナーダイオード２５が追加されている。
これにより、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４が動作し、二次側出力電圧Ｖ２の低下に比例して主スイッチング素子４がオフ時のバイアス巻線２ｃの電圧がツェナーダイオード２５のツェナー電圧よりも低下すると、発振周波数低下防止回路７が動作停止となるよう構成されている。すなわち、本実施例の構成によれば、当該自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４と発振周波数低下防止回路７とが互いに反対の制御を行うことは無く、過電流保護回路７４は二次側出力を十分に絞ることが可能となっている。 Further, in this embodiment, a Zener diode 25 is added as a constant current circuit operation stop means between the other end of the bias winding 2 c and the resistor 27 corresponding to the second end of the constant current circuit 71.
As a result, the overload protection circuit 74 provided separately in the self-excited flyback converter 100 operates as a result of the output load being overloaded, and the main switching is performed in proportion to the decrease in the secondary output voltage V2. When the voltage of the bias winding 2c when the element 4 is off falls below the zener voltage of the zener diode 25, the oscillation frequency reduction preventing circuit 7 is configured to stop operating. That is, according to the configuration of the present embodiment, the overcurrent protection circuit 74 and the oscillation frequency reduction prevention circuit 7 separately provided in the self-excited flyback converter 100 do not perform the opposite controls, and the overcurrent The protection circuit 74 can sufficiently reduce the secondary output.

なお、定電流制御トランジスタ１９のベース閾値電圧、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧およびツェナーダイオード２５のツェナー電圧それぞれの大小関係につき補足すると、本実施例では、定電流制御トランジスタ１９のベース閾値電圧は、一般的な値である０．５〜０．６Ｖとされる。
次に、ツェナーダイオード２３および２５のツェナー電圧については、バイアス巻線２ｃの一端側がマイナスに反転（他端側がプラスになる）したときに発生する電圧と、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧＋ツェナーダイオード２５のツェナー電圧＋ダイオード２１においてドロップする電圧＋抵抗２７両端電圧の和とが相等しくなる必要がある。
したがって、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧＋ツェナーダイオード２５のツェナー電圧は、バイアス巻線２ｃの一端側がマイナスに反転したときに発生する電圧よりも小さい値となる。
ここで、ツェナーダイオード２５のツェナー電圧は、出力負荷が過負荷状態となった結果、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ１００の過電流保護回路７４が動作してバイアス巻線２ｃの一端側がマイナスに反転したときに発生する電圧が減少を開始した際、どの程度まで減少した時点で定電流トランジスタ１９をオフして定電流回路７１をオフさせたいかを決定する電圧であり、その値についてはケースに応じ設計され得るものである。
他方、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧は、定電流回路７１における定電流値を決定するための電圧であり、ツェナーダイオード２５のツェナー電圧に対して相当程度低い値とされる。 In addition, in the present embodiment, the base threshold voltage of the constant current control transistor 19 is generally equal to the magnitude relationship among the base threshold voltage of the constant current control transistor 19, the Zener voltage of the Zener diode 23, and the Zener voltage of the Zener diode 25. A typical value is 0.5 to 0.6V.
Next, with respect to the Zener voltage of the Zener diodes 23 and 25, a voltage generated when one end side of the bias winding 2c is inverted to minus (the other end side becomes positive), Zener voltage of the Zener diode 23 + Zener diode 25 Zener voltage + voltage dropped at diode 21 + sum of voltage across resistor 27 must be equal to each other.
Therefore, the Zener voltage of the Zener diode 23 + the Zener voltage of the Zener diode 25 is a value smaller than the voltage generated when one end of the bias winding 2c is inverted to minus.
Here, the Zener voltage of the Zener diode 25 is such that the overload protection circuit 74 of the self-excited flyback converter 100 according to this embodiment operates as a result of the output load being overloaded, and one end side of the bias winding 2c is When the voltage generated when the voltage is inverted to minus starts to decrease, the voltage at which the constant current transistor 19 is turned off and the constant current circuit 71 is determined to be turned off when the voltage starts decreasing. Can be designed according to the case.
On the other hand, the Zener voltage of the Zener diode 23 is a voltage for determining the constant current value in the constant current circuit 71, and is a value considerably lower than the Zener voltage of the Zener diode 25.

