JP5563577B2 - 双方向インバータ・チャージャ及びインバータ・チャージャ装置 - Google Patents

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Description

本発明の態様は、一般に、双方向インバータ・チャージャシステムに関する。
現在、交流（ＡＣ）を直流（ＤＣ）に変換するための製品が、一般に市販されている。これらの製品は、電気エネルギをバッテリ内に移すために用いられる場合には、チャージャと呼ばれる。ＤＣをＡＣに変換する製品は、インバータと呼ばれる。
ハイブリッド電気自動車すなわち「ＨＥＶ」は、電気駆動系と、ガソリンまたはその他の形態の燃焼機関の両方を有する。様々な具体的なＨＥＶ構成が可能であるが、電気モータは、バッテリパックのみからエネルギを引き出して自動車を駆動することが可能であり、また、燃焼機関と協働して、バッテリパックを充電する発電機に電力供給することもできる。多くの既存の大量生産されたＨＥＶに関する一つの問題は、車載の蓄電装置の蓄電量が限られているために、ハイブリッド駆動システムの可能性を完全に引き出していないことである。この問題は、ガソリンの代わりに電気をより多く使うことができるように自動車のエネルギ貯蔵容量を増大させることによって対処される。それは、特にバッテリまたはその他のエネルギ貯蔵形態の技術の進歩によって促進されている。高容量のエネルギ貯蔵システムは、外部供給からの充電を容易にすることで、石油を燃料とするエンジンによって必要とされる石油燃料の消費分を補って削減する。かかる構成は、プラグインハイブリッド電気自動車すなわちＰＨＥＶとして知られている。
ここで、ＰＨＥＶは、現在ではしばしば、電気エネルギ貯蔵のために大容量バッテリを有するが、貯蔵されたエネルギは、自動車が走っている時にしか使用されないということを考える。自動車が停止している時、バッテリシステムはアイドル状態であり、十分に活用されていない。ＰＨＥＶのエネルギ貯蔵容量は、電力が利用可能である場合には、電気エネルギを貯蔵するために利用可能であり、電力グリッドの需要ピーク時に必要とされた場合には、電気エネルギを供給するよう要求されることができる（すなわち、ビークルツーグリッド（Ｖ２Ｇ）と呼ばれる概念）、ということが認識されている。
異なる電源の間でエネルギが流れるＶ２Ｇ技術、Ｖ２Ｈ（ビークルツーホーム）、Ｖ２Ｖ（ビークルツービークル）、および、その他の技術への興味が高まるにつれ、特に、双方向のインバータ・チャージャシステムが必要とされている。本発明の態様は、単一の同期ブリッジ整流器または展開器（unfolder）を用いた双方向トポロジを含む。双方向インバータ・チャージャは、貯蔵電源（バッテリパックなど）を充電するためのＡＣ−ＤＣ変換、および、バッテリをグリッドまたはその他のＡＣ電圧源に接続するためのＤＣ−ＡＣ変換の両方を提供する。これにより、両方向で同じ電力素子を利用することが可能になり、その結果、より少ない素子で高いエネルギ伝達効率が実現される。
（１）本発明の第１の形態は、交流電源と充電式直流電圧源との間に双方向のエネルギの流れを提供するためのインバータ・チャージャであって、
交流電圧源に接続されたＨブリッジ整流器インバータ回路と、
昇圧回路と降圧回路とを備え、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路と、直流電圧を有する充電式直流電圧源との間に接続され、充電構成とインバータ構成との間で切り替え可能である直流電圧−直流電圧変換器（ＤＣ−ＤＣ変換器）と、
を備え、
前記充電構成は、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に動作可能に接続された前記昇圧回路を備え、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路は、全波整流出力信号を前記昇圧回路に供給し、前記昇圧回路は、前記全波整流出力信号を昇圧するよう構成されており、前記充電構成は、さらに、前記昇圧回路に動作可能に接続された前記降圧回路を備え、前記降圧回路は、調整された充電電流を前記充電式直流電圧源に供給するよう構成されており、
前記インバータ構成は、前記充電式直流電圧源に動作可能に接続された前記昇圧回路を備え、前記昇圧回路は、前記充電式直流電圧源の前記直流電圧を昇圧するよう構成されており、前記降圧回路は、全波整流信号波形を前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に供給するよう構成されており、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路は、交流電圧波形を前記交流電圧源に結合するよう構成されており、
前記インバータ・チャージャは、更に、前記ＤＣ−ＤＣ変換器を前記充電構成と前記インバータ構成との間で切り替えるよう構成された複数のスイッチを備え、前記複数のスイッチは、
前記充電構成において、前記昇圧回路の入力を前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に接続するとともに、前記降圧回路の出力を前記充電式直流電圧源に接続し、
前記インバータ構成において、前記昇圧回路の入力を前記充電式直流電圧源に接続するとともに前記降圧回路の出力を前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に接続する、インバータ・チャージャである。
（２）本発明の第２の形態は、自動車のためのビークルツーグリッド・インバータ・チャージャであって、
交流グリッド電圧源と、直流電圧を有し自動車に搭載された充電式直流電圧源との間に接続されたスイッチモードトポロジの双方向交流−直流（ＡＣ−ＤＣ）変換器を備え、
前記双方向ＡＣ−ＤＣ変換器は、前記充電式直流電圧源を充電するために、調整された充電電流を前記充電式直流電圧源に供給するよう構成され、
前記双方向ＡＣ−ＤＣ変換器は、
前記交流グリッド電圧源に接続された整流器インバータ回路と、
前記整流器インバータ回路と、前記充電式直流電圧源との間に接続され、前記スイッチモードトポロジで構成された昇圧回路および降圧回路を備えた直流電圧−直流電圧変換器（ＤＣ−ＤＣ変換器）と、
を備え、
前記ビークルツーグリッド・インバータ・チャージャは、さらに、
前記整流器インバータ回路と前記ＤＣ−ＤＣ変換器との間、かつ、前記充電式直流電圧源と前記ＤＣ−ＤＣ変換器との間に配置されたスイッチ構成と、
前記スイッチ構成と動作可能な通信を行うコントローラと、
を備え、
前記コントローラは、前記昇圧回路が前記整流器インバータ回路に接続されるように前記スイッチ構成を制御するよう構成され、前記整流器インバータ回路は、全波整流出力信号を前記昇圧回路に供給し、前記昇圧回路は、前記全波整流出力信号を昇圧するよう構成され、前記コントローラは、さらに、前記降圧回路が前記昇圧回路に動作可能に接続されるように前記スイッチ構成を制御するよう構成され、前記降圧回路は、前記充電式直流電圧源を充電するために、調整された充電電流を前記充電式直流電圧源に供給するよう構成され、
