JP5565807B2 - フェルミチョッパー回転制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、中性子透過部と中性子遮蔽部が交互に積層されたスリットと一体に回転するロータを真空中で磁気浮上させて回転させ、パルス中性子源で発生する中性子ビームを単色化するフェルミチョッパー、およびロータを真空中で磁気浮上させて誘導モータにより回転させるフェルミチョッパー回転制御装置に関する。

従来から、ロータを真空中で磁気浮上させて誘導モータにより回転させる装置として、ターボ分子ポンプ（TMP：Turbo Molecular Pump）が広く知られている（例えば、特許文献１を参照）。さらに、ＴＭＰに用いる磁気軸受の制御装置が知られている（例えば、特許文献２を参照）。

一方、特許文献３には、パルス中性子非弾性散乱測定で用いられるフェルミチョッパーに関し、磁気ベアリングによりロータを真空中に浮上させ、６００Ｈｚもの高速回転が実現されていることが記載されている。そのロータには中性子透過窓に相当するスリットパッケージが装填される。

さらに、特許文献４には、フェルミチョッパー（特許文献４に記述されるところのチョッパー分光器）において、１０００Ｈｚの高速回転にあたって、回転精度±０．１μｓを実現可能な構成が示されている。

特開平１０−２８１０９３号公報 特開２００２−１３５３２号公報 特開２００７−３０３９０９号公報 特開２０１０−２５９０２号公報

ところで、ＴＭＰは、回転速度の制御精度（ロータの回転周波数精度Δｆ）は１Ｈｚ程度であり、また、同期制御が不要であることから、その制御回路の搭載がされていない。

本発明の目的は、回転速度の高速化および回転速度の高精度化を図ったフェルミチョッパー回転制御装置を提供することにある。

更に本発明の別の目的は、高速、高精度で信号を処理する場合に周囲の高精度計測器に影響を与えないようノイズを極力抑えたフェルミチョッパー回転制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、中性子透過部と中性子遮蔽部が交互に積層されたスリットと一体に回転するロータを真空中で磁気浮上させて誘導モータにより回転させ、パルス中性子源で発生する中性子ビームを単色化するフェルミチョッパー回転制御装置において、前記ロータの回転数及び位相角を指定するための入力装置と、ディジタルによる位相信号から前記誘導モータの各相のコイルに供給するための三相正弦波信号を生成する三相信号発生部と、前記三相正弦波信号を増幅して前記誘導モータに出力する三相電力増幅器と、前記ロータの回転を検出して回転信号を発生する回転センサと、前記三相信号発生部を制御して前記誘導モータを駆動制御するモータ制御部と、を備え、前記モータ制御部は、前記入力装置に指定される回転数及び位相角に基づき前記三相信号発生部に前記位相信号を出力して、前記誘導モータの回転速度を制御する速度制御と、外部から入力される基準タイミング信号と前記回転センサで検出される前記ロータの回転位置とに基づき、前記誘導モータの位相を制御する位相制御であって、前記ロータの位相角と目標位相角との偏差を算出し、該偏差を最小にするよう前記三相信号発生部に対し同期指令回転周波数に調整用の微小な周波数データを出力して加減算を行わせて位相角制御と、を行うことを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、中性子透過部と中性子遮蔽部が交互に積層されたスリットと一体に回転するロータを真空中で磁気浮上させて誘導モータにより回転させ、パルス中性子源で発生する中性子ビームを単色化するフェルミチョッパー回転制御装置において、前記ロータの回転数及び位相角を指定するための入力装置と、ディジタルによる位相信号から前記誘導モータの各相のコイルに供給するための三相正弦波信号を生成する三相信号発生部と、前記三相正弦波信号を増幅して前記誘導モータに出力する三相電力増幅器と、前記ロータの回転を検出して回転信号を発生する回転センサと、前記三相信号発生部を制御して前記誘導モータを駆動制御するモータ制御部と、を備え、前記モータ制御部は、前記入力装置に指定される回転数及び位相角に基づき前記三相信号発生部に前記位相信号を出力して、前記誘導モータの回転速度を制御し、外部から入力される基準タイミング信号と前記回転センサで検出される前記ロータの回転位置とに基づき、前記誘導モータの位相を制御し、前記位相制御を行いながら中性子ビームの発生周期毎で位相角のヒストグラムを求め、センター値からのプラス側マイナス側毎の偏差の総和から同期指定回転周波数を補正する、ことを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、前記三相信号発生部は、ディジタル直接合成発振器を備えたことを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、前記モータ制御部は、回転制御する場合に、実回転周波数の値からスリップ量や加速量を制御してＳ字加速で目標回転周波数を実現することを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、前記モータ制御部は、前記ロータの実回転周波数が目標回転周波数に到達したとき、位相角制御を前記中性子源で発生する中性子が前記スリットに到達するまでの時間に依存した一定の角度にて前記ロータの位相角制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、ロータの回転速度の高速度化および回転速度の高精度化を図ることができ、且つ外部の上位装置と同期してロータを回転させることができるフェルミチョッパーが得られ、かつ外部の上位装置と同期してロータを回転させることができる。従来のフェルミチョッパーの性能は、６００Ｈｚ、±０.２５μｓ程度であったが、本発明によれば、６００Ｈｚの高速回転で、かつ回転周波数変化（ばらつき）が±０.０１Ｈｚ以下の高精度な回転を実現できる。且つ、ロータのスリットに対する位相角制御精度は半値幅で０.３μｓ以下とすることを可能とした。

