JP5562080B2 - antenna - Google Patents

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Description

この発明は平面状に形成されたアンテナに関する。   The present invention relates to a planar antenna.

平面状のアンテナとして、衛星等からの電波を受信する高次モードパッチアンテナがある。こうした従来のアンテナを利用したアンテナ装置がある(例えば、特許文献1参照。)。このアンテナ装置は、円錐状の円偏波ビームを発生して、静止衛星からの電波を受信する。また、次のようなアンテナ装置がある(例えば、特許文献2参照。)。このアンテナ装置は、TM110モードとTM210モードの二つの放射素子を組み合わせて、ビーム方向を制御している。   As a planar antenna, there is a high-order mode patch antenna that receives radio waves from a satellite or the like. There is an antenna device using such a conventional antenna (see, for example, Patent Document 1). This antenna device generates a conical circularly polarized beam and receives radio waves from a geostationary satellite. Moreover, there exists the following antenna devices (for example, refer patent document 2). This antenna apparatus controls the beam direction by combining two radiating elements of TM110 mode and TM210 mode.

これらのアンテナ装置に使用されているアンテナには、例えば図12に示すものがある。なお、図12(a)のV−V断面が図12(b)である。図12のパッチアンテナは、所定の誘電率を持つ平板状の誘電体基板101を備えている。誘電体基板101の裏面には、アース側に接続される地導体102が設けられている。地導体102は、薄平板状の導電体である。誘電体基板101の表面には、円板状の放射導体103が設けられている。放射導体103は、誘電体基板101を介在して、地導体102と向かい合うように配置されている。   Examples of antennas used in these antenna devices include those shown in FIG. In addition, the VV cross section of Fig.12 (a) is FIG.12 (b). The patch antenna of FIG. 12 includes a flat dielectric substrate 101 having a predetermined dielectric constant. A ground conductor 102 connected to the ground side is provided on the back surface of the dielectric substrate 101. The ground conductor 102 is a thin flat conductor. A disk-shaped radiation conductor 103 is provided on the surface of the dielectric substrate 101. The radiation conductor 103 is arranged so as to face the ground conductor 102 with the dielectric substrate 101 interposed therebetween.

放射導体103の表面には、アンテナの給電点104が設けられている。なお、一般的に給電点には、アンテナが受信した電波による高周波信号または電波を送信する際の高周波信号が加えられる。アンテナの給電点104は、放射導体103の中心Oからオフセット距離rだけ離れた位置に設けられている。給電点104の部分には、誘電体基板101と放射導体103とを貫通する貫通孔104Aが空けられている。地導体102には、貫通孔104Aと同心で、かつ、貫通孔104Aに比べて大口径の開口102Aが空けられている。地導体102の開口102Aの部分には、接続具105が取り付けられている。接続具105は例えばパッチアンテナが受信した高周波信号を同軸ケーブルに流すためのものである。接続具105の同軸線路の外側導体105Aは地導体102に電気的に直接接続され、同軸線路の内側導体105Bは、開口102Aと貫通孔104Aを通って放射導体103に半田104Bで電気的に直接接続されている。内側導体105Bは、地導体102の開口102Aに端部が挿入されているテフロン(登録商標)等の絶縁体105Cにより、地導体102と外側導体105Aとから絶縁されている。そして、接続具105の外側導体105Aが、ネジ止め等で同軸ケーブルの外部導体と電気的に接触し、接続具7の内側導体105Bの挿入孔105Dに同軸ケーブルの内部導体が挿入されて、内側導体105Bが同軸ケーブルの内部導体に電気的に接触される。   An antenna feed point 104 is provided on the surface of the radiation conductor 103. In general, a high-frequency signal generated by a radio wave received by an antenna or a high-frequency signal when transmitting a radio wave is added to a feeding point. The feeding point 104 of the antenna is provided at a position separated from the center O of the radiation conductor 103 by an offset distance r. A through hole 104 </ b> A penetrating the dielectric substrate 101 and the radiation conductor 103 is opened at the feeding point 104. The ground conductor 102 is concentric with the through hole 104A and has an opening 102A having a larger diameter than the through hole 104A. A connector 105 is attached to the portion of the opening 102 </ b> A of the ground conductor 102. The connector 105 is for, for example, flowing a high-frequency signal received by the patch antenna through the coaxial cable. The outer conductor 105A of the coaxial line of the connector 105 is electrically connected directly to the ground conductor 102, and the inner conductor 105B of the coaxial line is directly electrically connected to the radiation conductor 103 by the solder 104B through the opening 102A and the through hole 104A. It is connected. The inner conductor 105B is insulated from the ground conductor 102 and the outer conductor 105A by an insulator 105C such as Teflon (registered trademark) whose end is inserted into the opening 102A of the ground conductor 102. Then, the outer conductor 105A of the connector 105 is in electrical contact with the outer conductor of the coaxial cable by screwing or the like, and the inner conductor of the coaxial cable is inserted into the insertion hole 105D of the inner conductor 105B of the connector 7, Conductor 105B is in electrical contact with the inner conductor of the coaxial cable.

この従来の高次モードパッチアンテナは、給電点104の内側導体105Bである給電ピンにて励振し、図13に示すように、高次モード(TM21モード)の電流分布を放射導体103上に形成する。これにより、高次モードパッチアンテナは、図14に示すような、天頂方向(Z軸方向)にヌル(不感点)を持ち、仰角斜め方向に放射ビームの最大値を持つ、円錐状の指向性を発生している。このとき、放射導体103は、通常の一次モード(TM11モード)の場合に対して、二倍の大きさである。一次モード(TM11モード)の電界分布と磁界分布とを図15に示す。この場合、天頂方向に放射ビームの最大値が向くことになる。一般的な単峰指向性のパッチアンテナはこのモードである。   This conventional higher-order mode patch antenna is excited by a feed pin that is the inner conductor 105B of the feed point 104, and a high-order mode (TM21 mode) current distribution is formed on the radiation conductor 103 as shown in FIG. To do. Accordingly, the high-order mode patch antenna has a conical directivity having a null (dead point) in the zenith direction (Z-axis direction) as shown in FIG. Is occurring. At this time, the radiation conductor 103 is twice as large as the normal primary mode (TM11 mode). The electric field distribution and magnetic field distribution in the primary mode (TM11 mode) are shown in FIG. In this case, the maximum value of the radiation beam is directed toward the zenith. A general unimodal directional patch antenna is in this mode.

