JP5557685B2 - 回転電機 - Google Patents

Description

本発明は回転電機に係り、例えばインバータ駆動する誘導電動機等の如く、かご形二次巻線を有するものに好適な回転電機に関する。

近年、インバータを用いて電動機を可変速運転することによって、駆動システム全体の省エネルギー化する需要が高まっている。誘導電動機をインバータ駆動することにより、様々な運転状態において、システム全体の効率を向上させることが可能となるが、定格運転時には、インバータによるキャリア高調波によって、商用電源駆動するときに比べて，キャリア高調波に起因する損失が発生し、効率が低下する恐れがある。

インバータ駆動時の誘導電動機の効率を向上させる技術としては、特許文献１に記載されているように、回転子のバー形状を回転子の外周部に行くほど大きくし、表皮効果による二次抵抗の上昇を大きくして高調波二次銅損を低減する技術がある。また、特許文献２には、回転子中心から外周へ引いた直線に対して回転子スロットを回転方向に傾け、スロットを従来形状よりも広げて回転子外周側に設置する技術が記載されている。また、特許文献３には、回転子導体を二重かご形とし、上バーを回転方向または半回転方向に所定角度をずらすことにより、始動特性および定格運転中の効率を向上させる技術がある。

特開昭５４−１４８２０７号公報 特開２００２−２１８７２２号公報 特開２００９−２７８７８３号公報

インバータ駆動時に、誘導電動機に発生する損失を低減し効率の向上を図ろうとするとき、インバータのキャリア高調波に起因して発生する損失を低減するためには従来の形状とは異なる仕様が必要となる。

特許文献１に記載された技術では、回転子スロットの開口部が大きくなるため、回転子スロット数に起因する高調波が過大となり、騒音やトルクの脈動、固定子での損失が増大する。また、回転子スロットの開口部を大きくすることにより、回転子ティースが小さくなるため、磁気飽和の影響が大きくなり、鉄損が増大する欠点がある。

一方、特許文献２に記載された技術では、回転子スロットに開口部が設けられておらず、漏れ磁束の増大に伴って無負荷電流が増大し、効率が低下する欠点がある。また、インバータのキャリア高調波に起因する高周波の磁束は、回転子鉄心に入り込みやすいため、回転子鉄心を介して回転子バーの表面に高調波磁束が進入することによって、回転子バーの表面に渦電流が発生し、鉄損や発熱量が増大する恐れがある。

一般に、回転子導体は、アルミニウムのダイカストによって製造されており、アルミニウムは、出力が数百ｋＷ以上の誘導電動機の回転子導体に用いられる銅に比べて抵抗率が大きいため銅損が多く発生し、定格運転時の効率が低下する恐れがある。

更に、特許文献３に記載された技術では、回転子外周側の導体に用いられる材料が高抵抗であるため二次銅損が増大し、定格運転中の効率が低下する恐れがある。また、低抵抗材料によって構成されている回転子内周側の導体は、外周側導体に比べて固定子と回転子との間のギャップからの距離があり、しかも、回転子スロットに開口部が設けられていないため、漏れ磁束が増大し、定格運転中の効率および力率が低下する恐れがある。また、スロットの開口部が設けられていないため、キャリア高調波による渦電流の抑制が困難であり、鉄損や発熱量が増大してしまう恐れがある。

本発明は上述の点に鑑みなされたもので、その目的とするところは、インバータ駆動時のキャリア高調波に起因して回転子に発生する損失を低減および力率を向上させ、電機子巻線に発生する電流を抑制し、定格運転時の効率を向上することのできる回転電機を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の回転電機は、回転子スロットが、回転子の回転中心軸から径方向に対する軸に対し周方向に非対称な形状で、かつ、回転子スロットの上部に回転子スロットよりも周方向の幅が小さいスロット開口部が設けられていることを特徴とする。

本発明の回転電機では、キャリア高調波および固定子、回転子スロット数に起因して発生する高調波二次銅損を低減できることに加え、力率向上によって電機子巻線に流れる一次電流を抑制し、定格運転時の効率を向上させることが可能となる。

