JP5556736B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、突極性を有する回転機の端子と互いに相違する電圧値を有する電圧印加手段との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記電力変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の推定ｄ軸の正方向および負方向に振動する高周波電圧信号を印加した際に電動機に実際に伝播する高周波電流信号に基づき電動機の電気角を推定するものも提案されている。

特許第３３１２４７２号公報

ところで、上記高周波電圧信号の周波数は、通常、可聴周波数帯域内のものとなるため、電気角の推定に際して人に知覚されるノイズが生じるおそれがある。このノイズを低減するためには、高周波電圧信号を小さくすることが有効である。ただし、この場合、電気角の推定精度が低下することが発明者らによって見出された。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記電力変換回路の出力電圧に重畳することで検出される高周波電流信号に基づき、回転機の回転角度を推定する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、突極性を有する回転機の端子と互いに相違する電圧値を有する電圧印加手段との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記電力変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、前記回転機は、互いに接続された複数の巻線を備えるものであり、前記高周波電流信号は、前記巻線のそれぞれを流れる電流を検出する検出手段の検出結果に基づき取得されるものであり、前記推定手段は、前記回転角度の推定処理に利用される前記高周波電流信号への前記巻線の電流の検出値の寄与度について、前記検出値のうち絶対値が規定値以下のものの寄与度を前記絶対値が規定値を上回るものの寄与度よりも小さくする寄与度可変手段を備えることを特徴とする。

回転機を流れる電流が小さい場合、検出手段の検出精度が低下しやすい。特に、回転機の巻線を流れる電流が小さい状況下、上記高周波電圧信号を小さくすると、その巻線を流れる高周波電流信号も小さくなり、ひいてはその検出精度が低下しやすくなる。上記発明では、この点に鑑み、巻線を流れる電流の検出値の絶対値が小さいものが推定処理に用いられる高周波電流信号に寄与する度合いを小さくする。これにより、精度の低い検出値の影響を低減することができ、ひいては回転角度の推定精度を向上させることができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記寄与度可変手段は、前記巻線のうち電流の絶対値が規定値以下のものについての電流の検出値を用いることを禁止する禁止手段を備え、前記巻線のうち電流の絶対値が規定値を上回るものについての電流の検出値に基づき、前記高周波電流信号を取得することを特徴とする。

上記発明では、精度の低い検出値が推定処理に利用されないため、回転角度の推定精度をいっそう向上させることができる。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記規定値は、前記検出手段の最小分解能以上の値に設定されていることを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記回転機の前記巻線は、前記回転機の回転方向に対して均等な電気角毎に配置されるものであり、前記寄与度可変手段は、前記巻線の数をＮとした場合に、電気角の「１／Ｎ」度毎に、前記寄与度を小さくする検出値を切り替えることを特徴とする。

上記発明では、巻線を流れる電流は、互いに位相が「２π／Ｎ」ずつずれることとなり、「π／Ｎ」毎にいずれかの巻線がゼロクロスするタイミングとなる。そして、こうした巻線を流れる電流の周期性を利用して、寄与度を小さくする検出値を切り替えることで、寄与度を小さくする処理を簡易に行なうことができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記推定手段は、前記検出結果から前記高周波電流信号の２次元座標系の成分を算出し、これを用いて前記回転角度を推定するものであり、前記検出手段の検出結果から、前記高周波電圧信号の周波数成分を選択的に透過させて前記推定手段に入力する選択透過手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、選択透過手段を備えることで、２次元座標系の成分の算出に用いるパラメータにノイズが混入することを好適に抑制することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記検出手段の検出結果から、前記高周波電圧信号の周波数成分を選択的に増幅して前記推定手段に入力する選択増幅手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、選択増幅手段を備えることで、巻線を流れる電流の振幅が小さい場合であっても、電流の検出精度を向上させることができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記検出手段は、前記回転機の各巻線のそれぞれに接続される配線の周囲の磁界を検出することで電流を検出する手段であり、前記配線のうちその外周に前記検出手段が対向する部分を電界シールドするシールド手段を備えることを特徴とする。

上記配線に電流が流れることで、電界効果によって検出手段に電荷が生じる場合、検出手段の検出精度が低下する。この点、上記発明では、シールド手段を備えることで、電界効果に起因した現象が生じることを好適に抑制することができる。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、前記回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路を備え、前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、前記デッドタイム期間において前記直流交流変換回路によって前記回転機の巻線の端部に印加されるデッドタイム電圧に起因して、実際に重畳される高周波電圧信号に生じる誤差を低減する誤差低減手段をさらに備えることを特徴とする。