［動作］
以下、上記構成からなる発振周波数低下防止回路７が動作状態にあるときの自励式フライバックコンバータ１００の詳細な動作につき説明する。
まず、主スイッチング素子４がオンになったとき、トランス２の一次巻線２ａに電流が流れ、バイアス巻線２ｃの一端側にプラスの電圧が発生する。これにより、バイアス巻線２ｃは、その一端側から電流制限抵抗１６および直流阻止コンデンサ１４を通じて主スイッチング素子４のオン状態が維持されるよう主スイッチング素子４をドライブする。
またこのとき、バイアス巻線２ｃの一端側からダイオード３７を通じてコンデンサ３９が充電される。 [Operation]
Hereinafter, a detailed operation of the self-excited flyback converter 100 when the oscillation frequency reduction preventing circuit 7 having the above configuration is in an operating state will be described.
First, when the main switching element 4 is turned on, a current flows through the primary winding 2a of the transformer 2, and a positive voltage is generated on one end side of the bias winding 2c. As a result, the bias winding 2 c drives the main switching element 4 from one end side thereof so that the main switching element 4 is maintained in the ON state through the current limiting resistor 16 and the DC blocking capacitor 14.
At this time, the capacitor 39 is charged through the diode 37 from one end of the bias winding 2c.

その後、出力電圧検出回路２８のシャントレギュレータ３０で検出される二次側出力電圧Ｖ２が所定の電圧に達すると、フォトカプラ２２の発光ダイオードに電流が流れる。
そうなると、フォトカプラ２２のフォトトランジスタがオンとなるため、バイアス巻線２ｃの一端側からダイオード２０、フォトカプラ２２のフォトトランジスタを通じてトランジスタ１８のベースに電圧が印加され、最終的にトランジスタ１８はオンとなる。
トランジスタ１８がオンとなると、主スイッチング素子４のゲート電圧がトランジスタ１８によって引き抜かれ、これにより、主スイッチング素子４はオフとなる。 Thereafter, when the secondary output voltage V2 detected by the shunt regulator 30 of the output voltage detection circuit 28 reaches a predetermined voltage, a current flows through the light emitting diode of the photocoupler 22.
Then, since the phototransistor of the photocoupler 22 is turned on, a voltage is applied to the base of the transistor 18 from one end side of the bias winding 2c through the diode 20 and the phototransistor of the photocoupler 22, and finally the transistor 18 is turned on. Become.
When the transistor 18 is turned on, the gate voltage of the main switching element 4 is extracted by the transistor 18, and thereby the main switching element 4 is turned off.

主スイッチング素子４がオフとなることで、バイアス巻線２ｃの一端側がマイナスに反転（他端側がプラスになる）する。
ここで、バイアス巻線２ｃの電圧がツェナーダイオード２５のツェナー電圧を超えると、抵抗２７を通じてツェナーダイオード２３と定電流制御トランジスタ１９のベースに電流が流れ、定電流制御トランジスタ１９がオンとなる。定電流制御トランジスタ１９がオンとなると、コンデンサ３９に充電されていた電荷が、時定数回路７３を構成する放電抵抗３５およびコンデンサ１３を通じて、定電流にて定電流トランジスタ１９に流れる。またこのとき、コンデンサ１３は定電流にて充電され、コンデンサ１３の両端電圧が、スイッチ回路１７のＰＮＰトランジスタ５がオンするために必要なベース−エミッタ間電圧に達すると、該ＰＮＰトランジスタ５がオンとなり、コンデンサ３９に充電されていた電荷が、該トランジスタ５と抵抗２９とダイオード３を通じて主スイッチング素子４のゲートに印加され、主スイッチング素子４は強制的にオンされる。この後は、上記の主スイッチング素子４のオン／オフ動作が繰り返し行われる。 When the main switching element 4 is turned off, one end of the bias winding 2c is inverted to minus (the other end becomes plus).
Here, when the voltage of the bias winding 2c exceeds the Zener voltage of the Zener diode 25, a current flows through the resistor 27 to the base of the Zener diode 23 and the constant current control transistor 19, and the constant current control transistor 19 is turned on. When the constant current control transistor 19 is turned on, the charge charged in the capacitor 39 flows to the constant current transistor 19 at a constant current through the discharge resistor 35 and the capacitor 13 constituting the time constant circuit 73. At this time, the capacitor 13 is charged with a constant current, and when the voltage across the capacitor 13 reaches the base-emitter voltage necessary for turning on the PNP transistor 5 of the switch circuit 17, the PNP transistor 5 is turned on. Thus, the electric charge charged in the capacitor 39 is applied to the gate of the main switching element 4 through the transistor 5, the resistor 29 and the diode 3, and the main switching element 4 is forcibly turned on. Thereafter, the on / off operation of the main switching element 4 is repeatedly performed.