本発明の回転電機の一実施例である誘導電動機を示す横断面図である（実施例１）。 図１の縦断面図である。 図１における回転子スロットの形状を示す部分断面図である。 本発明における回転子スロットの形状の一例を示す部分断面図である。 本発明における回転子スロット開口部の形状の一例を示す部分断面図である。 本発明における回転子形状の非対称上限値を説明するための回転子の部分断面図である。 本発明の一実施例である誘導電動機における回転子への磁束の流れを示す部分断面図である。 本発明の回転電機の他の実施例である誘導電動機における回転子スロットの形状を示す部分断面図である（実施例２）。 本発明の回転電機の更に他の実施例である誘導電動機における回転子スロットの形状を示す部分断面図である（実施例３）。 本発明による回転電機の効果を確認するために比較する損失計算時の基準機の回転子スロットの形状を示す部分断面図である。 本発明の回転電機の各実施例と基準機における高調波二次銅損の計算結果を比較した図である。 本発明の回転電機の各実施例と基準機における回転子渦電流損の計算結果を比較した図である。 本発明の回転電機の各実施例と基準機における基本波一次銅損の計算結果を比較した図である。 本発明の回転電機を大型機に適用した場合を示す横断面図である（実施例４）。 本発明の回転電機である誘導電動機の回転子形状の一例を示す縦断面図である（実施例５）。 本発明の回転電機である誘導電動機の回転子形状の他の例を示す縦断面図である（実施例６）。 本発明の回転電機である誘導電動機の回転子形状の更に他の例を示す縦断面図である（実施例７）。

以下、本発明の回転電機の実施例について、図面を用いながら説明する。

図１および図２に、本発明の回転電機の実施例１である誘導電動機の構成を示す。該図に示す如く、誘導電動機１は、固定子１０と、この固定子１０と所定間隙（ギャップ）を持って対向配置された回転子２０およびシャフト２２によって概略構成されている。

固定子１０は、固定子鉄心１１と、この固定子鉄心１１の内径側に、周方向に所定間隔をもち、かつ、軸方向に伸延する複数個の固定子スロット１２内に配置された電機子巻線１３とによって構成される。一方、回転子２０は、シャフト２２に連結された回転子鉄心２１と、この回転子鉄心２１の外径側に、周方向に所定間隔をもち、かつ、軸方向に伸延する複数個の回転子スロット２３内に配置されたかご形導体とから構成される。回転子スロット２３内に配置されるかご形導体は、回転子バー２５とエンドリング２６とで構成され、かご形導体のバー材料は銅やアルミ，真鍮などが適用される。また、回転子スロット２３の周方向間には回転子ティース２４が形成されている。回転子バー２５は、回転子鉄心２１に予め設けられた回転子スロット２３に回転子鉄心２１の軸方向端部から挿入して配置され、エンドリング２６とロウ付けや溶接，摩擦攪拌接合などによって接合される。誘導電動機１の外部にあるインバータは、接続線（図示せず）を介して電機子巻線１３に接続されている。

商用電源によって電機子巻線１３に電圧を印加した際、電機子巻線からは基本波電流による磁束に加え、巻線配置やスロット数に起因して高調波磁束が発生する。この高調波磁束が、固定子１０と回転子２０との間のギャップを通じて回転子バー２５に入り込むことによって、回転子バー２５には高調波二次銅損が発生し、また、回転子鉄心２１の外周表面に渦電流損が発生する。一方、回転子ティース２４には、電機子巻線１３による磁束によってヒステリシス損が発生する。また、力率低下の原因となる磁気飽和によって、電機子巻線１３に流れる励磁電流の増加や誘導電動機１の振動および騒音の問題が生じる。

この現象は良く知られていることであるが、インバータによって誘導電動機１を駆動する際には、インバータ内部のキャリア周波数によって、誘導電動機１に印加される電圧波形には、基本波周波数に比べて非常に高い周波数が重畳される。

これにより、電機子巻線１３に流れる電流は、高調波が重畳された歪んだ波形となるため、誘導電動機内には基本波電流からの磁束やスロット数に起因して発生する高調波磁束に加え、インバータのキャリア周波数に起因する高調波磁束も発生することとなる。

この高調波磁束によって、回転子２０内部のかご形導体に流れる電流は、基本波周波数成分のように、回転子バー２５全体に均一に流れず、回転子バー２５の径方向外側付近に集中し、回転子バー２５内では電流密度分布が非一様となる。この表皮効果と呼ばれる現象のため、商用電源駆動時に比べて高調波二次電流損が増大する。また、回転子鉄心２１に入り込んだ高調波磁束は、回転子鉄心２１表面上で渦電流を発生させ、回転子鉄心２１の渦電流損を増大させる要因となる。

図３に、実施例１による誘導電動機の回転子形状を示す。本実施例による誘導電動機は、回転子２０の回転中心から径方向に引いた軸Ａ−ａよりも回転子スロット底部２３１を回転方向遅れ側に設置し、軸Ａ−ａと回転子２０の外周部の基準点ａから回転子スロット底部２３１の中心点Ｂまで引いた軸Ｂ−ａとが、基準点ａにおいて所定の角度αを持つように回転子スロット２３を構成した上で、回転子スロット２３の外周端部に半閉の回転子スロット開口部２３２が回転方向遅れ側に設け、回転子スロット２３が回転子２０の回転中心から径方向に対する軸Ａ−ａに対し周方向に非対称な形状となっている。