上記直流交流変換回路を用いる場合、デッドタイム期間において回転機の端子（巻線の端部）に印加される電圧は、その端子に流れる電流の極性に依存する。そして、この間に回転機の端子に印加される電圧は、重畳手段によって重畳することが意図された高周波電圧信号に対して誤差となりうる。この誤差電圧が上記高周波電圧信号に占める割合は、高周波電圧信号を小さくするほど大きくなる。このため、高周波電圧信号が小さくなるほど、実際に重畳される高周波電圧信号が意図したものに対して大きな誤差を有することとなる。これは、回転角度の推定精度を低下させる要因であって且つ、検出手段の検出誤差とは別の要因である。上記発明では、この点に鑑み、誤差低減手段を備えた。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる回転角度の推定処理を示すブロック図。 同実施形態にかかるＰＷＭ処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるデッドタイム補償処理を示すタイムチャート。 デッドタイムに起因して高周波電圧信号に生じる誤差を説明するタイムチャート。 デッドタイムに起因して高周波電圧信号に生じる誤差を示すベクトル図。 上記実施形態にかかる高周波電圧指令信号の設定を示す図。 デッドタイムに起因して高周波電圧信号に生じる誤差を説明するタイムチャート。 上記実施形態にかかるデッドタイムに起因した誤差の抑制原理を示す図。 電流センサに起因して高周波電流信号の検出値に生じる誤差を示すタイムチャート。 上記実施形態にかかる電流センサの使用の切り替え処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるバンドパスフィルタのゲイン特定を示す図。 同実施形態にかかるバンドパスフィルタの回路構成を示す回路図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかる電流センサの使用の切り替え処理を示すタイムチャート。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。

モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶおよびコンバータＣＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊ｐ，Ｄ＊ｎが逆並列に接続されている。一方、高電圧バッテリ１２は、端子電圧がたとえば百Ｖ以上となる２次電池である。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｗ，ｉｖ，ｉｕを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。また、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１９を備えている。ここで、電流センサ１６，１７，１８は、ホール素子を備えて構成されるものであり、各相を流れる電流に応じてその周方向に生じる磁束を、電流と相関を有するパラメータとして検出する検出手段である。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶおよびコンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎを操作する信号が、操作信号ｇ＊ｐ，ｇ＊ｎである。また、コンバータＣＶを操作する信号が、操作信号ｇｃｐ、ｇｃｎである。

図２に、制御装置１４の行う処理を示す。以下では、まず「制御量の制御」について説明した後、「回転角度の推定処理」について説明する。

「制御量の制御」
指令電流設定部２０は、要求トルクＴｒに基づき、回転２相座標系の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｒおよびｑ軸上の指令電流ｉｑｒを設定する。一方、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転２相座標系の実電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。偏差算出部２４は、ｄ軸の指令電流ｉｄｒと実電流ｉｄとの差を算出し、偏差算出部２６は、ｑ軸の指令電流ｉｑｒと実電流ｉｑとの差を算出する。電流制御部２８は、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の指令電圧ｖｄｒと、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量としてのｑ軸上の指令電圧ｖｑｒとを算出する。これら操作量は、対応する上記差を入力とする比例要素の出力と積分要素の出力との和とすればよい。

３相変換部３０では、回転２相座標系の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換して且つ、これを電源電圧ＶＤＣによって規格化することでデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを算出する。デッドタイム補償部３４では、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのそれぞれを、該当する相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づきフィードフォワード補正するためのデッドタイム補正量Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗを算出する。そして、補正部３６，３８，４０のそれぞれでは、デッドタイム補正量Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗのそれぞれに基づきデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのそれぞれを補正する。操作信号生成部３２では、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとキャリアとの大小比較に基づくＰＷＭ処理によって、操作信号ｇ＊＃を生成する。

図３に、操作信号生成部３２による処理の詳細を示す。本実施形態では、漸増速度と漸減速度とが同一であって且つ漸増期間と漸減期間とが同一となる三角波形状のキャリアＣＳと各相のデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとの大小比較に基づき、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。そして、ＰＷＭ信号ｇ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）に基づき、上側アームの操作信号ｇ＊ｐと下側アームの操作信号ｇ＊ｎとを生成する。この際、デッドタイム生成処理を行うことで、操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）は、その立上りタイミングがＰＷＭ信号ｇ＊に対してデッドタイムＤＴだけ遅延したものとなる。なお、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ（指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒ）の更新周期は、キャリアＣＳの更新周期と一致させる。より詳しくは、本実施形態では、キャリアＣＳがピークとなるタイミングにおいてデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを更新する。

