JP5525791B2 - バッテリチャージシステム - Google Patents

Description

本発明は、バッテリチャージシステムに関する。

本出願は、本明細書に全体が引用により組み込まれている２００８年１０月９日出願の米国仮出願第61/195,778号“Battery Charging Systems”の優先権を主張する。

一般に、Ｌｉ−Ｉｏｎバッテリチャージシステムといった従来のバッテリチャージシステムは、プリチャージ期間、定電流（ＣＣ）チャージ期間、および定電圧（ＣＶ）チャージ期間の３つのチャージ期間を有する。図１に、３つの期間における従来のバッテリチャージシステムのチャージプロファイル１００を図示する。

図１に示すように、前記チャージプロファイル１００は、バッテリセルのチャージ電流プロファイル１０２と、バッテリセルの電圧プロファイル１０４を有する。前記チャージ電流プロファイル１０２は、上述した３つのチャージ期間中、電圧プロファイル１０４とともに変化する。前記プリチャージ期間中では、バッテリセルは、前記チャージ電流プロファイル１０２に示されるように小さいプリチャージ電流によりチャージされ、バッテリセル電圧は、前記電圧プロファイル１０４において示されるようにゆっくり増加しうる。前記バッテリセル電圧が、電圧プロファイル１０４において示されたＣＣモード電圧しきい値に達すると、バッテリチャージシステムは、ＣＣチャージ期間に移行する。ＣＣチャージ期間中では、前記バッテリセルは、前記チャージ電流プロファイル１０２に示されるように定電流でチャージされ、バッテリセル電圧は、前記電圧プロファイル１０４に示されるように急速に増加しうる。前記バッテリセル電圧が、前記電圧プロファイル１０４において示されたＣＶモード電圧しきい値まで増加すると、バッテリチャージシステムは、ＣＶチャージ期間に移行する。ＣＶチャージ期間中では、前記バッテリセルは、前記バッテリセルの電圧をＣＶモードの電圧しきい値と等しい値に一定に保ちつつ、前記チャージ電流プロファイル１０２に示されるように徐々に減少する電流によりチャージされうる。

バッテリチャージシステムにおけるチャージスイッチの電力損は、式Ｉ_ＣＣ＊（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＢＡＴＴ）により表すことができる。ここで、Ｉ_ＣＣは、定電流、そして（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＢＡＴＴ）は、交流（ＡＣ）電圧アダプターやユニバーサル・シリアル・バス（ＵＳＢ）ポートなどの電源電圧とバッテリセル電圧との電圧差を示している。リニアチャージャによるバッテリチャージシステムにおいては、バッテリセル電圧が相対的に低い場合には、Ｉ_ＣＣ＊（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＢＡＴＴ）の値は相対的に高いため、ＣＣチャージ期間中に熱問題（thermal issue）が発生しうる。この熱問題は、バッテリチャージシステムの温度が十分に冷えるまでチャージを停止するバッテリチャージシステムの熱保護機能（thermal protection mechanism）を起動しうる。いくつかの環境下では、バッテリチャージシステムは、相対的に短期間の後にチャージを停止する。このことがひいては、バッテリチャージシステムがチャージする／チャージしない間での急速な振動をもたらす原因となり、バッテリチャージシステムの効率を低下させる。

本発明の一構成において、バッテリをチャージするための回路は、スイッチを介して流れる電流を管理可能なスイッチと、前記スイッチと結合されている第１増幅器と、を具備し、前記第１増幅器は、前記スイッチに関係する電力損の量に従って前記電流を調整可能である。

主張される発明の主題の実施形態の特徴および利点が、以下の発明を実施するための形態が進むにつれ、また図面を参照することにより明らかとなる。同一の参照番号は同一の部分を示す。

従来のバッテリチャージシステムのためのチャージプロファイルを図示している。 本発明の一実施形態におけるバッテリチャージシステムの一例のブロック図である。 本発明の他の実施形態におけるバッテリチャージシステムの一例のブロック図である。 本発明の一実施形態におけるバッテリチャージシステムのためのチャージプロファイルを図示している。 本発明の一実施形態におけるバッテリチャージシステムにより遂行されるフローチャートを図示している。 本発明の他の実施形態におけるバッテリチャージシステムにより遂行されるフローチャートを図示している。

次に、本発明の実施形態について説明する。これらの実施形態とともに本発明が説明されるが、本発明をこれらの実施形態に限定する意図ではない。むしろ、添付の特許請求の範囲により定義された本発明の精神および範囲内における、代替物、修正および均等をカバーする。

さらに、以下の本発明の詳細な説明にしたがって本発明の理解を提供するために、多数の具体的な詳細が説明される。しかし、本発明は、これら具体的な詳細がなくても実施しうることは、通常の当業者により理解されうる。本発明の特徴を無駄にあいまいにしないように、他の例では、既知の方法、プロシージャ、コンポーネンツ、および回路は、詳しく説明していない。

図２は、本発明の一実施形態における電力損制御のバッテリチャージシステム２００ブロック図を例示している。

この実施形態において、第１基準電圧Ｖ_ＳＥＴは、例えば演算増幅器（ＯＰＡ）である増幅器２０２の非反転入力端子に提供されている。さらに、ＯＰＡ２０２の反転入力端子と出力端子は、例えばＮＭＯＳ（N-Metal-Oxide-Semiconductor）トランジスタであるトランジスタ２０６のソース端子とゲート端子にそれぞれ結合されている。加えて、抵抗器２１０が、ＮＭＯＳトランジスタ２０６のソース端子とグランド間に結合されている。

前記ＯＰＡ２０２の反転入力電圧は、非反転入力電圧と等しいことから、前記ＮＭＯＳトランジスタ２０６のソース電圧は、前記基準電圧Ｖ_ＳＥＴと等しい。前記ＮＭＯＳトランジスタ２０６のゲート電流および前記ＯＰＡ２０２の反転入力電流を無視すると、第１基準電流Ｉ_ＲＥＦ１は、式（１）にしたがって生成される。