特開2000−252739号公報JP 2000-252739 A 特開平6−334427号公報JP-A-6-334427

ところで、従来のパッチアンテナには、次の課題がある。図12に示す形状の場合は、給電点104とパッチ中心Oとを含む面内(YZ面)でZ軸を中心としてみると、給電がY軸のマイナス方向つまり片側だけである。このために、XZ面内の指向性が左右非対称となり、交差偏波が発生しやすい、という問題がある。図16に示す理想的な円錐形指向性に対して、先の図14に示すように、天頂方向のヌルが浅くなり、交差偏波が発生する。   By the way, the conventional patch antenna has the following problems. In the case of the shape shown in FIG. 12, when the Z axis is centered in the plane including the feeding point 104 and the patch center O (YZ plane), feeding is only in the negative direction of the Y axis, that is, only on one side. For this reason, there is a problem that the directivity in the XZ plane is left-right asymmetric and cross-polarization is likely to occur. In contrast to the ideal conical directivity shown in FIG. 16, as shown in FIG. 14, the null in the zenith direction becomes shallow and cross polarization occurs.

さらに、先の図12に示す従来の形状では、給電点104の位置を放射素子の中心Oからオフセットさせて、アンテナの入力インピーダンスを、図17に示すように、50オームに整合させている。なお、図17は50オームで正規化されており、以下のスミスチャートも同様である。   Further, in the conventional shape shown in FIG. 12, the position of the feeding point 104 is offset from the center O of the radiating element, and the input impedance of the antenna is matched to 50 ohms as shown in FIG. FIG. 17 is normalized at 50 ohms, and the following Smith chart is the same.

しかし、オフセットさせた給電位置は、放射導体103上の電流分布が最適な状態となる給電位置とは異なる、という課題がある。つまり、最適な円錐ビーム指向性が得られるように給電位置を選ぶと、入力インピーダンスが50オームとならない。図18にアンテナ指向性利得の周波数特性の例を実線で示す。このように、指向性利得の最大値が中心周波数に一致するように給電点位置を選ぶと、つまり、放射素子上の電流分布が最適となるようにすると、その際の入力インピーダンスは図19に示すような値となる。つまり図19では、スミスチャート上のプロットが中心を通らないので、整合が取れていない状態となる。この給電点の不整合損を含む実効利得の周波数特性を、先の図18に破線で示す。また、この場合の中心周波数における指向性を図20に示す。ここでは、天頂方向にヌルが形成されているが、不整合損により利得が低下している。先の図18に実線で示す指向性利得のピークと破線で示す実効利得のピークを限りなく近づけることが理想であるが、この矛盾する二つの位置はトレードオフの関係にある。   However, there is a problem that the offset feeding position is different from the feeding position where the current distribution on the radiation conductor 103 is in an optimum state. That is, if the feeding position is selected so that the optimum cone beam directivity can be obtained, the input impedance does not become 50 ohms. FIG. 18 shows an example of the frequency characteristic of the antenna directivity gain with a solid line. As described above, when the feed point position is selected so that the maximum value of the directivity gain matches the center frequency, that is, when the current distribution on the radiating element is optimized, the input impedance at that time is shown in FIG. It becomes a value as shown. That is, in FIG. 19, since the plot on the Smith chart does not pass through the center, the state is not matched. The frequency characteristics of the effective gain including the mismatch loss at the feeding point are shown by broken lines in FIG. In addition, the directivity at the center frequency in this case is shown in FIG. Here, nulls are formed in the zenith direction, but the gain is reduced due to mismatch loss. Ideally, the directivity gain peak indicated by the solid line in FIG. 18 and the effective gain peak indicated by the broken line should be as close as possible, but the two contradictory positions are in a trade-off relationship.

この発明の目的は、前記の課題を解決し、交差偏波レベルを低減し、また、指向性利得の最適化と整合とを両立することを可能にするアンテナを提供することにある。   An object of the present invention is to provide an antenna that solves the above-described problems, reduces the cross polarization level, and makes it possible to achieve both optimization and matching of directivity gain.

前記の課題を解決するために、請求項1の発明は、平板状の誘電体基板の裏面に地導体を具備するアンテナにおいて、前記地導体と対向して前記基板の表面に設けられ、所定の周波数で共振し、外縁部が所定形状の放射導体と、前記放射導体の中心に設けられた給電点と、前記放射導体にスリットをそれぞれ設けることにより形成され、前記給電点と電気的に接続されているマイクロストリップ線路とを備え、前記マイクロストリップ線路は、前記給電点を中心にして対称に、前記放射導体の外縁部に向けて、かつ、外縁部から所定の距離だけ離れて設けられており前記放射導体は環状の形状であり、前記マイクロストリップ線路は放射導体の内側の環状側面から前記給電点に向けてそれぞれ突出して設けられ、この放射導体に電気的に直接接続され、前記放射導体の環状側面の内部には、前記給電点に電気的に直接接続され、容量を形成する容量パッチが設けられ、前記容量パッチにギャップを設けることで、前記マイクロストリップ線路を前記容量パッチ内に延長して設け、前記容量パッチにより形成した並列容量と、前記ギャップにより形成した直列容量とにより、インピーダンス変換をして給電点を前記マイクロストリップ線路に電気的にそれぞれ接続する変換器を形成する、ことを特徴とするアンテナである。 In order to solve the above problems, the invention of claim 1 is an antenna having a ground conductor on the back surface of a flat dielectric substrate, and is provided on the surface of the substrate so as to face the ground conductor. Resonating at a frequency, the outer edge is formed by providing a radiating conductor having a predetermined shape, a feeding point provided at the center of the radiating conductor, and a slit in the radiating conductor, and electrically connected to the feeding point. and a microstrip line is, the microstrip line, symmetrically around the feed point, towards the outer edge of the radiating conductor, and is provided apart from the outer edge by a predetermined distance the radiation conductor is in the form of annular, the microstrip line is provided to protrude toward the feeding point from the inner annular sides of the radiation conductor, electrically directly to the radiating conductor In the annular side surface of the radiating conductor, a capacitance patch that is electrically connected directly to the feeding point and forms a capacitance is provided, and a gap is provided in the capacitance patch, whereby the microstrip line is A conversion that extends in the capacitance patch and converts the impedance by a parallel capacitance formed by the capacitance patch and a series capacitance formed by the gap to electrically connect the feeding point to the microstrip line, respectively. It is an antenna characterized by forming a vessel .