図４に、デッドタイム補償部３４の処理の詳細を示す。

図４（ａ）に示すように、相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が正である場合、デッドタイム期間の間、下側アームのダイオードＤ＊ｎを介して電流が流れるため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と比較してデッドタイムＤＴだけ短くなり、且つその立上りエッジはデッドタイムＤＴだけ遅延する。このため、デッドタイム補償部３４では、デューティ信号Ｄ＊をデッドタイム補正量Δｖ＊によって増加補正することで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジおよび立ち下がりエッジの双方をデッドタイムＤＴの「１／２」ずつ補正する。これにより、操作信号ｇ＊ｐのオン期間を、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と一致させることができ、また立上りエッジの遅延量を半減させることもできる。

図４（ｂ）に示すように、相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負である場合、デッドタイム期間の間、上側アームのダイオードＤ＊ｐを介して電流が流れるため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と比較してデッドタイムＤＴだけ長くなる。このため、デッドタイム補償部３４では、デューティ信号Ｄ＊をデッドタイム補正量Δｖ＊によって減少補正することで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジおよび立ち下がりエッジの双方をデッドタイムＤＴの「１／２」ずつ補正する。これにより、操作信号ｇ＊ｐのオン期間を、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と一致させることができる。ただし、この際、操作信号ｇ＊ｐの立上りエッジは、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジに対してデッドタイムＤＴの「１／２」だけ遅延する。

図４（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負から正に反転する場合、立上りに対応するデッドタイム期間の間、上側アームのダイオードＤ＊ｐを介して電流が流れ、立下りに対応するデッドタイム期間の間、下側アームのダイオードＤ＊ｎを介して電流が流れる。このため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間に一致する。したがって、この場合には、デッドタイム補正量Δｖ＊をゼロとする。

「回転角度の推定処理」
先の図２に示す高周波電圧信号設定部５０では、高周波電圧指令信号Ｖｈｒ＝（ｖｄｈｒ，ｖｑｈｒ）を設定する。ここで、本実施形態では、ｖｑｈｒ＝０として且つ、ｖｄｈｒを、ＰＷＭ処理の半周期毎にその極性を反転させる信号とする。重畳部５２では、電流制御部２８の出力するｄ軸の指令電圧ｖｄｒを、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒで補正して３相変換部３０に出力する。

一方、ハイパスフィルタ６２は、後述する処理のなされた実電流ｉｄ，ｉｑから高調波成分（高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈ）を抽出する。ここで、高周波成分とは、基本波成分よりも周波数の高い成分のことである。特に、ここでは、高周波電圧指令信号Ｖｈｒと同一の周波数成分を抽出する。このハイパスフィルタ６２としては、たとえば実電流ｉｄ，ｉｑについてのＰＷＭ信号の半周期前後の値の差を出力する手段とすればよい。

外積演算部６４では、高周波電圧指令信号Ｖｈｒと、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈとの外積値を算出する。この外積値は、高周波電圧信号と高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈとのベクトル同士のなす角度と相関を有するものであり、ひいてはモータジェネレータ１０の回転角度と相関を有するパラメータ（角度相関量）である。特に本実施形態では、回転角度θの誤差と相関を有する誤差相関量である。この誤差相関量としての外積値は、速度算出部６６に入力される。速度算出部６６では、上記外積値を入力とする比例要素および積分要素の和として電気角速度ωを算出する。そして、角度算出部６８では、電気角速度ωの時間積分値として回転角度θを算出する。これにより、回転角度θは、外積値をその目標値であるゼロにフィードバック制御するための操作量となる。

上記外積値の目標値がゼロであるのは、モータジェネレータ１０がＩＰＭＳＭであるため、ｄ軸のインダクタンスＬｄがｑ軸のインダクタンスＬｑよりも小さいためである。すなわちこの場合、インバータＩＶの出力電圧として、制御量の制御のための電圧にｄ軸方向の高周波電圧が重畳されるなら、高周波電流信号もｄ軸方向となり、外積値はゼロとなる。そして、外積値がゼロでない場合には、外積値がゼロとなるように回転角度θが操作され、回転角度θは、正しい角度に一致することとなる。