ここで、Ｒ_２１０は、抵抗器２１０の抵抗を表している。

さらに、第２基準電圧Ｖ_ＳＥＴ’は、例えば演算増幅器（ＯＰＡ）である増幅器２０４の非反転入力端子に提供されている。一実施形態において、前記第２基準電圧Ｖ_ＳＥＴ’は、前記第１基準電圧Ｖ_ＳＥＴと等しくてよい。さらに、反転入力端子とＯＰＡ２０４の出力端子は、例えばＮＭＯＳトランジスタであるトランジスタ２０８のソース端子とゲート端子にそれぞれ結合されている。加えて、抵抗器２１２が、ＮＭＯＳトランジスタ２０８のソース端子とグランド間に結合されている。

同様に、前記ＯＰＡ２０４の反転入力電圧は、ＯＰＡ２０４の非反転入力電圧と等しく、従って、ＮＭＯＳトランジスタ２０８のソース電圧は、前記基準電圧Ｖ_ＳＥＴと等しくできる。前記ＮＭＯＳトランジスタ２０８のゲート電流および前記ＯＰＡ２０４の反転入力電流を無視すると、第２基準電流Ｉ_ＲＥＦ２は、式（２）にしたがって生成される。

ここで、Ｒ₂₁₂は、抵抗器２１２の抵抗を表している。

一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、例えばＰＭＯＳ（P-Metal-Oxide-Semiconductor）トランジスタであるトランジスタ２１４および２１６により構成されている第１電流ミラーを具備する。一実施形態において、ＰＭＯＳトランジスタ２１４および２１６は、マッチされたまたは同一である。前記第１電流ミラーは、ＮＭＯＳトランジスタ２０６と、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２１８との間に結合されている。ＰＮＰトランジスタ２１８のベース端子とコレクタ端子は、グランドと結合されている。バッテリチャージシステム２００は、例えばＰＭＯＳトランジスタであるトランジスタ２２０および２２２により構成された第２電流ミラーを具備する。一実施形態において、ＰＭＯＳトランジスタ２２０および２２０は、マッチされたまたは同一である。前記第２電流ミラーは、ＮＭＯＳトランジスタ２０８と、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２２４との間に結合されている。ＰＮＰトランジスタ２２４は、ＰＮＰトランジスタ２１８とカスケードされており、ＰＮＰトランジスタ２２４のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２１８のエミッタ端子に結合されている。ＰＮＰトランジスタ２２４のコレクタ端子は、グランドと結合されている。

ＰＮＰトランジスタ２１８および２２４のベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２１８を介して流れる電流Ｉ_ＲＥＦ１’は、第１基準電流Ｉ_ＲＥＦ１と等しい。従って、ＰＮＰトランジスタ２１８のエミッタ−ベース間電圧Ｖ_ＥＢ１は、式（３）にしたがって与えられる。

ここで、Ｖ_Ｔは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８および２２４それぞれのＰＮＰトランジスタの所与の温度における熱電圧を表している。Ｉ_Ｓは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８および２２４それぞれのＰＮＰトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。

同様に、ＰＮＰトランジスタ２２４の前記ベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２２４を介して流れる電流Ｉ_ＲＥＦ２’は、第２基準電流Ｉ_ＲＥＦ2と等しい。したがって、ＰＮＰトランジスタ２２４のエミッタ−ベース間電圧Ｖ_ＥＢ２は、式（４）にしたがって与えられる。

ＰＮＰトランジスタ２１８のベース端子は、グランドに結合され、ＰＮＰトランジスタ２２４のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２１８のエミッタ端子と結合されているため、ＰＮＰトランジスタ２２４のエミッタ電圧Ｖ_Ａは、式（５）にしたがって与えられる。

一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、例えばチャージＦＥＴ（field effect transistor）であるチャージスイッチ２５２に結合されている、例えばＰＭＯＳトランジスタであるチャージ電流センサ２３０をさらに具備する。一実施形態において、チャージＦＥＴ２５２は、ＰＭＯＳトランジスタであってよい。チャージＦＥＴ２５２のゲート端子とソース端子は、それぞれＰＭＯＳトランジスタ２３０のゲート端子とソース端子に結合されている。したがって、チャージＦＥＴ２５２およびＰＭＯＳトランジスタ２３０は、同じゲート−ソース駆動電圧を有する。一実施形態において、ＰＭＯＳトランジスタ２３０は、チャージＦＥＴ２５２よりもＫ倍小さい。したがって、ショートチャネル変調効果が無視できる場合には、電流Ｉ_ＳＥＮは、チャージ電流Ｉ_ＣＨＧよりもＫ倍小さくてよい。電流Ｉ_ＳＥＮは、式（６）にしたがって与えられる。

バッテリチャージシステム２００は、例えばトランスコンダクタンスゲインを有する演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）である増幅器２３４をさらに具備する。一実施形態において、ＯＴＡ２３４の前記トランスコンダクタンスゲインは、

に設定される。入力電圧は、ＯＴＡ２３４の非反転入力端子に提供され、前記バッテリセル２５８の電圧は、ＯＴＡ２３４の反転入力端子に提供される。前記入力電圧と前記バッテリセル２５８の電圧との電圧差は、ＯＴＡ２３４によりバイアス電流Ｉ_ＤＣに変換されうる。前記バイアス電流Ｉ_ＤＣは、式（７）にしたがって与えられる。

ここで、Ｖ_ＩＮは、入力電圧を表している。Ｖ_ＢＡＴＴは、前記バッテリセル２５８の電圧(言い換えればバッテリセル電圧)を表している。

一実施形態において、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２３２は、センシング電流Ｉ_ＳＥＮを受け取る(receiving)ために、ＰＭＯＳトランジスタ２３０と結合されている。ＰＮＰトランジスタ２３２のベース端子とコレクタ端子は、グランドに結合されている。さらに、例えばＰＮＰトランジスタであるトランジスタ２３６は、バイアス電流Ｉ_ＤＣを受け取るために、ＯＴＡ２３４に結合されている。前記ＰＮＰトランジスタ２３６は、前記ＰＮＰトランジスタ２３２とカスケードされており、ＰＮＰトランジスタ２３６のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２３２のエミッタ端子と結合され、ＰＮＰトランジスタ２３２のベース端子は、グランドに結合されている。

ＰＮＰトランジスタ２３２および２３６のベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２３２を介して流れる電流は、センシング電流Ｉ_ＳＥＮと等しい。したがって、ＰＮＰトランジスタ２３２のエミッタ−ベース間電圧Ｖ_ＥＢ３は、式（８）にしたがって与えられる。

