JP5524913B2

JP5524913B2 - Transmitter

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Publication number: JP5524913B2
Application number: JP2011159948A
Authority: JP
Inventors: 州一福田; 伸矢山本
Original assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Current assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Priority date: 2011-07-21
Filing date: 2011-07-21
Publication date: 2014-06-18
Anticipated expiration: 2031-07-21
Also published as: JP2013026834A

Description

本発明は、送信器の低消費電力化に関する。 The present invention relates to low power consumption of a transmitter.

携帯電話に代表される携帯型の通信端末装置（以下、「携帯端末」という）の送信器において、送信出力信号の出力電力（以下、「送信出力電力」という）は、広い可変幅と、低消費電力であることが求められる。低消費電力であることは、携帯端末のバッテリーを長持ちさせることに不可欠であり、時々刻々と変化する携帯端末の使用状態において、その平均的な消費電力を低く抑える事が重要である。また、消費電力は、消費電流と電源電圧との積であるため、消費電流を低減させることは、すなわち消費電力を低減させることになる。 In a transmitter of a portable communication terminal device represented by a mobile phone (hereinafter referred to as “mobile terminal”), the output power of a transmission output signal (hereinafter referred to as “transmission output power”) has a wide variable width and low It is required to be power consumption. The low power consumption is indispensable for extending the battery of the mobile terminal, and it is important to keep the average power consumption low in the usage state of the mobile terminal that changes every moment. Further, since the power consumption is the product of the current consumption and the power supply voltage, reducing the current consumption means that the power consumption is reduced.

例えば、特許文献１に記載の送信器は、電力調整型の送信器である。この送信器では、消費電流を低減させるための手段として、入力されるベースバンド信号の振幅を変化させなくとも、並列に配置された複数個の変調器を、動作もしくは非動作させることで、所望の送信出力電力を実現している。所望の送信出力電力を実現するためにベースバンド信号の振幅を変化させる方法では、混合器に流れる電流を減らすことはできないが、特許文献１の送信出力電力の調整方法によれば、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。これにより、電源電圧と消費電流との積で求められる消費電力も低減できることになる。 For example, the transmitter described in Patent Document 1 is a power adjustment type transmitter. In this transmitter, as a means for reducing current consumption, a plurality of modulators arranged in parallel can be operated or not operated without changing the amplitude of the input baseband signal. The transmission output power is realized. In the method of changing the amplitude of the baseband signal in order to realize the desired transmission output power, the current flowing through the mixer cannot be reduced. However, according to the method of adjusting the transmission output power in Patent Document 1, the current consumption is small. The transmission output power can be adjusted with. Thereby, the power consumption calculated | required by the product of a power supply voltage and a consumption current can also be reduced.

ところで、特許文献１に記載の送信器は、ベースバンド部、ＩＱ直交変調器、バンドパスフィルター、パワーアンプ（ＰＡ）、アンテナ、電力検出器、インターフェース回路から構成される。ベースバンド部は、デジタル信号処理部と、デジタル／アナログ変換器（ＤＡ変換器）と、ローパスフィルターと、アナログ／デジタル変換器（ＡＤ変換器）とからなる。また、ＩＱ直交変調器は、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）と、周波数分周器と、２つの混合器と、加算ノードとからなる。 By the way, the transmitter described in Patent Document 1 includes a baseband unit, an IQ quadrature modulator, a bandpass filter, a power amplifier (PA), an antenna, a power detector, and an interface circuit. The baseband unit includes a digital signal processing unit, a digital / analog converter (DA converter), a low-pass filter, and an analog / digital converter (AD converter). The IQ quadrature modulator includes a voltage controlled oscillation circuit (VCO), a frequency divider, two mixers, and an addition node.

また、２つの混合器は、それぞれ以下のような構成となっている。すなわち、ベースバンド部のローパスフィルターからの信号は、ＩＱ直交変調器の有効信号入力部を介して、混合器の並列に接続された４つの混合器セルに入力される。そして、各混合器セルから出力される電流の総和は、カレントミラーを介して、局所発振器入力部からの局所発振器信号を他方の入力とする４つのトランジスタに供給される。また、この４つのトランジスタの出力は、２つの高周波数出力部から出力される。 The two mixers are configured as follows. That is, the signal from the low-pass filter of the baseband part is input to four mixer cells connected in parallel to the mixer via the effective signal input part of the IQ quadrature modulator. Then, the sum of the currents output from each mixer cell is supplied to four transistors using the local oscillator signal from the local oscillator input unit as the other input via the current mirror. The outputs of the four transistors are output from two high frequency output units.