次に、定電流回路動作停止手段の動作について順に説明する。本実施例では、出力負荷が過負荷状態となった結果、自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４が動作し、二次側出力電圧Ｖ２の低下に比例して主スイッチング素子４がオフ時のバイアス巻線２ｃの電圧がツェナーダイオード２５のツェナー電圧よりも低下すると、発振周波数低下防止回路７が動作停止となるよう構成されている。すなわち、本実施例の構成によれば、当該自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４と発振周波数低下防止回路７とが互いに反対の制御を行うことは無く、過電流保護回路７４は二次側出力を十分に絞ることが可能となっている。   Next, the operation of the constant current circuit operation stopping means will be described in order. In this embodiment, as a result of the output load being overloaded, the overcurrent protection circuit 74 provided separately in the self-excited flyback converter 100 is operated, and the main output is proportional to the decrease of the secondary output voltage V2. When the voltage of the bias winding 2c when the switching element 4 is OFF falls below the Zener voltage of the Zener diode 25, the oscillation frequency drop prevention circuit 7 is configured to stop operating. That is, according to the configuration of the present embodiment, the overcurrent protection circuit 74 and the oscillation frequency reduction prevention circuit 7 separately provided in the self-excited flyback converter 100 do not perform the opposite controls, and the overcurrent The protection circuit 74 can sufficiently reduce the secondary output.

上記の通り、本実施例では、発振周波数低下防止回路７には定電流回路７１が備えられており、コンデンサ１３を一定の電流で充電することにより、バイアス巻線２ｃの電圧が変化しても発振周波数低下防止回路７の動作に影響が現れないように構成されている。
したがって、本実施例によれば、（出力負荷が増加し）発振周波数低下防止回路７が動作後、さらに出力負荷が増加しても、発振周波数の低下が停止した時点の発振周波数より発振周波数が上昇せず、ゆえに重負荷時における発振周波数上昇による主スイッチング損失の増大が抑制された自励式フライバックコンバータを提供することができる。 As described above, in this embodiment, the oscillation frequency reduction preventing circuit 7 is provided with the constant current circuit 71. Even if the voltage of the bias winding 2c changes by charging the capacitor 13 with a constant current. The operation of the oscillation frequency lowering prevention circuit 7 is configured so as not to affect the operation.
Therefore, according to this embodiment, even if the output load further increases after the oscillation frequency decrease prevention circuit 7 operates (the output load increases), the oscillation frequency is lower than the oscillation frequency when the decrease in the oscillation frequency stops. Therefore, it is possible to provide a self-excited flyback converter in which increase in main switching loss due to increase in oscillation frequency during heavy load is suppressed.

また本実施例では、バイアス巻線２ｃの他端と定電流回路７１の第２端に相当する抵抗２７との間に定電流回路動作停止手段としてツェナーダイオード２５が接続されている。
したがって、本実施例によれば、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ１００内に別途設けられた過電流保護回路７４が動作した場合は、発振周波数低下防止回路７を動作停止させ、二次側出力を十分に絞ることが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。 In this embodiment, a Zener diode 25 is connected between the other end of the bias winding 2 c and the resistor 27 corresponding to the second end of the constant current circuit 71 as a constant current circuit operation stop means.
Therefore, according to the present embodiment, when the overload protection circuit 74 separately provided in the self-excited flyback converter 100 is operated as a result of the output load being overloaded, the oscillation frequency reduction preventing circuit 7 is operated. It is possible to provide a self-excited flyback converter capable of stopping the operation and sufficiently narrowing the secondary side output.