本発明によれば、高速、高精度で信号を処理する場合に周囲の高精度計測器に影響を与えないようノイズを極力抑えたフェルミチョッパーが得られる。

一実施形態に係るフェルミチョッパー全体の概略構成を示すブロック図。 誘導モータの駆動を制御する回路部分の構成を示すブロック図。 フェルミチョッパー本体の内部構成を詳細に示すブロック図。 フェルミチョッパー本体の構造を概略的に示す断面図。 フェルミチョッパー本体のロータを概略的に示す断面図。 ロータと一体に回転するスリットを概略的に示す斜視図。 スリット支持部材にスリットが挿入された状態を示す断面図。 中性子ビームとスリットの関係を示す説明図。 位相角パルスの計測について説明するタイミングチャート。 位相角パルス幅に応じた位相角制御領域を示す図。 位相角が目標位相角より大きくずれているときの補正のためのインチング動作を説明するタイミングチャート。 位相角と目標位相角のずれが小さい場合の補正のためのインチング動作を説明するタイミングチャート。

次に、本発明を具体化した一実施形態を図面に基づいて説明する。

図１は、一実施形態に係るフェルミチョッパー１全体の構成を概略的に示している。図２は、フェルミチョッパー回転制御装置の詳細な構成を示している。図３は、フェルミチョッパー本体の内部構造を詳細に示している。図４は、フェルミチョッパー本体の構造を概略的に示している。図５は、フェルミチョッパー本体のロータを概略的に示している。図６は、ロータに搭載されてロータと一体に回転するスリットを概略的に示している。図７は、スリット支持部材にスリットが挿入された状態を示す横断面図である。そして、図８は、中性子ビームとスリットの関係を示す説明図である。

パルス中性子源（図示省略）では、たとえば、大強度陽子加速器施設（Ｊ−ＰＡＲＣ）では２５Ｈｚの繰り返し（４０ｍｓの周期）で加速器で加速された時間的にパルス状の陽子が中性子発生標的に入射し、標的原子核の核破砕反応により、時間的にパルス状の中性子が、繰り返し２５Ｈｚ（周期４０ｍｓ）で発生する。フェルミチョッパー１は、パルス中性子源で発生する中性子ビームを単色化する装置である。このフェルミチョッパー１は、図１と図２で示すように、フェルミチョッパー本体２と、磁気浮上制御回路３と、三相信号発生部４と、モータ制御部５と、三相電力増幅部６と、入力装置７、システム基準クロック５１とを備える。

フェルミチョッパー本体２は、中性子透過部と中性子遮蔽部が交互に積層されたスリット１０と、スリット１０が搭載されこのスリット１０と一体に回転するロータ１１と、ロータ１１を回転させる誘導モータ１２と、ロータ１１を磁気浮上させる磁気軸受１３と、ロータ１１の回転速度と回転位置を検出する回転センサ１４とを有する。

フェルミチョッパー本体２は、図４に示すように、中性子ビームが通過する窓１５を有するハウジング１６を備える。このハウジング１６内部は真空にされており、このハウジング１６内に、スリット１０、ロータ（シャフト）１１、誘導モータ１２および磁気軸受１３（図３参照）が収容されている。フェルミチョッパー本体２は、ロータ１１が真空中で、磁気浮上されて回転するようになっている。

ハウジング１６は、ベースプレート１７と、ベースプレート１７に固定された筒体１８と、この筒体１８に固定された筒体１９と、この筒体１９に固定され、左右に中性子ビームが透過する窓１５を有する筒体２０と、この筒体２０の上部開口端を塞ぐ蓋２１とを有する。

また、フェルミチョッパー本体２には、図３に示すように、ロータ１１をｘ，ｙ，ｚの３軸方向で磁気浮上させるために、スラスト磁気軸受２２、一対のラジアル磁気軸受２３，２４、スラスト制御センサ２５、および一対のラジアル制御センサ２６，２７が設けられている。磁気浮上制御回路３は、各センサ２５乃至２７で検出されるロータ１１のｘ，ｙ，ｚ位置に基づき、磁気軸受２２乃至２４の各電磁コイルへの給電を制御する。

図５に示すように、スリット支持部材２９がロータ１１に固定されている。このスリット支持部材２９の溝２９ａに、図６に示すスリット１０が挿入されている。

このスリット１０は、中性子遮蔽材（中性子遮蔽部）１０ａと、アルミニウムスペーサ（中性子透過部）１０ｂを複数回交互に重ねて、両側を保持部材１０ｃ、１０ｄで挟持している。中性子遮蔽材１０ａとアルミニウムスペーサ１０ｂはそれぞれ所定の曲率で湾曲している。中性子遮蔽材１０ａとアルミニウムスペーサ１０ｂは、交互に複数回重ねた状態で、中性子遮蔽材１０ａおよびアルミニウムスペーサ１０ｂと同じ曲率の曲面をそれぞれ持つ保持部材１０ｃ、１０ｄで挟まれている。このようなスリット１０が、スリット支持部材２９の溝２９ａに挿入されている。また、スリット１０は、複数のネジでスリット支持部材２９に固定される。これにより、スリット１０がロータ１１と一体に回転するようになっている。

中性子はアルミニウムスペーサを透過するので、アルミニウムスペーサ１０ｂの幅をＷとすると、ロータ１１の直径Ｄおよびロータ１１の回転周波数ｆに対して、開口時間Δtは、Δt＝Ｗ／２πＤｆで与えられる。尚、図８において、ｄは中性子遮蔽材１０ａの厚さでる。

フェルミチョッパー１では、Δｔ＝１．５μs−０.７μsをｆ＝６００Ｈｚ−１ｋＨｚで実現することを目指している。

図２において、三相信号発生部４は、誘導モータ１２の各相のコイルに供給するための三相正弦波信号を生成するもので、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各コイルに対応して設けた３個のＤＤＳ０・ＤＤＳ１・ＤＤＳ２（Direct Digital Synthesizer）、すなわちディジタル直接合成発振器にて構成しており、各ＤＤＳ０・ＤＤＳ１・ＤＤＳ２はディジタルにより生成した各波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータを含む。