ここで、特許文献１の混合器では、制御入力部からの信号に応じて、４つの混合器セル間を接続しているスイッチによって各混合器セル間を接続または切断することで、送信出力電力を調整できる。これにより、ベースバンド信号の振幅を変化させて送信出力電力を調整する方法よりも、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。すなわち、混合器自体の平均的な消費電力を低く抑えることが可能である。 Here, in the mixer of Patent Document 1, transmission output power is obtained by connecting or disconnecting each mixer cell by a switch connecting the four mixer cells in accordance with a signal from the control input unit. Can be adjusted. Thereby, the transmission output power can be adjusted with less current consumption than the method of adjusting the transmission output power by changing the amplitude of the baseband signal. That is, the average power consumption of the mixer itself can be kept low.

次に、特許文献１における２つの混合器を駆動する周波数分周器の電力消費に関して説明する。周波数分周器は、高周波回路において多くの場合、ＣＭＬ（Current Mode Logic）回路で実現される。図４は、２分周器をＣＭＬ回路で実現した場合の具体例である。図４に示されるＣＭＬ回路は、Ｎ型ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ９０１、９０２、９０３と、負荷抵抗９０４と、定電流源９００とから構成されている。このＣＭＬ回路は、キャリア波周波数の２倍の周波数の高周波差動信号ＬＯＰ、ＬＯＮを入力とし、キャリア波周波数と同じ周波数の差動出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮと、これらの差動出力と各々９０度位相の異なる差動出力ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮを出力する。 Next, the power consumption of the frequency divider that drives the two mixers in Patent Document 1 will be described. The frequency divider is often realized by a CML (Current Mode Logic) circuit in a high-frequency circuit. FIG. 4 is a specific example when the divide-by-2 circuit is realized by a CML circuit. The CML circuit shown in FIG. 4 includes N-type MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistors 901, 902, and 903, a load resistor 904, and a constant current source 900. This CML circuit receives high-frequency differential signals LOP and LON having a frequency twice as high as the carrier wave frequency, inputs differential outputs LOIP and LOIN having the same frequency as the carrier wave frequency, and these differential outputs are each 90 degrees in phase. Output differential outputs LOQP and LOQN.

ここで、差動出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮは２つの混合器のうちの一方の混合器に入力され、差動出力ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮは他方の混合器に入力される。周波数分周器を図４の２分周器で実現したとき、２分周器の出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮ、ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮの各々の出力先である各混合器内のトランジスタの容量性負荷をＣＬとし、２分周器の負荷抵抗９０４の抵抗値をＲとすると、ＣＬとＲとからなる時定数はＲ・ＣＬとなる。混合器回路がＭＯＳトランジスタで構成される場合、容量性負荷ＣＬの支配要因は、ＭＯＳトランジスタのゲート酸化膜が形成するゲートの面積に比例する。なお、ここでは、図４のトランジスタ９０２のドレインの寄生容量、トランジスタ９０３のゲートの寄生容量、配線の寄生効果等は無視して数式を簡易化している。 Here, the differential outputs LOIP and LOIN are input to one of the two mixers, and the differential outputs LOQP and LOQN are input to the other mixer. When the frequency divider is realized by the divide-by-2 circuit of FIG. 4, the capacitive load of the transistor in each mixer which is the output destination of the output of the divide-by-2 divider LOIP, LOIN, LOQP, LOQN is CL. When the resistance value of the load resistor 904 of the two-frequency divider is R, the time constant composed of CL and R is R · CL. When the mixer circuit is composed of MOS transistors, the dominant factor of the capacitive load CL is proportional to the area of the gate formed by the gate oxide film of the MOS transistor. Here, the mathematical formula is simplified by ignoring the parasitic capacitance of the drain of the transistor 902, the parasitic capacitance of the gate of the transistor 903, the parasitic effect of the wiring, and the like in FIG.

キャリア波の周波数をfcとするとき、時定数Ｒ・ＣＬが周期１／２・π・fcよりも小さいことが必要であるとすると、抵抗値Ｒの選択範囲は以下の式（１）を満たす。 Assuming that the frequency of the carrier wave is fc, and the time constant R · CL needs to be smaller than the period 1/2 · π · fc, the selection range of the resistance value R satisfies the following expression (1): .

次に、出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮ、ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮの出力振幅が、シングルエンドのピーク・ピーク値でＶ０必要であるとすると、定電流源９００の電流値Ｉ０は、上記式（１）を考慮すると、以下の式（２）を満たす。 Next, assuming that the output amplitudes of the outputs LOIP, LOIN, LOQP, and LOQN need to be V0 at a single-ended peak-to-peak value, the current value I0 of the constant current source 900 takes the above equation (1) into consideration, The following formula (2) is satisfied.

上記式（１）および式（２）より、２分周器での消費電流は、混合器内のトランジスタの容量性負荷ＣＬに比例して増大することがわかる。 From the above formulas (1) and (2), it can be seen that the current consumption in the frequency divider increases in proportion to the capacitive load CL of the transistors in the mixer.