ただし、高周波電圧信号を小さくしていくことで、回転角度θの推定精度が低下する。これは、デッドタイムＤＴに起因した電圧誤差と、電流センサ１６，１７，１８の検出誤差とによるものである。以下では、これら一対の原因のそれぞれと本実施形態にかかるそれらの解決手段とを順に説明する。
「デッドタイム誤差の補償について」
高周波電圧信号を小さくしていくことで、これを重畳したことによる操作信号ｇ＊＃のオン時間やオフ時間の変化量についてのデッドタイムＤＴに対する比が小さくなる場合、実際に重畳される高周波電圧信号のデッドタイムＤＴに起因する誤差が大きくなり、ひいては回転角度θの推定精度を低下させる要因となる。こうした誤差は、上記デッドタイム補償部３４を備えることで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負から正に反転する場合以外においては回避することができる。なぜなら、先の図４に示すように、デッドタイム補償部３４による補償によって操作信号ｇ＊＃のオン期間がＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものとなって且つ、位相が「ＤＴ／２」だけ遅延するため、線間電圧は、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものに一致するからである。すなわち、この場合には、キャリアＣＳの位相を「ＤＴ／２」だけ遅角させてＰＷＭ処理を行なった場合と等価となり、線間電圧に誤差を生じないのである。

ただし、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負から正に反転する場合には、その相の操作信号ｇ＊＃の位相は遅れないため、その相のみ他の相と比較して「ＤＴ／２」だけ進角したのと等価となる。このためこの場合には、線間電圧が、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものからずれることとなり、ひいては高周波電圧信号に誤差が生じる。図５に、デッドタイム補償部３４による処理の後のＰＷＭ信号ｇ＊を示す。図示される例では、Ｕ相がゼロクロス期間となっており、この場合、Ｕ相のみ電圧が「ＤＴ／２」だけ進角したのと同じ状態となる。換言すれば、キャリアＣＳの位相を「ＤＴ／２」だけ遅角させてＰＷＭ処理を行なうに際し、Ｕ相のみ電圧が「ＤＴ／２」だけ進角したのと等価となる。そしてこれにより、図中上方に一点鎖線にて示すように、高周波電圧信号（ｖｄｈ）がＰＷＭの半周期毎にそれぞれＵ軸の正および負の方向の信号に重畳されるとすると、図中下方に２点鎖線にて示すように、実際に重畳される高周波電圧信号はその振幅が増大する。なお、図５に一点鎖線にて示すものは、正確には、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒが電源電圧ＶＤＣによって規格化されたものである。

このため、図６に示すように、相電流がゼロクロスする場合には、高周波電圧指令信号Ｖｈｒに対して実際に重畳される高周波電圧信号Ｖｈは誤差を有することとなる。

そこで本実施形態では、図７に示すように、デッドタイムに起因した誤差電圧ベクトルと高周波電圧指令信号Ｖｈｒとを平行に設定する。詳しくは、制御量を制御するための主電流の指令値Ｉｒ＝（指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ）をｑ軸方向とする。さらに、高周波電圧指令信号Ｖｈｒをｄ軸正方向に重畳する期間をＰＷＭ処理の前半として且つ、ｄ軸負方向に重畳する期間をＰＷＭ処理の後半とする処理と、ｄ軸正方向に重畳する期間をＰＷＭ処理の後半として且つ、ｄ軸負方向に重畳する期間をＰＷＭ処理の前半とする処理とを切り替える。これは、デッドタイムに起因した誤差電圧と高周波電圧指令信号とが逆方向となることを回避するための設定である。図８（ａ）に、回転角度θが誤差「±Δ」を有する場合と有しない場合とのそれぞれについて、外積値が示す誤差と電気角との関係を示す。

ここで、図８（ｂ）に示す例では、デッドタイムに起因した誤差電圧と高周波電圧指令信号とが同方向であるため、実際に重畳される高周波電圧信号は高周波電圧指令信号よりも振幅値が大きくなるに過ぎない。これに対し、図８（ｃ）に示す例では、デッドタイムに起因した誤差電圧と高周波電圧指令信号とが逆方向となるため、実際に重畳される高周波電圧信号は、高周波電圧指令信号よりも振幅値が小さくなる。そして、特にこの振幅の縮小量が大きくなる場合、実際に重畳される高周波電圧信号は高周波電圧指令信号とは逆方向の電圧信号となる。こうした現象が生じる場合には、角度相関量としての外積値が、回転角度θの情報を高精度に表現したものではなくなるおそれがある。ちなみに、誤差「±Δ」を有する場合に主電流を高周波電圧信号に直交させてもゼロクロス近傍で外積値が大きく変動し正しい値からずれるのは、高周波電圧指令信号を重畳しようとする方向がｄ軸からずれるため、ｄ軸成分がデッドタイムに起因した誤差電圧よりも小さくなりやすいためである。