さらに、本実施例では、トランス２に発振周波数低下防止のための巻線を別途追加しなくとも、出力負荷が増加した際における発振周波数の低下を防止することができると共に、上記重負荷時におけるスイッチング損失増大の抑制および過電流保護回路７４が動作した場合における発振周波数低下防止回路７の動作停止、の各機能を実現することが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。   Furthermore, in the present embodiment, it is possible to prevent a decrease in the oscillation frequency when the output load is increased without additionally adding a winding for preventing a decrease in the oscillation frequency to the transformer 2, and at the time of the heavy load. It is possible to provide a self-excited flyback converter capable of realizing the functions of suppressing an increase in switching loss and stopping the operation of the oscillation frequency reduction preventing circuit 7 when the overcurrent protection circuit 74 is operated.

［変形例］
以上、一実施例に基づき本発明の自励式フライバックコンバータに付き説明してきたが、本発明は上記実施例記載の構成に限定されず、種々変形実施することが可能である。 [Modification]
The self-excited flyback converter according to the present invention has been described based on one embodiment. However, the present invention is not limited to the configuration described in the above-described embodiment, and various modifications can be made.

例えば、本実施例では、過電流保護回路７４は主スイッチング素子４のゲート電圧を引き抜くための制御トランジスタ１８を利用して構成しているところ、過電流保護回路の構成は本実施例記載の構成に限定されず、例えば、部品点数は増加するものの、制御トランジスタ１８と並列に過電流保護用トランジスタを別途追加し、該過電流保護用トランジスタのベースにベース電流制限抵抗３３を接続する構成としても構わない。かかる構成であっても、制御トランジスタ１８を利用する本実施例の過電流保護回路と同様の動作が得られる。   For example, in this embodiment, the overcurrent protection circuit 74 is configured by using the control transistor 18 for extracting the gate voltage of the main switching element 4, and the configuration of the overcurrent protection circuit is the configuration described in this embodiment. For example, although the number of parts is increased, an overcurrent protection transistor is additionally provided in parallel with the control transistor 18 and the base current limiting resistor 33 is connected to the base of the overcurrent protection transistor. I do not care. Even with such a configuration, an operation similar to that of the overcurrent protection circuit of the present embodiment using the control transistor 18 can be obtained.

以上の通り、本発明はｉ）重負荷時の発振周波数上昇によるスイッチング損失の増大を抑制することができるほか、さらに、ｉｉ）過電流保護回路が動作した場合は、発振周波数低下防止回路を動作停止させ、過電流保護回路の動作に影響を与えないようにすることができる自励式フライバックコンバータを提供する新規かつ有用なるものであることが明らかである。   As described above, the present invention can suppress i) an increase in switching loss due to an increase in oscillation frequency under heavy load, and ii) operate an oscillation frequency decrease prevention circuit when an overcurrent protection circuit operates. It is clear that it is new and useful to provide a self-excited flyback converter that can be turned off and not affect the operation of the overcurrent protection circuit.

２ トランス
２ａ 一次巻線
２ｂ 二次巻線
２ｃ バイアス巻線
３ ダイオード
４ 主スイッチング素子
５ トランジスタ
６ 発振制御回路
７ 発振周波数低下防止回路
８ 時定数回路
９ 抵抗（第２の抵抗）
１０ 抵抗
１２ コンデンサ
１３ コンデンサ（第１のコンデンサ）
１４ 直流阻止コンデンサ
１６ 電流制限抵抗
１７ スイッチ回路
１８ 制御トランジスタ
１９ 定電流制御トランジスタ
２０ ダイオード
２１ ダイオード（第２のダイオード）
２２ フォトカプラ
２３ ツェナーダイオード（第２のツェナーダイオード）
２４ 起動抵抗
２５ ツェナーダイオード（第１のツェナーダイオード）
２６ 整流ダイオード
２７ 抵抗（第３の抵抗）
２８ 出力電圧検出回路
２９ 抵抗
３０ シャントレギュレータ
３１ 電流検出抵抗
３２ 分圧抵抗
３３ ベース電流制限抵抗
３５ 放電抵抗（第１の抵抗）
３７ ダイオード（第１のダイオード）
３９ コンデンサ（第２のコンデンサ）
７１ 定電流回路
７２ ドライブ用補助電源
７３ 時定数回路
７４ 過電流保護回路
１００、１００’、１００’’、１００’’’ 自励式フライバックコンバータ 2 Transformer 2a Primary Winding 2b Secondary Winding 2c Bias Winding 3 Diode 4 Main Switching Element 5 Transistor 6 Oscillation Control Circuit 7 Oscillation Frequency Reduction Prevention Circuit 8 Time Constant Circuit 9 Resistance (Second Resistance)
10 resistor 12 capacitor 13 capacitor (first capacitor)
14 DC blocking capacitor 16 Current limiting resistor 17 Switch circuit 18 Control transistor 19 Constant current control transistor 20 Diode 21 Diode (second diode)
22 Photocoupler 23 Zener diode (second Zener diode)
24 Starting resistor 25 Zener diode (first Zener diode)
26 Rectifier diode 27 Resistance (third resistance)
28 Output Voltage Detection Circuit 29 Resistor 30 Shunt Regulator 31 Current Detection Resistor 32 Voltage Dividing Resistor 33 Base Current Limiting Resistor 35 Discharge Resistor (First Resistor)
37 diode (first diode)
39 Capacitor (second capacitor)
71 Constant current circuit 72 Auxiliary power supply for drive 73 Time constant circuit 74 Overcurrent protection circuit 100, 100 ′, 100 ″, 100 ′ ″ Self-excited flyback converter