特許第４０４７２７４号公報Japanese Patent No. 4047274

しかし、従来の送信器をＣＭＯＳ（Complemetary Metal Oxide Semicondunctor）回路で実現した場合、混合器自体の平均的な電力消費を抑えることは可能であるが、混合器を駆動するためのキャリア波信号である高周波信号を生成する周波数分周器の電力消費は、送信出力電力とは無関係であり、その平均電力は高いままであるという課題がある。
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化を行うことで、従来の送信器よりも平均的な消費電力が小さい送信器を提供することを目的とする。 However, when a conventional transmitter is realized with a CMOS (Complemetary Metal Oxide Semicondunctor) circuit, it is possible to suppress the average power consumption of the mixer itself, but it is a carrier wave signal for driving the mixer. The power consumption of the frequency divider that generates the high-frequency signal is irrelevant to the transmission output power, and there is a problem that the average power remains high.
The present invention has been made in view of the above problems, and by reducing the power consumption of both the mixer and the frequency divider according to the desired transmission output power, it is more average than the conventional transmitter. An object of the present invention is to provide a transmitter with low power consumption.

上記問題を解決するために、本発明の一態様は、ベースバンド信号を電圧から電流に変換するための第１のトランジスタ部と、前記第１のトランジスタ部に接続されキャリア信号波に応じて周波数変換を行う第２のトランジスタ部と、をそれぞれ含む、並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セルからなり、前記Ｋ個の混合器セルに前記ベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器と、前記混合器セルの前記第２のトランジスタ部に前記キャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セルからなる、周波数分周器と、前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路と、を含み、前記制御回路は、前記Ｋ個の混合器セルの内の一部を非動作状態に設定するとともに、該非動作状態に設定された前記混合器セルへ接続された前記周波数分周器セルを、非動作状態となるように制御することを特徴とする送信器である。 In order to solve the above problem, one embodiment of the present invention includes a first transistor portion for converting a baseband signal from a voltage to a current, and a frequency connected to the first transistor portion according to a carrier signal wave. comprising a second transistor section for converting, respectively, the K which are arranged in parallel (K is a natural number of 2 or more) a mixer cell, the base band signal to each of the K-number of mixers cells a mixer input, and outputs the carrier wave signal to the second transistor of the previous SL mixed-unit cell, N (N is a natural number K ≧ N) consisting of the frequency divider cell, the frequency A frequency divider, and a control circuit that outputs a control signal for setting an operating state of the mixer and the frequency divider, wherein the control circuit is one of the K mixer cells. setting section inoperative DOO To a transmitter and controls so that the frequency divider cell connected to said mixer cells set to the non-operating state to an inactive state.

この構成によれば、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化が可能である。
また、本発明の他の態様は、前記周波数分周器セルの個数Ｎと前記混合器セルの個数Ｋとが同一である場合には、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルは、１対１で接続されることを特徴とする送信器である。
また、本発明の他の態様は、前記周波数分周器セルの個数Ｎが前記混合器セルの個数Ｋよりも小さい場合には、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルは、少なくとも１対複数で接続される組を含むことを特徴とする送信器である。 According to this configuration, it is possible to reduce the power consumption of both the mixer and the frequency divider according to the desired transmission output power.
According to another aspect of the present invention, when the number N of the frequency divider cells and the number K of the mixer cells are the same, the K mixer cells and the N frequency divider cells are used. Circulator cells are transmitters that are connected one-to-one.
According to another aspect of the present invention, when the number N of the frequency divider cells is smaller than the number K of the mixer cells, the K mixer cells and the N frequency dividers are used. A cell is a transmitter characterized in that it includes a set connected in at least one-to-one.

また、本発明の他の態様は、同相（Ｉ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第１混合器と、直交（Ｑ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第２混合器と、前記第１混合器に入力される第１キャリア波信号と、前記第２混合器に入力され前記第１高周波信号と位相が９０度異なる第２キャリア波信号と、を生成する前記周波数分周器を有するＩＱ周波数分周器と、前記第１混合器の出力信号と、前記第２混合器の出力信号と、を加算する加算部と、を含むことを特徴とする送信器である。
この構成によれば、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化が可能である。 In another aspect of the present invention, a first mixer having the mixer to which an in-phase (I) baseband signal is input and a second mixer having the mixer to which a quadrature (Q) baseband signal is input. Generating a mixer, a first carrier wave signal input to the first mixer, and a second carrier wave signal input to the second mixer and having a phase difference of 90 degrees from the first high-frequency signal. An transmitter comprising: an IQ frequency divider having a frequency divider; and an adder for adding the output signal of the first mixer and the output signal of the second mixer. is there.
According to this configuration, it is possible to reduce the power consumption of both the mixer and the frequency divider according to the desired transmission output power.

本発明の一態様によれば、送信出力電力を最大から下げる際に、混合器を構成する混合器セルと対となる周波数分周器セルを、混合器とともに非動作とすることで、所望の送信出力電力に応じて、周波数分周器での電力消費を抑えることができる。 According to one aspect of the present invention, when the transmission output power is reduced from the maximum, the frequency divider cell paired with the mixer cell constituting the mixer is deactivated together with the mixer. Depending on the transmission output power, power consumption in the frequency divider can be suppressed.