請求項の発明は、請求項に記載のアンテナにおいて、前記容量パッチの広さと、前記ギャップの幅および長さとを基にインピーダンスの変換を調整する、ことを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the antenna according to the first aspect , impedance conversion is adjusted based on the width of the capacitive patch and the width and length of the gap.

請求項1の発明によれば、給電点を放射導体の中心に設け、かつ、給電点を中心に対称位置にマイクロストリップ線路を設けることにより、両方のマイクロストリップ線路に対して給電が対照的に行われる。この結果、指向性については天頂方向に深いヌルを形成することができる。これにより、交差偏波を抑圧した指向性を得ることができる。   According to the first aspect of the invention, the feeding point is provided at the center of the radiation conductor, and the microstrip line is provided at the symmetrical position with respect to the feeding point, so that the feeding is contrasted with respect to both the microstrip lines. Done. As a result, with regard to directivity, a deep null can be formed in the zenith direction. Thereby, the directivity which suppressed the cross polarization can be obtained.

また、給電点を放射導体の中心に設けて、天頂方向に深いヌルを形成するので、交差偏波を抑圧することができる。かつ、容量パッチによる並列容量と、ギャップによる直列容量とにより変換器を形成するので、指向性の最適化と給電状態の整合とを行うことができ、しかも理想的な整合状態を実現することができる。 Further , since the feeding point is provided at the center of the radiation conductor and a deep null is formed in the zenith direction, cross polarization can be suppressed. In addition, since the converter is formed by the parallel capacitance due to the capacitance patch and the series capacitance due to the gap, it is possible to optimize the directivity and match the feeding state, and to realize an ideal matching state. it can.

請求項の発明によれば、容量パッチの広さとギャップの幅および長さと変えることにより、インピーダンス変換の調整を容易に行うことができる。

According to the invention of claim 2 , the impedance conversion can be easily adjusted by changing the width of the capacitive patch and the width and length of the gap.

実施の形態1によるパッチアンテナを示す図であり、図1(a)はアンテナの斜視図、図1(b)は図1(a)のI‐I断面を示す断面図である。1A and 1B are diagrams showing a patch antenna according to Embodiment 1, in which FIG. 1A is a perspective view of the antenna, and FIG. 1B is a cross-sectional view showing a II cross section of FIG. 放射導体を拡大した様子を示す平面図である。It is a top view which shows a mode that the radiation conductor was expanded. インピーダンス変換の等価回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the equivalent circuit of impedance conversion. 静電容量を説明する図であり、図4(a)は平行平板キャパシターを説明する図、図4(b)はインターデジタルキャパシターを説明する図、図4(c)はインターデジタルキャパシターの実際の等価回路を示す図である。FIG. 4A is a diagram illustrating a parallel plate capacitor, FIG. 4B is a diagram illustrating an interdigital capacitor, and FIG. 4C is an actual diagram of the interdigital capacitor. It is a figure which shows an equivalent circuit. 本発明のパッチアンテナの指向性の一例を示す、ピークでノーマライズした図である。It is the figure normalized by the peak which shows an example of the directivity of the patch antenna of this invention. 本発明のパッチアンテナの入力インピーダンス特性を示すスミスチャートである。It is a Smith chart which shows the input impedance characteristic of the patch antenna of this invention. 本発明のパッチアンテナの利得周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the gain frequency characteristic of the patch antenna of this invention. 本発明のパッチアンテナの指向性の実測値を示す図であり、図8(a)はX−Z面指向性を表す図、図8(b)はY−Z面指向性を表す図である。It is a figure which shows the measured value of the directivity of the patch antenna of this invention, Fig.8 (a) is a figure showing XZ plane directivity, FIG.8 (b) is a figure showing YZ plane directivity. . 本発明のパッチアンテナの入力インピーダンス特性の実測値を表す図である。It is a figure showing the measured value of the input impedance characteristic of the patch antenna of this invention. 実施の形態1の変形例を示す斜視図である。6 is a perspective view showing a modification of the first embodiment. FIG. 実施の形態2によるパッチアンテナを示す図であり、図11(a)はアンテナの斜視図、図11(b)は図11(a)のII‐II断面を示す断面図である。11A and 11B are diagrams showing a patch antenna according to a second embodiment, in which FIG. 11A is a perspective view of the antenna, and FIG. 11B is a cross-sectional view showing a II-II cross section of FIG. 従来の高次モードパッチアンテナを示す図であり、図12(a)はアンテナの斜視図、図12(b)は図12(a)のV‐V断面を示す断面図である。It is a figure which shows the conventional high-order mode patch antenna, Fig.12 (a) is a perspective view of an antenna, FIG.12 (b) is sectional drawing which shows the VV cross section of Fig.12 (a). TM21モードの電界分布と磁界分布の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the electric field distribution and magnetic field distribution of TM21 mode. 図12のTM21高次モードパッチアンテナの指向性の実際例を示す図である。It is a figure which shows the actual example of the directivity of TM21 high order mode patch antenna of FIG. TM11モードの電界分布と磁界分布の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the electric field distribution and magnetic field distribution of TM11 mode. TM21高次モードパッチアンテナの指向性理論値を基にした指向性を示す図である。It is a figure which shows the directivity based on the directivity theoretical value of TM21 high order mode patch antenna. 図12のアンテナの入力インピーダンス特性を示すスミスチャートである。It is a Smith chart which shows the input impedance characteristic of the antenna of FIG. アンテナ指向性利得の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of an antenna directivity gain. アンテナの入力インピーダンス特性を示すスミスチャートである。It is a Smith chart which shows the input impedance characteristic of an antenna. アンテナの指向性の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the directivity of an antenna.

