JP5527604B2 - 回り込みキャンセラ、及び回り込みキャンセル方法 - Google Patents
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Description
デジタル信号処理部910は、受信機901により受信された信号が入力され、当該信号に含まれる干渉信号の成分を抑圧して増幅器902に出力する。増幅器902は、デジタル信号処理部910から入力された信号を増幅して送信機903に出力する。送信機903は、増幅器902から入力された信号を送信する。
デジタル・アナログ変換器915は、減算器912から入力された誤差信号s(n)をアナログ信号に変換し、伝達関数G(z)の増幅器902を介して送信機903に変換した信号を出力する。送信機903は、入力されたアナログ信号を送信信号u(n)として送信する。
一般的に用いられている適応フィルタ914のLMSアルゴリズムは
式(9)が全てのi≧1に対して成り立つには、式(9)のzi−1以下の被積分関数がzの正の冪で展開されていなければならないので、すなわち、式(9)は、次式(11)と書くことができる。
また、スペクトル密度P(z)のスペクトル因数分解は、スペクトル因数R(z)を用いて、次式(14)と書くことができる。
ここで、1ブロック長内のk番目の標本xk(n)=x(nT+k)とすると、OFDM信号xk(n)は、次式(16)と書くことができる。
図4に示す中継局92の構成は、図3に示した中継局90の構成と比較して、減算器912と制御部923との間に白色化フィルタ926が設けられている点と、減算器912とデジタル・アナログ変換器915との間に遅延器927が設けられている点と、適応フィルタ914に遅延器927の出力信号が入力される点とが異なっている。
同図に示す構成において、図3に示した構成に対応するものには同一の符号を用いている。遅延器927は、入出力信号間に所定の時間遅延を与えて、減算器912から入力された信号を、デジタル・アナログ変換器915及び適応フィルタ914に出力する。白色化フィルタ926は、スペクトル因数R(z)の逆数を伝達関数とするフィルタであり、信号s’(n)を出力する。制御部923は、白色化フィルタ926の出力に基づいて、適応フィルタ914のタップ係数を制御する。
ここで、適応フィルタ914の平均二乗誤差は、次式(33)により表すことができる。
しかしながら、実用に際しては、受信におけるアナログ・デジタル変換器が有限のビット数であるため、理論値どおりフィードバックパスの信号を除去することは難しい。例えば、フィードバックパスによる受信電力が大きいと、本来増幅をするべき所望信号の受信レベルが、フィードバックパスに対応する受信信号に対し相対的に小さくなり、量子化誤差により大きく劣化することとなる。このような場合、中継すべき信号が量子化誤差により劣化して、通信品質が劣化してしまうという問題がある。
よって、アナログ・デジタル変換器において生じる量子化誤差を小さくするために、受信したアナログ信号をデジタル信号に変換する前に、このフィードバックパスに対応する受信信号のレベルをできるだけ低減する必要がある。
これにより、送信機から受信機に回り込む干渉信号の受信電力が大きい際に、中継する信号に生じる量子化誤差による通信品質の低下を低減することができる。
以下、図面を参照して本発明の実施形態について、具体的に説明する。
また、同図において、送信機309から送信した信号が、各受信機330に回り込む経路をM個のフィードバックパス302−1〜302−Mとして表している。また、不図示の基地局が送信した信号が、各受信機330に伝搬する経路をM個のフォワードパス301−1〜301−Mとして表している。
すなわち、受信機330それぞれは、基地局から送信されたOFDM信号x(n)と、自局に備えられた送信機309が送信した信号u(n)が回り込む干渉信号vi(n)とが合成された信号ri’(n)=xi(n)+vi(n)を受信する。