前記コントローラは、さらに、前記昇圧回路が前記充電式直流電圧源に動作可能に接続されるように前記スイッチ構成を制御するよう構成され、前記昇圧回路は、前記充電式直流電圧源の前記直流電圧を昇圧するよう構成され、前記コントローラは、さらに、前記降圧回路が全波整流信号波形を前記整流器インバータ回路に供給するよう構成されるように前記スイッチ構成を制御するよう構成され、前記整流器インバータ回路は、前記充電式直流電圧源を前記交流グリッド電圧源に放電するために、交流電圧波形を前記交流グリッド電圧源に結合するよう構成され、
前記双方向ＡＣ−ＤＣ変換器は、前記充電式直流電圧源を前記交流グリッド電圧源に放電するために、交流電圧波形を前記交流グリッド電圧源に結合するよう構成される、ビークルツーグリッド・インバータ・チャージャである。
（３）本発明の第３の形態は、自動車のためのビークルツーグリッド・インバータ・チャージャ装置であって、
交流電圧源に接続されたＨブリッジ整流器インバータ回路と、
前記インバータ回路と、直流電圧を有する充電式直流電圧源との間に接続され、昇圧回路および降圧回路を備えた直流電圧−直流電圧変換器（ＤＣ−ＤＣ変換器）と、
前記充電式直流電圧源と前記ＤＣ−ＤＣ変換器との間、かつ、前記ＤＣ−ＤＣ変換器と前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路との間に接続されたスイッチ構成であって、充電電流を前記充電式直流電圧源に供給するように前記昇圧回路および前記降圧回路を配列するよう構成され、ビークルツーグリッド動作のためにソース電流を前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に供給するように前記昇圧回路および前記降圧回路を配列するよう構成された、スイッチ構成と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換器と通信するコントローラであって、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路へのＤＣ−ＤＣ出力電流波形が前記交流電圧源の波形に適合するＨブリッジ出力波形を供給するように、ビークルツーグリッド動作中にＤＣ−ＤＣ変換器の出力を前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に同期させるよう構成された、コントローラと、
を備える、ビークルツーグリッド・インバータ・チャージャ装置である。
本開示の態様は、交流電源と充電式直流電圧源との間に双方向のエネルギの流れを提供するためのインバータ・チャージャを含む。インバータ・チャージャは、交流電圧源に接続されたＨブリッジ整流器インバータ回路を備えてよい。インバータ・チャージャは、さらに、Ｈブリッジインバータ回路と、直流電圧を有する充電式直流電圧源との間に接続され、充電構成とインバータ構成との間で切り替え可能である直流電圧−直流電圧変換器（ＤＣ−ＤＣ変換器）を備えてよい。ＤＣ−ＤＣ変換器は、充電構成に切り替えられた場合、Ｈブリッジに動作可能に接続された昇圧回路を備える。Ｈブリッジ整流器は、全波整流出力信号を昇圧回路に供給する。昇圧回路は、全波整流出力信号を昇圧するよう構成される。充電構成において、ＤＣ−ＤＣ変換器は、さらに、昇圧回路に動作可能に接続された降圧回路を備える。降圧回路は、調整された充電電流を充電式直流電圧源に供給するよう構成される。インバータ・チャージャは、インバータ構成では、充電式直流電圧源に動作可能に接続された昇圧回路を備える。昇圧回路は、充電式直流電圧源の直流電圧を昇圧するよう構成され、降圧回路は、全波整流信号波形をＨブリッジに供給するよう構成される。Ｈブリッジは、交流電圧波形を交流電圧源に結合するよう構成される。本願では、一般に、交流電源に言及しているが、負荷であってもよいことを理解されたい。
本発明は、以下の適用例としても実現可能である。
［適用例１］
交流電源と充電式直流電圧源との間に双方向のエネルギの流れを提供するためのインバータ・チャージャであって、
交流電圧源に接続されたＨブリッジ整流器インバータ回路と、
前記Ｈブリッジインバータ回路と、直流電圧を有する充電式直流電圧源との間に接続され、充電構成とインバータ構成との間で切り替え可能である直流電圧−直流電圧変換器（ＤＣ−ＤＣ変換器）と、
を備え、
前記充電構成は、前記Ｈブリッジに動作可能に接続された昇圧回路を備え、前記Ｈブリッジの整流器は、全波整流出力信号を前記昇圧回路に供給し、前記昇圧回路は、前記全波整流出力信号を昇圧するよう構成されており、前記充電構成は、さらに、前記昇圧回路に動作可能に接続された降圧回路を備え、前記降圧回路は、調整された充電電流を前記充電式直流電圧源に供給するよう構成されており、
前記インバータ構成は、前記充電式直流電圧源に動作可能に接続された前記昇圧回路を備え、前記昇圧回路は、前記充電式直流電圧源の前記直流電圧を昇圧するよう構成されており、前記降圧回路は、全波整流信号波形を前記Ｈブリッジに供給するよう構成されており、前記Ｈブリッジは、交流電圧波形を前記交流電圧源に結合するよう構成されている、インバータ・チャージャ。
［適用例２］
適用例１に記載のインバータ・チャージャであって、さらに、前記ＤＣ−ＤＣ変換器を前記充電構成と前記インバータ構成との間で切り替えるよう構成された複数のリレーを備える、インバータ・チャージャ。
［適用例３］
適用例１に記載のインバータ・チャージャであって、前記Ｈブリッジは、３つの並列接続パワーＭＯＳＦＥＴを４セット備え、前記４セットは、全波Ｈブリッジ構成で接続されており、各ＭＯＳＦＥＴは、交流電圧源波形と同期して動作することで、前記交流電圧源の全波整流出力を生成する、インバータ・チャージャ。
［適用例４］
適用例１に記載のインバータ・チャージャであって、さらに、前記ＭＯＳＦＥＴへの制御信号を備え、前記制御信号は、すべてのＭＯＳＦＥＴが、ある期間、前記交流電圧源のゼロ交差点の周りでオフになるデッドバンドを提供する、インバータ・チャージャ。
［適用例５］
適用例１に記載のインバータ・チャージャであって、
さらに、負レールを備え、
前記昇圧回路は、直列接続された第１のインダクタおよび第１のダイオードと、前記インダクタに接続された第１のコンデンサとを備え、前記昇圧回路は、さらに、前記第１のインダクタおよび第１のダイオードと、前記負レールとの間に、前記第１のコンデンサと並列に接続された第１のスイッチを備え、前記第１のスイッチは、前記インバータ・チャージャが前記充電構成にある時に前記全波整流出力信号を昇圧するため、または、前記インバータ・チャージャが前記インバータ構成にある時に前記充電式直流電圧源の前記直流電圧を昇圧するための第１の制御信号を受信する、インバータ・チャージャ。
［適用例６］
適用例５に記載のインバータ・チャージャであって、さらに、
前記昇圧回路に並列接続されたＤＣリンクコンデンサと、
第１のコンパレータおよび第２のコンパレータを備えたリミッタ回路を備える昇圧回路コントローラと、
を備え、
前記第１のコンパレータは、昇圧回路電流出力が最大昇圧回路電流閾値を越えたか否かに応じて、第１の出力値を生成し、前記第２のコンパレータは、前記ＤＣリンクコンデンサにおける前記昇圧された全波整流信号が最大昇圧回路電圧閾値を越えたか否かに応じて、第２の出力値を生成し、前記リミッタ回路は、前記第１の出力値および／または前記第２の出力値が、前記最大昇圧回路電流および／または最大昇圧回路電圧が満たされたことを示す時に、前記制御信号により、前記昇圧回路のスイッチをオフにする、インバータ・チャージャ。
［適用例７］
適用例１に記載のインバータ・チャージャであって、
さらに、負レールを備え、