次に、この発明の実施の形態について、高次モード(TM21)のパッチアンテナを例として詳しく説明する。   Next, an embodiment of the present invention will be described in detail by taking a high-order mode (TM21) patch antenna as an example.

(実施の形態1)
この実施の形態によるパッチアンテナを図1に示す。なお、図1(a)はアンテナの斜視図であり、図1(b)は図1(a)のI−I断面を表す。図1のパッチアンテナは、誘電体基板1と、地導体2と、放射導体3と、マイクロストリップ線路4、5と、容量パッチ6と、接続具7とで構成されている。
(Embodiment 1)
A patch antenna according to this embodiment is shown in FIG. 1A is a perspective view of the antenna, and FIG. 1B shows a II cross section of FIG. The patch antenna shown in FIG. 1 includes a dielectric substrate 1, a ground conductor 2, a radiation conductor 3, microstrip lines 4 and 5, a capacitive patch 6, and a connector 7.

誘電体基板1は、所定の誘電率と厚さaとを持つ、平板状の絶縁部材で作られている。誘電体基板1の裏面には、地導体2が設けられている。地導体2は、薄い平板状の導体で作られ、アース側に接続される。この実施の形態では、誘電体基板1の裏面を、導体として銅で被覆することにより、地導体2が形成されている。   The dielectric substrate 1 is made of a flat insulating member having a predetermined dielectric constant and a thickness a. A ground conductor 2 is provided on the back surface of the dielectric substrate 1. The ground conductor 2 is made of a thin flat conductor and connected to the ground side. In this embodiment, the ground conductor 2 is formed by covering the back surface of the dielectric substrate 1 with copper as a conductor.

誘電体基板1の表面には、外縁部と内縁部とが円形をした環状の放射導体3が設けられている。放射導体3は、厚さが値bである薄い平板状の導体で作られ、地導体2と対向するように、誘電体基板1の表面に設けられている。この実施の形態では、誘電体基板1の表面に、導体として銅を環状に被覆することにより、放射導体3が形成されている。つまり、表面に銅を被覆した基板を加工して、放射導体3を形成する。以下の部材についても同様に銅基板を加工して形成される。放射導体3は、例えば衛星からの電波を受信するために、所定の周波数で共振する。この放射導体3と誘電体基板1と地導体2とにより、TM21高次モードパッチアンテナの本体部が形成されている。なお、放射導体3の外縁部と内縁部とは四角であってもよい。   On the surface of the dielectric substrate 1, an annular radiation conductor 3 having a circular outer edge and inner edge is provided. The radiating conductor 3 is made of a thin flat conductor having a value b, and is provided on the surface of the dielectric substrate 1 so as to face the ground conductor 2. In this embodiment, the radiation conductor 3 is formed on the surface of the dielectric substrate 1 by covering copper as a conductor in an annular shape. That is, the radiation conductor 3 is formed by processing a substrate whose surface is covered with copper. The following members are similarly formed by processing a copper substrate. For example, the radiation conductor 3 resonates at a predetermined frequency in order to receive radio waves from a satellite. The radiating conductor 3, the dielectric substrate 1, and the ground conductor 2 form a main part of the TM21 high-order mode patch antenna. The outer edge and the inner edge of the radiation conductor 3 may be square.

マイクロストリップ線路4は、放射導体3の内側の環状側面から中心に向けて突出して設けられている。マイクロストリップ線路4は、細長形状をした、厚さが値bである薄い平板状の導体で作られ、誘電体基板1の表面に設けられている。この実施の形態では、銅基板を加工することにより、放射導体3と一体でマイクロストリップ線路4が形成される。マイクロストリップ線路4は、例えば放射導体3が受信することで発生する高周波信号を流すためのものである。   The microstrip line 4 is provided so as to protrude from the inner annular side surface of the radiation conductor 3 toward the center. The microstrip line 4 is made of a thin flat-plate conductor having an elongated shape and a thickness b, and is provided on the surface of the dielectric substrate 1. In this embodiment, the microstrip line 4 is formed integrally with the radiation conductor 3 by processing the copper substrate. The microstrip line 4 is for flowing a high-frequency signal generated, for example, when the radiation conductor 3 receives it.

マイクロストリップ線路5は、放射導体3の環状の中心に対して、マイクロストリップ線路4とは対称位置に、つまり、放射導体3の内側の環状側面に沿ってマイクロストリップ線路4を180度移動した位置に、放射導体3の内側の環状側面から中心に向けて設けられている。マイクロストリップ線路5は、マイクロストリップ線路4と同様であり、放射導体3と一体で形成されている。マイクロストリップ線路5は、マイクロストリップ線路4と同じように、例えば放射導体3が受信することで発生する高周波信号を流すためのものである。   The microstrip line 5 is located symmetrically with the microstrip line 4 with respect to the annular center of the radiating conductor 3, that is, a position obtained by moving the microstrip line 4 180 degrees along the inner annular side surface of the radiating conductor 3. Are provided from the annular side surface inside the radiation conductor 3 toward the center. The microstrip line 5 is the same as the microstrip line 4 and is formed integrally with the radiation conductor 3. Similar to the microstrip line 4, the microstrip line 5 is used to flow a high-frequency signal generated by receiving the radiation conductor 3, for example.

これらのマイクロストリップ線路4、5により、放射導体3に対して電力分配器と二本の給電線を代替している。従来であれば、給電点をYZ面内の対象位置二ヶ所に設けて、放射導体上の電流分布の対象性を高めることで、XZ面内の指向性が乱れることを回避する。そのために、通常は放射導体の二ヶ所に設けた給電点に対して地導体板の裏側に二本の給電線と電力分配器を設ける必要がある。しかし、この実施の形態では、マイクロストリップ線路4、5によりこれらを省くことができる。   These microstrip lines 4 and 5 replace the radiating conductor 3 with a power distributor and two feeder lines. Conventionally, the feeding points are provided at two target positions in the YZ plane, and the directivity in the XZ plane is prevented from being disturbed by increasing the target of the current distribution on the radiation conductor. For this purpose, it is usually necessary to provide two power supply lines and a power distributor on the back side of the ground conductor plate with respect to the power supply points provided at two places of the radiation conductor. However, in this embodiment, these can be omitted by the microstrip lines 4 and 5.