本発明の一実施形態に係る混合器の回路図の一例である。It is an example of the circuit diagram of the mixer which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る周波数分周器の回路図の一例である。It is an example of the circuit diagram of the frequency divider concerning one embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係るＩＱ直交変調型送信器の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the IQ orthogonal modulation type transmitter which concerns on one Embodiment of this invention. ２分周器をＣＭＬ回路で実現した場合の具体例である。This is a specific example when the divide-by-2 circuit is realized by a CML circuit.

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示す。
（第１の実施形態）
［回路構成］
図１は、本実施形態に係る混合器の回路図の一例である。本実施形態に係る混合器は、Ｋ＋１（Ｋは２以上の自然数）個の混合器セル１６００〜１６０Ｋを備えている。
混合器セル１６００は、ベースバンド入力１１００、１１０１のそれぞれを電圧から電流に変換するためのＮＭＯＳ１０１０と、抵抗１０００と、カスコードトランジスタ１０２０と、高周波差動入力１２００、１３００に応じて周波数変換を行うトランジスタ１０３０と、カスコードトランジスタ１０２０のゲート電圧を動作／非動作制御信号１５００に応じてバイアス電圧Ｖｂもしくはグランドに設定するためのトランジスタ１０４０と、反転論理素子１０５０とから構成される。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In each drawing referred to in the following description, the same parts as those in the other drawings are denoted by the same reference numerals.
(First embodiment)
[Circuit configuration]
FIG. 1 is an example of a circuit diagram of a mixer according to the present embodiment. The mixer according to the present embodiment includes K + 1 (K is a natural number of 2 or more) mixer cells 1600 to 160K.
The mixer cell 1600 includes an NMOS 1010 for converting each of the baseband inputs 1100 and 1101 from voltage to current, a resistor 1000, a cascode transistor 1020, and a transistor that performs frequency conversion according to the high-frequency differential inputs 1200 and 1300. 1030, a transistor 1040 for setting the gate voltage of the cascode transistor 1020 to the bias voltage Vb or the ground according to the operation / non-operation control signal 1500, and an inverting logic element 1050.

動作／非動作制御信号１５００は、図１の混合器の動作状態を設定するための制御信号であり、後述するように、外部の制御回路から混合器に入力される。動作／非動作制御信号１５００が論理的にハイの場合、カスコードトランジスタ１０２０のゲートにはバイアス電圧Ｖｂが入力され、混合器セル１６００は適切にバイアスされた状態（動作状態）となる。一方、動作／非動作制御信号１５００が論理的にローの場合、カスコードトランジスタ１０２０のゲートにはグランド電圧が入力され、抵抗１０００とトランジスタ１０１０との接続点における電圧がグランド電圧に等しくなる。これにより、混合器セル１６００に流れる電流がゼロとなり、その動作を停止（非動作）する。 The operation / non-operation control signal 1500 is a control signal for setting the operation state of the mixer of FIG. 1, and is input to the mixer from an external control circuit, as will be described later. When the operation / non-operation control signal 1500 is logically high, the bias voltage Vb is input to the gate of the cascode transistor 1020, and the mixer cell 1600 is appropriately biased (operation state). On the other hand, when the operation / non-operation control signal 1500 is logically low, the ground voltage is input to the gate of the cascode transistor 1020, and the voltage at the connection point between the resistor 1000 and the transistor 1010 becomes equal to the ground voltage. Thereby, the electric current which flows into the mixer cell 1600 becomes zero, and the operation | movement is stopped (non-operation).

図２は、本実施形態に係る周波数分周器の構成例を示す図である。図２の周波数分周器５０は、図１の混合器を駆動するための高周波信号を生成する。
図２に示される周波数分周器５０は、図４と同様に、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０１、１０２、１０３と、負荷抵抗１０４と、定電流源１００とを有する周波数分周器の構成に、図１と同様の、カスコードトランジスタ１０２０と、カスコードトランジスタ１０２０のゲート電圧を動作／非動作制御信号１５００に応じてバイアス電圧Ｖｂもしくはグランドに設定するためのトランジスタ１０４０と、反転論理素子１０５０とが付加されたものである。 FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the frequency divider according to the present embodiment. The frequency divider 50 of FIG. 2 generates a high frequency signal for driving the mixer of FIG.
The frequency divider 50 shown in FIG. 2 has a configuration of a frequency divider having N-type MOS transistors 101, 102, 103, a load resistor 104, and a constant current source 100, as in FIG. 1, a cascode transistor 1020, a transistor 1040 for setting the gate voltage of the cascode transistor 1020 to the bias voltage Vb or the ground according to the operation / non-operation control signal 1500, and an inverting logic element 1050 are added. Is.