ここで、Ｖ_Ｔは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８，２２４，２３２，および２３６のそれぞれのＰＮＰトランジスタにおける所与の温度における熱電圧を表している。Ｉ_Ｓは、例えば、ＰＮＰトランジスタ２１８，２２４，２３２，および２３６それぞれのＰＮＰトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。

同様に、ＰＮＰトランジスタ２３６の前記ベース電流を無視すると、ＰＮＰトランジスタ２３６を介して流れる電流は、バイアス電流Ｉ_ＤＣと等しい。したがって、ＰＮＰトランジスタ２３６のエミッタ−ベース間電圧Ｖ_ＥＢ４は、式（９）にしたがって与えられる。

ＰＮＰトランジスタ２３２のベース端子は、グランドと結合されており、ＰＮＰトランジスタ２３６のベース端子は、ＰＮＰトランジスタ２３２のエミッタ端子と結合されているので、ＰＮＰトランジスタ２３６のエミッタ電圧Ｖ_Ｂは、式（１０）にしたがって与えられる。

ここで、Ｐ_ＣＨＧは、

であり、チャージＦＥＴ２５２の電力損を表している。

一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、チャージＦＥＴ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧを所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴに保つために、例えばＯＰＡである誤差増幅器２４０を具備する。ＯＰＡ２４０の非反転入力端子は、ＰＮＰトランジスタ２３６のエミッタ端子と結合されており、ＯＰＡ２４０の反転入力端子は、ＰＮＰトランジスタ２２４のエミッタ端子と結合されている。非反転入力電圧Ｖ_Ｂと反転入力電圧Ｖ_Ａ間の電圧差Ｖ_ＤＥＦ１は、式（１１）にしたがって与えられる。

ここで、Ｐ_ＳＥＴは、

であり、バッテリチャージシステム２００の所定の電力損しきい値を表している。一実施形態において、所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴは、抵抗器Ｒ_２１０の抵抗を調整することによりプログラムしてもよい。電圧差Ｖ_ＤＥＦ１にしたがってＯＰＡ２４０は、ダイオード２４２を介してチャージＦＥＴ２５２への第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１を生成する。

一実施形態において、バッテリチャージシステム２００は、バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴを所定の電圧しきい値に保つために、例えばＯＰＡである誤差増幅器２４４も具備する。加えて、直列に結合された抵抗器２４８と抵抗器２５０は、前記バッテリセル２５８の正極と負極間に接続されている。ＯＰＡ２４４の非反転入力端子は、抵抗器２４８と抵抗器２５０の間のノードと結合されている。それ故、ＯＰＡ２４４の非反転入力電圧Ｖ_Ｃは、式（１２）にしたがって与えられる。

ここでＲ_２４８は、抵抗器２４８の抵抗を表している。Ｒ_２５０は、抵抗器２５０の抵抗を表している。加えて、基準電圧Ｖ_ＲＥＦは、ＯＰＡ２４４の反転入力端子に提供される。一実施形態において、前記基準電圧Ｖ_ＲＥＦは、式（１３）により設定される。

ここで、Ｖ_ＰＲＥは、所定の電圧しきい値を表している。

従って、非反転入力電圧Ｖ_Ｃと反転入力電圧Ｖ_ＲＥＦ間の電圧差Ｖ_ＤＥＦ２は、式（１４）に従って与えられる。

電圧差Ｖ_ＤＥＦ２に従って、ダイオード２４６を介して、ＯＰＡ２４４は、チャージＦＥＴ２５２への第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２を生成可能である。

さらに、抵抗器２５４は、チャージＦＥＴ２５２のゲート端子とソース端子との間に結合されている。チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧は、抵抗器２５４における電圧とほぼ等しい。定電流源２５６は、抵抗器２５４に定電流Ｉ_ＣＣを提供するために、抵抗器２５４と直列に結合されている。

チャージャ(図示せず)が、バッテリチャージシステム２００に差し込まれた(plugged)場合には、前記バッテリセル２５８の電圧Ｖ_ＢＡＴＴが所定の電圧しきい値より低ければ、電圧差Ｖ_ＤＥＦ２は、式（１４）に従って負値となる。したがって、ＯＰＡ２４４により生成されるチャージＦＥＴ２５２への第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２は、かなり小さい。したがって、第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２は、無視しうる。さらに、ダイオード２４６は、ＯＰＡ２４４の出力端子へ流れる逆電流を防止できる。したがって、チャージＦＥＴ２５２の駆動電流は、ＯＰＡ２４４により影響されない。チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１により主に制御される。したがって、前記バッテリセル２５８は、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御によりチャージされる。

定電力損チャージ期間中において、チャージＦＥＴ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧが所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴより大きい場合には、電圧差Ｖ_ＤＥＦ１は、式（１１）にしたがって正値となる。したがって、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１は、増加される。電流Ｉ_ＣＣが一定のため、抵抗器２５４での電圧降下Ｖ_２５４は、式（１５）にしたがって、減少する。

ここで、Ｒ_２５４は、抵抗器２５４の抵抗を表している。チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧が減少するので、したがって、チャージ電流Ｉ_ＣＨＧおよび電力損Ｐ_ＣＨＧも減少する。

チャージＦＥＴ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧが所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴより低い場合には、電圧差Ｖ_ＤＥＦ１は、式（１１）にしたがって負値となる。したがって、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１は、減少する。電流Ｉ_ＣＣが一定のため、抵抗器２５４での電圧降下Ｖ_２５４は、式（１５）にしたがって増加する。チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧が増加するので、したがって、チャージ電流Ｉ_ＣＨＧおよび電力損Ｐ_ＣＨＧも、増加する。

その結果として、電力損Ｐ_ＣＨＧは、ほぼ一定値に保たれる。したがって、定電力損チャージ期間中のバッテリチャージシステム２００において、熱問題は発生しない。

バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴが、所定の電圧しきい値に近づく場合には、電圧差Ｖ_ＤＥＦ２は、式（１４）に従って０に近づく。したがって、ＯＰＡ２４４から出力される第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２は、徐々に増加し、無視することはできなくなる。したがって、抵抗器２５４での電圧降下Ｖ_２５４は、式（１６）により与えられる。

第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２が依然として増加している場合には、電圧降下Ｖ_２５４は、減少する。チャージ電流Ｉ_ＣＨＧもまた減少する。ＯＰＡ２４０の非反転入力電圧Ｖ_Ｂの減少の結果、電力損Ｐ_ＣＨＧは、減少する。したがって、ＯＰＡ２４０により生成された第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１は、減少する。第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１が減少する間は、第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２が増加するので、電圧降下Ｖ_２５４は、第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１の減少の割には増加しない。したがって、バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴ所定の電圧しきい値に近づく場合には、第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１は、徐々に減少する。

バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴが所定の電圧しきい値と等しいかそれより大きい場合には、ＯＰＡ２４０から出力される第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１は、かなり小さい。したがって、第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１は、無視しうる。さらに、ダイオード２４２は、ＯＰＡ２４０へ流れる逆電流を防止することができる。その後、チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４４から出力された第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２により主に制御される。したがって、前記バッテリセル２５８は、定電圧制御下においてチャージされる。よって、定電力損制御から定電圧制御への滑らかな遷移が達成される。

定電圧チャージ期間中において、バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴが所定の電圧しきい値以上に増加する場合には、電圧差Ｖ_ＤＥＦ２は、式（１４）に従って負値となる。したがって、ＯＰＡ２４４により生成された第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２は、増加する。電流Ｉ_ＣＣは、一定なので、式（１７）により計算される抵抗器２５４における電圧降下Ｖ_２５４は、減少する。

したがって、チャージＦＥＴ２５２のソース−ゲート間電圧は減少し、それゆえ、チャージ電流Ｉ_ＣＨＧは、減少する。チャージ電流Ｉ_ＣＨＧは減少するが、バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴは、ますますゆっくりと増加する。したがって、バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴは、所定の電圧しきい値Ｖ_ＰＲＥとほぼ等しく保たれる。

加えて、ＯＰＡ２４０とＯＰＡ２４４によりそれぞれ生成される第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１と第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２がほぼゼロの場合には、抵抗器２５４における電圧降下Ｖ_２５４は、

となる。

それぞれのチャージャの入力電圧は、例えば４．５ｖから５．５ｖである電圧範囲内で一定値であり、

の値は、前記範囲の最大値、例えば５．５ｖと等しく設定される。それ故に、チャージＦＥＴ２５２は、対応する範囲内で制御(regulated)される。

有利には、バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴが、所定の電圧しきい値より低い場合には、バッテリチャージシステム２００は、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御が実行可能である。バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴが所定の電圧しきい値と等しいかそれより大きい場合には、バッテリチャージシステム２００は、前記バッテリセル２５８の定電圧制御が実行可能である。例えばＵＳＢポートのＡＣアダプターである電源の入力電圧と、バッテリセル電圧との電圧差が相対的に大きい場合には、従来のバッテリチャージシステムでは、図１に図示するように、定電流チャージ期間中に熱問題が発生しうる。従来のバッテリチャージシステムと比べて、バッテリチャージシステム２００においては、たとえ電源の入力電圧とバッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴとの電圧差が相対的に大きくても、すべてのチャージ期間中で熱問題が発生しない。さらには、バッテリチャージシステム２００は、過剰にドレインした(over-drained)バッテリセルのチャージのために使用しうる。バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴが相対的に低い場合には、前記バッテリセル２５８のプリチャージのためにチャージ電流も相対的に低い。加えて、バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴが上昇すると、チャージ電流もチャージＦＥＴ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧが所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴに到達するまで増加する。したがって、全体のチャージスピードは、相対的に速い。

図３は、本発明の一実施形態に従って電力損制御されたバッテリチャージシステム３００の一例のブロックダイヤグラムを示している。図２と同じ符号の要素は、同様の機能を有し、ここでは繰り返し説明しない。図３は、図２と組み合わせて説明される。

図３において、例えばＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３１８は、基準電流Ｉ_ＲＥＦ１を受け取るために、ＮＭＯＳトランジスタ２０６と結合されている。さらに、例えばＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３２４は、基準電流Ｉ_ＲＥＦ２を受け取るために、ＮＭＯＳトランジスタ２０８と結合されている。ＮＰＮトランジスタ３１８のベース端子およびコレクタ端子は、入力電圧Ｖ_ＩＮと接続されている。ＮＰＮトランジスタ３２４のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３１８のエミッタ端子と接続されている。したがって、ＮＰＮトランジスタ３２４は、ＮＰＮトランジスタ３１８とカスケードされている。ＮＰＮトランジスタ３２４のコレクタ端子は、入力電圧Ｖ_ＩＮと接続されている。

ＮＰＮトランジスタ３１８および３２４のベース電流は、無視しうる。それゆえ、ＮＰＮトランジスタ３１８を介して流れる電流は、第１基準電流Ｉ_ＲＥＦ１と等しい。したがって、ＮＰＮトランジスタ３１８のベース−エミッタ電圧Ｖ_ＢＥ１は、式（１８）にしたがって与えられる。

ここで、Ｖ_Ｔは、バッテリチャージシステム３００における所与の温度における、例えばＮＰＮトランジスタ３１８および３２４であるそれぞれのＮＰＮトランジスタの熱電圧を表している。Ｉ_Ｓは、例えば、ＮＰＮトランジスタ３１８および３２４であるそれぞれのＮＰＮトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。

同様に、ＮＰＮトランジスタ３２４の前記ベース電流は、無視できる。それゆえ、ＮＰＮトランジスタ３２４を介して流れる電流は、第２基準電流Ｉ_ＲＥＦ２と等しい。したがって、ＮＰＮトランジスタ３２４のベース−エミッタ電圧Ｖ_ＢＥ２は、式（１９）にしたがって与えられる。

ＮＰＮトランジスタ３１８のベース端子は、入力電圧Ｖ_ＩＮと接続され、ＮＰＮトランジスタ３２４のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３１８のエミッタ端子と接続されているから、ＮＰＮトランジスタ３２４のエミッタ電圧Ｖ_Ａは、式（２０）にしたがって与えられる。

ここで、Ｐ_ＳＥＴは、

であり、バッテリチャージシステム３００の所定の電力損しきい値を表している。一実施形態において、所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴは、抵抗器Ｒ_２１０の抵抗を調整することによりプログラム可能である。