前記降圧回路は、第２のインダクタと直列接続された第２のスイッチと、前記第２のスイッチおよび前記第２のインダクタと前記負レールとの間に接続された第２のダイオードとを備え、
前記第２のスイッチは、前記充電構成において前記降圧回路の規定の充電電流出力を生成するための第２の制御信号を受信し、
前記第２のスイッチは、前記インバータ構成において前記ブリッジへの整流正弦波入力電流を生成するための第３の制御信号を受信する、インバータ・チャージャ。
［適用例８］
適用例７に記載のインバータ・チャージャであって、前記第３の制御信号はデッドバンドを含む、インバータ・チャージャ。
ＡＣラインとバッテリパックとの間に接続された双方向インバータ・チャージャを示すブロック図。
双方向インバータ・チャージャの１つの可能な実装を示すブロック図。
バッテリパックを充電するよう構成された双方向インバータ・チャージャの１つの可能な実装を示す電気回路図。
本明細書に記載の様々なスイッチを実装するために利用可能なパワーＭＯＳＦＥＴの一例を示す図。
本開示の態様に従って、バッテリを充電するため、もしくは、ＤＣ電源に充電電流を供給するために、双方向インバータ・チャージャに接続されてよい２４０ＶＡＣ（ＲＭＳ）ＡＣラインの電圧波形を示す図。
本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＨブリッジ部分で用いられるスイッチの動作を制御するために利用されてよい制御信号の電圧波形を示す図。 本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＨブリッジ部分で用いられるスイッチの動作を制御するために利用されてよい制御信号の電圧波形を示す図。 本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＨブリッジ部分で用いられるスイッチの動作を制御するために利用されてよい制御信号の電圧波形を示す図。 本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＨブリッジ部分で用いられるスイッチの動作を制御するために利用されてよい制御信号の電圧波形を示す図。
本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＨブリッジ部分からの整流ＡＣ信号の電圧波形を示す図。
本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＤＣ−ＤＣ部分の一部を形成する昇圧回路の制御図。
本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＤＣ−ＤＣ部分の昇圧回路部の出力の電圧波形を示す図。
本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＤＣ−ＤＣ部分の昇圧回路部のインダクタの電流波形を示す図。
本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＤＣ−ＤＣ部分の昇圧回路部のインダクタの電圧波形を示す図。
本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＤＣ−ＤＣ部分の昇圧回路部のスイッチにおける電圧波形を示す図。
本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＤＣ−ＤＣ部分の昇圧回路部のスイッチのＰＷＭ制御信号を示す図。
本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＤＣ−ＤＣ部分の一部を形成する降圧回路の充電電流制御図。
バッテリパックをグリッドまたはその他の負荷／電源に結合するよう構成された双方向インバータ・チャージャの１つの可能な実装を示す電気回路図。
本開示の態様に従って、双方向インバータ・チャージャのＤＣ−ＤＣ部分の一部を形成する降圧回路のグリッド接続制御図。
双方向インバータ・チャージャの一例のグリッド接続（放電／インバータ）構成において、Ｈブリッジに接続された降圧回路の出力電圧波形を示す図。
双方向インバータ・チャージャの一例のグリッド接続（放電／インバータ）構成において、Ｈブリッジに接続された降圧回路の出力電流波形を示す図。
本開示の態様に従って、グリッド接続構成において、双方向インバータ・チャージャに接続されてよい２４０ＶＡＣ（ＲＭＳ）ＡＣラインの電圧波形を示す図。
双方向インバータ・チャージャの充電モードおよびインバータモードの間の切り替えを実現するための１つの可能なリレー構成を示す回路図。
本発明の態様は、インバータおよびチャージャの機能両方に対して共通の素子を用いるインバータ・チャージャシステムを含む。一用途において、インバータ・チャージャは、プラグインハイブリッド電気自動車または電気自動車において、自動車の内部または外部の用途で利用され、自動車バッテリまたはその他の充電式エネルギ貯蔵装置の充電を行うと共に、バッテリを電力グリッドなどに接続して電力グリッドに電力供給することを可能にする。チャージャモードでは、インバータ・チャージャは、１２０Ｖまたは２４０Ｖ壁コンセントなどの交流（ＡＣ）電源に接続され、ＡＣ電力は、インバータ・チャージャに接続されたバッテリの充電のために直流（ＤＣ）に変換される。インバータモードでは、同じインバータ・チャージャが、エネルギ流を反転させ、バッテリからのＤＣ電力をＡＣ電力に変換し、ＡＣ電力を電力グリッドに供給する。したがって、本明細書に記載するようなインバータ・チャージャシステムを用いることによって、自動車バッテリは、自動車への電力供給に用いるエネルギ源として機能してもよいし、電力グリッド、家屋、または、その他の利用のためにエネルギを供給するエネルギ源として機能してもよい。
図１は、ビークルツーグリッド、ビークルツーホーム、または、その他の用途おいて、電気エネルギの流れ１２を制御するために利用できるインバータ・チャージャシステム１０の一例を示すハイレベルブロック図である。インバータ・チャージャは、自動車のバッテリパック１４と交流電流源１６との間に機能的に配置される。バッテリパックは、１５０から３８０ボルトの間の直流電圧を有してよいが、インバータ・チャージャは、本明細書で用いる例よりも高いまたは低い他の電圧を有するパックと共に用いられてもよい。本明細書で用いられる様々なバッテリパック電圧の例は、しばしば、公称またはピーク電圧であるため、放電時にはより低く、充電時にはより高い場合がある。図１のシステム例の交流電源は、１００ボルトから２４０ボルトの間の交流ライン電圧（６０Ｈｚ、単相）であり、米国の典型的な家庭用電源のライン電圧は、１２０ＶＡＣまたは２４０ＶＡＣである。インバータ・チャージャは、他の交流電圧レベルに接続されるよう構成されてもよい。「チャージング」とは、システムが、バッテリパック１４を充電するためにラインからの交流を直流に変換するよう構成されている場合を指す用語である。「インバーティング」とは、システムが、バッテリパックを電力グリッドまたはその他の電力源に接続するためにバッテリパックからの直流電圧を交流に変換するよう構成されている場合を指す用語である。また、インバータ・チャージャは、ＡＣエネルギを電力負荷に供給するよう構成されてもよいし、緊急または予備の電源として利用されてもよい。