回転子スロット２３は、角部が図４に示すように、直角にした形状や円形に面取りされた形状でもよい。また、回転子スロット開口部２３２の形状は、図５に示すように、スロット幅に対して平行にするなど考えられるいずれの場合でもよい。軸Ａ−ａと軸Ｂ−ａとの角度は、図６に示すように、回転子スロット底部２３１の角部と隣り合う回転子スロット上部２３３の角部とが、回転中心から径方向に向けた軸Ａ−Ｃに対して重なり合わない程度までとする。

上記に示す回転子形状とすることで、回転子バー２５の径方向外側に入り込む高調波磁束を抑制することが可能となり、高調波二次銅損を抑制することが可能となる。また、定格運転時において、電機子巻線１３から発生した磁束は、図７に示すように、回転子２０の回転方向に対して斜めに進入する。そのため、実施例１による回転子形状とすることで、電機子巻線１３からの基本波磁束が回転子バー２５に鎖交しやすくなる。

従って、誘導電動機１の力率が向上し、電機子巻線１３に流れる電流が抑制され、一次基本波銅損が低減される。また、回転子スロット開口部２３２を設けることにより、回転子２０における漏れ磁束が低減され、電機子巻線１３における一次基本波銅損を低減することができる。

一方、高調波二次銅損を発生させる高調波磁束は、回転子ティース先端部２４１の回転方向進み側に集中するため、回転子スロット開口部２５２を回転子２０の回転方向に対して遅れ側に配置することによって、回転子バー２５の径方向外側に入り込む高調波磁束を抑制することができ、高調波二次銅損を低減することが可能となる。

さらに、回転子ティース先端部２４１の回転方向進み側の断面積が増加するため、回転子ティース先端部２４１における磁気飽和の影響が緩和され、ヒステリシス損の低減や磁気飽和に起因する高調波の発生を抑制でき、騒音や振動を抑制することが可能となる。

図８に、実施例２による誘導電動機の回転子形状を示す。本実施例は、図８に示すように、実施例１の回転子形状において、回転子ティース先端部２４１の回転方向進み側の断面積が大きくなるように、回転子スロット上部２３３の回転方向遅れ側を加工したことを特徴とする。

図８において、回転子スロット上部２３３の回転子遅れ側の加工形態は直線状であるが、円形に面取りされた形などでもよい。回転子ティース先端部２４１の断面積を大きくすることにより、実施例１による効果に加え、磁気飽和の影響をさらに低減することができ、ヒステリシス損の低減や磁気飽和に起因して発生する高調波の発生を抑制でき、騒音や振動を抑制することが可能となる。

図９に、実施例３による誘導電動機の回転子形状を示す。本実施例は、図９に示すように、実施例１の回転子形状において、回転子ティース２４の周方向の幅を一定としていることを特徴とする。

回転子ティース２４の幅を一定とすることにより、回転子ティース中央部２４２および根元部２４３における磁束密度を抑制することができ、電機子巻線１３からの磁束が回転子バー２５に鎖交しやすくなり、電機子巻線１３における一次基本波銅損を低減することが可能となる。

さらに、回転子バー２５の径方向表面積を大きくするため、電機子巻線１３の巻線配置やスロット数に起因して発生する高調波磁束やインバータのキャリア周波数に起因して発生する高調波磁束による渦電流を緩和することが可能となり、高調波二次銅損を低減することが可能となる。

本発明による効果を以下に示す。本発明による効果を検証するために、図１０に示すような回転子２０を有する誘導電動機を基準機として、各損失に関して比較する。基準機の回転子２０は、回転子スロット２３を回転子２０の回転中心から放射状に配置し、回転子スロット開口部２３２を回転子スロット２３外周部の中心に配置した形状となっている。基準機の回転子２０は、回転子バー２５に磁束が鎖交しづらく、また、回転子ティース先端部２４１の回転方向進み側が、回転子バー２５の径方向外側に配置されているため、高調波二次銅損が発生しやすい形状となっている。

図１１に、高調波二次銅損の計算結果を示す。実施例１乃至実施例３による回転子形状は、回転子スロット開口部２３２が回転方向遅れ側に配置されているため、高調波磁束が回転子バー２５の径方向外側に入り込みづらい構造となっている。