一実施形態において、バッテリチャージシステム３００は、例えばＮＭＯＳトランジスタであるトランジスタ３１４および３１６により構成された第１電流ミラーを具備する。一実施形態において、トランジスタ３１４および３１６は、マッチされたまたは同一である。第１電流ミラーは、例えば、ＰＭＯＳトランジスタ２３０とＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３３２との間に結合されている。ＮＰＮトランジスタ３３２のベース端子およびコレクタ端子は、入力電圧Ｖ_ＩＮに接続されている。バッテリチャージシステム３００は、例えばＮＭＯＳトランジスタであるトランジスタ３２０および３２２により構成された第２電流ミラーをさらに具備する。一実施形態において、トランジスタ３２０および３２２は、マッチされたまたは同一である。第２電流ミラーは、ＯＴＡ２３４の出力端子と、例えばＮＰＮトランジスタであるトランジスタ３３６との間に結合されている。ＮＰＮトランジスタ３３６は、ＮＰＮトランジスタ３３２とカスケードされ、ＮＰＮトランジスタ３３６のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３３２のエミッタ端子と接続されている。ＮＰＮトランジスタ３３６のコレクタ端子は、入力電圧Ｖ_ＩＮと接続されている。

ＮＰＮトランジスタ３３２を介して流れる電流Ｉ_ＳＥＮ’がＮＭＯＳトランジスタ３１４を介して流れるセンシング電流Ｉ_ＳＥＮと等しい場合において、ＮＰＮトランジスタ３３２およびＮＰＮトランジスタ３３６のベース電流は、無視できる。したがって、ＮＰＮトランジスタ３３２のベース−エミッタ電圧Ｖ_ＢＥ３は、式（２１）にしたがって与えられる。

ここで、Ｖ_Ｔは、バッテリチャージシステム３００における所与の温度での、例えば、ＮＰＮトランジスタ３１８，３２４，３３２、および３３６それぞれのトランジスタの熱電圧を表している。Ｉ_Ｓは、例えば、ＮＰＮトランジスタ３１８，３２４，３３２、および３３６それぞれのトランジスタにおけるベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。

同様に、ＮＰＮトランジスタ３３６の前記ベース電流は無視できる。ＮＰＮトランジスタ３３６を介して流れる電流Ｉ_ＤＣ’がＮＭＯＳトランジスタ３２０を介して流れるバイアス電流Ｉ_ＤＣと等しい場合においては、ＮＰＮトランジスタ３３６のベース−エミッタ電圧Ｖ_ＢＥ４は、式（２２）にしたがって与えられる。

ＮＰＮトランジスタ３３２のベース端子は入力電圧Ｖ_ＩＮと接続され、ＮＰＮトランジスタ３３６のベース端子は、ＮＰＮトランジスタ３３２のエミッタ端子と接続されているので、ＮＰＮトランジスタ３２６のエミッタ電圧Ｖ_Ｂは、式（２３）にしたがって与えられる。

ここで、Ｐ_ＣＨＧは、

であり、チャージＦＥＴ２５２の電力損を表している。

一実施形態において、ＯＰＡ２４０の非反転入力端子は、ＮＰＮトランジスタ３２４のエミッタ端子と結合されている。ＯＰＡ２４０の反転入力端子は、ＮＰＮトランジスタ３３６のエミッタ端子と結合されている。したがって、非反転入力電圧Ｖ_Ｂと反転入力電圧Ｖ_Ａとの間の電圧差Ｖ_ＤＥＦ１は、式（２４）にしたがって与えられる。

電圧差Ｖ_ＤＥＦ１にしたがって、ＯＰＡ２４０は、ダイオード２４２を介してチャージＦＥＴ２５２への第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１を生成する。

したがって、バッテリチャージシステム３００は、図２のバッテリチャージシステム２００おける、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御を実行する、および／または前記バッテリセル２５８の定電圧制御を実行する同じプロセスを利用可能である。

図４は、本発明の一実施形態に従う、例えば図２のバッテリチャージシステム２００であるバッテリチャージシステムでの、全てのチャージプロセス中のチャージプロファイル４００を図示している。図４は、図２と組み合わせて説明される。チャージプロファイル４００は、チャージＦＥＴ２５２の電力損プロファイル４０２と、前記バッテリセル２５８のチャージ電流プロファイル４０４と、前記バッテリセル２５８の電圧プロファイル４０６と、を含む。電力損プロファイル４０２は、チャージ電流プロファイル４０４および電圧プロファイル４０６とともに変化する。

チャージャがバッテリチャージシステム２００に差し込まれた場合には、前記バッテリセル２５８の電圧Ｖ_ＢＡＴＴが所定の電圧しきい値Ｖ_ＰＲＥより低ければ、電圧差Ｖ_ＤＥＦ２は、式（１４）にしたがって負値となる。したがって、ＯＰＡ２４４からチャージＦＥＴ２５２へ出力された第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２は小さく、したがって第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２は無視できる。したがって、チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４０により出力される第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１により主に制御される。それ故、前記バッテリセル２５８は、チャージＦＥＴ２５２の定電力損制御によりチャージされる。

定電力損チャージ期間中において、バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴが相対的に低い場合には、チャージＦＥＴ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧを所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴにほぼ等しく保つように、チャージ電流Ｉ_ＣＨＧも小さい。電力損Ｐ_ＣＨＧを所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴにほぼ等しく保つように、バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴの増加とともに、チャージ電流も増加する。

バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴが図４に示す所定の電圧しきい値Ｖ_ＰＲＥに近い場合、電圧差Ｖ_ＤＥＦ２は、式（１４）にしたがってゼロに近づく。その結果、第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２は、徐々に増加し、もはや無視できなくなる。同時に、ＯＰＡ２４０により生成された第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１は、徐々に減少する。前記バッテリセル２５８の電圧Ｖ_ＢＡＴＴが所定の電圧しきい値Ｖ_ＰＲＥに近づく場合には、第１駆動電流Ｉ_ＤＲＶ１は、相対的に小さくなるまで減少し、無視できる。それ故、チャージＦＥＴ２５２は、ＯＰＡ２４４から出力される第２駆動電流Ｉ_ＤＲＶ２により主に制御され、前記バッテリセル２５８は、定電圧制御下においてチャージされる。