ＤＤＳ０・ＤＤＳ１・ＤＤＳ２からそれぞれ出力される３つの位相差のあるアナログ信号を、インピーダンス変換用バッファアンプ３０，３１，３２で受け、次にＤ／Ａ変換により発生した高周波成分を低域通過フィルタ３３，３４，３５で除去し、増幅回路３６，３７，３８で適切なレベルまで電圧を増幅して、図３の三相電力増幅器６により電力増幅されて誘導モータ１２のＵ，Ｖ，Ｗの各相のコイルに供給される。

誘導モータ１２の駆動部にこのような三相電力増幅器６を用いて、ＤＤＳ０・ＤＤＳ１・ＤＤＳ２による三相信号発生部４からの信号を電力増幅する構成とすることで、インバータを用いる場合と比べて電流スパイクノイズの発生を抑えられ超精密制御に有効となる。

モータ制御部５は、三相信号発生部４を制御することにより、誘導モータ１２の駆動を制御するもので、好ましい例としては、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、すなわち現場にて書き換え可能なロジックデバイスにて構成すると良い。モータ制御部５は、誘導モータ１２の回転速度や位相角制御を行うが回転速度の高速化および回転速度の高精度化を図るべくＤＤＳ０〜ＤＤＳ２の制御プログラムが設定されており、従って、フェルミチョッパーの使用現場に応じた再設計が可能なＦＰＧＡはモータ制御部として好ましいのである。もちろん、マイクロコンピュータ等の他の再プログラム可能なデバイスを用いても良いが、ＦＰＧＡは近年、高集積化及び高速化を飛躍的に向上させており、高精度、高速処理の点でＦＰＧＡが好ましく、またコスト的にも有利である。

モータ制御部５は、メモリ部８にこれら制御に必要なデータをカウントしたり制御に必要な各種変数を記憶しておくレジスタ群を備えている。

入力装置７は、ユーザーがロータの回転数や位相角を指定するもので、モータ制御部５は、これら指定値及び回転センサ１４から出力するセンサ信号ａ，ｂや中性子の発生タイミングを与える基準タイミング信号（T0パルス：Ｊ−ＰＡＲＣでは繰り返し２５Ｈｚ、周期４０ｍｓ）に同期させて誘導モータ１２の駆動を制御する。

ＤＤＳ０〜ＤＤＳ２からの信号の発生について説明する。各ＤＤＳ０〜ＤＤＳ２の構成をＤＤＳ０で代表して説明すると、ラッチ部４１と、加算器を含む位相アキュムレータ４２と、波形ＲＯＭ４３と、Ｄ／Ａコンバータ４４とから構成されている。

位相アキュムレータ４２は、モータ制御部５を通して外部より供給される２５ＭＨｚのシステム基準クロック５１に同期して周波数設定値Ｎを累積していく。こうすると、周波数設定値に比例した速度のノコギリ波状のディジタルデータが得られる。このとき、ラッチ部４１は、位相アキュムレータ４２の演算処理に必要な各種変数をラッチしておくレジスタ群を具備している。

位相アキュムレータ４２での演算データは、出力波形の位相に相当し、波形データが書き込まれた波形ＲＯＭ４３のアドレスとして使用する。この波形ＲＯＭ４３から読み出されたディジタル信号をＤ／Ａコンバータ４４でアナログ信号に変換すると、波形ＲＯＭ４３のデータに対応した正弦波による波形が得られる。

周波数の設定について説明する。波形ＲＯＭ４３には１２ビット（２π／４０９６）に分割された１サイクル分のｓｉｎωｔの値が正弦波テーブルとして格納されており、このデータを１周期の時間で４０９６回アドレスを変えて読み出し、１０ビットのＤ／Ａコンバータでアナログ信号に変換すれば正弦波が得られる。位相を制御するには、読み出しアドレスに位相レジスタのアドレスを加算すれば、指定の位相からの発振が可能となる。

目標とする周波数（Ｆtarget）から位相アキュムレータ４２に供給される位相ステップ（Δｐｈａｓｅ）は次の計算式から求められる。例として、Ｆtarget＝６００．０００Ｈｚ、システム基準クロック５１に同期したマスタークロックの周波数ｆ_ＭＣＬＫを２５ＭＨｚとすると、
Δｐｈａｓｅ＝Ｆtarget／（ｆ_ＭＣＬＫ／２³²）
＝６００.０００／（２５×１０⁶／２³²）
＝６００．０００／０．００５８２０７６６
＝１０３,０７９．２１６７２＝（192A7）hex
よって、ＤＤＳ０〜ＤＤＳ２の周波数レジスタFreg0に３２ビットによるデータ（000192A7）hexをモータ制御部５が書き込むことで、目標周期で波形ＲＯＭ４３から正弦波データが繰り返し読み出され、Ｄ／Ａコンバータ４４でアナログ信号に変換されて正弦波電流値として出力される。

位相アキュムレータ４２では小数点以下は切り捨てられるため、整数倍とならない場合は、実際の発振周波数に僅かな誤差が発生する。つまり、１０３,０７９×０．００５８２０７６６＝５９９．９９８７３８５Ｈｚで、Ｆtarget＝６００．０００Ｈｚに対する誤差は−０．００１２６１５Ｈｚとなる。

この誤差をさらに１０分の１小さくするためにｆ_MCLKを１０分の１の２．５ＭＨｚとする高精度化処理を行うと、
Δｐｈａｓｅ＝Ftarget／（ｆ_MCLK／２³²）
＝６００.０００００／（２.５×１０⁶／２³²）
＝６００.０００００／０．０００５８２０７６６
＝１,０３０,７９２.１５１＝（FBA88）hex
１,０３０,７９２×０．０００５８２０７６６＝５９９．９９９９０２７Ｈｚで、Ｆtarget＝６００．０００Ｈｚに対する誤差は−０．００００９７３Ｈｚで１０分の１以下となる。従って、ｆ_MCLK＝２．５ＭＨｚを採用した。