そのため、高調波二次銅損は、図１１より基準機に比べて低減されていることがわかる。特に、実施例３による形状の場合、回転子ティース先端部２４１の回転方向進み側が回転子バー２５の径方向外側に接していないため、最も高調波二次銅損を低減できていることが確認できる。

図１２に、回転子鉄心２１の渦電流損の計算結果を示す。図１２において、比較対象としている基準機は、図１０に示される形状を持つ誘導電動機である。

回転子スロット開口部２３２を回転子２０に設けることで、回転子鉄心２１の表面積が減少し、回転子鉄心２１の表面上の実効抵抗が増加するため、図１２に示すように、渦電流損が増大する。

しかしながら、回転子バー２５に用いられる導体と回転子鉄心２１に用いられる電磁鋼板とでは、導電率が回転子バー２５の方が数倍大きく、電流が流れやすいため、高調波二次銅損は、渦電流損よりも数倍程度大きくなる。したがって、実施例１乃至実施例３による回転子形状では、渦電流損の増大分よりも高調波二次銅損の減少分の方が大きくなるため、インバータのキャリア周波数に起因する損失および固定子、回転子スロット数に起因して発生する各損失の和は、一般的に用いられるように、スロット開口部を回転子スロット２３の中央部に設けた時よりも低減でき、誘導電動機１の定格回転時の効率を向上させることができる。

図１３に、電機子巻線１３で発生する基本波一次銅損の計算結果を示す。図１３において、比較対象としている基準機は、図１０に示される形状を持つ誘導電動機である。

実施例１乃至実施例３による回転子形状とすることで、回転子スロット２３が回転方向に対して角度を持ち、磁束が回転子２０に入り込み易い構造となるため、磁束が回転子バー２５に鎖交しやすくなり、誘導電動機１の力率が向上する。

また、回転子スロット開口部２３２を設けることで漏れ磁束を低減することが可能となり、より力率を向上させることが可能となる。さらに、回転子ティース先端部２４１では、断面積が大きくなるような形状となっており、磁気飽和の影響を抑制できるため、より力率を向上させることが可能となる。

したがって、力率を向上させることにより、電機子巻線１３に流れる電流をより少なくすることが可能となるため、一次基本波銅損を低減することが可能となり、誘導電動機１の定格運転時の効率を向上させることができる。

数百ｋＷを超える出力の大きい回転電機においては、固定子鉄心１１および回転子鉄心２１は、主に冷却を目的として回転軸の軸方向に複数分割され、各鉄心間には固定子通風ダクト３１および回転子通風ダクト３３が設けられ、固定子通風ダクト３１および回転子通風ダクト３３内には、ある一定の角度間隔でそれぞれ固定子ダクトピース３２および回転子ダクトピース３４が設置される構造となる。固定子ダクトピース３２および回転子ダクトピース３４は、回転子２０の回転中心から径方向に向かって放射状に設置されることが通例である。

本実施例による誘導電動機では、図１４に示すように、回転子ダクトピース３４が回転子ティース２４の中心を通るように設置されている。このときの回転子スロット２３の形状は、実施例１乃至３による形状いずれの場合でもよい。

回転子ダクトピース３４の設置位置を上記のようにすることで、回転子ダクトピース３４が回転方向に対して傾くため、誘導電動機１内に流れる冷却風が流れやすくなり、冷却性能が向上し，誘導電動機１の出力を保ったまま体格を低減することが可能となる。また、誘導電動機１の外部に設置される外扇ファンなどで冷却する場合には、冷却ファンの出力を低減することが可能となり、誘導電動機１の周辺機器を含めた効率向上と体格の低減を図ることが可能となる。

実施例５による誘導電動機は、図１５に示すように、回転子バー２５が軸方向に向かってスキューされていることを特徴とする。

回転子バー２５の形状は実施例１乃至４に記載される形状とする。回転子バー２５内に電流が流れると、固定子１０と回転子２０との間のギャップ内には、回転子バー２５から発生する高調波磁束や回転子スロット数に応じて高調波磁束が発生する。回転子スロット２３をスキューすることにより、回転子バー２５から発生する高調波磁束および起磁力回転子スロット数に応じて発生する高調波磁束は、誘導電動機１の軸方向で打ち消し合って小さくなるため、固定子１０と回転子２０との間のギャップ内に発生する磁束密度の歪みを低減でき、騒音や振動の抑制や誘導電動機のトルクリップルを低減することが可能となる。

実施例６による誘導電動機は、図１６に示すように、回転子２０の軸方向中心位置において回転子バー２５を短絡させる中間リング４１を設け、回転子バー２５の配置位置が中間リング４１を基準として周方向に所定角度ずれていることを特徴とする。