定電圧チャージ期間中において、チャージ電流Ｉ_ＣＨＧは、徐々にゼロに減少する。したがって、バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴは、ますますゆっくりと増加する。したがって、バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴは、所定の電圧しきい値Ｖ_ＰＲＥとほぼ等しく保たれる。バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴがほぼ一定であるので、同時に、電力損Ｐ_ＣＨＧもチャージ電流Ｉ_ＣＨＧとともに減少する。

図５は、本発明の一実施形態にしたがう、例えば図２のバッテリチャージシステム２００であるバッテリチャージシステムにより遂行されるオペレーションのフローチャートを図示している。図５は、図２と組み合わせて説明される。

ブロック５０２において、バッテリチャージシステムは、チャージスイッチ２５２を経由した、例えば前記バッテリセル２５８であるバッテリへのチャージ電流の生成を開始する。バッテリの電圧Ｖ_ＢＡＴＴが所定の電圧しきい値Ｖ_ＰＲＥより少ない場合には（ブロック５０４）、チャージスイッチ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧは、ブロック５０６で所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴと比較される。ブロック５０８では、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流Ｉ_ＣＨＧが、チャージスイッチ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧを一定に保つように比較結果にしたがって調整される。

一実施形態において、チャージスイッチ２５２への駆動電流は、比較結果にしたがって生成される。チャージスイッチ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧが所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴより大きい場合には、チャージ電流Ｉ_ＣＨＧは、駆動電流により減少する。チャージスイッチ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧが所定の電力損しきい値より小さい場合には、チャージ電流Ｉ_ＣＨＧは、駆動電流により増加する。

バッテリの電圧Ｖ_ＢＡＴＴが所定の電圧しきい値Ｖ_ＰＲＥと等しいかそれより大きい場合には、ブロック５１０において、バッテリの電圧Ｖ_ＢＡＴＴは、所定の電圧しきい値Ｖ_ＰＲＥと比較される。ブロック５１２において、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流Ｉ_ＣＨＧは、バッテリの電圧Ｖ_ＢＡＴＴを制御する（例えば、一定に保つ、またはほぼ一定にする）ように比較結果にしたがって調整される。

一実施形態において、駆動電流は、比較結果にしたがって、チャージスイッチ２５２へ生成される。バッテリの電圧Ｖ_ＢＡＴＴが所定の電圧しきい値Ｖ_ＰＲＥより大きい場合には、チャージ電流Ｉ_ＣＨＧは、駆動電流により減少する。

図６は、本発明の一実施形態に従う、例えば、図２におけるバッテリチャージシステム２００であるバッテリチャージシステムにおいて、所定の電力損しきい値とチャージスイッチの電力損とを比較する方法のフローチャート６００を図示している。図６は、図５および図２と組み合わせて説明される。

ブロック６０２において、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流とともに変化する第１電流Ｉ_１が生成される。前記第１電流Ｉ_１は、式（２５）により与えられる。

ここで、Ｉ_ＣＨＧは、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流を表している。Ｋは、チャージスイッチ２５２および電流センサ２３０の相対サイズを基にしたスケーリングパラメータを表している。一実施形態において、第１電流Ｉ_１は、ソース端子とゲート端子が、それぞれチャージスイッチ２５２のソース端子とゲート端子に接続されている電流センサ２３０（例えば、ＰＭＯＳトランジスタ）により生成される。ＰＭＯＳトランジスタ２３０のサイズは、チャージスイッチ２５２のサイズよりＫ倍小さいので、ショートチャネル変調効果(short-channel modulation effect)が無視できる場合には、第１電流Ｉ_１は、チャージ電流Ｉ_ＣＨＧよりＫ倍小さい。

ブロック６０４において、チャージスイッチ２５２における電圧は、式（２６）により第２電流Ｉ_２に変換される。

ここで、Ｇ_ｍは、変換パラメータを表している。一実施形態において、第２電流Ｉ_２は、チャージスイッチ２５２のソース端子とドレイン端子間に結合された、例えばＯＴＡ２３４の増幅器により生成される。ＯＴＡ２３４のトランスコンダクタンスゲインは、変換パラメータＧ_ｍの値に設定される。

ブロック６０６において、例えば、ＰＮＰトランジスタ２３２のトランジスタのエミッタとベース間の第１電圧Ｖ_ＥＢ１は、第１電流Ｉ_１にしたがって式（２７）により生成される。

ここで、Ｖ_Ｔ１は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２３２の熱電圧を表している。Ｉ_Ｓ１は、ＰＮＰトランジスタ２３２のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。

ブロック６０８において、例えばＰＮＰトランジスタ２３６のトランジスタのエミッタとベース間の第２電圧Ｖ_ＥＢ２は、第２電流Ｉ_２にしたがって式（２８）により生成される。

ここで、Ｖ_Ｔ２は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２３６の熱電圧を表している。Ｉ_Ｓ２は、ＰＮＰトランジスタ２３６のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。Ｉ_Ｓ２は、Ｉ_Ｓ１と等しい。

ブロック６１０において、例えばＰＮＰトランジスタ２１８のトランジスタのエミッタとベース間の第３電圧Ｖ_ＥＢ３は、第１基準電流Ｉ_ＲＥＦ１にしたがって式（２９）により生成される。

ここで、Ｖ_Ｔ３は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２１８の熱電圧を表している。Ｉ_Ｓ３は、ＰＮＰトランジスタ２１８のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。Ｖ_Ｔ３は、Ｖ_Ｔ１と等しい。Ｉ_Ｓ３は、Ｉ_Ｓ１と等しい。

ブロック６１２において、例えばＰＮＰトランジスタ２２４のトランジスタのエミッタとベース間における第４電圧Ｖ_ＥＢ４は、第２基準電流Ｉ_ＲＥＦ２にしたがって式（３０）により生成される。

ここで、Ｖ_Ｔ４は、所与の温度におけるＰＮＰトランジスタ２２４の熱電圧を表している。Ｉ_Ｓ４は、ＰＮＰトランジスタ２２４のベース−エミッタダイオードの逆飽和電流を表している。Ｖ_Ｔ４は、Ｖ_Ｔ１と等しい。Ｉ_Ｓ４は、Ｉ_Ｓ１と等しい。