Claims (6)

一次巻線、二次巻線およびバイアス巻線を有するトランスと、
前記一次巻線に直列接続され、前記バイアス巻線に誘起された電圧によって駆動される主スイッチング素子と、
前記二次巻線からの出力をフィードバックして前記主スイッチング素子のスイッチングを制御する発振制御回路と、
前記主スイッチング素子に接続され、オンすることで前記主スイッチング素子をオフ状態からオン状態にするスイッチ回路と、
第１のコンデンサと第１の抵抗とからなる時定数回路を有し、前記主スイッチング素子がオフ状態のときに前記バイアス巻線からの出力電圧を用いて前記第１のコンデンサを閾値電圧以上に充電することで、前記スイッチ回路を強制的にオンさせる発振周波数低下防止回路と
を備え、
前記発振周波数低下防止回路は、前記主スイッチング素子がオフすると、前記第１のコンデンサを一定電流で充電する定電流回路をさらに有することを特徴とする自励式フライバックコンバータ。 A transformer having a primary winding, a secondary winding and a bias winding;
A main switching element connected in series with the primary winding and driven by a voltage induced in the bias winding;
An oscillation control circuit for controlling the switching of the main switching element by feeding back the output from the secondary winding;
A switch circuit connected to the main switching element and turning on the main switching element from an off state;
A time constant circuit including a first capacitor and a first resistor, wherein the first capacitor is set to a threshold voltage or higher by using an output voltage from the bias winding when the main switching element is in an off state; An oscillation frequency lowering prevention circuit that forcibly turns on the switch circuit by charging, and
The self-excited flyback converter, wherein the oscillation frequency reduction preventing circuit further includes a constant current circuit that charges the first capacitor with a constant current when the main switching element is turned off. 前記バイアス巻線の一端が、電流制限抵抗、直流阻止コンデンサを介して前記主スイッチング素子の制御端子に接続された請求項１記載の自励式フライバックコンバータであって、
前記バイアス巻線の一端および他端間に直列接続された第１のダイオードおよび第２のコンデンサからなるドライブ用補助電源をさらに備え、
前記スイッチ回路は、前記直流阻止コンデンサと前記主スイッチング素子の制御端子との接続点および前記ドライブ用補助電源の前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの接続点間に接続され、
前記スイッチ回路がオンしたときに、前記第２のコンデンサに充電された電荷を前記スイッチ回路に送出し、前記主スイッチング素子の制御端子に該主スイッチング素子をオンさせるためのドライブ電流を流すことを特徴とする自励式フライバックコンバータ。 The self-excited flyback converter according to claim 1, wherein one end of the bias winding is connected to a control terminal of the main switching element via a current limiting resistor and a DC blocking capacitor.
A drive auxiliary power source comprising a first diode and a second capacitor connected in series between one end and the other end of the bias winding;
The switch circuit is connected between a connection point between the DC blocking capacitor and the control terminal of the main switching element and a connection point between the first diode and the second capacitor of the drive auxiliary power supply,
When the switch circuit is turned on, the electric charge charged in the second capacitor is sent to the switch circuit, and a drive current for turning on the main switching element is supplied to the control terminal of the main switching element. Features a self-excited flyback converter. 前記定電流回路と前記バイアス巻線の他端との間に前記定電流回路による前記第１のコンデンサの充電動作を停止させる定電流回路動作停止手段をさらに備えることを特徴とする請求項２記載の自励式フライバックコンバータ。   The constant current circuit operation stop means for stopping the charging operation of the first capacitor by the constant current circuit is further provided between the constant current circuit and the other end of the bias winding. Self-excited flyback converter. カソードが前記バイアス巻線の他端にアノードが前記定電流回路に接続された第１のツェナーダイオードが前記定電流回路動作停止手段として機能し、