また、図２の周波数分周器５０の差動出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮは、図１の高周波差動入力１２００、１３００へと接続される。同様に、差動出力ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮも、図１の高周波差動入力１２００、１３００へと接続される。つまり、混合器セル１６００と接続される周波数分周器５０も、動作／非動作制御信号１５００に応じて、その電源とグランド間に流れる電流をゼロとし、その動作を停止させる。具体的には、動作／非動作制御信号１５００が論理的にハイの場合、定電流源１００は所定の電流を流し、動作／非動作制御信号１５００が論理的にローの場合、定電流源１００の電流をゼロとすることで、動作もしくは非動作の設定が実現される。 Also, the differential outputs LOIP and LOIN of the frequency divider 50 in FIG. 2 are connected to the high frequency differential inputs 1200 and 1300 in FIG. Similarly, the differential outputs LOQP and LOQN are also connected to the high-frequency differential inputs 1200 and 1300 in FIG. That is, the frequency divider 50 connected to the mixer cell 1600 also stops the operation by setting the current flowing between the power supply and the ground to zero according to the operation / non-operation control signal 1500. Specifically, when the operation / non-operation control signal 1500 is logically high, the constant current source 100 passes a predetermined current, and when the operation / non-operation control signal 1500 is logically low, the constant current source 100 By setting the current of zero to zero, setting of operation or non-operation is realized.

また、図１の混合器における混合器セル１６０１〜１６０Ｋは、混合器セル１６００と同一の構造を有する。すなわち、混合器セル１６０１〜１６０Ｋは、抵抗１００１〜１００Ｋ、トランジスタ１０１１〜１０１Ｋ、１０２１〜１０２Ｋ、１０３１〜１０３Ｋ、１０４１〜１０４Ｋ、および反転論理素子１０５０から構成される。また、各々の混合器セル１６００〜１６０Ｋに入力される動作／非動作制御信号１５００〜１５０Ｋは、制御回路（図示しない）により独立に制御される。また、高周波差動入力１２０１〜１２０Ｋと、１３０１〜１３０Ｋは、Ｎ個の周波数分周器セルと１対１もしくは複数対１で接続される。ここでＫ≧Ｎである。また、Ｎ個の周波数分周器セルは、例えば図２の周波数分周器５０をＮ個設置することで実現される。 Moreover, the mixer cells 1601 to 160K in the mixer of FIG. 1 have the same structure as the mixer cell 1600. That is, the mixer cells 1601 to 160K include resistors 1001 to 100K, transistors 1011 to 101K, 1021 to 102K, 1031 to 103K, 1041 to 104K, and an inverting logic element 1050. The operation / non-operation control signals 1500 to 150K input to the mixer cells 1600 to 160K are independently controlled by a control circuit (not shown). The high-frequency differential inputs 1201 to 120K and 1301 to 130K are connected to N frequency divider cells in a one-to-one or multiple-to-one manner. Here, K ≧ N. The N frequency divider cells can be realized by installing N frequency dividers 50 shown in FIG. 2, for example.

制御回路によりＫ個の混合器セルの内の一部を非動作状態に設定することで、ベースバンド信号の振幅を変化させることなく、所望の送信出力電力を実現することが出来る。所望の送信出力電力を実現するためにベースバンド信号の振幅を変化させる方法では、混合器に流れる電流を減らすことはできないが、本実施形態のように、ベースバンド信号の振幅を変化させずに送信出力電力を調整する方法であれば、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。
さらに、非動作に設定された混合器セルへ接続された周波数分周器セルを、非動作となるように制御することで、周波数分周器セルで不要に消費される電流を削減することができる。よって、電源電圧と消費電流の積で求められる消費電力も低減できる。 By setting a part of the K mixer cells to the non-operating state by the control circuit, a desired transmission output power can be realized without changing the amplitude of the baseband signal. In the method of changing the amplitude of the baseband signal in order to achieve the desired transmission output power, the current flowing through the mixer cannot be reduced, but without changing the amplitude of the baseband signal as in this embodiment. If it is a method of adjusting transmission output power, transmission output power can be adjusted with little current consumption.
Furthermore, by controlling the frequency divider cell connected to the mixer cell set to non-operation so as to be non-operational, it is possible to reduce current consumed unnecessarily in the frequency divider cell. it can. Therefore, the power consumption required by the product of the power supply voltage and the current consumption can also be reduced.

［周波数分周器における電力消費］
次に、本実施形態の周波数分周器５０における電力消費に関して説明する。ここでは説明の簡単のため、周波数分周器セルの個数Ｎは、混合器セルの個数Ｋと同一とした。図２の周波数分周器５０から高周波信号が入力される図１のトランジスタ１０３０〜１０３Ｋは、特許文献１に記載の局所発振器入力部からの局所発振器信号を入力とする４つのトランジスタに相当する。 [Power consumption in frequency divider]
Next, power consumption in the frequency divider 50 of the present embodiment will be described. Here, for simplicity of explanation, the number N of frequency divider cells is the same as the number K of mixer cells. The transistors 1030 to 103K in FIG. 1 to which high-frequency signals are input from the frequency divider 50 in FIG. 2 correspond to four transistors that receive the local oscillator signals from the local oscillator input unit described in Patent Document 1.