この誤差が位相角の誤差に与える影響度を計算すると、６００Ｈｚにおいて、
Δｔ＝（１／６００）−（１／５９９．９９９９０２７）＝０．２７１ｎｓ
となる。この誤差は時間と共に累積されるので基準タイミング信号（T0パルス）の周期である４０ｍｓ間には２４倍して６．５０４ｎｓ、さらに１秒では１６２．６ｎｓ、１０秒では１．６２６μｓとなる。

このことから、位相角を半値幅で０．３μｓ以内に保証しようとすれば、誤差を補正するためのフィードバック制御が必要となるが後段で説明する。

三相正弦波を生成するには、モータ制御部５は３個のＤＤＳ０〜ＤＤＳ２をそれぞれ０度、１２０度、２４０度に位相をオフセットさせ、同期して出力する必要がある。各相間の１２０度の位相差は変化しないので、位相レジスタPHASE0REGに初期設定すれば、その後の制御は不要であるが、各相に使用されているバッファアンプ３０，３１，３２、低域通過フィルタ３３，３４，３５、増幅器３６，３７，３８、三相電力増幅器６等による各相間の要素バラツキに起因する位相バラツキが僅かに発生することも考えられるため、これら位相オフセットデータをパラメータ化し位相レジスタにセットできるようにしておくことが必要である。

３個のＤＤＳの発振タイミングを同期させるために、モータ制御部５は同一のマスタークロック信号CLK及び位相アキュムレータ４２をゼロにクリアするためのリセット信号RSTを同時にＤＤＳに出力する。電源投入後のリセット信号で各ＤＤＳにリセット信号RSTを出力すれば同期した三相正弦波信号が得られる。

フェルミチョッパーを目標回転周波数に上げるのに、モータ制御部は次の領域に分けてスリップ制御及び加減速制御を行う。
Ａ．領域区分によるスリップ量
（１）初期回転領域・・・０〜１５Ｈｚ領域
スタートボタンが押されると、指令周波数に１５Ｈｚを設定し、急加速を防ぐために線間で約４．６Ｖの低い電圧をモータに印加し低電流でゆっくりと回転を上げて行き、ロータ回転周波数が１５Ｈｚになるまでその値を保持する。
（２）高スリップ領域
１５Ｈｚ以上で且つ（目標回転数−１５Ｈｚ）以下の領域のスリップ量は１０Ｈｚとする。
（３）低スリップ領域
（目標回転周波数−１５Ｈｚ）以上で（目標回転周波数±５Ｈｚ）以内の領域のスリップ量は２Ｈｚとする。
領域区分による加減速量
（４）高加速領域
１５Ｈｚ以上で且つ（目標回転数−５Ｈｚ）以下の領域の加速量は０．１Ｈｚとする。
（５）低加減速量領域
（目標回転周波数−５Ｈｚ）以上で且つ（目標回転周波数＋５Ｈｚ）以下の領域の加減速量は±０．０１Ｈｚとする。
（６）超微小加減速量領域
（目標回転周波数−０．１Ｈｚ）以上で且つ（目標回転周波数＋０．１Ｈｚ）以下の領域の加減速量は±１digit（０．０００５８２Ｈｚ）とする。
Ｂ．回転制御における制御区分
モータ制御部５が回転制御をする場合、実回転周波数の値からスリップ量、加速量を制御して簡易的なＳ字加速で目標回転周波数を実現する。回転制御区分は、４ビットのデータ（AccelDecelState）で表し、その判定基準は表１で示す。ここで、微動加速領域幅は０．１Ｈｚ、回転同期精度はｆ_MCLK＝２．５ＭＨｚでは１digitに相当する０．０００５８２Ｈｚである。

回転センサから出力する信号は２通りの信号があり、１つはフェルミチョッパー本体２内部に取り付けた回転センサからのセンサ信号ａであり、もう１つは放射線の損傷を避けるためにフェルミチョッパー本体２の外側で放射線の影響を少ない場所に赤外線発光部と受光部を置き、その赤外線をファイバーを経由してロータ１１で反射させ受光部で得られるセンサ信号ｂである。

これらの信号は、回転制御、位相角制御の精度に直接影響するため、外来ノイズの影響を最小限にすることが必要である。更に、回路を構成するのに、リップルの少ない電源を採用したり、センサの立上がり速度を考慮して増幅器とフィルタの定数を決めるとともに、センサからのアナログ信号をディジタル信号に変換するコンパレータ部にはチャタリングが発生しないような適切なヒステリシス量を選定することなど回転信号が不安定にならないような対策を施す必要がある。放射線特性や応答特性を考慮し、センサ信号ａまたはセンサ信号ｂの何れか一方を選択してセンサ信号として回転制御に用いる。

回転制御で使用するセンサ信号は、回転センサから得られる１周期の時間（周波数の逆数）である。実際にはパルス周期の時間を計測するということはクロックでカウントすることになるため、精度を上げるには出来る限り短い周期のクロックでカウントするのが望ましい。

センサ信号（ロータパルスＲＰ）を２倍に分周し、その半周期分をカウントし、除算器で逆数をとって実回転周波数を得る。但し、この実回転周波数の値はマスタークロックの整数倍で表さなければならない。具体的には、回転周期毎に１６回の移動平均を求めて実回転周期回転数を求める。高精度化処理による指令周波数精度は１０×（２^３２−１）＝（9FFFFFFF6）hexであるので、実回転周波数は次の式で求められる。
実回転周波数＝（9FFFFFFF6）hex／実回転周期カウント数
但し、
実回転周期カウント数＝(１／目標回転数（600Hz）)×(１／(２５×１０⁶）)
＝１６６６．６６７μｓ／０．０４μｓ
＝４１６６６．６６７＝(A2C2)hex
従って、実回転周波数は、
実回転周波数＝ (9FFFFFFF6)hex／(A2C2)hex＝(FBA88)hex
となり、目標回転数のΔｐｈａｓｅ＝(FBA88)hexと一致するのである。