前記第１のツェナーダイオードが導通することで、前記定電流回路による前記第１のコンデンサの充電動作を停止させる請求項３記載の自励式フライバックコンバータ。 A first Zener diode having a cathode connected to the other end of the bias winding and an anode connected to the constant current circuit functions as the constant current circuit operation stop means;
The self-excited flyback converter according to claim 3, wherein the first Zener diode is turned on to stop the charging operation of the first capacitor by the constant current circuit. 前記定電流回路は、３つの端子を有し、前記バイアス巻線の一端に第１端が接続され、前記第１のツェナーダイオードのアノードに第２端が、並びに前記スイッチ回路の制御端子に第３端が接続され、
前記時定数回路は、前記第１のコンデンサと、前記第１の抵抗とが並列に接続された並列回路からなり、前記並列回路の一端が前記スイッチ回路の制御端子と前記定電流回路の第３端との接続点に、他端が前記ドライブ用補助電源の前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの接続点に接続されたことを特徴とする請求項４に記載の自励式フライバックコンバータ。 The constant current circuit has three terminals, a first end connected to one end of the bias winding, a second end connected to an anode of the first Zener diode, and a control terminal of the switch circuit. 3 ends connected,
The time constant circuit includes a parallel circuit in which the first capacitor and the first resistor are connected in parallel. One end of the parallel circuit is a control terminal of the switch circuit and a third of the constant current circuit. 5. The self-excited flyback according to claim 4, wherein the other end is connected to a connection point between the first diode and the second capacitor of the auxiliary power source for driving, at a connection point with the end. converter. 前記スイッチ回路は、ＰＮＰトランジスタを含み、
前記定電流回路は、ＮＰＮトランジスタからなる定電流制御トランジスタ、第２のツェナーダイオード、第２のダイオード並びに第２の抵抗および第３の抵抗から構成されており、
前記第１端となる前記定電流回路の前記第２のダイオードのカソードが前記バイアス巻線の一端と前記電流制限抵抗との接続点に、該第２のダイオードのアノードが前記第２の抵抗を介して前記定電流制御トランジスタのエミッタに、前記定電流制御トランジスタのコレクタが前記スイッチ回路のＰＮＰトランジスタのベースに、該定電流制御トランジスタのベースが前記第２端となる前記第３の抵抗を介して前記第１のツェナーダイオードのアノードに、さらに、
前記第２のツェナーダイオードのアノードが前記定電流回路の前記第２のダイオードのアノードと前記第２の抵抗との接続点に、該第２のツェナーダイオードのカソードが前記定電流制御トランジスタのベースと前記第３の抵抗との接続点に各々接続されていることを特徴とする請求項３に記載の自励式フライバックコンバータ。 The switch circuit includes a PNP transistor,
The constant current circuit includes a constant current control transistor composed of an NPN transistor, a second Zener diode, a second diode, and a second resistor and a third resistor.
The cathode of the second diode of the constant current circuit serving as the first end is at a connection point between one end of the bias winding and the current limiting resistor, and the anode of the second diode is the second resistor. Via the third resistor, the emitter of the constant current control transistor, the collector of the constant current control transistor to the base of the PNP transistor of the switch circuit, and the base of the constant current control transistor to the second end. To the anode of the first Zener diode,
The anode of the second Zener diode is connected to the connection point between the anode of the second diode and the second resistor of the constant current circuit, and the cathode of the second Zener diode is connected to the base of the constant current control transistor. 4. The self-excited flyback converter according to claim 3, wherein the self-excited flyback converter is connected to a connection point with the third resistor.
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