その後、ブロック６１４において、電圧差Ｖ_ＤＩＦが、式（３１）により計算される。

ここで、Ｐ_ＣＨＧは、

であり、チャージＦＥＴ２５２の電力損を表している。Ｐ_ＳＥＴは、

であり、所定の電力損しきい値を表している。

ブロック６１６において、チャージスイッチ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧは、電圧差Ｖ_ＤＩＦにしたがって所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴと比較される。電圧差Ｖ_ＤＩＦが正値の場合には、チャージスイッチ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧは、所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴより大きい。電圧差Ｖ_ＤＩＦが負値の場合には、チャージスイッチ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧは、所定の電力損しきい値Ｐ_ＳＥＴより小さい。

したがって、例えば図２および図３のバッテリチャージシステム２００，３００であるバッテリチャージシステムがここで説明される。一実施形態において、バッテリチャージシステムは、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流を制御するチャージスイッチ２５２と、チャージスイッチ２５２と結合された第１誤差増幅器２４０と、を具備する。第１誤差増幅器２４０は、バッテリの電圧が所定の電圧しきい値より低い場合に、チャージスイッチ２５２の電力損を相対的に一定に保つようにチャージ電流を調整するために使用される。バッテリチャージシステムは、チャージスイッチ２５２と結合された第２誤差増幅器２４４も具備する。第２誤差増幅器２４４は、バッテリの電圧が所定の電圧しきい値と等しいかそれよりも大きい場合に、バッテリの電圧を相対的に一定に保つようにチャージ電流を調整するために使用される。さらに、バッテリチャージシステムは、複数のバッテリをチャージするために使用してもよい。

バッテリの電圧が、所定の電圧しきい値より低い場合には、前記バッテリセル２５８は、チャージスイッチ２５２の定電力損制御によりチャージされる。第１誤差増幅器２４０は、チャージスイッチ２５２の電力損と所定の電力損しきい値を比較し、電力損の比較結果にしたがってチャージスイッチ２５２への駆動電流を生成する。チャージスイッチ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧが所定の電力損しきい値より大きい場合には、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流Ｉ_ＣＨＧは、駆動電流により減少する。チャージスイッチ２５２の電力損Ｐ_ＣＨＧが所定の電力損しきい値より小さい場合には、チャージスイッチ２５２を介して流れるチャージ電流Ｉ_ＣＨＧは、駆動電流により増加する。

バッテリセル電圧が、所定の電圧しきい値より等しいかそれより大きい場合には、前記バッテリセル２５８は、定電圧制御下でチャージされる。第２誤差増幅器２４４は、バッテリの電圧を所定の電圧しきい値と比較し、電圧の比較結果にしたがってチャージスイッチ２５２への駆動電流を生成する。バッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴが所定の電圧しきい値Ｖ_ＰＲＥより大きい場合には、チャージ電流Ｉ_ＣＨＧは、駆動電流により減少する。

有利には、電源とバッテリセル電圧Ｖ_ＢＡＴＴとの電圧差が大きい場合には、全チャージ期間中においてバッテリチャージシステム２００または３００において熱問題はない。さらに、バッテリチャージシステムは、過剰にドレインしたバッテリセルのチャージのために使用しうる。バッテリの電圧がかなり低い場合には、チャージ電流は、バッテリのプリチャージのために小さい。加えて、バッテリの電圧が上昇した場合には、チャージスイッチの電力損が所定の電力損しきい値に達するまでチャージ電流も上昇する。したがって、全体のチャージスピードは速い。

本明細書で、実施形態につき説明しているが、あくまで例示であり、ここで説明される本発明を利用するそれらに限定する趣旨ではない。当業者にとって、添付の特許請求の範囲で定められる本発明の精神と範囲を大きく離れることなく、多くの他の実施形態が可能であることは明白である。さらに、発明の要素は、単数で説明され、または特許請求の範囲に定められているが、単数であると明確に提示されていない限り、複数も予定しているものである。

Ｖ_ＢＡＴＴ バッテリセル電圧
Ｖ_ＲＥＦ 基準電圧
Ｖ_ＳＥＴ 第１基準電圧
Ｖ_ＳＥＴ’ 第２基準電圧
Ｉ_ＣＣ 定電流
Ｉ_ＲＥＦ１ 第１基準電流
Ｉ_ＲＥＦ２ 第２基準電流
Ｉ_ＤＲＶ１ 第１駆動電流
Ｉ_ＤＲＶ２ 第２駆動電流
Ｉ_ＣＨＧ チャージ電流
Ｉ_ＳＥＮ センシング電流
Ｐ_ＣＨＧ チャージスイッチの電力損
Ｐ_ＳＥＴ 所定の電力損しきい値
Ｖ_ＰＲＥ 所定の電圧しきい値
２００ バッテリチャージシステム
２０２，２０４，２４０，２４４ ＯＰＡ（増幅器）
２３４ 演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）
２５２ チャージスイッチ

Claims (18)