また、フィードバックパス302−1〜302−Mを介して受信される干渉信号vi(n)は、送信元の送信機309が、基地局に比べ近いので、受信信号xi(n)に対して非常に大きな電力で受信される(|xi(n)|<<|vi(n)|)。
等化器300−1〜300−mは、同じ構成を有している。以下、等化器300−1〜300−mのうちいずれか一つの等化器を示すとき、あるいは、全ての等化器を示すとき、等化器300という。ここで、mは、デジタル信号処理部30に入力される受信信号の数である。
デジタル信号処理部30は、等化器300から入力される信号を、素子数をm素子とした等価的な受信用アレーアンテナの出力信号とみなして信号処理を行うことにより、干渉信号を抑圧する。
図2は、本実施形態における等化器300の構成を示す概略図である。
等化器300は、入力される受信信号ri’(n)に対して、下記の手法により算出し、設定された等化ウェイトhk,jを用いて畳み込み演算を行う。
そして、加算器353−1−1〜353−1−N’が、乗算器352−1−0〜352−1−N’それぞれの乗算結果を加算することにより、受信信号r1’(n)に対する等化ウェイトh1,0,h1,1,…,h1、N’を用いた畳み込み演算が行われる。
例えば、受信信号rM’(n)に対しては、遅延線351−M−1〜351−M−N’によりΔn1〜ΔnN’の遅延が与えられる。遅延が与えられた受信信号rM’(n+Δn1)、…、rM'(n+Δn1+…+ΔnN’−1)、rM'(n+Δn1+…+ΔnN’)は、乗算器352−M−0〜352−M−N’により等化ウェイトhM,j(j=1,2,…,N’)が乗算される。
そして、加算器353−M−1〜353−M−N’が、乗算器352−M−0〜352−M−N’それぞれの乗算結果を加算することにより、受信信号rM’(n)に対する等化ウェイトhM,0,hM,1,…,hM、N’を用いた畳み込み演算が行われる。
又は、係数hk,jとして複数の組み合わせを候補として記憶させておき、既知信号S0の送信中に係数hk,jを変化させ、受信電力が最も低くなる組み合わせを選択するようにしてもよい。
デジタル信号処理部30は、干渉信号の受信電力が抑圧された信号が各等化器300から入力され、アナログ・デジタル変換器を用いて、入力された信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理を行うことにより干渉信号をキャンセルし、再びデジタル・アナログ変換器を用いて変換したアナログ信号を増幅器306に出力する。
更に、フィードバックパス302−1〜302−Mの伝達関数をC1’(z)〜CM’(z)とする。また、等化器300−1〜300−mから出力される信号r1(n)〜rm(n)に含まれるフィードバックパス302−1〜302−Mに対応する伝達関数をC1(z)〜Cm(z)とする。等化器300−1〜300−mは、回り込む干渉信号vi(n)の受信電力を小さくするように動作するが、残留している成分がC1(z)〜Cm(z)に対応する。
m個のウェイト乗算器31−1〜31−mは、ADC320−1〜320−mを介して、等化器300−1〜300−mから入力される信号r1(n)〜rm(n)に対して、等価的な受信用アレーアンテナにおけるm素子のそれぞれに対応するm個の重み係数wa 1〜wa mをそれぞれ乗算する。
減算器303は、アレー出力信号y(n)から、適応フィルタ304から出力された帰還信号を減算し、減算結果を誤差信号s(n)として出力する。白色化フィルタ307は、誤差信号s(n)を白色化する。遅延器308は、誤差信号s(n)に遅延を与えて送信機309出力する。
適応フィルタ304は、遅延器308から送信機への出力信号を可変の伝達関数W(z)に基づきフィルタリングし、帰還信号として減算器303へ出力する。制御部305は、白色化フィルタ307の出力s’(n)に基づき、フィードバックパス302−1〜302−Mを介してM個の受信機330に回り込む干渉信号が最小となるように、適応フィルタ304の伝達関数W(z)を制御する。
増幅器306は、DAC321から出力された信号を増幅し、送信機309に出力する。