本実施例では、回転子バー２５が中間リングを基準として軸方向で所定角度ずれているため、回転子バー２５から発生する高調波磁束および起磁力回転子スロット数に応じて発生する高調波磁束は、中間リング４１を基準として異なる位相を持ち、互いに打ち消し合い小さくなる。

すなわち、実施例５で示されるスキューの効果を得ることが可能となり、騒音や振動の抑制やトルクリップルを低減することが可能となる。また、スキューを施した際に隣り合う回転子バー２５間では、軸方向に電位が発生するため、回転子鉄心２１を介して短絡電流が流れることによって横流損が発生する可能性があるが、本実施例では、隣り合う回転子バー２５間で電位の差が一定となるため横流損が発生せず、誘導電動機１の効率を向上させることが可能となる。

実施例７による誘導電動機は、図１７に示すように中間リング４１を設けた回転子２０において、中間リング４１を基準として、回転中心から径方向に向かった軸に対する回転子スロット２３の傾き方向が軸方向に対称となっていることを特徴とする。回転子スロット２３の形状は、実施例１乃至３いずれの場合でもよい。

本実施例のような回転子形状とすることで、回転子２０を逆回転させた場合にも磁束が回転子バー２５に鎖交しやすくなり、基本波一次銅損を低減でき、定格運転時の効率を向上させることができる。

以上は同様に誘導発電機でも回転方向を逆転させることで成り立つ。

１ 誘導電動機
１０ 固定子
１１ 固定子鉄心
１２ 固定子スロット
１３ 電機子巻線
２０ 回転子
２１ 回転子鉄心
２２ シャフト
２３ 回転子スロット
２４ 回転子ティース
２５ 回転子バー
２６ エンドリング
３１ 固定子通風ダクト
３２ 固定子ダクトピース
３３ 回転子通風ダクト
３４ 回転子ダクトピース
４１ 中間リング
２３１ 回転子スロット底部
２３２ 回転子スロット開口部
２３３ 回転子スロット上部
２４１ 回転子ティース先端部
２４２ 回転子ティース中央部
２４３ 回転子ティース根元部

Claims (9)

1. 固定子鉄心の内径側に、周方向に所定間隔を持ち、かつ、軸方向に伸延する複数個の固定子スロット内に電機子巻線が配置された固定子と、該固定子と所定間隙をもって対向配置され、回転子鉄心の外径側に、周方向に所定間隔を持ち、かつ、周方向に伸延する複数個の回転子スロット内に回転子バーが配置された回転子とを備え、前記回転子バーの端部にエンドリングが接合されてかご形二次巻線が形成されている回転電機において、
   前記回転子スロットは、前記回転子の回転中心軸から径方向に対する軸に対し周方向に非対称な形状であり、かつ、前記回転子スロットの底部を回転方向遅れ側に配置すると共に、スロット開口部を前記回転子スロット上部の回転方向遅れ側に設けた
   ことを特徴とする回転電機。
2. 請求項１に記載の回転電機において、
   前記回転子スロット底部と前記回転子上部の幅が同一でない
   ことを特徴とする回転電機。
3. 請求項１又は２に記載の回転電機において、
   前記回転子スロットの周方向間に形成される回転子ティース先端部の断面積を、他の部分の断面積より大きくした
   ことを特徴とする回転電機。
4. 請求項３に記載の回転電機において、
   前記回転子スロットの外周部の角部のうち、回転方向遅れ側が加工されている
   ことを特徴とする回転電機。
5. 請求項３又は４に記載の回転電機において、
   前記回転子ティースの幅が、その先端部を除き常に一定となっている
   ことを特徴とする回転電機。
6. 請求項１に記載の回転電機において、
   前記回転子鉄心間にダクトピースが設けられ、該ダクトピースの配置位置が前記回転子スロットの中心軸に対して平行に配置されている
   ことを特徴とする回転電機。
7. 請求項１に記載の回転電機において、
   前記回転子スロットが軸方向両端部間でスキューされている
   ことを特徴とする回転電機。
8. 請求項１に記載の回転電機において、
   前記回転子の軸方向中心位置に前記回転子バーを短絡させる中間リングを設け、この中間リングを基準として、前記回転子スロットの配置位置が周方向にずれている
   ことを特徴とする回転電機。
9. 請求項１に記載の回転電機において、
   前記回転子の軸方向中心位置に前記回転子バーを短絡させる中間リングを設け、この中間リングを基準として、前記回転子スロットの傾き方向が軸方向対称となっている
   ことを特徴とする回転電機。

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