接続具7は外側導体7Aと内側導体7Bとを備えている。接続具7は、高周波信号を伝送するための同軸ケーブルを接続するためのものであり、アンテナの本体部に給電点8を次のようにして形成する。放射導体3の環状の中心には、誘電体基板1と容量パッチ6の後述するパッチ素子6Cとを貫通する貫通孔8Aが空けられている。地導体2には、貫通孔8Aと同心で、かつ、貫通孔8Aに比べて大口径の開口2Aが空けられている。開口2Aの部分には、図12の接続具105と同様の接続具7が取り付けられている。接続具7の外側導体7Aは地導体2に電気的に直接接続され、内側導体7Bは、開口2Aと貫通孔8Aを通ってパッチ素子6Cに半田8Bで電気的に直接接続されている。内側導体7Bは、地導体2の開口2Aに端部が挿入されている絶縁体7Cにより、地導体2と外側導体7Aとから絶縁されている。これにより、容量パッチ6に給電点8が形成される。そして、接続具7の外側導体7Aが、ネジ止め等で同軸ケーブルの外部導体と電気的に接触し、接続具7の内側導体7Bの挿入孔7Dに同軸ケーブルの内部導体が挿入されて、内側導体7Bが同軸ケーブルの内部導体に電気的に接触される。   The connector 7 includes an outer conductor 7A and an inner conductor 7B. The connector 7 is for connecting a coaxial cable for transmitting a high-frequency signal, and the feeding point 8 is formed in the main body of the antenna as follows. A through hole 8 </ b> A that penetrates the dielectric substrate 1 and a patch element 6 </ b> C (described later) of the capacitive patch 6 is opened at the annular center of the radiation conductor 3. The ground conductor 2 is concentric with the through hole 8A and has an opening 2A having a larger diameter than the through hole 8A. A connector 7 similar to the connector 105 of FIG. 12 is attached to the opening 2A. The outer conductor 7A of the connection tool 7 is electrically connected directly to the ground conductor 2, and the inner conductor 7B is electrically connected directly to the patch element 6C with solder 8B through the opening 2A and the through hole 8A. The inner conductor 7B is insulated from the ground conductor 2 and the outer conductor 7A by an insulator 7C having an end inserted into the opening 2A of the ground conductor 2. As a result, a feeding point 8 is formed in the capacitive patch 6. Then, the outer conductor 7A of the connector 7 is in electrical contact with the outer conductor of the coaxial cable by screwing or the like, and the inner conductor of the coaxial cable is inserted into the insertion hole 7D of the inner conductor 7B of the connector 7, Conductor 7B is in electrical contact with the inner conductor of the coaxial cable.

容量パッチ6は、図2に示すように、放射導体3の環状内側とマイクロストリップ線路4、5の外側に、かつ誘電体基板1の表面に形成されている2つの半円部分、および、マイクロストリップ線路4、5が対向して誘電体基板1の表面に形成されている四角形部分の両方に設けられている。2つの半円形部分には、容量パッチ6のパッチ素子6A、6Bが設けられている。パッチ素子6A、6Bは、半円形をした薄い平板状の導体で作られ、放射導体3の環状内側およびマイクロストリップ線路4、5と非接触の状態で誘電体基板1の表面に配置されている。この実施の形態では、銅基板を加工することにより、パッチ素子6A、6Bが形成される。   As shown in FIG. 2, the capacitive patch 6 includes two semicircular portions formed on the annular inner side of the radiating conductor 3 and on the outer side of the microstrip lines 4 and 5 and on the surface of the dielectric substrate 1. Strip lines 4 and 5 are provided on both sides of the rectangular portion formed on the surface of the dielectric substrate 1 so as to face each other. Patch elements 6A and 6B of the capacitive patch 6 are provided in the two semicircular portions. The patch elements 6A and 6B are made of a thin flat conductor having a semicircular shape, and are arranged on the surface of the dielectric substrate 1 in a non-contact state with the annular inner side of the radiation conductor 3 and the microstrip lines 4 and 5. . In this embodiment, patch elements 6A and 6B are formed by processing a copper substrate.

パッチ素子6Aとパッチ素子6Bとは、パッチ素子6Cによって電気的に直接接続されている。パッチ素子6Cは、四角形をした薄い平板状の導体で作られ、マイクロストリップ線路4、5と非接触の状態で誘電体基板1の表面に配置されている。この実施の形態では、銅基板を加工することにより、パッチ素子6A、6Bと一体でパッチ素子6Cが形成される。これにより、パッチ素子6A〜6Cにより、容量パッチ6が形成されている。   Patch element 6A and patch element 6B are electrically directly connected by patch element 6C. The patch element 6 </ b> C is made of a rectangular thin flat conductor, and is disposed on the surface of the dielectric substrate 1 in a non-contact state with the microstrip lines 4 and 5. In this embodiment, the patch element 6C is formed integrally with the patch elements 6A and 6B by processing the copper substrate. Thereby, the capacitive patch 6 is formed by the patch elements 6A to 6C.

これらのパッチ素子6A〜6Cは、マイクロストリップ線路4、5から距離cだけ離れて設けられ、かつ、マイクロストリップ線路4、5と向かい合う部分の長さがd、eである。つまり、パッチ素子6A〜パッチ素子6Cとマイクロストリップ線路4、5との間には、長さdおよび長さeのコ字状をした幅cのスリット9A、9Bが形成されている。   These patch elements 6A to 6C are provided apart from the microstrip lines 4 and 5 by a distance c, and the lengths of the portions facing the microstrip lines 4 and 5 are d and e. That is, between the patch elements 6A to 6C and the microstrip lines 4 and 5, slits 9A and 9B having a width d and a width c having a length d and a length e are formed.

こうして形成された容量パッチ6は、図3に示すように、マイクロストリップ線路4、5と対向することで、給電点8に対して直列容量Cを形成する。つまり、長さdおよび長さeのコ字状をしたスリット9A、9Bの部分で、直列容量Cが形成される。また、容量パッチ6は、地導体2と対向することで、給電点8に対して並列容量Cを形成する。 As shown in FIG. 3, the capacitor patch 6 formed in this way is opposed to the microstrip lines 4 and 5, thereby forming a series capacitor C 1 with respect to the feeding point 8. In other words, the slit 9A in which the U-shaped length d and the length e, part of 9B, the series capacitance C 1 is formed. Further, the capacitance patch 6 forms a parallel capacitance C 2 with respect to the feeding point 8 by facing the ground conductor 2.