そこで本実施形態では、図９に示すように、モータジェネレータ１０の固定子によって規定される電圧ベクトルによって区画される６つの領域Ａ〜Ｆを主電流Ｉ（ｉｄ，ｉｑ）が移動するに際し、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒがＰＷＭ処理の周期Ｔｃの前半において正となるか負となるかを交互に切り替える。これは、主電流Ｉの方向が回転することで、ｄ軸の正方向および各相の正方向が一致する現象とｄ軸の正方向および各相の負方向が一致する現象との一対の現象について、これらの双方が生じることに鑑みたものである。すなわち、ｄ軸の正方向が特定の相の正方向となる場合には、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒをＰＷＭ処理の周期Ｔｃの前半において正とすることで、先の図８（ｂ）に示したケースとなる。これに対し、ｄ軸の正方向が特定の相の負方向となる場合には、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒをＰＷＭ処理の周期Ｔｃの前半において正とすることで、先の図８（ｃ）に示したケースとなる。このため、この場合には、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒをＰＷＭ処理の周期Ｔｃの前半において負とすることで、先の図８（ｂ）に示したケースとする。
「電流センサ１６，１７，１８の検出精度の補償について」
モータジェネレータ１０の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗにゼロクロスするものがある場合、電流センサ１６〜１８による検出値から算出される高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈには歪が生じるおそれがある。特に、図１０に示すように、高周波電圧指令信号Ｖｈｒの実効値を小さくするなどすると、歪が生じやすい。図中、一点鎖線にて示す「実波形」は、実際のｄ軸の高周波電流であり、実線にて示す「電流センサ値」は、電流センサ１６〜１８による検出値から算出された高周波電流信号ｉｄｈである。

そこで本実施形態では、先の図２に示すように、電流センサ１６〜１８の出力信号を、ゼロクロス電流算出部７０に取り込む。ゼロクロス電流算出部７０では、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうちその絶対値が規定値以下のものがある場合、残りの２相の電流値に基づきこの相の電流値を算出する。ここでは、規定値を、電流センサ１６〜１８の最小分解能以上に設定する。特に本実施形態では、最小分解能の１０倍以上に設定する。図１１に、本実施形態にかかる電流センサ１６〜１８の検出値の使用領域を示す。

ゼロクロス電流算出部７０の出力信号は、バンドパスフィルタ８０に入力される。ここで、バンドパスフィルタ８０は、図１２に示すように、高周波電圧指令信号Ｖｈｒの周波数帯域Ａを選択的に透過させて且つこれを増幅するアナログフィルタである。図１３に、バンドパスフィルタ８０の構成を例示する。図示されるように、バンドパスフィルタ８０は、オペアンプ８１を備えて構成される。オペアンプ８１のプラス入力端子には、微分回路を構成するコンデンサ８２および抵抗体の直列接続体の接続点が接続されている。上記直列接続体のコンデンサ８２側の端部は、バンドパスフィルタ８０の入力端子に接続されており、抵抗体８３側の端部は、接地されている。オペアンプ８１のマイナス入力端子は、抵抗体８４を介して接地されるとともに、積分回路を構成する抵抗体８５およびコンデンサ８６の並列接続体を介してオペアンプ８１の出力端子に接続されている。このオペアンプ８１の出力端子が、バンドパスフィルタ８０の出力端子である。

上記バンドパスフィルタ８０の出力する３相の電流値は、先の図２に示すｄｑ変換部６０に取り込まれ、ここでｄｑ変換されることで、ハイパスフィルタ６２の入力信号としての実電流ｉｄ，ｉｑが算出される。

図１４（ａ）に、本実施形態の効果を示す。図１４（ａ）は、本実施形態において、回転角度θが正しい場合における外積値から定まる誤差と電気角との関係を示すものである。これに対し、図１４（ｂ）に示す比較例は、バンドパスフィルタ８０による処理とゼロクロス電流算出部７０の処理とのいずれも行わなかった場合のものである。この比較例では、ゼロクロス期間において、誤差が非常に大きくなっている。これは、先の図１０に示した歪による影響に加えて、ノイズ等の影響にもよるものである。これに対し、本実施形態では、ゼロクロス期間における検出値を使用しないのみならず、バンドパスフィルタ８０の周波数選択機能によって、ノイズの影響を除去することができる。すなわち、本実施形態では、高周波電圧指令信号Ｖｈｒの実効値を小さくするためにこれに伴う高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈが小さくなり、ひいては相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの基本波成分の変化が誤差として大きな影響を及ぼすおそれがある。また、高周波電圧指令信号Ｖｈｒよりも周波数の高いノイズが混入した場合にも、その影響が大きくなるおそれがある。これらのために、利用する周波数帯域以外の信号を減衰させた。さらに、バンドパスフィルタ８０の増幅機能によって、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅が小さい場合であっても、これを増幅することで回転角度θの推定処理に際しての演算誤差の影響を低減することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）モータジェネレータ１０の各相を流れる電流（固定子巻線の電流）の絶対値が規定値を上回るものについての電流の検出値のみに基づき、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈを取得した。これにより、電流センサ１６〜１８による精度の低い検出値が推定処理に利用されないため、回転角度θの推定精度を向上させることができる。