既知信号生成器322は、等化器330の等化ウェイトを算出する際に用いる既知信号S0をDAC321に出力する。既知信号生成器322が上記の既知信号を出力するタイミングは、基地局から送信されるOFDM信号を受信していないときである。
OFDM信号に対するアダプティブアレーは、時間領域で合成を行うプリFFT(Fast Fourier Transform;高速フーリエ変換)型アレーと周波数領域で合成を行うポストFFT型アレーの2つに大きく分けられるが、ポストFFT型では1OFDMシンボル以上の遅延が中継局1で発生してしまうこと、及び後段の回り込みキャンセラが時間領域で動作するフィルタであることからここではプリFFT型アレーを採用することとする。
式(42)に含まれる雑音項は、次式(43)により表すことができる。
また、式(42)より、アレー出力信号y(n)は、次式(44)となる。
しかしながら、本実施形態の中継局ではアダプティブアレーの後段に回り込みキャンセラを備えているため、アダプティブアレーの役割としては回り込み波を完全に抑圧することよりも、希望信号をより確実に受信することのほうが重要であると考えられる。
また、このウェイト可変制御装置33は、複数の重み係数wa 1〜wa mと同様に、重み係数^wa m+1〜^wa m+dを制御する。
これにより、大きな増幅率を有する送信機を用いた場合であっても、送信機から受信機に回り込む干渉信号を安定してキャンセルすることが可能となる。
3…回り込みキャンセラ
30,910,920…デジタル信号処理部
31−1,31−m,32−1,32−d…ウェイト乗算器
33…ウェイト可変制御部
34…加算器
300,300−1,300−m…等化器
301−1,301−M…フォワードパス
302−1,302−M,950…フィードバックパス
303…減算器
304,914…適応フィルタ
305,913,923…制御部
306,902…増幅器
307,926…白色化フィルタ
308,312,927…遅延器
309,903…送信機
310−1,310−d…仮想パス
320−1,320−m,911…ADC
321,915…DAC
322…既知信号生成器
330,330−1,330−M,330−i,901…受信機
351−1−1,351−1−N’…遅延線
351−M−1,351−M−N’…遅延線
352−1−0,352−1−1,352−1−N’…乗算器
352−M−0,352−M−1,352−M−N’…乗算器
353−1−1,353−1−2,353−1−N’…加算器
353−M−1,353−M−2,353−M−N’…加算器
354…加算器
Claims (3)
- 無線通信局より送信された無線信号を複数の受信機を用いて受信し、受信した無線信号と同一周波数により該無線信号を送信して中継を行う無線中継局に備えられている、送信機から前記受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセラであって、
予め定められた既知信号を前記送信機に出力する既知信号生成部と、
前記無線信号が受信されていない期間であって、前記送信機が前記既知信号を送信している期間に算出されたフィルタ係数を用いて、前記受信機のそれぞれに備えられているアンテナ素子により受信されたアナログの受信信号に対して、前記送信機から回り込む干渉信号の受信電力を低減させる等化処理を行う複数の等化器と、
前記複数の等化器が等化処理した前記受信信号を量子化し、量子化した受信信号に含まれる前記干渉信号を前記送信機から前記受信機に回り込む経路の伝達関数に基づいて抑圧し、前記干渉信号が抑圧されたデジタルの受信信号をアナログの送信信号に変換して前記送信機に出力するデジタル信号処理部と
を備え、
前記等化器の数は前記受信機の数より少ない数であり、
前記等化器のそれぞれは、前記受信機が受信した受信信号のうち、異なる組み合わせの受信信号が入力され、前記フィルタ係数を用いた畳み込み演算を入力された受信信号に対して行い、前記送信機から回り込む干渉信号の受信電力を低減させた1つの出力信号を前記デジタル信号処理部に出力し、
前記デジタル信号処理部は、
前記等化器のそれぞれが等化処理した受信信号をデジタル信号に変換する複数のデジタル・アナログ変換部と、