並列容量Cは次のようにして算出可能である。一般的に、平行平板の静電容量Cは、図4(a)に示すように、厚さが値hであり、誘電率が値εである基板の上下に、縦が値Lであり、横が値Wである導体板P1、P2を設けた平行平板があるとき、この平行平板の静電容量Cは次の計算式で算出される。
平行平板が容量パッチ6である場合、パッチ素子6A〜6Cの面積を基に、数1式の値「LW」を求める。これにより、数1式を利用して、並列容量Cを算出することができる。
Parallel capacitance C 2 can be calculated as follows. In general, as shown in FIG. 4A, the capacitance C of a parallel plate has a value L a above and below a substrate whose thickness is a value h and whose dielectric constant is a value ε r. There, when there is a parallel plate horizontal is provided in the conductive plates P1, P2 is the value W, the capacitance C 2 of the parallel plates is calculated by the following equation.
When the parallel plate is the capacitive patch 6, the value “L a W” of Equation 1 is obtained based on the areas of the patch elements 6 </ b> A to 6 </ b> C. As a result, the parallel capacitance C 2 can be calculated using Equation (1).

直列容量Cは次のようにして算出可能である。一般的に、図4(b)に示すマイクロストリップ線路がある場合、この線路の端部間で生じる静電容量Cは次の計算式で算出される。
なお、数2式では、値Lがマイクロストリップ素子の長さであり、値wがマイクロストリップ素子の並んでいる幅である。値εはマイクロストリップ素子が設けられている基板の誘電率である。値xはマイクロストリップ素子の幅と間隔であり、値tはマイクロストリップ素子の厚さである。さらに、値Nはフィンガーの数である。この数2式を基に直列容量Cを算出することが可能である。なお、マイクロストリップ線路の場合、この線路の端部間で生じる静電容量Cについては、図4(c)の等価回路に示すCを直列容量として使うが、容量Cと抵抗Rが僅かに生じる。実際には、並列容量としての並行平板と組み合わせた状態で、電磁界解析して寸法を最適化する。
Series capacitance C 1 can be calculated as follows. In general, when there is a microstrip line shown in FIG. 4B, the capacitance C 1 generated between the ends of the line is calculated by the following calculation formula.
In Equation 2, the value Lb is the length of the microstrip element, and the value w is the width in which the microstrip elements are arranged. The value ε r is the dielectric constant of the substrate on which the microstrip element is provided. The value x is the width and spacing of the microstrip element, and the value t is the thickness of the microstrip element. Furthermore, the value N is the number of fingers. It is possible to calculate the series capacitance C 1 based on the equation (2). In the case of a microstrip line, the electrostatic capacitance C b occurring between the ends of this line, which uses the C b as shown in the equivalent circuit shown in FIG. 4 (c) as a series capacitance, the capacitance C c and the resistor R c Slightly occurs. In practice, the dimensions are optimized by electromagnetic field analysis in combination with parallel plates as parallel capacitors.

容量パッチ6においては、マイクロストリップ線路4、5と共に直列容量Cを給電点8に対して形成し、誘電体基板1と共に並列容量Cを給電点8に対して形成するので、容量パッチ6の形状と、スリット9A、9Bの幅cおよび長さd、eを調整することにより、先の図3に示すように、直列容量Cと並列容量Cの値を調整することができる。つまり、給電点8のインピーダンスを値Zinとし、アンテナの入力インピーダンスZとすれば、次の式により、アンテナの入力インピーダンスZと給電点8のインピーダンスZinとの整合をとることができる。
つまり、直列容量Cと並列容量Cとにより、入力インピーダンスを50オームに変換するインピーダンス変成器を形成する。具体的には、この実施の形態である、円環状のTM21高次モードパッチアンテナの入力インピーダンスZを、直列容量Cと並列容量Cで分圧し、給電点のインピーダンスZinを50オームに変換する。
In the capacitance patch 6, the series capacitance C 1 is formed for the feeding point 8 together with the microstrip lines 4 and 5, and the parallel capacitance C 2 is formed for the feeding point 8 together with the dielectric substrate 1. the shape of the slit 9A, the width c and length d of 9B, by adjusting the e, as shown in Figure 3 above, it is possible to adjust the value of the series capacitance C 1 and parallel capacitance C 2. That is, if the impedance of the feeding point 8 is the value Z in and the input impedance Z of the antenna, the antenna input impedance Z and the impedance Z in of the feeding point 8 can be matched by the following equation.
In other words, the series capacitor C 1 and the parallel capacitor C 2 form an impedance transformer that converts the input impedance to 50 ohms. Specifically, the input impedance Z of the annular TM21 high-order mode patch antenna according to this embodiment is divided by the series capacitor C 1 and the parallel capacitor C 2 , and the impedance Z in of the feeding point is 50 ohms. Convert.

上記構成のパッチアンテナについて、指向性を計算すると、図5のようになる。この指向性では天頂方向で深いヌルが形成されていることから、交差偏波が抑圧された、良好な指向性が得られていることが判る。つまり、従来の課題である交差偏波の抑圧が達成されている、ということを表している。なお、図5はピークでノーマライズされている。   FIG. 5 shows the directivity calculated for the patch antenna having the above-described configuration. In this directivity, since a deep null is formed in the zenith direction, it can be seen that a good directivity in which cross polarization is suppressed is obtained. That is, it represents that suppression of cross polarization, which is a conventional problem, has been achieved. Note that FIG. 5 is normalized at the peak.