本明細書では、バッテリパックを有するプラグインハイブリッドまたは電気自動車と、従来の交流ライン電圧とを例に用いて、インバータ・チャージャシステムについて説明する。ただし、インバータ・チャージャは、高電圧ＡＣおよび高電圧ＤＣのエネルギ貯蔵／供給装置の間の双方向接続が必要とされる他のシステムで利用されてもよい。例えば、風力タービンアレイから、ＡＣ供給がなされてもよい。かかる例において、バッテリは、タービンからのエネルギが利用可能でない時（風の弱い時）に、エネルギ貯蔵のために利用されうる可能性が高い。例えば、施設（家屋またはその他の施設）において、風力タービンが施設のエネルギグリッドに電力を供給していれば、プラグインハイブリッドバッテリを電力グリッドに接続して充電することができる。タービンがエネルギを供給していない時、バッテリは、家屋の電力需要に対して電力グリッドのエネルギを供給するために利用されてよい。さらに、スマートグリッドおよびその他のかかる技術が開発されて配備されるにつれ、多くのかかる利用法が発展する。
図２は、インバータ・チャージャシステム１０の一例を示すブロック図である。図１に示したように、インバータ・チャージャは、バッテリパックまたはその他の貯蔵システム１４と、ライン電圧またはその他の供給電圧との間に、機能的に配置される。バッテリとラインとの間のエネルギ経路１２には、整流器／インバータ（または、ブリッジ）２０およびＤＣ−ＤＣ変換素子３０が設けられている。チャージャとして構成されている時、整流器は、ＡＣライン電圧を全波整流ＤＣ電圧に変換する。次いで、ＤＣ−ＤＣ変換器３０は、整流ＤＣ電圧から、適切なＤＣ電圧で適切な充電電流をバッテリパック１４に供給する。インバータとして構成されている時、ＤＣ−ＤＣ変換器は、インバータ２０がＤＣ電圧をＡＣライン電圧（電力供給に十分であり、適切な周波数を有する）に変換するのに適切な電圧レベルまで、ＤＣバッテリパック電圧を昇圧する。
システム１０は、チャージングモードおよびインバーティングモードの両方で同じインバータ／整流器２０およびＤＣ−ＤＣ変換器３０を利用するよう構成されうる点で有利である。これは、ＤＣリレー２８、ソリッドステートスイッチ、または、その他のスイッチ機構によって実現される。ＤＣリレーは、制御部２２のプログラム制御下で、バッテリ１４、適切なＤＣ変換要素３０、および、ブリッジ２０の間のエネルギ流の経路を変更するよう構成されている。チャージング中およびインバーティング中の両方でブリッジ２０をライン１６に接続するＡＣリレー２４も図示されているが、本明細書に記載する実装は、ＡＣリレーを備えない。
図３は、チャージングのために構成されたインバータ・チャージャ１０の一例を示す回路図である。右から左、すなわち、ＡＣ電源１６側からバッテリ１４側に向かって、回路を説明すると、インバータ・チャージャ１０は、電源１６に接続されたラインフィルタ３４を備える。ラインフィルタは、電源１６と並列に接続された２つのコンデンサ（Ｃ１およびＣ２）と、電源と直列に各コンデンサの間に接続されたインダクタＬ１とを備える従来のラインフィルタである。ラインフィルタは、ライン１６とインバータ・チャージャとの間の電磁干渉を減衰するなどして低減する。図のラインフィルタは、本開示に従った様々な実装で利用されうるフィルタ構成の一例にすぎない。
ラインフィルタには、整流器２０が接続されている。整流器は、Ｈブリッジとして構成された４つのトランジスタスイッチ構成Ｍ１〜Ｍ４を備える。Ｈブリッジ構成により、回路において双方向のエネルギの流れが可能になる。したがって、プログラム制御下でＨブリッジを利用すれば、充電モードでの全波整流器として、および、インバータグリッド接続モードまたは予備電源放電モードでのインバータとして、回路を作動させることができる。
特定の一実装において、各スイッチＭは、並列に接続された３つのｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを備える。図３Ａは、１つのパワーＭＯＳＦＥＴのトランジスタの図である。一例では、パワーＭＯＳＦＥＴは、ＩＸＹＳ社のＳＴＹＧＯＮＭ５０モデルである。実装によっては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、他のスイッチング装置、ダイオードなどを用いることも可能である。図３ＡのパワーＭＯＳＦＥＴの例では、ボディダイオード（すなわち、逆並列ダイオード）ＤＢが、スイッチオフ時に環流経路を提供する。ＭＯＳＦＥＴは、ドレイン（Ｄ）、ゲート（Ｇ）、および、ソース（Ｓ）を有しており、ゲートおよびソースの間の閾値電圧により、ＭＯＳＦＥＴが、オンであり通電するか、オフであり通電しないかが決まる。これらのゲート回路は、制御部２２によってプログラム的に制御可能である。
スイッチＭ１は、そのドレインが正レール３６に接続され、ソースがラインフィルタのＨＩＧＨ側４０に接続される。ラインフィルタのＨＩＧＨ側および対応するＬＯＷ側４２は、ライン電圧１６におけるＡＣ電圧に対応する。スイッチＭ２は、そのドレインが正レール３６に接続され、ソースがラインフィルタのＬＯＷ側４２に接続される。スイッチＭ３は、そのドレインがＨＩＧＨ側電圧４０に接続され、ソースが負レール３８に接続される。最後に、スイッチＭ４は、そのドレインがＬＯＷ側電圧４２に接続され、ソースが負レール３８に接続される。各スイッチＭ１〜Ｍ４のゲートは、スイッチがオンオフする時点を制御するための制御信号（それぞれ、ＶＧＳ１〜ＶＧＳ４であり、パルス幅変調信号の形態であってよい）を制御部２２から受信する。
図４は、５つの信号波形図であり、ブリッジ２０への入力電圧の図（図４Ａ）と、スイッチＭ１〜Ｍ４の各々への制御信号の図（図４Ｂ、Ｍ１のＰＷＭ制御ＶＧＳ１；図４Ｃ、Ｍ２のＰＷＭ制御ＶＧＳ２；図４Ｃ、Ｍ３のＰＷＭ制御ＶＧＳ３；および、図４Ｅ、Ｍ４のＰＷＭ制御ＶＧＳ４）である。図４Ａに示すように、ブリッジへの入力電圧は、２４０ＶＡＣ（ＲＭＳ）の６０Ｈｚ波形であり、およそ＋３４０ボルトおよびー３４０ボルトのピーク電圧を有する。一般に、ブリッジのスイッチは、全波整流出力を供給するために、ライン周波数に同期される。特定の一実装では、各パワーＭＯＳＦＥＴＭ１〜Ｍ４の閾値電圧は、２．４ボルトであるため、各トランジスタのＰＷＭ信号は、５０％のデューティサイクルで約１２ボルトと０ボルトとの間で切り替えを行う。この例では、１２ボルトの「オン」電圧は、閾値電圧より高い許容誤差を提供して、スイッチ起動の誤りを避ける助けとなる。デューティサイクルは、デッドバンドの周りでライン電圧のゼロ交差点と整列されており、その結果、１２ボルト以上の振幅で、各スイッチが、オンになって通電し、１２ボルト未満の振幅で、各スイッチが、オフになる。全波整流器として作動させる際には、図４Ｂ〜図４Ｅに示すように、スイッチＭ１およびＭ４の制御信号が同一の信号であり、スイッチＭ２およびＭ３の制御信号が同一の信号であり、各ペアの制御信号の間には、約１８０度の位相のずれがある。つまり、スイッチＭ１およびＭ４がオンになった時にはスイッチＭ２およびＭ３がオフになり、スイッチＭ１およびＭ４がオンになるとスイッチＭ１およびＭ４がオフになる。