モータ制御部５による位相角制御について説明すると、位相角とは、Ｊ−ＰＡＲＣでは２５Ｈｚの繰り返しで中性子が発生するが、その発生時刻を基準タイミング信号（T0パルス）の発生時刻とし、その中性子が回転するフェルミチョッパーのロータ１１のスリット１０の開口部に到達するまでの時間を言い、パルス（ＴＷ）にて示す。

フェルミチョッパーのロータ１１は回転センサを備えており１回転で１パルスを検出可能である。分かりやすくするため、回転センサ位置とスリットの開口部位置を同一位置と仮定する（違う場合はその角度をオフセットとして考慮することになる）。中性子が発生からスリットに到達するまでの時間にロータがどれだけ回転したか、つまり、位相角は基準タイミング信号（T0パルス）からロータパルス（ＲＰ）までのパルス（ＴＷ）の幅と同じことになる。当然、あるエネルギーの中性子の到達までの時間は一定であるから、パルス（ＴＷ）はロータの回転周波数に依存する。この位相角パルス（ＴＷ）の幅を一定の角度に保つ制御を位相角制御という。

位相角制御を行うためには、基準タイミング信号（T0パルス）とロータパルス（ＲＰ）が同期している必要がある。基準タイミング信号（T0パルス）とロータパルス（ＲＰ）が同期するためには、ロータの回転周波数がT0の繰り返し（２５Ｈｚ）の整数倍の周波数でなければならない。しかし、ＤＤＳ０〜ＤＤＳ２にセットするデータは１／２³²をベースにしており、ＤＤＳ０〜ＤＤＳ２は前述したように、位相アキュムレータ４２では小数点以下は切り捨てられるため、整数倍とならない場合は、実際の発振周波数に僅かな誤差が発生する。つまり、１０３,０７９×０．００５８２０７６６Ｈｚ＝５９９．９９８７３８５Ｈｚで、Ｆtarget＝６００．０００Ｈｚに対する誤差を−０．００００９７３Ｈｚと１０分の１以下にすることができることは前述した通りである。

この誤差が位相角の誤差に与える影響度を計算すると、６００Ｈｚにおいて、
Δｔ＝（１／６００）−（１／５９９．９９９９０２７）＝０．２７１ｎｓとなる。この誤差は時間と共に累積されるので基準タイミング信号（T0パルス）の周期である４０ｍｓ間には２４倍して６．５０４ｎｓ、さらに1秒では１６２．６ｎｓ、１０秒では１．６２６μｓとなることは前述した通りである。

さらには誘導モータ１２ではスリップがあることから僅かの周波数のずれでも、時間と共に位相角パルス（ＴＷ）の幅は要求される精度を超えてしまう。

従って、回転制御だけでは位相角を一定に保つことは極めて困難であり、位相角を半値幅で０．３μｓ以内に保証しようとすれば、位相角パルス（ＴＷ）の幅を計測し、誤差を補正するフィードバック制御をモータ制御部５は行っている。

このフィードバック制御としてモータ制御部５は、次のような制御を行う。すなわち、ロータの実回転周波数が目標回転周波数に到達し、基準タイミング信号（T0パルス）に同期したとする。この瞬間から位相角制御に移り、このときＤＤＳ０〜ＤＤＳ２からの指令回転周波数を同期指令回転周波数としてモータ制御部５は記憶する。一般に、同期直後の位相角は目標とずれている。位相角制御を行うには位相角パルス（ＴＷ）の時間幅を精密に測定（実際には１周期をシステム基準クロック５１でカウントする）し、目標位相角との偏差を算出する。そして、その偏差を最小にするよう同期指令回転周波数に微小な周波数を短周期、短時間加減算を行う。

これで位相角制御は長時間に亘って安定に制御される筈であるが、しかし実際には、起動時間経過と共に誘導モータ１２の銅損、フェルミチョッパーの真空度、電力増幅器の熱安定など同期回転周波数を変化させる要因がいくつかあるため、電源投入後は位相角制御は安定には働かない。実験結果からは実回転周波数が安定するまでには約４〜５時間程度かかることが分かっている。

つまり、同期が実現できたとしても、その時に記憶された同期指令回転周波数と実回転周波数との間には、約４〜５時間に亘って差が生じていると推測できる。この差を位相角制御を行いながら補正できれば、電源投入から４〜５時間の間でも位相角制御を精度内に動作させることができる。

これには次の２つの方法が考えられる。
（１）位相角制御が外れたら位相角制御を一旦止め、回転制御に戻して同期指令回転周波数を取得し直し、再び位相角制御に入る。
（２）位相角制御を行いつつ、基準タイミング信号（T0パルス）のパルス周期毎に位相角のヒストグラムを求め、センター値からのプラス側マイナス側毎の偏差の総和を求め、その量から同期指令回転周波数を補正する。

位相角パルス（ＴＷ）の計測について説明する。図９は基準タイミング信号（T0パルス）とロータパルス（ＲＰ）と位相角パルス（ＴＷ）のタイミングチャートを示している。位相角パルス（ＴＷ）の計測カウント数の精度を上げるために２５ＭＨｚのシステム基準クロック５１からＰＬＬで４逓倍の１００ＭＨｚのクロック（CLK100M）を作りマスタークロックとする。基準タイミング信号（T0パルス）をマスタークロックで同期化し前縁パルス（TO_1clk）を作る。同様にロータパルス（ＲＰ）から前縁パルス(f600Hz1clk)と１クロック遅れのパルス（600Hz1clk_2）を作る。基準タイミング信号（T0パルス）と前縁パルス（f600Hz1clk）からフリップフロップ（flip-flop）で位相角パルス（ＴＷ）を作る。