1. スイッチを介して流れる電流を管理できるスイッチと、
   前記スイッチに結合されている第１増幅器と、
   を具備し、
   前記第１増幅器は、前記スイッチに関連する電力損の量に従って、前記電流を調整可能であり、
   前記第１増幅器に結合された回路構成要素をさらに具備し、
   前記回路構成要素は、前記第１増幅器への第１電圧を生成可能であり、
   前記第１電圧は、前記スイッチを介して流れる前記電流とともに変化する第１電流、および前記スイッチ間の電圧とともに変化する第２電流、に基づく前記電力損の量とともに変化し、
   前記第１増幅器は、前記第１電圧と所定の値との比較を遂行し、前記比較の結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成し、
   前記回路構成要素は、
   第１トランジスタと、
   第２トランジスタと、
   を具備し、
   前記第１電流は、前記第１トランジスタを介して流れ、
   前記第２電流は、前記第２トランジスタを介して流れ、
   前記第１トランジスタと第２トランジスタは、前記第１トランジスタのエミッタ-ベース電圧と、前記第２トランジスタのエミッタ-ベース電圧との和により決定される前記第１電圧を生成するとともに、前記第１電圧を前記第１増幅器に入力するように、お互いに接続されていることを特徴とする回路。
2. 前記第１増幅器は、前記電力損の量と所定の値との比較を遂行し、前記比較の結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１に記載の回路。
3. 前記第１増幅器と前記スイッチとの間に結合されたダイオードをさらに具備し、
   前記ダイオードは、前記スイッチから前記第１増幅器への逆電流を防止可能であることを特徴とする請求項１に記載の回路。
4. 前記スイッチに結合された電流源をさらに具備し、
   前記電流源は、前記スイッチを介した電流を管理するための駆動電流を前記スイッチに提供可能であることを特徴とする請求項１に記載の回路。
5. 前記スイッチに結合されたトランジスタをさらに具備し、
   前記トランジスタは、前記第１電流を生成可能であり、
   前記トランジスタの駆動電圧は、前記スイッチの駆動電圧に一致することを特徴とする請求項１に記載の回路。
6. 前記スイッチに結合された第２増幅器をさらに具備し、
   前記第２増幅器は、前記スイッチ間の前記電圧を前記第２電流に変換可能であることを特徴とする請求項１に記載の回路。
7. スイッチを制御する方法であって、
   前記スイッチを介して流れる電流を制御するステップと、
   増幅器を使用し、前記スイッチに関連する電力損の量に従って前記スイッチを介して流れる前記電流を調整するステップと、
   前記増幅器への第１電圧を生成するステップであって、前記第１電圧は、前記スイッチを介して流れる前記電流とともに変化する第１電流、および前記スイッチ間の電圧とともに変化する第２電流、に基づく前記電力損の量とともに変化する、ステップと、
   前記増幅器は、前記第１電圧と所定の値との比較を遂行するステップと、
   前記比較の結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成するステップと、
   第１トランジスタを介する前記第１電流を制御すること、および第２トランジスタを介する前記第２電流を制御すること、により前記第１電圧を生成するステップと、
   を具備し、
   前記第１トランジスタと第２トランジスタは、前記第１トランジスタのエミッタ-ベース電圧と、前記第２トランジスタのエミッタ-ベース電圧との和により決定される前記第１電圧を生成するとともに、前記第１電圧を前記増幅器に入力するように、お互いに接続されていることを特徴とするスイッチを制御する方法。
8. 前記電力損の量と所定の値との比較を遂行するステップと、
   前記比較の結果に従って、前記スイッチへの駆動電流を生成するステップと、
   をさらに具備することを特徴とする請求項７に記載のスイッチを制御する方法。
9. 前記スイッチから前記増幅器への逆電流を防止するステップをさらに具備することを特徴とする請求項７に記載のスイッチを制御する方法。
10. トランジスタを使用して前記第１電流を生成するステップをさらに具備し、
    前記トランジスタの駆動電圧は、前記スイッチの駆動電圧に一致することを特徴とする請求項７に記載のスイッチを制御する方法。
11. 前記スイッチ間の前記電圧を前記第２電流に変換するステップをさらに具備することを特徴とする請求項７に記載のスイッチを制御する方法。
12. バッテリチャージシステムであって、
    バッテリへのチャージ電流を管理するためのチャージスイッチと、
    前記チャージスイッチと結合されている第１増幅器と、
    前記チャージスイッチと結合されている第２増幅器と、
    を具備し、
    第１増幅器は、前記バッテリの電圧が所定の電圧しきい値よりも低い場合には、前記チャージスイッチに関係する電力損の量に従って前記チャージ電流を調整可能であり、
    第２増幅器は、前記バッテリの前記電圧が、前記所定の電圧しきい値に達した場合には、前記バッテリの前記電圧に従って前記チャージ電流を調整可能であり、
    前記第１増幅器に結合された回路構成要素をさらに具備し、
    前記回路構成要素は、前記第１増幅器への第１電圧を生成可能であり、
    前記第１電圧は、前記チャージスイッチを介して流れる前記チャージ電流とともに変化する第１電流、および前記チャージスイッチ間の電圧とともに変化する第２電流、に基づく前記電力損の量とともに変化し、
    前記第１増幅器は、前記第１電圧と所定の値との比較を遂行し、前記比較の結果に従って、前記チャージスイッチへの駆動電流を生成し、
    前記回路構成要素は、
    第１トランジスタと、
    第２トランジスタと、
    を具備し、
    前記第１電流は、前記第１トランジスタを介して流れ、
    前記第２電流は、前記第２トランジスタを介して流れ、
    前記第１トランジスタと第２トランジスタは、前記第１トランジスタのエミッタ-ベース電圧と、前記第２トランジスタのエミッタ-ベース電圧との和により決定される前記第１電圧を生成するとともに、前記第１電圧を前記第１増幅器に入力するように、お互いに接続されていることを特徴とするバッテリチャージシステム。
13. 前記第１増幅器は、前記電力損の量と所定の値との比較を遂行し、前記比較の結果に従って、前記チャージスイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１２に記載のバッテリチャージシステム。
14. 前記第２増幅器は、前記バッテリの前記電圧と前記所定の電圧しきい値との比較を遂行し、前記比較に従って、前記チャージスイッチへの駆動電流を生成することを特徴とする請求項１２に記載のバッテリチャージシステム。
15. 前記第１増幅器と前記チャージスイッチとの間に結合されたダイオードをさらに具備し、
    前記ダイオードは、前記チャージスイッチから前記第１増幅器への逆電流を防止可能であることを特徴とする請求項１２に記載のバッテリチャージシステム。
16. 前記第２増幅器と前記チャージスイッチとの間に結合されたダイオードをさらに具備し、
    前記ダイオードは、前記チャージスイッチから前記第２増幅器への逆電流を防止可能であることを特徴とする請求項１２に記載のバッテリチャージシステム。
17. 前記チャージスイッチに結合されたトランジスタをさらに具備し、
    前記トランジスタは、前記第１電流を生成可能であり、
    前記トランジスタの駆動電圧は、前記チャージスイッチの駆動電圧と一致することを特徴とする請求項１２に記載のバッテリチャージシステム。
18. 前記チャージスイッチに結合された第３増幅器をさらに具備し、
    前記第３増幅器は、前記チャージスイッチ間の前記電圧を前記第２電流に変換可能であることを特徴とする請求項１２に記載のバッテリチャージシステム。

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