スイッチＭ１かつＭ３またはスイッチＭ２かつＭ４が同時にオンになって通電することを避けるために、ＰＷＭ制御信号は、デッドバンドを各制御信号遷移の間に提供してよく、デッドバンドでは、制御信号電圧すべてが０ボルトに保持されるため、スイッチすべてが一時的にオフになって通電しない。例えば、制御信号すべてが０ボルトになるデッドバンド４４が存在する。図４Ｂ〜図４Ｅによると、制御信号ＶＧＳ１およびＶＧＳ４は、同時に０から１２ボルトに遷移し（Ｔ１）、制御信号ＶＧＳ２およびＶＧＳ３は、同時に１２から０ボルトに遷移する（Ｔ２）。図の最初の制御信号の遷移Ｔ１およびＴ２の各々に関して、ＶＧＳ１およびＶＧＳ４は０ボルトであり、制御信号ＶＧＳ３およびＶＧＳ４は０ボルトに遷移する。ある期間、すなわち、デッドバンド４４の期間、すべての制御信号が０ボルトになる。デッドバンドの後、ＶＧＳ１およびＶＧＳ４は、１２ボルトに遷移し（Ｔ１）、ＶＧＳ３およびＶＧＳ４は０ボルトのままに保たれる。一例では、１１０／１２０ＶＡＣ電源電圧のためのデッドバンドは、３００マイクロ秒であり、２２０／２４０ＶＡＣ電源電圧のためのデッドバンドは、１４０マイクロ秒である。
ブリッジのデッドバンドは、様々な方法で実現されてよい。一例では、ある閾値電圧入力（例えば、９．１ボルト）を有するコンパレータが、ライン電圧と比較される。ライン電圧が、閾値を満たす、すなわち、閾値を下回る場合、ＨＩＧＨ（したがって、駆動されたスイッチは通電する）であるＰＷＭ信号はいずれも、デッドバンドを生成するために、ＬＯＷに駆動される。デッドバンドを提供する他の方法も可能である。
図４Ｆは、ブリッジ２０の正および負レール（３６、３８）の間の１つの可能な全波整流出力を示す図である。ピーク電圧は約３４０ボルトであり、平均直流値は２１６ボルトである。したがって、ＤＣ−ＤＣ変換器段３０への入力は、全波整流正弦波である。１００ＶＡＣまたは１２０ＶＡＣのライン電圧の場合、ピーク電圧は、それぞれ、約１７０ボルトおよび１６０ボルトである。
図３の充電構成を再び参照すると、ＤＣ−ＤＣ変換器３０は、特定の一実装において、昇圧回路４４の後に降圧回路４８を備えており、昇圧回路と降圧回路との間には、ＤＣリンク４６が配置されている。昇圧回路は、全波整流電圧を増幅すなわちステップアップする。約３７２ＶＤＣ（満充電の電圧）を有するバッテリパックを充電するよう意図された一例では、昇圧段は、約４００ボルトＤＣを生成するよう構成される。昇圧段は、正レール３６と負レール３８との間にブリッジ２０の出力と並列に接続されたコンデンサＣ３を備えてよい。昇圧回路は、さらに、ダイオードＤ１と直列のインダクタＬ２を備えてよい。制御スイッチＭ５（図３Ａに示したのと同じものであってよい）が、コンデンサＣ３と並列接続されて、そのドレインが、インダクタＬ２とダイオードＤ２との間に接続される。制御スイッチのソースは、負レール３８に接続される。スイッチのゲートは、制御部２２から制御信号を受信するよう構成され、制御部２２は、比例積分（ＰＩ）コントローラおよびＰＷＭモジュールを備えてよい。潜在的に高い電流負荷のため、スイッチＭ５は、並列に接続された３つのパワーＭＯＳＦＥＴによって実現されてよい。
図５は、昇圧スイッチＭ５に制御信号を提供するコントローラ構成５０を示す図である。コントローラ５０は、制御部２２全体の一部を形成してよい。コントローラは、基準電圧をＰＷＭ生成器５４に供給するＰＩコントローラ５２を備える。ＰＩコントローラは、昇圧回路の出力（一例では、４００ＶＤＣが好ましい）と、４００ＶＤＣの基準電圧との間の差を表す電圧信号を、入力として受信する。したがって、ＰＩコントローラは、昇圧回路４４の実際の出力と、昇圧回路の期待出力との間の差を表す入力電圧信号を受信する。次いで、ＰＩコントローラは、昇圧回路の出力を特定の電圧（例えば、４００ＶＤＣ）に維持するために、スイッチＭ５に電圧信号を駆動するＰＷＭモジュール５４に基準信号を供給する。
昇圧回路の特定の一実装では、Ｃ３は４．７μＦの値を有し、Ｌ２は５０μＨの値を有し、Ｃ４（リンクコンデンサ）は２．１６ｍＦである。ＰＷＭ信号は、０から０．９５の間のデューティサイクル範囲を有してよく、ＰＩコントローラは、Ｋｐ＝０．１（ＰＩへの誤差入力信号の比例利得係数）に設定されてよい。
図６は、昇圧回路に関する様々な信号波形図を示す。より詳細には、図６Ａは、昇圧回路の電圧出力（ＤＣリンクコンデンサ４６における電圧出力）を示す。昇圧回路の出力は、上述のパラメータでは、約１Ｖのリップルを伴った４００ＶＤＣ出力を有する。図６Ｂは、インダクタＬ２の電流出力を示し、図６Ｃは、インダクタＬ２の電圧を示す。昇圧インダクタ電流は、約４０％のリップル電流を有する連続伝導モードにあることを示す。不連続伝導モードで動作するように昇圧回路およびその他の回路を実装することも可能である。図６Ｄは、図６Ｅに示すスイッチＭ５のゲートへのＰＷＭ制御信号に対して、スイッチＭ５の電圧レベル（ドレイン−ソース間）を示す。
したがって、図６Ａ〜図６Ｅは併せて、昇圧回路の機能を示す。スイッチＭ５がオンの時、図５に示した回路の制御下で、コンデンサＣ３および整流回路２０からの電流は、インダクタＬ５を流れることにより、インダクタを目標電圧（例えば、４００ＶＤＣ）まで充電することが可能になる。スイッチＭ５が閉の時、図６Ａに示すように、コンデンサＣ４を４００ＶＤＣに充電するために（または、コンデンサ電圧を４００ＶＤＣに維持するために）、４００ＶＤＣ（図６Ｃ）をインダクタＬ２から利用可能である。
昇圧回路コントローラ５０に加えて、図５は、さらに、昇圧回路からの出力電流が、電流閾値を満たした、すなわち、電流閾値を越えた時、または、昇圧回路の出力電圧が、電圧閾値を満たした、すなわち、電圧閾値を越えた時に、スイッチＭ５を切るように構成されたリミッタ回路５６を示す。一例では、リミッタは、昇圧回路の出力電流が９０アンペアを越えた時、または、昇圧回路のＤＣ電圧が４３０ＶＤＣを越えた時に、スイッチをオフにする制御信号を生成する。様々な素子の定格（例えば、最大電解コンデンサ電圧、ＭＯＳＦＥＴ電流スイッチング限界、インダクタＬ２の特性）と、回路性能に影響しうる任意の数の他の要因（例えば、総最大インバータ・チャージャ電力変換）とに応じて、他のリミッタ閾値も可能である。
特定の一実装では、リミッタ５６は、２つのコンパレータ回路（６０、６２）の結果を入力として受信するＮＯＲゲート５８を備える。第１のコンパレータ６０は、昇圧回路４４の出力電流を電流閾値（例えば、９０Ａ）と比較する。コンパレータは、昇圧回路が９０Ａより小さい場合には、デジタル「０」出力を供給し、昇圧回路が９０Ａより大きい場合には、デジタル「１」出力を供給する。コンパレータの出力は、ＮＯＲゲート５８に供給される。同様に、第２のコンパレータ６２は、昇圧回路の出力電圧を電圧閾値（例えば、４２９ＶＤＣ）と比較する。コンパレータは、昇圧回路電圧が４２０ＶＤＣより小さい場合には、デジタル「０」出力を供給し、昇圧回路電圧が４２０ＶＤＣより大きい場合には、デジタル「１」出力を供給する。第２のコンパレータ６２の出力は、ＮＯＲゲート５８に供給される。
ＮＯＲゲート５８は、両方の入力がデジタル「０」である場合には、デジタル「１」を供給し、そうでない場合（一方または両方の入力がデジタル「１」である場合）には、デジタル「０」すなわち低電圧出力を供給する。したがって、ＮＯＲゲートは、ＮＯＲゲートの両方の入力がロジック「０」である場合にのみ、ロジック「１」信号をＯＲゲート６４に供給し、その他の場合には、ロジック「０」信号をＯＲゲート６４に供給する。ＯＲゲート６４は、デジタル「０」（インバータ（ＮＯＴゲート）６６を通った論理「１」）の形態の保護信号を第２の入力として受信する。したがって、リミッタは、昇圧電流および電圧が閾値未満である場合にのみ、デジタルレベル「１」をＯＲゲート６４から乗算器６８に供給する。乗算器は、さらに、スイッチＭ５の動作を駆動するＰＷＭ制御信号を、乗算器への第２の入力として受信する。したがって、昇圧回路のインダクタ電流が９０Ａを越えるか、もしくは、昇圧回路の出力電圧が４２０ＶＤＣを越えると、リミッタ回路は、ロジック「０」を乗算器に供給し、次いで、乗算器は、スイッチＭ５への制御信号をＬＯＷに駆動して、スイッチをオフにする。昇圧インダクタ電流および出力電圧の両方が閾値未満である場合、リミッタ回路は、デジタル「１」を乗算器６４に供給し、ＰＷＭ５４からの制御信号がスイッチに至ることを可能にする。リミッタ回路なしに、ＰＷＭは、スイッチＭ５に接続される。