そして、位相角パルス（ＴＷ）の立ち上がりでモータ制御部５は記憶部８の中のカウンタＴＷcountＱをクリアしておき、位相角パルス（ＴＷ）がＯＮの間、マスタークロック（CLK100M）でカウントし、位相角パルス（ＴＷ）の立下がりパルス（ＴＷfall）でそのカウント値を記憶させる。この値はノイズなどによりバラツキが発生することが考えられるため、１６回の移動平均をとる。

基準タイミング信号（T0パルス）とロータパルス（ＲＰ）が同期するとき、どの位相角で同期するかはその都度異なる。目標位相角に近い場合はゆっくりと、遠く離れている場合は早く近づける必要がある。従って、目標位相角から現在位相角がどれ位離れた領域にあるかを判別し、領域毎に同期指令回転周波数に加減算する周波数量を制御する必要がある。

図１０は位相角制御領域を示すもので、位相角パルス（ＴＷ）の幅に応じた位相角制御の状態を示している。位相角状態レジスタ（PhaseAngleState）は位相角制御領域を判定した時の状態を記憶するレジスタである。

SyncMarginは位相角同期精度であり時間幅で指定するが、回転周波数により異なる。図の例では０．０８μｓとなっている。

AUTOfastQは高速制御領域か低速制御領域かを指定する値であり、（目標位相角±AUTOfastQ）以外であるときは高速に目標位相角に近づける。（目標位相角±AUTOfastQ）以内に入ったら低速に目標位相角に近づける。例えばこの値を５０μｓとした場合、４５０μｓ以下と５５０μｓ以上の領域では高速に目標位相角に近づけることになる。

図１０では、基準タイミング信号(TO Pulse)に同期して立上り、それぞれ異なるタイミングにて発生するロータパルス（ＲＰ）にて立下がる位相角パルス（ＴＷ）に対して５通りのパルスの状態（ＴＷ１〜ＴＷ５）が示されており、ＴＷ１は目標位相角の状態である。目標位相角は回転速度により異なり、入力装置７から値が指定されたパルス幅は、２５ＭＨｚ（０．０４μｓ）で数えた時の２進数で与えられ、例えば、５００μｓでは、５００μｓ÷０．０４μｓ＝１２５００＝（30D4）hexで与えられる。

パルスＴＷ１は、（５００−０．０８）μｓから（５００＋０．０８）μｓの範囲であり、位相角状態レジスタ（PhaseAngleState）が“１１１”で位相角制御は行わない。

パルスＴＷ２は、パルス幅が４５０μｓ以下であり、僅かに回転速度を遅くさせるために、同期指令回転周波数に、例えば、約１．０Ｈｚを５００ｍｓ周期で３０ｍｓ間だけ減算する。この位相角制御は位相角状態レジスタ（PhaseAngleState）が“１００”の減算高速領域で行われる。

パルスＴＷ３は、パルス幅が４５０μｓ以上で（５００−０．０８）μｓ以下であり、僅かに回転速度を早くさせるために、同期指令回転周波数に約０．１Ｈｚを５００ｍｓ周期で３０ｍｓ間だけ減算する。この位相角制御は位相角状態レジスタ（PhaseAngleState）が“０１０”の減算低速領域で行われる。

パルスＴＷ４は、パルス幅が（５００＋０．０８）μｓ以上で５５０μｓ以下であり、僅かに回転速度を早くさせるために、同期指令回転周波数に約０．１Ｈｚを５００ｍｓ周期で３０ｍｓ間だけ加算する。この位相角制御は位相角状態レジスタ（PhaseAngleState）が“００１”の加算低速領域で行われる。

パルスＴＷ５は、パルス幅が５５０μｓ以上であり、僅かに回転速度を遅くさせるために、同期指令回転周波数に約１．０Ｈｚを５００ｍｓ周期で３０ｍｓ間だけ加算する。この位相角制御は位相角状態レジスタ（PhaseAngleState）が“０１１”の加算高速領域で行われる。

位相角制御におけるモータ制御部による周波数インチング制御について説明する。位相角パルス（ＴＷ）は、基準タイミング信号（T0パルス）でセットしロータパルス（ＲＰ）でリセットされるパルス幅であるから、基準タイミング信号（T0パルス）周期毎にその変化量は確定する。この変化量に対しロータパルス（ＲＰ）をクロックとして８回又は１６回の移動平均を行い４０ｍｓ以内の積分時定数を持たせる。このようにすれば、検出精度のエラーや外来ノイズの影響を最小限に抑えることができる。

誘導モータ１２の負荷であるロータは真空中に収められており、誘導モータ１２とロータ１１の駆動伝達機構は磁気軸受を採用しているので負荷はかなり小さいと考えられ、その時定数もまた小さいと考えられる。

周波数指令の与え方は、現在値にΔｆを加減算しその結果を比較してまた加減算するという累積方式ではオーバーシュート、アンダーシュートを繰り返してしまうところがある。これを避けるため、ある瞬間だけ速度を上げてまたすぐに元に戻すといういわゆるインチング動作のような制御方式を採用する。

このような方式にすれば、例えばＴＷが０．１μｓ目標位相角よりプラス側にオーバーしても、それを検出して即座に元に戻す指令を出し、その結果、今度は０．１μｓマイナス側に振れ、それをまたプラス側へと順次続けていけば半値幅０．３μｓが実現できる。

但し、この方式だけでは、加減算の基準である同期指令回転周波数が時間経過と共に変化することから長時間安定に精度内に動作させることは難しく、この分の補正が必要である。同期指令回転周波数の補正については、後に述べる。

モータ制御部５によるインチング制御方法について、タイミングチャートを用いて具体的に説明する。図１１において、位相角パルス（ＴＷ）は、基準タイミング信号（T0パルス）の立下がりで１にセットされロータパルス（ＲＰ）の立下りで０にリセットされる。このＴＷパルス幅を基本クロックCLK100Mでカウントし、その大きさから高速領域か低速領域かを判定し、レジスタ（PhaseAngleState）が“０１１”で加算高速回転領域であるとき、レジスタ（PhaseUPLarge）を１にセットし、パルス（PhaseUPLarge）を立上げる。ＴＷの領域変化に即座に対応させるためPhase UP Largeの立上がりを検出し、パルス（PhaseUPLargeRise）を作り、その立下がりでレジスタ（PUPLTonR1）を１にセットしパルス（PUPLTon）を立上げる。レジスタ（PUPLTonR1）は予め指定される時間（PhaseTonSet）後に０にリセットされる。