また、入力インピーダンスの計算値をスミスチャート上にプロットしたものを図6に示す。プロットは中心周波数においてスミスチャートの中央を通り、50オームに整合できていることが判る。図7に仰角45度方向の利得の周波数特性を示す。指向性利得に対して、給電点の不整合損を含む実効利得のピーク値が概ね一致していることから、従来の課題である電流分布の最適な状態、つまり指向性の最適化と給電状態の整合という二つを両立させることができている、ということを表している。   FIG. 6 shows a plot of calculated values of input impedance on a Smith chart. It can be seen that the plot passes through the center of the Smith chart at the center frequency and can be matched to 50 ohms. FIG. 7 shows the frequency characteristics of the gain in the direction of the elevation angle of 45 degrees. Since the peak value of effective gain including mismatch loss at the feed point is almost the same as the directivity gain, the optimal state of current distribution, which is the conventional problem, that is, optimization of directivity and feed state This means that both of the two are compatible.

この実施の形態によるTM21高次モードパッチアンテナを試作し、実測した指向性を図8(a)と図8(b)とに示す。図8(a)、(b)において、交差偏波が概ねマイナス30dB以下に抑圧されている。さらに図9に試作アンテナの入力インピーダンスの実測値を示す。この図に示すように、プロットが中心付近を通る理想的な整合状態が実現されている。   A TM21 high-order mode patch antenna according to this embodiment is prototyped, and measured directivities are shown in FIGS. 8 (a) and 8 (b). 8 (a) and 8 (b), the cross polarization is suppressed to approximately −30 dB or less. Further, FIG. 9 shows measured values of the input impedance of the prototype antenna. As shown in this figure, an ideal matching state where the plot passes near the center is realized.

このように、この実施の形態によれば、給電点8を放射導体3の中心に設け、かつ、給電点8に対して対称位置にマイクロストリップ線路4、5を設けることにより、マイクロストリップ線路4、5の両方に対して給電を対照的に行うので、天頂方向に深いヌルを形成することができる。これにより、交差偏波を抑圧することができ、かつ、指向性の最適化と、直列容量Cと並列容量Cとにより給電状態の整合とを行うことができ、しかも理想的な整合状態を実現することができる。つまり、高い利得を得ながら50オームに整合することができる。また、複雑な給電回路や電力分配器を外付けすること無く、高い利得を得ながら50オームに整合するという、二つの特性を実現することができる。さらに、利得と整合のトレードオフを克服することができるので、コスト、消費電力、重量等の面で有利となる。さらに、この実施の形態によれば、誘電体基板1の両面に銅を被覆した銅基板を用いてアンテナを形成するので、アンテナの製造が極めて容易である。 Thus, according to this embodiment, the microstrip line 4 is provided by providing the feeding point 8 at the center of the radiation conductor 3 and providing the microstrip lines 4 and 5 at symmetrical positions with respect to the feeding point 8. Therefore, a deep null can be formed in the zenith direction. Thus, it is possible to suppress cross polarization and the optimization of the directivity, it is possible to perform the alignment of the feeding state by the series capacitance C 1 and parallel capacitance C 2, yet ideal alignment Can be realized. That is, 50 ohms can be matched while obtaining a high gain. In addition, two characteristics can be realized, that is, matching to 50 ohms while obtaining a high gain without externally adding a complicated power supply circuit or power distributor. Furthermore, the trade-off between gain and matching can be overcome, which is advantageous in terms of cost, power consumption, weight, and the like. Furthermore, according to this embodiment, since the antenna is formed using the copper substrate in which both surfaces of the dielectric substrate 1 are coated with copper, the manufacture of the antenna is extremely easy.

なお、この実施の形態の変形例としては、例えば図10に示すように、片側だけにマイクロストリップ線路4を設けるパッチアンテナ等の各種のものがある。   As modifications of this embodiment, for example, as shown in FIG. 10, there are various types such as a patch antenna provided with a microstrip line 4 only on one side.

(実施の形態2)
この実施の形態によるTM21高次モードパッチアンテナを図11に示す。なお、図11(a)はアンテナの斜視図であり、図11(b)は図11(a)のII−II断面を表す。なお、この実施の形態では、先に説明した実施の形態1と同一もしくは同一と見なされる構成要素には、それと同じ参照符号を付けて、その説明を省略する。
(Embodiment 2)
A TM21 high-order mode patch antenna according to this embodiment is shown in FIG. 11A is a perspective view of the antenna, and FIG. 11B shows a II-II cross section of FIG. In this embodiment, components that are the same as or the same as those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.

この実施の形態では、実施の形態1の誘電体基板1に形成される表面パターンが簡略化されている。この実施の形態によるパッチアンテナでは、誘電体基板1の表面に円形状の放射導体21が設けられている。この実施の形態では、;実施の形態1と同様に、銅基板を加工することにより、放射導体21が形成される。   In this embodiment, the surface pattern formed on the dielectric substrate 1 of the first embodiment is simplified. In the patch antenna according to this embodiment, a circular radiation conductor 21 is provided on the surface of the dielectric substrate 1. In this embodiment, as in Embodiment 1, the radiation conductor 21 is formed by processing the copper substrate.

放射導体21の中心には、給電点8が設けられている。給電点8と、それを構成する接続具7とは、実施の形態1と同様であるので、これらの説明を省略する。   A feeding point 8 is provided at the center of the radiation conductor 21. Since the feeding point 8 and the connector 7 constituting the feeding point 8 are the same as those in the first embodiment, their description is omitted.

給電点8を挟むようにして、平行なスリット22、23が放射導体21に設けられている。つまり、円形状の放射導体21上にスリット22、23が二本設けられている。これにより、給電点8を中心にして対称位置に、所定幅で長さが値fのマイクロストリップ線路24、25が形成される。このとき、マイクロストリップ線路24、25の各先端が、放射導体21の外縁部から所定の距離だけ内側に位置するように、マイクロストリップ線路24、25が形成されている。   Parallel slits 22 and 23 are provided in the radiation conductor 21 so as to sandwich the feeding point 8. That is, two slits 22 and 23 are provided on the circular radiation conductor 21. As a result, microstrip lines 24 and 25 having a predetermined width and length f are formed at symmetrical positions with respect to the feeding point 8. At this time, the microstrip lines 24 and 25 are formed so that the tips of the microstrip lines 24 and 25 are located at a predetermined distance from the outer edge of the radiation conductor 21.