昇圧／ＤＣリンクの出力は、調整されたＤＣ電圧を降圧段４８に供給する。図３に示した充電構成において、降圧段は、バッテリ１４への充電電流を制御することによってバッテリの充電を調整する。降圧段は、昇圧回路４４の出力と直列に接続されたスイッチＭ６を備える。バッテリ１４の正端子と、スイッチＭ６のドレインとの間には、インダクタＬ３が接続される。インダクタ／スイッチ結合部と、インバータ・チャージャの負レール３８との間には、ダイオードＤ２が接続される。一実装では、インダクタＬ３は５０μＨの値を有し、スイッチＭ６は並列に接続された３つのパワーＭＯＳＦＥＴで実装される。
一般に、スイッチＭ６がオンである時、昇圧回路およびＤＣリンクコンデンサは、充電電流をインダクタＬ３に供給する。さらに、ダイオードＤ２は、逆バイアスされる。スイッチＭ６がオフである時には、ダイオードＤ２は順バイアスされ、インダクタに貯蔵されたエネルギが、充電電流をバッテリ１４に供給する。
図７は、降圧回路のスイッチＭ６の動作を制御するためのコントローラ構成を示す図である。他の実装も可能であるが、図７に示す制御図では、降圧回路の制御は、バッテリ１４への降圧回路電流出力７２と、基準電流７０との間の比較を含む。基準電流は、所望のバッテリ充電電流に設定されてよい。さらに、基準電流レベルは、プログラム可能であってよい。１つの可能な例では、基準電流は１７アンペアである。減算器７４からの差異すなわち誤差信号（実際の電流と基準電流との間の差異）が、ＰＩコントローラ７６への入力として供給され、ＰＩコントローラ７６は、基準電圧をＰＷＭ生成器７８に供給する。ＰＷＭ生成器７８は、ＰＷＭ信号をスイッチＭ５に供給することによりスイッチを制御して、降圧回路の出力充電電流を制御する。
図８は、放電（インバータ）構成のインバータ・チャージャ１０を示す回路図である。放電構成では、バッテリ１４は、インバータ・チャージャを介してＡＣ電源（電力グリッド、または、負荷など）１６に接続され、電力を電源に供給する。したがって、放電モードでは、バッテリは、交流電力源として利用されてよい。スマートグリッドの用途では、例えば、バッテリは、複数の可能なスマートグリッド実装（オフピーク時充電、ピーク時負荷放電、グリッド調整、家屋のバックアップ電源、風力または太陽光発電の貯蔵など）のいずれかに従ってグリッドに電力を戻すための貯蔵機構として機能しうる。
放電構成では、バッテリ１４は、ＤＣ−ＤＣ変換機構３０に接続される。しかしながら、降圧回路４０（図３）がバッテリに接続される充電構成と異なり、バッテリは、昇圧回路３６に接続されるよう切り替えられる。昇圧回路３６は、ＤＣリンク３８と共に、バッテリパック電圧よりも高い調整済みＤＣ電圧を降圧回路４０に供給する。次いで、降圧回路は、ＤＣ−ＤＣ回路３０の出力をＡＣ電源１６への接続またはＡＣ負荷への直接的な供給に適したＡＣ波形にＰＷＭ制御下で変換するブリッジ２０に、適切な電流および電圧を供給する。例えば、従来の米国の家庭用コンセントの場合、ブリッジは、グリッド接続用途については正確にグリッドＡＣ電力と同期される６０Ｈｚ、１２０ＶＡＣ（ＲＭＳ）出力電圧または２４０ＶＡＣ（ＲＭＳ）出力電圧を供給する。
ここで、より詳細に図８を参照すると、昇圧回路３６は、図３の昇圧回路３６と同じ構成の同じ素子（Ｌ２、Ｄ１、Ｃ３、および、Ｍ５）を備える。ただし、図１２に関して詳述するリレーなど、一部の形態のスイッチング機構によって、昇圧回路３６が、バッテリパック１４と接続されるよう切り替えられる。より詳細には、コンデンサＣ３は、バッテリ１４と並列に接続される。インダクタＬ２、次いで、ダイオードＤ１が、バッテリ１４の正端子側と直列に接続される。スイッチＭ５は、コンデンサＣ３と並列に接続されており、ドレインは、インダクタとダイオードとの間に接続され、ソースは、負レール３８に接続される。
反転のために、昇圧段３６は、バッテリ電圧を、電源に接続するために十分な電圧で整流器を駆動するのに十分な直流電圧に昇圧する。例えば、２４０ＶＡＣ電源に最適化されたシステムの場合、昇圧回路４６は、バッテリ電圧を約３７０ＶＤＣから４００ＶＤＣに昇圧してよい。昇圧回路は、放電モードにおいて、充電モードと一般に同じ方法で、スイッチＭ５に制御信号を供給するＰＷＭを備えた図５の回路を用いて制御されてよい。一般に、コントローラは、ＤＣリンク電圧（すなわち、昇圧回路出力の電圧レベル）を監視すると共に、基準電圧（この例では、４００ＶＤＣ）とフィードバックループにより、昇圧出力電圧を４００ＶＤＣに維持するよう構成されている。
昇圧回路は、調整済みの昇圧電圧を降圧回路４０に供給する。次いで、降圧回路は、整流正弦波入力として現れる出力信号をブリッジ２０に供給する。降圧回路４０は、図３に示したインバータ・チャージャの充電構成における降圧回路４０について説明したのと同じ素子Ｍ６、Ｌ３、および、Ｄ２を備える。スイッチＭ６は、交互に、スイッチＭ６がオンの時にはインダクタの充電を可能にし、スイッチがオフの時にはインダクタエネルギのブリッジへの放電を可能にするよう作動される。
図９は、インバータモードで動作する降圧回路のコントローラを示す図である。コントローラは、出力電流（図１０Ｃ参照）をブリッジ２０に供給し、出力電流は、デッドバンド９４を有する。まず、降圧回路の出力電流制御を行うために、コントローラは、降圧回路の実際の出力電流８２（インダクタＬ３における電流）を全波整流ライン電流基準８０と比較する。減算器８４は、実際の電流と基準電流との間の差異をＰＩコントローラ８６に供給し、ＰＩコントローラ８６は、基準信号をＰＷＭ８８に供給する。
整流ライン電圧（または、ライン電圧）を、ライン電圧のゼロ交差点よりも大きい閾値すなわちオフセット値と比較するコンパレータ９２によって、デッドバンド制御が行われる。ライン電圧が、オフセット値とゼロ交差との間にある場合、コンパレータは、デジタル「０」出力を供給し、そうでない場合には、デジタル「１」出力を供給する。乗算器９０は、コンパレータ９２の出力と、ＰＷＭ制御信号とを受信する。したがって、ＰＷＭ信号は、デッドバンドコントローラ９２によって提供されるデッドバンド９４中を除いて、スイッチＭ６に供給される。
図１０Ａは、適切な電圧波形を２４０ＶＡＣラインに供給するために、降圧回路に４００ＶＤＣ入力電圧を印加した際のインバータモードでの降圧回路４０の電圧出力信号波形を示す。図１０Ｂは、デッドバンド９４を備え、ブリッジ２０を駆動する降圧回路電流出力を示す。図からわかるように、出力波形は、全波整流波形の形態である。放電（インバータ）モードにおいて、ブリッジ回路は、図４を参照して上述した充電モードと同じように制御される。整流器の出力は、図１０Ｃに示されており、６０Ｈｚ、２４０ＶＡＣ（ＲＭＳ）波形の形態である。