（２）高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈを算出するために用いる相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをバンドパスフィルタ８０によってフィルタ処理した。これにより、高周波電圧指令信号Ｖｈｒよりも低周波のノイズ（相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの基本波成分）や、高周波のノイズの影響を除去することができる。また、高周波電圧指令信号Ｖｈｒの周波数帯域を増幅することで、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅自体が小さい場合であっても、回転角度θの算出処理における演算誤差を低減することができる。

（３）デッドタイムに起因した誤差電圧の方向を有する直線と高周波電圧指令信号の方向を有する直線とを平行に設定した。これにより、高周波電圧指令信号の方向を有する直線と実際に重畳される高周波電圧信号の方向を有する直線とのなす角度をゼロとすることができる。

（４）デッドタイムに起因した誤差電圧のベクトルの方向と高周波電圧指令信号のベクトルの方向とが一致するように高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒの極性を切り替えた。これにより、高周波電圧指令信号がデッドタイムに起因した誤差電圧によって打ち消される事態を好適に回避することができる。

（５）デッドタイム補償部３４を備えた。これにより、相電流にゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因した高周波電圧信号の誤差が生じることを回避することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態にかかるゼロクロス電流算出部７０では、電流の絶対値が小さいものに対応する相について、残りの２相の電流の検出値に基づきその電流値を算出した。これに対し、本実施形態では、図１５に示すように、モータジェネレータ１０の回転角度θに応じて、残りの２相の電流の検出値に基づきその電流値を算出する相を「６０°」毎に周期的に切り替える。ここで、電流センサ１６〜１８のうちの任意の１つの検出値が使用されない期間が「６０°」であるのは、本実施形態では、回転子の電気角の１周期を均等分割するように固定子が配置されていることと関係している。この場合、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、互いに「１２０°」ずつ位相がずれた正弦波とされるため、いずれかの相がゼロクロスするのは、電気角で「６０°」ずつとなる。このため、この領域の進角側および遅角側を含む「６０°」の領域を、使用されない期間とすることで、使用されない期間を簡易に設定することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１６において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

図示されるように、本実施形態では、モータジェネレータ１０の各相に接続される配線中、その電流の流通方向に直交する方向に電流センサ１６，１７，１８が配置されている部分を、シールド線９２，９４，９６によって構成する。これらシールド線９２，９４，９６は、電界をシールドする機能を有するものである。これにより、配線に電流が流れる際に生じる電界によって、電流センサ１６，１７，１８に電荷が生じることを回避することができ、ひいては電流センサ１６，１７，１８の電流の検出精度の低下をいっそう抑制することができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「禁止手段について」
電流の絶対値が規定値以下となる相の電流値を、絶対値が規定値を上回る他の２相の検出値からキルヒホッフの法則によって算出するものに限らない。たとえば、ｄｑ変換の入力としては、３相中２相の電流値があればよいことに鑑み、絶対値が規定値を上回る他の２相の検出値をｄｑ軸上の検出値に変換するものであってもよい。この場合、変換処理は、いずれの相の電流を用いないかに応じて相違するものとなる。

「寄与度可変手段について」
電流センサ１６，１７，１８の検出値のうち、絶対値が規定値以下のものを用いないもの（禁止手段）に限らない。たとえば、絶対値が規定値以下の相の検出値、および規定値を上回る他の２相から算出される規定値以下の相の電流値の加重平均処理値と、上記他の相の電流の検出値とを用いて、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈを算出してもよい。

「選択透過手段について」
選択透過手段としては、上記バンドパスフィルタ８０に限らない。たとえば、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈの周波数よりも高い成分を遮断するローパスフィルタであって且つ透過周波数帯域の信号を増幅する機能を備えるものであってもよい。この場合、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの基本波成分の変化をも透過させるものの、高周波ノイズについてはこれを十分に除去することができる。