本実施形態に係る図１の混合器と、特許文献１に記載の混合器とにおいて、同じ電流を出力する場合、特許文献１においてカレントミラーを介して各混合器セルからの電流の総和が入力される４つのトランジスタのゲート面積の総和をＳ０とすると、図１の１０３０〜１３０Ｋのゲート面積の総和はＳ０となる。
なお、ここでは、全てのＭＯＳトランジスタは、同じ種類かつ、ゲート長を全て同一としており、また、高周波信号の周波数も同一であるとした。また、特許文献１では、カレントミラーと、これに接続される４つのトランジスタとがグランドから２段で構成されている一方、本実施形態に係る図１の混合器では抵抗１０００と、トランジスタ１０１０、１０２０、１０３０から多段接続で構成されている。しかし、簡単のため、消費電力に関してはこの点は考慮していない。 In the mixer of FIG. 1 according to this embodiment and the mixer described in Patent Document 1, when the same current is output, the sum of currents from each mixer cell is input through the current mirror in Patent Document 1. When the total gate area of the four transistors is S0, the total gate area of 1030 to 130K in FIG. 1 is S0.
Here, it is assumed that all the MOS transistors have the same type, the same gate length, and the same high-frequency signal frequency. In Patent Document 1, the current mirror and the four transistors connected to the current mirror are configured in two stages from the ground, whereas in the mixer of FIG. 1 according to the present embodiment, the resistor 1000, the transistor 1010, 1020 and 1030 are constituted by multistage connection. However, for simplicity, this point is not considered in terms of power consumption.

ここで、混合器セル１６００〜１６０Ｋが同一であるとすると、トランジスタ１０３０の面積はＳ０／Ｋで示される。これは、特許文献１の４つのトランジスタのゲートの容量性負荷の値ＣＬに対し、本実施形態に係る図１のトランジスタ１０３０の容量性負荷の値がＣＬ／Ｋとなることを示す。このとき、図１の混合器セル１６００と１対１の関係で図２の２分周器が接続されるとすると、その定電流源１００の電流値Ｉ０ｘは、以下の式（３）で示される。 Here, if the mixer cells 1600 to 160K are the same, the area of the transistor 1030 is indicated by S0 / K. This indicates that the capacitive load value of the transistor 1030 of FIG. 1 according to the present embodiment is CL / K with respect to the capacitive load value CL of the gates of the four transistors of Patent Document 1. At this time, if the two-divider of FIG. 2 is connected to the mixer cell 1600 of FIG. 1 in a one-to-one relationship, the current value I0x of the constant current source 100 is expressed by the following equation (3). It is.

ここで、２分周器出力の高周波信号出力振幅はシングルエンドのピーク・ピーク値でＶ０必要であるとし、送信キャリア波の周波数をｆｃとした。また、特許文献１の混合器を駆動する２分周器の定電流源の電流値Ｉ０と、電流値Ｉ０ｘとの間には、Ｉ０＝Ｋ・Ｉ０ｘの関係が成り立っている。 Here, it is assumed that the high-frequency signal output amplitude of the frequency divider output is a single-ended peak-to-peak value, V0 is required, and the frequency of the transmission carrier wave is fc. Further, a relationship of I0 = K · I0x is established between the current value I0 of the constant current source of the two-frequency divider that drives the mixer of Patent Document 1 and the current value I0x.

本実施形態では、混合器セルの動作／非動作に合わせて２分周器も動作／非動作となる。そのため、Ｋ個の混合器セルとＫ個の周波数分周器セルとが動作する際の送信出力電力が最大の場合、本実施形態では、２分周器の定電流源１００の電流値は特許文献１の場合と同一である。一方、送信出力電力が非常に小さく、図１のＫ個の混合器セルのうちの１つのみが動作し、Ｋ個の周波数分周器セルのうちの１つのみが動作するような状況では、定電流源１００の電流値はＩ０ｘとなる。特許文献１と比較して、１／Ｋの消費電流となり、すなわち、１／Ｋの消費電力となる。 In the present embodiment, the divide-by-2 also operates / inoperates in accordance with the operation / non-operation of the mixer cell. Therefore, when the transmission output power when the K mixer cells and the K frequency divider cells operate is the maximum, in this embodiment, the current value of the constant current source 100 of the two frequency divider is patented. This is the same as in Reference 1. On the other hand, in a situation where the transmission output power is very small, only one of the K mixer cells of FIG. 1 operates and only one of the K frequency divider cells operates. The current value of the constant current source 100 is I0x. Compared with Patent Document 1, the current consumption is 1 / K, that is, the power consumption is 1 / K.