図１１は、図３に示した充電構成と、図８に示したインバータ構成とを切り替えるためのリレー構成の一例を示す図である。ＤＣ−ＤＣ変換素子３０の接続をバッテリ１４とブリッジ２０との間で切り替えるために、１組のリレー２８が提供されている。この図は、リレーの任意の様々な可能な実装によって実現された機能的接続を示している。モード信号の受信時に充電構成とインバータ構成との間で切り替えを行うために、リレーまたは他の形態のスイッチＲ１〜Ｒ４が配置される。充電モードでは、ブリッジ２０は、リレーＲ１およびＲ４を通して昇圧回路に接続され、バッテリは、リレーＲ１およびＲ３を通して降圧回路４８に接続される。インバータモードでは、バッテリは、リレーＲ１およびＲ３を通して昇圧回路４４に接続され、降圧回路は、リレーＲ２およびＲ４を通してブリッジ２０に接続される。
特定の装置、構成、要素、システム、および、動作方法に関連して、本発明を説明したが、本発明の精神と範囲から逸脱することなく、本明細書に記載の実施形態および／またはそれらの動作に変更または変形を加えることができることは、当業者が本開示を読めば明らかである。したがって、本発明の適切な範囲は、添付の特許請求の範囲によって規定される。本明細書に開示された様々な実施形態、動作、要素、および、構成は、範囲を限定する物ではなく、例示にすぎない。

Claims (19)

  1. 交流電源と充電式直流電圧源との間に双方向のエネルギの流れを提供するためのインバータ・チャージャであって、
    交流電圧源に接続されたＨブリッジ整流器インバータ回路と、
    昇圧回路と降圧回路とを備え、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路と、直流電圧を有する充電式直流電圧源との間に接続され、充電構成とインバータ構成との間で切り替え可能である直流電圧−直流電圧変換器（ＤＣ−ＤＣ変換器）と、
    を備え、
    前記充電構成は、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に動作可能に接続された前記昇圧回路を備え、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路は、全波整流出力信号を前記昇圧回路に供給し、前記昇圧回路は、前記全波整流出力信号を昇圧するよう構成されており、前記充電構成は、さらに、前記昇圧回路に動作可能に接続された前記降圧回路を備え、前記降圧回路は、調整された充電電流を前記充電式直流電圧源に供給するよう構成されており、
    前記インバータ構成は、前記充電式直流電圧源に動作可能に接続された前記昇圧回路を備え、前記昇圧回路は、前記充電式直流電圧源の前記直流電圧を昇圧するよう構成されており、前記降圧回路は、全波整流信号波形を前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に供給するよう構成されており、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路は、交流電圧波形を前記交流電圧源に結合するよう構成されており、
    前記インバータ・チャージャは、更に、前記ＤＣ−ＤＣ変換器を前記充電構成と前記インバータ構成との間で切り替えるよう構成された複数のスイッチを備え、前記複数のスイッチは、
    前記充電構成において、前記昇圧回路の入力を前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に接続するとともに、前記降圧回路の出力を前記充電式直流電圧源に接続し、
    前記インバータ構成において、前記昇圧回路の入力を前記充電式直流電圧源に接続するとともに前記降圧回路の出力を前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に接続する、インバータ・チャージャ。
  2. 請求項１に記載のインバータ・チャージャであって、前記複数のスイッチは複数のリレーを備える、インバータ・チャージャ。
  3. 請求項１に記載のインバータ・チャージャであって、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路は、３つの並列接続パワーＭＯＳＦＥＴを４セット備え、前記４セットは、全波Ｈブリッジ構成で接続されており、各ＭＯＳＦＥＴは、交流電圧源波形と同期して動作することで、前記交流電圧源の全波整流出力を生成する、インバータ・チャージャ。
  4. 請求項１に記載のインバータ・チャージャであって、さらに、前記ＭＯＳＦＥＴへの制御信号を備え、前記制御信号は、すべてのＭＯＳＦＥＴが、ある期間、前記交流電圧源のゼロ交差点の周りでオフになるデッドバンドを提供する、インバータ・チャージャ。
  5. 請求項１に記載のインバータ・チャージャであって、
    さらに、負レールを備え、
    前記昇圧回路は、直列接続された第１のインダクタおよび第１のダイオードと、前記インダクタに接続された第１のコンデンサとを備え、前記昇圧回路は、さらに、前記第１のインダクタおよび第１のダイオードと、前記負レールとの間に、前記第１のコンデンサと並列に接続された第１のスイッチを備え、前記第１のスイッチは、前記インバータ・チャージャが前記充電構成にある時に前記全波整流出力信号を昇圧するため、または、前記インバータ・チャージャが前記インバータ構成にある時に前記充電式直流電圧源の前記直流電圧を昇圧するための第１の制御信号を受信する、インバータ・チャージャ。
  6. 請求項５に記載のインバータ・チャージャであって、さらに、
    前記昇圧回路に並列接続されたＤＣリンクコンデンサと、
    第１のコンパレータおよび第２のコンパレータを備えたリミッタ回路を備える昇圧回路コントローラと、
    を備え、
    前記第１のコンパレータは、昇圧回路電流出力が最大昇圧回路電流閾値を越えたか否かに応じて、第１の出力値を生成し、前記第２のコンパレータは、前記ＤＣリンクコンデンサにおける前記昇圧された全波整流信号が最大昇圧回路電圧閾値を越えたか否かに応じて、第２の出力値を生成し、前記リミッタ回路は、前記第１の出力値および／または前記第２の出力値が、前記最大昇圧回路電流および／または最大昇圧回路電圧が満たされたことを示す時に、前記制御信号により、前記昇圧回路のスイッチをオフにする、インバータ・チャージャ。
  7. 請求項１に記載のインバータ・チャージャであって、
    さらに、負レールを備え、
    前記降圧回路は、第２のインダクタと直列接続された第２のスイッチと、前記第２のスイッチおよび前記第２のインダクタと前記負レールとの間に接続された第２のダイオードとを備え、
    前記第２のスイッチは、前記充電構成において前記降圧回路の規定の充電電流出力を生成するための第２の制御信号を受信し、
    前記第２のスイッチは、前記インバータ構成において前記ブリッジへの整流正弦波入力電流を生成するための第３の制御信号を受信する、インバータ・チャージャ。
  8. 請求項７に記載のインバータ・チャージャであって、前記第３の制御信号はデッドバンドを含む、インバータ・チャージャ。
  9. 請求項７に記載のインバータ・チャージャであって、さらに、前記降圧回路の前記出力電流を整流ライン電流基準電圧と比較して、前記第３の制御信号を提供するよう構成されたコントローラを備える、インバータ・チャージャ。