また、アナログフィルタにも限らず、デジタルフィルタであってもよい。

さらに、透過させる周波数帯域を可変設定可能なものであってもよい。

なお、選択透過手段としては、透過させる周波数帯域の信号を増幅する機能を備えなくてもよい。

「選択増幅手段について」
たとえば特定の周波数を透過させるものの増幅機能を備えないバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタの出力を増幅する増幅器とから構成されるものであってもよい。またたとえば、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈの周波数よりも高い成分を遮断するローパスフィルタであって且つ増幅機能を備えないものと、このローパスフィルタの出力信号を増幅する増幅器とから構成されるものであってもよい。

なお、これを備えなくてもよいことについては、「選択透過手段について」の欄に記載したとおりである。

「検出手段について」
ホール素子を備えるものに限らない。要は、電流の絶対値が小さくなることで、その検出精度が低下するものであるなら、本発明の適用は有効である。

「推定手段について」
高周波電圧信号と高周波電流信号との位相差（ベクトルの方向の差）をゼロにフィードバック制御するものとしては、外積値をゼロにフィードバック制御するものに限らない。たとえば、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈのベクトルの方向とｄ軸正方向とのなす角度によって、高周波電流信号と高周波電圧信号との位相差を直接算出し、これをゼロにフィードバック制御するようにしてもよい。

また、角度相関量としては、高周波電流信号と高周波電圧信号との位相差を採用するものに限らない。たとえば特開２００８−２２０２８９号公報に記載されているように、高周波電圧指令信号をｄ軸方向の電圧およびｑ軸方向の電圧のそれぞれとした場合の各高周波電流信号のベクトルノルム同士の積であってもよい。この場合、角度相関量としての上記積をゼロ以外の目標値に制御するための操作量として回転角度θが操作される。

角度相関量をその目標値にフィードバック制御すべく回転角度θを操作する手段としては、角度相関量をその目標値に制御すべくまず第１に電気角速度ωを操作するものに限らず、回転角度θを直接操作してもよい。

「誤差低減手段について」
上記各実施形態において例示したものに限らない。たとえば、デッドタイム補償部３４におけるデッドタイム補正量Δｖ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）を、ＰＷＭ処理のキャリアの半周期毎に次のように変更するものであってもよい。すなわち、キャリアの漸増期間においては、相電流ｉ＊が正ならデッドタイム補正量Δ＊を上記第１の実施形態の２倍とする一方、相電流ｉ＊が負なら補正を行なわない。また、キャリアの漸減期間においては、相電流ｉ＊が負ならデッドタイム補正量Δ＊を上記第１の実施形態の２倍とする一方、相電流ｉ＊が正なら補正を行なわない。こうすることで、先の図４に示した補償ありの実際のＰＷＭ信号とＰＷＭ信号ｇ＊とを常時一致させることができる。

また、インバータＩＶの出力電圧の操作によって誤差を低減するものに限らない。たとえば、デッドタイム期間の電圧に基づき正確な高周波電圧信号を算出し、これを、回転角度θの推定処理に用いさせるものであってもよい。
なお、誤差低減手段が上記のものの場合、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相を可変設定することが可能となる。この場合、上記第２の実施形態における「６０°」の期間を、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相に応じて可変設定してもよい。このように可変設定するなら、いずれかの相がゼロクロスする位相を、上記使用されない期間の中央とすることができる。

「デッドタイム補償機能について」
デッドタイム補償手段としては、相電流の極性に基づき指令電圧（Ｄｕｔｙ信号）をフィードフォワード補正するものに限らない。たとえば、インバータの各相の出力電圧の検出値を指令値にフィードバック制御するものであってもよい。この場合であっても、オン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすような補正を行うなら、ゼロクロス期間以外において高周波電圧信号に誤差が生じることを好適に回避することができる。

また、デッドタイムに起因した線間平均電圧の誤差を直接の制御量としてこれをゼロに制御するデッドタイム補償手段を備えなくても、たとえば先の図２に示した電流フィードバック制御によっても、相電流がゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因する線間電圧のずれは完全に補償される。このため、この場合であっても、フィードバック制御が追従するまでの期間を除けば、ゼロクロスするものがある場合に限って実際に重畳する高周波電圧に誤差が生じることとなる。ちなみに、ゼロクロスする相がある場合、その相におけるデッドタイムに起因する誤差は、先の図５の記載からもわかるように、高周波成分を有するもののＰＷＭ処理の１周期Ｔｃにおける平均電圧の誤差としては寄与しない。このため、フィードバック制御によるデッドタイム補償機能によってもゼロクロス期間においては高周波電圧信号に誤差が生じる。

「キャリアＣＳについて」
キャリアＣＳとしては、三角波に限らず、漸増速度および漸減速度が互いに等しくて且つ漸増期間および漸減期間が互いに等しい設定とすることで、漸増期間と漸減期間とが対称性を有するものであればよい。この場合、デッドタイム補償機能によって、操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらす補正がなされる設定とすることが容易となる。

もっとも、これに限らず、たとえば鋸波であってもよい。この場合、制御量をフィードバック制御したとしても、ゼロクロス期間以外においても高周波電圧信号にデッドタイムに起因した誤差が生じうるため、「誤差低減手段」の欄に記載したようにデッドタイムによる誤差を算出して推定処理に用いることが望ましい。

「回転機について」
回転機としては、互いに接続された３つの固定子巻線を有する３相回転機に限らず、たとえば互いに接続された５つの固定子巻線を有する５相回転機であってもよい。ただし、この場合、先の第２の実施形態に示した手法を適用するに際しては、電流センサのうち利用されないものを、「（３６０°÷５）／ｎ＝７２／ｎ°：ｎ＝１，２，３…」毎に反転させることが望ましい。

「電力変換回路について」
回転機の端子と互いに相違する電圧値を有する電圧印加手段との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路としては、インバータＩＶに限らない。例えば、多相回転機の各相に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。

「そのほか」
モータジェネレータ１０の最終的な制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度等であってもよい。また、電流ベクトル制御を行うものにも限らず、例えばトルクフィードバック制御を行うものであってもよい。この際、制御量の制御のための操作量として指令電圧を設定し、対称性を有するキャリアと指令電圧との大小比較に基づき操作信号を設定するものであるなら、制御量のフィードバック制御によってデッドタイム補償機能をもたせることができる。

構造上、突極性を有する回転機としては、上記モータジェネレータ１０に限らない。例えば同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）でもよい。

回転機としては、車載主機に限らない。例えば車載パワーステアリングに搭載される電動機であってもよい。

１０…モータジェネレータ、１４…制御装置、５０…高周波電圧信号設定部、６０…外積演算部。

Claims (8)

1. 突極性を有する回転機の端子と互いに相違する電圧値を有する電圧印加手段との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記電力変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、
   前記回転機は、互いに接続された複数の巻線を備えるものであり、
   前記高周波電流信号は、前記巻線のそれぞれを流れる電流を検出する検出手段の検出結果に基づき取得されるものであり、
   前記推定手段は、前記回転角度の推定処理に利用される前記高周波電流信号への前記巻線の電流の検出値の寄与度について、前記検出値のうち絶対値が規定値以下のものの寄与度を前記絶対値が規定値を上回るものの寄与度よりも小さくする寄与度可変手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記寄与度可変手段は、前記巻線のうち電流の絶対値が規定値以下のものについての電流の検出値を用いることを禁止する禁止手段を備え、前記巻線のうち電流の絶対値が規定値を上回るものについての電流の検出値に基づき、前記高周波電流信号を取得することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記規定値は、前記検出手段の最小分解能以上の値に設定されていることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
4. 前記回転機の前記巻線は、前記回転機の回転方向に対して均等な電気角毎に配置されるものであり、
   前記寄与度可変手段は、前記巻線の数をＮとした場合に、電気角の「１／Ｎ」度毎に、前記寄与度を小さくする検出値を切り替えることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
5. 前記推定手段は、前記検出結果から前記高周波電流信号の２次元座標系の成分を算出し、これを用いて前記回転角度を推定するものであり、
   前記検出手段の検出結果から、前記高周波電圧信号の周波数成分を選択的に透過させて前記推定手段に入力する選択透過手段を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記検出手段の検出結果から、前記高周波電圧信号の周波数成分を選択的に増幅して前記推定手段に入力する選択増幅手段を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記検出手段は、前記回転機の各巻線のそれぞれに接続される配線の周囲の磁界を検出することで電流を検出する手段であり、
   前記配線のうちその外周に前記検出手段が対向する部分を電界シールドするシールド手段を備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記電力変換回路は、前記回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路を備え、
   前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、
   前記デッドタイム期間において前記直流交流変換回路によって前記回転機の巻線の端部に印加されるデッドタイム電圧に起因して、実際に重畳される高周波電圧信号に生じる誤差を低減する誤差低減手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

Images