上記説明したように、本実施形態においては、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の低消費電力化が可能である。
図１に記載の混合器の代わりに、高周波入力用のトランジスタとベースバンド入力用トランジスタを混合器セルごとに設置し、さらに混合器セルを独立に動作／非動作制御可能な他の混合器を使用してもよい。この場合も同様に、送信器の平均的な消費電力を低減することができる。 As described above, in the present embodiment, it is possible to reduce the power consumption of the mixer and the frequency divider according to the desired transmission output power.
In place of the mixer shown in FIG. 1, a high-frequency input transistor and a baseband input transistor are provided for each mixer cell, and another mixer capable of independently controlling operation / non-operation of the mixer cell is provided. May be used. In this case as well, the average power consumption of the transmitter can be reduced.

（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について説明する。
図３は、本実施形態に係るＩＱ直交変調型送信器の構成例を示す図である。図３に示されるＩＱ直交変調型送信器は、ベースバンド部２０と、ＩＱ直交変調器３０と、バンドパスフィルター９と、パワーアンプ１０（ＰＡ）と、アンテナ１１と、電力検出器１２と、インターフェース回路１４とから構成される。また、ベースバンド部２０は、デジタル信号処理部１と、デジタル／アナログ変換器３（ＤＡ変換器）と、ローパスフィルター４と、アナログ／デジタル変換器１３（ＡＤ変換器）とから構成される。 (Second Embodiment)
Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the IQ quadrature modulation transmitter according to the present embodiment. The IQ quadrature modulation transmitter shown in FIG. 3 includes a baseband unit 20, an IQ quadrature modulator 30, a bandpass filter 9, a power amplifier 10 (PA), an antenna 11, a power detector 12, And an interface circuit 14. The baseband unit 20 includes a digital signal processing unit 1, a digital / analog converter 3 (DA converter), a low-pass filter 4, and an analog / digital converter 13 (AD converter).

ＩＱ直交変調器３０は、電圧制御発振回路７（ＶＣＯ）と、周波数分周器５０と、２つの混合器５，５’と、加算ノード８から構成される。図３の混合器５、５’は、それぞれ、第１の実施形態に係る混合器（図１）であり、周波数分周器５０は、第１の実施形態で例示した周波数分周器５０（図２）である。
周波数分周器５０の差動出力ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮは、混合器５の高周波差動入力１２００、１３００へと接続される。同様に、周波数分周器５０の差動出力ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮは、混合器５’の高周波差動入力１２００、１３００へと接続される。 The IQ quadrature modulator 30 includes a voltage controlled oscillation circuit 7 (VCO), a frequency divider 50, two mixers 5, 5 ′, and an addition node 8. The mixers 5 and 5 ′ in FIG. 3 are the mixers (FIG. 1) according to the first embodiment, respectively. The frequency divider 50 is the frequency divider 50 (exemplified in the first embodiment) ( Fig. 2).
The differential outputs LOIP and LOIN of the frequency divider 50 are connected to the high frequency differential inputs 1200 and 1300 of the mixer 5. Similarly, the differential outputs LOQP and LOQN of the frequency divider 50 are connected to the high frequency differential inputs 1200 and 1300 of the mixer 5 ′.

また、混合器５、５’と周波数分周器５０に入力される動作／非動作制御信号は、制御回路５０００により生成される。制御回路５０００は、インターフェース回路１４からの送信電力設定を受けて、分周器５０内部の分周器セルと、混合器５、５’の混合器セル１６００〜１６０Ｋの動作もしくは非動作を制御する。具体的には、制御回路５０００は、あらかじめ設定された制御テーブルに従い、インターフェース回路１４からの送信電力設定に応じて、動作もしくは非動作の制御信号１５００〜１５０Ｋを混合器５、５’および分周器５０に送信する。 The operation / non-operation control signal input to the mixers 5, 5 ′ and the frequency divider 50 is generated by the control circuit 5000. The control circuit 5000 receives the transmission power setting from the interface circuit 14 and controls the operation or non-operation of the frequency divider cell in the frequency divider 50 and the mixer cells 1600 to 160K of the mixers 5 and 5 ′. . Specifically, the control circuit 5000 sends the operation signals or non-operation control signals 1500 to 150K to the mixers 5 and 5 ′ and the frequency divider according to the transmission power setting from the interface circuit 14 according to a preset control table. To the device 50.

第１の実施形態で説明したように、本実施形態においても、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化が可能である。
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと均等な効果をもたらす全ての実施形態をも含む。さらに、本発明の範囲は、すべての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画されうる。 As described in the first embodiment, also in this embodiment, it is possible to reduce the power consumption of both the mixer and the frequency divider according to the desired transmission output power.
While the embodiments of the present invention have been described above, the scope of the present invention is not limited to the illustrated and described exemplary embodiments, and provides the same effects as those intended by the present invention. All embodiments are also included. Further, the scope of the invention can be defined by any desired combination of particular features among all the disclosed features.