  10. 請求項１に記載のインバータ・チャージャであって、さらに、前記インバータ構成において、前記交流電源の電流がゼロに近づいた時に前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路への前記全波整流信号波形を遮断するための制御信号を前記降圧回路に供給するよう構成されたコントローラを備える、インバータ・チャージャ。
  11. 請求項１０に記載のインバータ・チャージャであって、前記コントローラは、前記交流電圧を前記ライン電圧のゼロ交差値と実質的に同じ閾値と比較するよう構成されたコンパレータを備え、前記コンパレータは、前記交流電圧源が前記閾値を満たした時に前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路への前記全波整流信号波系を遮断するための制御信号を前記降圧回路に供給する、インバータ・チャージャ。
  12. 自動車のためのビークルツーグリッド・インバータ・チャージャであって、
    交流グリッド電圧源と、直流電圧を有し自動車に搭載された充電式直流電圧源との間に接続されたスイッチモードトポロジの双方向交流−直流（ＡＣ−ＤＣ）変換器を備え、
    前記双方向ＡＣ−ＤＣ変換器は、前記充電式直流電圧源を充電するために、調整された充電電流を前記充電式直流電圧源に供給するよう構成され、
    前記双方向ＡＣ−ＤＣ変換器は、
    前記交流グリッド電圧源に接続された整流器インバータ回路と、
    前記整流器インバータ回路と、前記充電式直流電圧源との間に接続され、前記スイッチモードトポロジで構成された昇圧回路および降圧回路を備えた直流電圧−直流電圧変換器（ＤＣ−ＤＣ変換器）と、
    を備え、
    前記ビークルツーグリッド・インバータ・チャージャは、さらに、
    前記整流器インバータ回路と前記ＤＣ−ＤＣ変換器との間、かつ、前記充電式直流電圧源と前記ＤＣ−ＤＣ変換器との間に配置されたスイッチ構成と、
    前記スイッチ構成と動作可能な通信を行うコントローラと、
    を備え、
    前記コントローラは、前記昇圧回路が前記整流器インバータ回路に接続されるように前記スイッチ構成を制御するよう構成され、前記整流器インバータ回路は、全波整流出力信号を前記昇圧回路に供給し、前記昇圧回路は、前記全波整流出力信号を昇圧するよう構成され、前記コントローラは、さらに、前記降圧回路が前記昇圧回路に動作可能に接続されるように前記スイッチ構成を制御するよう構成され、前記降圧回路は、前記充電式直流電圧源を充電するために、調整された充電電流を前記充電式直流電圧源に供給するよう構成され、
    前記コントローラは、さらに、前記昇圧回路が前記充電式直流電圧源に動作可能に接続されるように前記スイッチ構成を制御するよう構成され、前記昇圧回路は、前記充電式直流電圧源の前記直流電圧を昇圧するよう構成され、前記コントローラは、さらに、前記降圧回路が全波整流信号波形を前記整流器インバータ回路に供給するよう構成されるように前記スイッチ構成を制御するよう構成され、前記整流器インバータ回路は、前記充電式直流電圧源を前記交流グリッド電圧源に放電するために、交流電圧波形を前記交流グリッド電圧源に結合するよう構成され、
    前記双方向ＡＣ−ＤＣ変換器は、前記充電式直流電圧源を前記交流グリッド電圧源に放電するために、交流電圧波形を前記交流グリッド電圧源に結合するよう構成される、ビークルツーグリッド・インバータ・チャージャ。
  13. 請求項１２に記載のインバータ・チャージャであって、前記コントローラは、前記降圧回路の前記出力電流を整流ライン電流基準電圧と比較して、ビークルツーグリッド用途において、前記交流波形を前記交流グリッド電圧源に同期させるよう構成される、インバータ・チャージャ。
  14. 請求項１２に記載のインバータ・チャージャであって、前記コントローラは、前記交流グリッド電圧源がゼロに近づいた時に前記ＤＣ−ＤＣ変換器を停止するための制御信号を前記インバータ構成の前記降圧回路に供給するよう構成される、インバータ・チャージャ。
  15. 請求項１３に記載のインバータ・チャージャであって、前記コントローラは、前記ＤＣ−ＤＣ変換器の出力電流を前記交流グリッド電圧源のゼロ交差値と実質的に同じ閾値と比較するよう構成されたコンパレータを備え、前記コンパレータは、前記交流グリッド電圧源が前記閾値を満たした時に停止制御信号を前記降圧回路に供給する、インバータ・チャージャ。
  16. 自動車のためのビークルツーグリッド・インバータ・チャージャ装置であって、
    交流電圧源に接続されたＨブリッジ整流器インバータ回路と、
    前記インバータ回路と、直流電圧を有する充電式直流電圧源との間に接続され、昇圧回路および降圧回路を備えた直流電圧−直流電圧変換器（ＤＣ−ＤＣ変換器）と、
    前記充電式直流電圧源と前記ＤＣ−ＤＣ変換器との間、かつ、前記ＤＣ−ＤＣ変換器と前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路との間に接続されたスイッチ構成であって、充電電流を前記充電式直流電圧源に供給するように前記昇圧回路および前記降圧回路を配列するよう構成され、ビークルツーグリッド動作のためにソース電流を前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に供給するように前記昇圧回路および前記降圧回路を配列するよう構成された、スイッチ構成と、
    前記ＤＣ−ＤＣ変換器と通信するコントローラであって、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路へのＤＣ−ＤＣ出力電流波形が前記交流電圧源の波形に適合するＨブリッジ出力波形を供給するように、ビークルツーグリッド動作中にＤＣ−ＤＣ変換器の出力を前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路に同期させるよう構成された、コントローラと、
    を備える、ビークルツーグリッド・インバータ・チャージャ装置。
  17. 請求項１６に記載のビークルツーグリッド・インバータ・チャージャ装置であって、前記コントローラは、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路への前記ＤＣ−ＤＣ出力電流波形を全波整流電流基準と比較して、前記降圧回路のゲートへのパルス幅変調制御信号を制御するよう構成される、ビークルツーグリッド・インバータ・チャージャ装置。
  18. 請求項１７に記載のビークルツーグリッド・インバータ・チャージャ装置であって、前記コントローラは、前記交流電源の電圧がゼロに近づいた場合に前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路への前記出力電流を遮断するための制御信号を前記ＤＣ−ＤＣ変換器に送信するよう構成される、ビークルツーグリッド・インバータ・チャージャ装置。
  19. 請求項１８に記載のビークルツーグリッド・インバータ・チャージャ装置であって、
    前記コントローラは、交流基準ソース電圧を前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路への前記ソース電流と比較して、前記Ｈブリッジ整流器インバータ回路への前記出力電流を遮断するための前記制御信号を前記ＤＣ−ＤＣ変換器に供給する、ビークルツーグリッド・インバータ・チャージャ装置。
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