前記デジタル信号のそれぞれに対して、前記受信機のそれぞれに備えられているアンテナ素子に対応する第1の重み係数を乗算する複数のウェイト乗算部と、
前記複数のウェイト乗算部の各出力を加算してアレー出力信号として出力する加算器と、
前記アレー出力信号から帰還信号を減算し、減算結果を誤差信号として出力する減算器と、
前記誤差信号を白色化する白色化フィルタと、
前記誤差信号に遅延を与え、前記送信機に送信信号として出力する遅延部と、
前記送信信号を可変の伝達関数に基づきフィルタリングし、前記帰還信号として前記減算器へ出力する適応フィルタと、
前記白色化フィルタの出力に基づいて、前記干渉信号が最小となるように前記適応フィルタの伝達関数を制御する制御部と、
前記アレー出力信号と前記既知信号との誤差が最小になる前記第1の重み係数を算出するウェイト可変制御部と
を備える
ことを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 前記デジタル信号処理部は、更に、
前記遅延部が出力する送信信号を仮想パスとして分岐した信号に第2の重み係数を乗算する仮想パスウェイト乗算部を備え、
前記加算器は、
前記複数のウェイト乗算部の各出力と前記仮想パスウェイト乗算部の出力とを加算し、前記アレー出力信号として前記減算器に出力し、
前記ウェイト可変制御部は、更に、
前記アレー出力信号と前記既知信号との誤差が最小になる前記第2の重み係数を算出する
ことを特徴とする請求項1に記載の回り込みキャンセラ。 - 無線通信局より送信された無線信号を複数の受信機を用いて受信し、受信した無線信号と同一周波数により該無線信号を送信して中継を行う無線中継局に備えられている、送信機から前記受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセラが実行する回り込みキャンセル方法であって、
既知信号生成部が、予め定められた既知信号を前記送信機に出力する既知信号生成ステップと、
複数の等化器が、前記無線信号が受信されていない期間であって、前記送信機が前記既知信号を送信している期間に算出されたフィルタ係数を用いて、前記受信機のそれぞれに備えられているアンテナ素子により受信されたアナログの受信信号に対して、前記送信機から回り込む干渉信号の受信電力を低減させる等化処理を行う等化ステップと、
デジタル信号処理部が、前記複数の等化器が等化処理した前記受信信号を量子化し、量子化した受信信号に含まれる前記干渉信号を前記送信機から前記受信機に回り込む経路の伝達関数に基づいて抑圧し、前記干渉信号が抑圧されたデジタルの受信信号をアナログの送信信号に変換して前記送信機に出力するデジタル信号処理ステップと
を含み、
前記等化器の数は前記受信機の数より少ない数であり、
前記等化ステップでは、前記等化器のそれぞれは、前記受信機が受信した受信信号のうち、異なる組み合わせの受信信号が入力され、前記フィルタ係数を用いた畳み込み演算を入力された受信信号に対して行い、前記送信機から回り込む干渉信号の受信電力を低減させた1つの出力信号を前記デジタル信号処理部に出力し、
前記デジタル信号処理ステップでは、前記デジタル信号処理部が、
前記等化器のそれぞれが等化処理した受信信号をデジタル信号に変換し、
前記デジタル信号のそれぞれに対して、前記受信機のそれぞれに備えられているアンテナ素子に対応する第1の重み係数を乗算し、
各乗算結果を加算してアレー出力信号とし、
前記アレー出力信号から帰還信号を減算し、減算結果を誤差信号とし、
前記誤差信号に遅延を与え、前記送信機に送信信号として出力し、
前記送信信号を可変の伝達関数に基づきフィルタリングし、前記帰還信号とし、
前記誤差信号を白色化した信号に基づいて、前記干渉信号が最小となるように前記伝達関数を制御し、
前記アレー出力信号と前記既知信号との誤差が最小になる前記第1の重み係数を算出する
ことを特徴とする回り込みキャンセル方法。
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