なお、先にも述べたように、従来であれば、給電点をYZ面内の対象位置二ヶ所に設けて、放射導体上の電流分布の対象性を高める。これにより、XZ面内の指向性が乱れることを回避する。そのために、通常は放射導体の二ヶ所に設けた給電点に対して、地導体板の裏側に二本の給電線と電力分配器を設ける必要がある。しかし、この実施の形態では、二本のスリット22、23を設けてマイクロストリップ線路24、25を形成することで、電力分配器と二本の給電線を代替している。   In addition, as described above, conventionally, feeding points are provided at two target positions in the YZ plane to enhance the target of current distribution on the radiation conductor. Thereby, it is avoided that the directivity in the XZ plane is disturbed. Therefore, it is usually necessary to provide two power supply lines and a power distributor on the back side of the ground conductor plate with respect to the power supply points provided at two places of the radiation conductor. However, in this embodiment, the power splitter and the two feeder lines are substituted by providing the two slits 22 and 23 to form the microstrip lines 24 and 25.

上記構成のパッチアンテナについて、アンテナ指向性利得の周波数特性が先に示した図18と同じになり、入力インピーダンスは先に示した図19と同じになる。さらに、中心周波数における指向性は先に示した図20と同じになる。   Regarding the patch antenna having the above configuration, the frequency characteristic of the antenna directivity gain is the same as that shown in FIG. 18, and the input impedance is the same as that shown in FIG. Furthermore, the directivity at the center frequency is the same as that shown in FIG.

このように、この実施の形態によれば、給電点8を放射導体3の中心に設け、かつ、給電点8を中心にして対称位置にマイクロストリップ線路24、25を設けることにより、マイクロストリップ線路24、25の両方に対して給電点8から給電を対照的に行うので、天頂方向の深いヌルを形成することができる。これにより、交差偏波が抑圧された、良好な指向性を得ることができる。また、誘電体基板1の表面に放射導体21およびスリット22、23だけを形成するので、誘電体基板1の表面に形成されるパターンを簡略化することができる。   As described above, according to this embodiment, the feeding point 8 is provided at the center of the radiation conductor 3 and the microstrip lines 24 and 25 are provided at symmetrical positions with the feeding point 8 as the center. Since both 24 and 25 are fed in contrast from the feeding point 8, a deep null in the zenith direction can be formed. Thereby, it is possible to obtain good directivity in which cross polarization is suppressed. In addition, since only the radiation conductor 21 and the slits 22 and 23 are formed on the surface of the dielectric substrate 1, the pattern formed on the surface of the dielectric substrate 1 can be simplified.

この発明は、水平面に設置して斜め上方に通信相手が存在する用途、例えば日本のような中緯度地域から静止軌道上の通信衛星にアクセスするような用途に最適である。また、この発明によるアンテナを素子として、配列アンテナを構成することができる。その場合、各素子に移相制御機能を設ければ、斜め上方に高い利得を持つフェーズドアレーアンテナを実現することができる。   The present invention is most suitable for an application in which a communication partner is present obliquely upward by being installed on a horizontal plane, for example, an application for accessing a communication satellite on a geostationary orbit from a mid-latitude region such as Japan. Further, an array antenna can be configured using the antenna according to the present invention as an element. In that case, if a phase shift control function is provided for each element, a phased array antenna having a high gain obliquely upward can be realized.

1 誘電体基板
2 地導体
3 放射導体
4、5 マイクロストリップ線路
6 容量パッチ
7 接続具
8 給電点
9A、9B スリット
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Dielectric substrate 2 Ground conductor 3 Radiation conductor 4, 5 Microstrip line 6 Capacitance patch 7 Connector 8 Feeding points 9A, 9B Slit

Claims (2)

平板状の誘電体基板の裏面に地導体を具備するアンテナにおいて、
前記地導体と対向して前記基板の表面に設けられ、所定の周波数で共振し、外縁部が所定形状の放射導体と、
前記放射導体の中心に設けられた給電点と、
前記放射導体にスリットをそれぞれ設けることにより形成され、前記給電点と電気的に接続されているマイクロストリップ線路とを備え、
前記マイクロストリップ線路は、前記給電点を中心にして対称に、前記放射導体の外縁部に向けて、かつ、外縁部から所定の距離だけ離れて設けられており
前記放射導体は環状の形状であり、
前記マイクロストリップ線路は放射導体の内側の環状側面から前記給電点に向けてそれぞれ突出して設けられ、この放射導体に電気的に直接接続され、
前記放射導体の環状側面の内部には、前記給電点に電気的に直接接続され、容量を形成する容量パッチが設けられ、
前記容量パッチにギャップを設けることで、前記マイクロストリップ線路を前記容量パッチ内に延長して設け、
前記容量パッチにより形成した並列容量と、前記ギャップにより形成した直列容量とにより、インピーダンス変換をして給電点を前記マイクロストリップ線路に電気的にそれぞれ接続する変換器を形成する、
ことを特徴とするアンテナ。
In an antenna having a ground conductor on the back surface of a flat dielectric substrate,
Opposed to the ground conductor is provided on the surface of the substrate, resonates at a predetermined frequency, the outer edge is a radiation conductor of a predetermined shape,
A feeding point provided at the center of the radiation conductor;
A microstrip line formed by providing a slit in each of the radiation conductors and electrically connected to the feeding point;
The microstrip line, symmetrically around the feed point, towards the outer edge of the radiating conductor, and is provided apart from the outer edge by a predetermined distance,
The radiation conductor has an annular shape,
The microstrip line is provided to project from the annular side surface inside the radiation conductor toward the feeding point, and is electrically connected directly to the radiation conductor.
In the inside of the annular side surface of the radiation conductor, a capacitance patch that is electrically connected to the feeding point and forms a capacitance is provided,
By providing a gap in the capacitive patch, the microstrip line is provided extending in the capacitive patch,
A parallel capacitor formed by the capacitive patch and a series capacitor formed by the gap form a converter that performs impedance conversion and electrically connects a feeding point to the microstrip line,
An antenna characterized by that.
前記容量パッチの広さと、前記ギャップの幅および長さとを基にインピーダンスの変換を調整する、
ことを特徴とする請求項に記載のアンテナ。
Adjusting the impedance transformation based on the width of the capacitive patch and the width and length of the gap;
The antenna according to claim 1 .
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