このパルス（PUPLTon）の立ち上がりに同期したパルス（PUPLTonRise）の立下りのタイミングにて、レジスタ（Freg0）の現在の指令周波数に微小周波数（delta_stepMupL）を加算する（Freg0<=Freg0+delta_stepMupL）。そして、パルス（PUPLTon）の立下がりに同期したパルス（PUPLTonFall）の立下りのタイミングで加算した分を減算しレジスタ（Freg0）の値を現在の指令周波数Freg0に戻す（Freg0<=Freg0-delta_stepMupL）。

ところが、加速高速回転領域が継続し、パルス（PhaseUPLarge）が１の状態がそのまま続く場合は、PhasePeriodで指定された時間を後にパルス（PUPLTon）が１になり、以後、パルス（PhaseUPLarge）が０になるまで繰り返される。

以上が位相角が目標位相角から大きくずれているときの、大きめのインチング動作である。

図１２においては、位相角パルス（ＴＷ）の幅が加算低速回転領域“００１”の場合、レジスタ（PhaseUPSmall）を１にセットし、パルス（PhaseUPSmall）を立上げる。パルス（PhaseUPSmall）が１になると、上記と同様、パルス（PUPSTon）の立上がり同期したパルス（PUPLTonRise）の立下りのタイミングにて、レジスタ（Freg0）の現在の指令周波数Freg0に微小周波数（delta_stepMupS）を（Freg0<=Freg0+delta_stepMupS）加算する。そして、パルス（PUPLTon）の立下がりに同期したパルス（PUPLTonFall）の立下りのタイミングで加算した分を減算しレジスタ（Freg0）の値を現在の指令周波数Freg0に戻す（Freg0<=Freg0-delta_stepMupS）。これにより、実回転周波数は僅かずつ上昇していく。

さらにそのままパルス（PhaseUPSmall）が１の状態が続けば、PhasePeriodで指定された時間後にパルス（PUPSTon）が１になり、以後、パルス（PhaseUPSmall）が０になるまで繰り返される。

このように、現在の基準周波数に僅かなdelta_stepMupSを加算し、立下りで加算分を減算する方法で誘導モータ１２に対し微小インチング動作を行い目的の位相角に近づける。ＴＷの幅が目標位相角より小さい場合は、上記制御の逆となり基準周波数に対し減算してインチング制御を行う。

以上のように、加算高速回転領域“０１１”ではパルス（PUPLTon）、加算低速回転領域“００１”ではパルス（PUPSTon）をそれぞれ立ち上げ、インチング動作に入る。同様に、減算低速回転領域“０１０”ではパルス（PDNSTon）、減算高速回転領域“１００”ではパルス（PDNLTon）をそれぞれ立ち上げ、逆インチング動作に入る。また、位相角同期精度領域“１１１”では、インチング動作は行わない。この動作の連続により位相角の精度を要求される半値幅（６００Ｈｚ時０.３μｓ）以内に制御することが可能である。

モータ制御部５による位相角制御におけるヒストグラム解析フィードバック制御について説明する。位相角制御中においても、同期指令回転周波数は時間経過と共に変動する。このことが、位相角の目標角に対する偏差量を変動させる要因である。この場合は、位相角パルス（ＴＷ）の１０，０００ポイントにおいて許容精度外のサンプル数を積分すれば、位相角制御中においても位相角のずれを判別できる。

同期指令回転周波数の補正周期は、サンプル数１０，０００ポイントの場合、１ポイントが基準タイミング信号（T0パルス）のパルス周期が４０ｍｓかかることから４００秒となる。従って、この周期でサンプリング数のプラス側偏差またはマイナス側偏差をそれぞれ積分し、周波数補正量に換算して同期指令周波数にフィードバックすれば位相角パルス（ＴＷ）を位相角精度内に抑えることができる。

上記の構成で、フェルミチョッパー１には、中性子ビームが一定の時間周期（２５Ｈｚの繰り返し）で入射する。この時間周期を測定してフェルミチョッパー１を同期させるため、モータ制御部５には、２５ＭＨｚのシステム基準クロック５１の信号が同期信号として入力されている。

モータ制御部５は、入力装置７に指定されるロータ１２の回転数及び位相角を目標値に２５ＭＨｚの基準タイミング信号と回転センサ１４で検出されるロータ１２の回転位置とに基づき、誘導モータ１２の位相を制御する位相制御を行う。このとき更に精度を高めるためにマスタークロック信号２５ＭＨｚを１０分の１の２．５ＭＨｚに置き換えて周波数の設定、回転制御や位相角制御の精度を高めた。

このとき、目標回転周波数までは、Ｓ加速方式で発振周波数を可変させながら３個のＤＤＳ０〜ＤＤＳ２から三相正弦波信号を出力して回転制御を行い、そして、目標回転周波数に到達すると位相角制御を行う。そして、位相角制御には周波数インチング制御を用いて補正を行う。また、電源投入後の位相角制御が安定しないようなケースでも、位相角制御を行いつつ中性子ビームの発生周期毎で位相角のヒストグラムを求め、センター値からのプラス側マイナス側毎の偏差の総和を求めて、その量から同期指定回転周波数を補正する。

こうした駆動制御を行うことにより、図８に示すように、スリット１０と一体に回転するロータ１１をパルス中性子源で発生する中性子ビーム５０の発生に同期して回転させることができる。これにより、スリット１０の中性子透過部であるアルミニウムスペーサ１０ｂが中性子ビーム５０と平行になったときにのみ、中性子を、アルミニウムスペーサ１０ｂを透過させて単色化を行うことができる。つまり、希望するエネルギーの単色中性子ビームを生成できる。

以上のように構成された一実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
・ロータ１１の回転速度の高速度化および回転速度精度の高精度化を実現できる。つまり、ロータ１１を高速回転で、かつ回転速度変化（ばらつき）の小さい高精度で回転させることができる。
・加速器などの外部の上位装置と同期してロータ１１を回転させることができる。これにより、加速器施設の中性子発生源で発生するパルス状の中性子ビーム５０の発生時刻とフェルミチョッパー本体２のスリット１０での中性子透過時刻を同期させることができ、その発生源から出射されるパルス状の中性子ビームから、希望する正しいエネルギーの中性子パルスを得ることができる。
・ロータ１１の回転周波数制御精度は６００Ｈｚにおいて±０．０１Ｈｚ以下であり、且つロータ１１のスリット１０に対する位相角制御は０．３μｓ以下の高精度回転が得られる。
・ＤＤＳ０・ＤＤＳ１・ＤＤＳ２による三相信号発生部４からの信号を電力増幅する構成とすることで、インバータを用いる場合と比べて電流スパイクノイズが低減されて超精密制御に有効となる。
・大強度陽子加速器施設（Ｊ−ＰＡＲＣ）に設置された高分解能チョッパー分光器（ＨＲＣ）で、フェルミチョッパーで選択した中性子エネルギー（Ｅｉ）が２ｅＶまでの領域でΔＥ／Ｅｉ＝１％のエネルギー分解能を実現するために要求されるスリット１０の最小開口時間Δｔ＝０.７μｓを実現できる。

本発明は、中性子源で発生するパルス状の中性子ビームを単色化するフェルミチョッパー及び、ロータを真空中で磁気浮上させた状態で回転させる回転制御装置に関するものであり、産業上の利用可能性を有する。

加速器やパルス中性子源に設置される機器のうち、加速器周期や中性子発生周期に同期して制御される機器において、本発明を適用することにより、従来よりも高精度で同期制御することが可能になるものであり、産業上の利用可能性を有する。

１：フェルミチョッパー
２：フェルミチョッパー本体
３：磁気浮上制御回路
４：三相信号発生部
５：モータ制御部
６：三相電力増幅器
１０：スリット
１０ａ：中性子遮蔽材（中性子遮蔽部）
１０ｂ：アルミニウムスペーサ（中性子透過部）
１１：ロータ
１２：誘導モータ

Claims (5)

1. 中性子透過部と中性子遮蔽部が交互に積層されたスリットと一体に回転するロータを真空中で磁気浮上させて誘導モータにより回転させ、パルス中性子源で発生する中性子ビームを単色化するフェルミチョッパー回転制御装置において、
   前記ロータの回転数及び位相角を指定するための入力装置と、
   ディジタルによる位相信号から前記誘導モータの各相のコイルに供給するための三相正弦波信号を生成する三相信号発生部と、
   前記三相正弦波信号を増幅して前記誘導モータに出力する三相電力増幅器と、
   前記ロータの回転を検出して回転信号を発生する回転センサと、
   前記三相信号発生部を制御して前記誘導モータを駆動制御するモータ制御部と、を備え、
   前記モータ制御部は、
   前記入力装置に指定される回転数及び位相角に基づき前記三相信号発生部に前記位相信号を出力して、前記誘導モータの回転速度を制御する速度制御と、
   外部から入力される基準タイミング信号と前記回転センサで検出される前記ロータの回転位置とに基づき、前記誘導モータの位相を制御する位相制御であって、前記ロータの位相角と目標位相角との偏差を算出し、該偏差を最小にするよう前記三相信号発生部に対し同期指令回転周波数に調整用の微小な周波数データを出力して加減算を行わせて位相角制御と、
   を行うことを特徴とするフェルミチョッパー回転制御装置。
2. 中性子透過部と中性子遮蔽部が交互に積層されたスリットと一体に回転するロータを真空中で磁気浮上させて誘導モータにより回転させ、パルス中性子源で発生する中性子ビームを単色化するフェルミチョッパー回転制御装置において、
   前記ロータの回転数及び位相角を指定するための入力装置と、
   ディジタルによる位相信号から前記誘導モータの各相のコイルに供給するための三相正弦波信号を生成する三相信号発生部と、
   前記三相正弦波信号を増幅して前記誘導モータに出力する三相電力増幅器と、
   前記ロータの回転を検出して回転信号を発生する回転センサと、
   前記三相信号発生部を制御して前記誘導モータを駆動制御するモータ制御部と、を備え、
   前記モータ制御部は、
   前記入力装置に指定される回転数及び位相角に基づき前記三相信号発生部に前記位相信号を出力して、前記誘導モータの回転速度を制御し、
   外部から入力される基準タイミング信号と前記回転センサで検出される前記ロータの回転位置とに基づき、前記誘導モータの位相を制御し、
   前記位相制御を行いながら中性子ビームの発生周期毎で位相角のヒストグラムを求め、センター値からのプラス側マイナス側毎の偏差の総和から同期指定回転周波数を補正する、
   ことを特徴とするフェルミチョッパー回転制御装置。
3. 前記三相信号発生部は、ディジタル直接合成発振器を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のフェルミチョッパー回転制御装置。
4. 前記モータ制御部は、回転制御する場合に、実回転周波数の値からスリップ量や加速量を制御してＳ字加速で目標回転周波数を実現することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載フェルミチョッパー回転制御装置。
5. 前記モータ制御部は、前記ロータの実回転周波数が目標回転周波数に到達したとき、位相角制御を前記中性子源で発生する中性子が前記スリットに到達するまでの時間に依存した一定の角度にて前記ロータの位相角制御を行うことを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のフェルミチョッパー回転制御装置。

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