１デジタル信号処理部
３デジタル／アナログ変換器（ＤＡ変換器）
４ローパスフィルター
５、５’ 混合器
７電圧制御発振回路（ＶＣＯ）
８加算ノード
９バンドパスフィルター
１０パワーアンプ
１１アンテナ
１２電力検出器
１３アナログ／デジタル変換器（ＡＤ変換器）
１４インターフェース回路
２０ベースバンド部
３０ＩＱ直交変調器
５０周波数分周器
１００定電流源
１０１、１０２、１０３トランジスタ
１０４負荷抵抗
１０００〜１００Ｋ抵抗
１０１０〜１０１Ｋトランジスタ
１０２０〜１０２Ｋカスコードトランジスタ
１０３０〜１０３Ｋトランジスタ
１０４０〜１０４Ｋトランジスタ
１０５０反転論理素子
１１００、１１０１ベースバンド入力
１２００〜１２０Ｋ高周波差動入力
１５００〜１５０Ｋ動作／非動作制御信号
１６００〜１６０Ｋ混合器セル
５０００制御回路
９００定電流源
９０１、９０２、９０３トランジスタ
９０４負荷抵抗 1 Digital signal processor 3 Digital / analog converter (DA converter)
4 Low-pass filter 5, 5 'Mixer 7 Voltage controlled oscillator (VCO)
8 Addition node 9 Band pass filter 10 Power amplifier 11 Antenna 12 Power detector 13 Analog / digital converter (AD converter)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 14 Interface circuit 20 Baseband part 30 IQ quadrature modulator 50 Frequency divider 100 Constant current source 101,102,103 Transistor 104 Load resistance 1000-100K Resistance 1101-101K Transistor 1020-102K Cascode transistor 1030-103K Transistor 1040-104K Transistor 1050 Inverting logic element 1100, 1101 Baseband input 1200-120K High frequency differential input 1500-150K Operation / non-operation control signal 1600-160K Mixer cell 5000 Control circuit 900 Constant current source 901, 902, 903 Transistor 904 Load resistance

Claims

ベースバンド信号を電圧から電流に変換するための第１のトランジスタ部と、前記第１のトランジスタ部に接続されキャリア信号波に応じて周波数変換を行う第２のトランジスタ部と、をそれぞれ含む、並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セルからなり、前記Ｋ個の混合器セルに前記ベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器と、
前記混合器セルの前記第２のトランジスタ部に前記キャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セルからなる、周波数分周器と、
前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路と、
を含み、
前記制御回路は、前記Ｋ個の混合器セルの内の一部を非動作状態に設定するとともに、該非動作状態に設定された前記混合器セルへ接続された前記周波数分周器セルを、非動作状態となるように制御することを特徴とする送信器。 A first transistor unit for converting a baseband signal from a voltage to a current and a second transistor unit connected to the first transistor unit and performing frequency conversion in accordance with a carrier signal wave, respectively. a mixer arranged K pieces (K is a natural number of 2 or more) a mixer cell, wherein the baseband signal to the K mixer cell is input to,
Before SL and outputs the carrier wave signal to the second transistor of the mixed-unit cell, N (N is a natural number K ≧ N) consisting of the frequency divider cell, the frequency divider,
A control circuit for outputting a control signal for setting an operating state of the mixer and the frequency divider;
Including
The control circuit sets a part of the K mixer cells to a non- operating state, and sets the frequency divider cell connected to the mixer cell set to the non-operating state to a non-operating state. A transmitter which is controlled so as to be in an operating state .

前記周波数分周器セルの個数Ｎと前記混合器セルの個数Ｋとが同一である場合には、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルは、１対１で接続されることを特徴とする請求項１に記載の送信器。 When the number N of the frequency divider cells and the number K of the mixer cells are the same, the K mixer cells and the N frequency divider cells are connected one-to-one. The transmitter of claim 1, wherein:

前記周波数分周器セルの個数Ｎが前記混合器セルの個数Ｋよりも小さい場合には、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルは、少なくとも１対複数で接続される組を含むことを特徴とする請求項１に記載の送信器。 When the number N of the frequency divider cells is smaller than the number K of the mixer cells, the K mixer cells and the N frequency divider cells are connected in at least one to a plurality. The transmitter of claim 1, comprising:

同相（Ｉ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第１混合器と、
直交（Ｑ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第２混合器と、
前記第１混合器に入力される第１キャリア波信号と、前記第２混合器に入力され前記第１キャリア波信号と位相が９０度異なる第２キャリア波信号と、を生成する前記周波数分周器を有するＩＱ周波数分周器と、
前記第１混合器の出力信号と、前記第２混合器の出力信号と、を加算する加算部と、
を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の送信器。 A first mixer having the mixer to which an in-phase (I) baseband signal is input;
A second mixer having the mixer to which a quadrature (Q) baseband signal is input;
The frequency division for generating a first carrier wave signal input to the first mixer and a second carrier wave signal input to the second mixer and having a phase different from that of the first carrier wave signal by 90 degrees. An IQ frequency divider having a counter;
An adder for adding the output signal of the first mixer and the output signal of the second mixer;
The transmitter according to any one of claims 1 to 3, characterized by comprising: