JP5515332B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換器の技術分野に属する。 The present invention belongs to the technical field of power converters.
従来では、直流電源に第１の平滑コンデンサを介して接続されたインバータと、インバータ側に配置された第２の平滑コンデンサとを備え、第２の平滑コンデンサの静電容量を第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ、高周波インピーダンスを同等以下とした電力変換装置が開示されている。 2. Description of the Related Art Conventionally, an inverter connected to a DC power supply via a first smoothing capacitor and a second smoothing capacitor disposed on the inverter side are provided, and the capacitance of the second smoothing capacitor is set to the first smoothing capacitor. There is disclosed a power conversion device that is smaller than the electrostatic capacity and has a high-frequency impedance equal to or less than that.
しかしながら、従来にあっては、インバータ側のコンデンサと電源側のコンデンサが共振し、コンデンサに流れる電流が増大する。この電流に対応するため、コンデンサが大型化する虞があった。 However, conventionally, the capacitor on the inverter side and the capacitor on the power source side resonate, and the current flowing through the capacitor increases. In order to cope with this current, the capacitor may be increased in size.
本発明は、上記問題点に着目してなされたもので、その目的とするところは、共振によりコンデンサに流れる電流を抑制することができる電力変換器を提供することにある。 The present invention has been made paying attention to the above problems, and an object of the present invention is to provide a power converter capable of suppressing a current flowing in a capacitor due to resonance.
上記目的を達成するため、本発明では、電源側及びスイッチング素子側にコンデンサをそれぞれ並列接続で設け、スイッチング素子側のコンデンサとスイッチング素子とを接続する直流電力線のインダクタンスを、スイッチング素子側のコンデンサと直流電源とを接続する直流電力線のインダクタンスより小さくするとともに、電源側のコンデンサの静電容量をスイッチング素子側のコンデンサの静電容量より小さくした。
In order to achieve the above object, in the present invention, capacitors are provided in parallel on the power supply side and the switching element side, respectively, and the inductance of the DC power line connecting the capacitor on the switching element side and the switching element is set to the capacitor on the switching element side. While making it smaller than the inductance of the DC power line connecting to the DC power source, the capacitance of the capacitor on the power source side was made smaller than the capacitance of the capacitor on the switching element side.
よって、本発明にあっては、電源側のコンデンサの静電容量がスイッチング素子側のコンデンサの静電容量より大きい場合に比べ、電源側の回路の共振周波数とスイッチング素子側の回路の共振周波数と近づけることができ、このため、共振によりコンデンサに流れる電流を抑制することができる。 Therefore, in the present invention, the resonance frequency of the circuit on the power supply side and the resonance frequency of the circuit on the switching element side are compared with the case where the capacitance of the capacitor on the power supply side is larger than the capacitance of the capacitor on the switching element side. Therefore, the current flowing through the capacitor due to resonance can be suppressed.
以下、本発明の電力変換器を実現する実施の形態を説明する。 Hereinafter, embodiments for realizing the power converter of the present invention will be described.
まず、構成を説明する。
図１は実施例１の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
実施例１の電力変換器は、直流電源Bと電力変換部101を２本の直流電力線301で接続した構成である。
電力変換部101は、具体例としては、モータ制御等に用いられるインバータであり、例えば３相交流を出力するために、スイッチング素子のブリッジ構成にしたものである。図１には、１相分の概略構成を示す。この電力変換部101は、パワーモジュールSWと、パワーモジュールSWに第１コンデンサC1を、直流電力線301を介して、並列に接続したものを備えている。
パワーモジュールSWは、１相分の交流出力を行うものであり、具体的には、スイッチング素子をアッパ、ロワのブリッジ構成にしたものである。
First, the configuration will be described.
FIG. 1 is an explanatory diagram illustrating a schematic circuit configuration of the power converter according to the first embodiment.
The power converter according to the first embodiment has a configuration in which a DC power source B and a
As a specific example, the
The power module SW performs AC output for one phase. Specifically, the power module SW has an upper and lower bridge configuration for the switching element.
第１コンデンサC1は、パワーモジュールSWと並列に接続し、パワーモジュールSWと低インピーダンス回路を形成する。そして、第１コンデンサC1は、電力変換部101の側のリプル電流を低減する。
次に、電力変換部101において、パワーモジュールSWと第１コンデンサC1を接続する直流電力線301のインダクタンスをインダクタンスL1とする（図１に図示せず）。また、電力変換部101における抵抗分を抵抗R1とする（図１に図示せず）。
電力変換部101へ直流で電源供給を行う直流電源Bには、直流電力線301を介して、並列に接続した第２コンデンサC2を設ける。第２コンデンサC2は、直流電源Bの側のリプル電流を低減する。
次に、直流電源Bと電力変換部101を接続する直流電力線301のインダクタンスをインダクタンスL2とする。電力変換部101に対して直流電源Bの側の抵抗分を抵抗R2とする（図１に図示せず）。なお、直流電力線301のインダクタンスL1,L2は、インダクタンスL1が低インピーダンス回路の側にあるため、L2>L1の関係となる。
そして、第１コンデンサC1の静電容量C1（説明上、同じ記号とする）、と第２コンデンサC2の静電容量C2（説明上、同じ記号とする）は、C1>C2の関係にする。
The first capacitor C1 is connected in parallel with the power module SW, and forms a low impedance circuit with the power module SW. The first capacitor C1 reduces the ripple current on the
Next, in the
A DC power source B that supplies power to the
Next, the inductance of the
The capacitance C1 of the first capacitor C1 (denoted by the same symbol) and the capacitance C2 of the second capacitor C2 (denoted by the same symbol) have a relationship of C1> C2.
作用を説明する。
[共振電流の抑制作用]
実施例１の電力変換器では、各周波数（電力変換部101における数kHzのキャリア周波数）におけるコンデンサ側回路のインピーダンスZ1と、直流電源Bの側のインピーダンスZ2の比でパワーモジュールSWによる高調波のリプル電流は分流される。そして、一部の電流が直流電源Bへ流れこもうとする。
実施例１では、直流電源Bの側に、直流電源Bよりもインピーダンスの低い第２コンデンサC2を、並列接続で設けている。そのため、分流されたリプル電流は、第２コンデンサC2へ向かい、平滑化されるので、直流電源Bのリプル電流が低減される。そのため、高調リプル電流が流れこむことにより直流電源Bで発生する損失を低減させる。このことは、システム効率の改善になる。
The operation will be described.
[Resonant current suppression]
In the power converter of the first embodiment, the harmonics generated by the power module SW are determined by the ratio of the impedance Z1 of the capacitor side circuit and the impedance Z2 on the DC power supply B side at each frequency (several kHz carrier frequency in the power conversion unit 101). The ripple current is shunted. Then, a part of current tries to flow into the DC power source B.
In the first embodiment, the second capacitor C2 having a lower impedance than the DC power supply B is provided in parallel connection on the DC power supply B side. For this reason, the shunted ripple current is smoothed toward the second capacitor C2, so that the ripple current of the DC power source B is reduced. Therefore, the loss generated in the DC power supply B due to the harmonic ripple current flowing in is reduced. This will improve system efficiency.
さらに、実施例１では、第１コンデンサC1と第２コンデンサC2の静電容量C1,C2をC1>C2の関係にしている。これと直列するインダクタンスL1,L2はL2>L1の関係にある。そのため、直流電源Bの側の回路の直列共振周波数と、第１コンデンサC1の側の回路の直列共振周波数とが近づくことになる。すると、直流電源Bの側の回路と、第１コンデンサC1の側の回路（電力変換部101）との間の配線インダクタンスに伴う共振電流の発生が抑制される。
そのため、分流された、それぞれのリプル電流を吸収する第１コンデンサC1及び第２コンデンサC2の静電容量を小さくすることが可能となる。このことは電力変換器の小型化に寄与するものである。
また、実施例１の電力変換器では、直流電力線301のインダクタンスL1,L2が考慮されているため、構成回路全体での必要な静電容量を小さくすることが可能となり、各コンデンサを小型化する。
Furthermore, in the first embodiment, the capacitances C1 and C2 of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 have a relationship of C1> C2. Inductances L1 and L2 in series with this have a relationship of L2> L1. Therefore, the series resonance frequency of the circuit on the DC power supply B side approaches the series resonance frequency of the circuit on the first capacitor C1 side. Then, the generation of resonance current due to the wiring inductance between the circuit on the DC power supply B side and the circuit on the first capacitor C1 side (power conversion unit 101) is suppressed.
Therefore, it is possible to reduce the capacitances of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 that absorb the respective ripple currents that have been shunted. This contributes to miniaturization of the power converter.
Further, in the power converter according to the first embodiment, since the inductances L1 and L2 of the
実施例１の作用について、図２を参照して、さらに説明する。
図２は実施例１における各部インピーダンス及び各部電流の周波数特性を示すグラフ図である。
図２は、直流電源Bを500mΩ、抵抗R1を30mΩ、インダクタンスL1を100nH、コンデンサ容量C1を1200μF、抵抗R2を30mΩ、インダクタンスL2を2100mH、コンデンサ容量C2を800μFとした場合を示している。C1>C2の関係を満たしたものにしている。
直流電源Bの側は、直流電源Bの500mΩで10kHzまで一定の特性となり、10kHz以上では配線のインダクタンスL2の特性となる。
The operation of the first embodiment will be further described with reference to FIG.
FIG. 2 is a graph showing the frequency characteristics of each part impedance and each part current in Example 1.
FIG. 2 shows a case where the DC power source B is 500 mΩ, the resistor R1 is 30 mΩ, the inductance L1 is 100 nH, the capacitor capacitance C1 is 1200 μF, the resistor R2 is 30 mΩ, the inductance L2 is 2100 mH, and the capacitor capacitance C2 is 800 μF. The relationship of C1> C2 is satisfied.
The DC power supply B side has a constant characteristic up to 10 kHz at 500 mΩ of the DC power supply B, and becomes a characteristic of the wiring inductance L2 above 10 kHz.
なお、図２(a)はインピーダンスの周波数特性であり、第１コンデンサC1の側の回路（電力変換部101）の特性(Z1)を符号201、直流電源Bの側の回路の特性(Z2)を符号202、両回路の特性を合成したもの(Z1+Z2)を符号203で示す。
また、図２(b)はリプル電流の周波数特性であり、第１コンデンサC1の側の電流(i1)を符号204、直流電源Bの側の電流(i2)を符号205、両電流の合成電流(i1+i2)を符号206で示す。
電力変換器がC1>C2の関係にした構成にすることにより、図２(a)に示すように、第１コンデンサC1の側（電力変換部101）のインピーダンス201、直流電源Bの側のインピーダンス202は、その分配比が周波数特性において、最適化されたものに変更される。
これによって、図２(b)に示すように、第１コンデンサC1の側の電流(i1)204、直流電源Bの側の電流(i2)205のリプル電流の周波数特性が最適化され、リプル電流の共振電流による増加が抑制される。
FIG. 2A shows the frequency characteristics of the impedance.
FIG. 2B shows the frequency characteristics of the ripple current. The current (i1) on the first capacitor C1 side is denoted by
By configuring the power converter to have a relationship of C1> C2, as shown in FIG. 2A, the
As a result, the frequency characteristics of the ripple current of the current (i1) 204 on the first capacitor C1 side and the current (i2) 205 on the DC power supply B side are optimized as shown in FIG. The increase due to the resonance current is suppressed.
次に効果を説明する。
実施例１の電力変換器にあっては、下記に列挙する効果を有する。
(1)直流電源Bから電力を供給する２本の直流電力線301と、直流電力線301からの電力を変換するスイッチング動作を行うスイッチング素子を有するパワーモジュールSWと、直流電力線301に設けられ、スイッチング素子側に配置された第１コンデンサC1と、直流電力線301に設けられ、直流電源Bの側に配置された第２コンデンサC2と、を備え、直流電源Bの側の第２コンデンサC2の静電容量を、スイッチング素子側の第１コンデンサC1の静電容量より小さくしたため、直流電源Bと第２コンデンサC2で構成される回路の共振周波数と、パワーモジュールSWと第１コンデンサC1で構成される回路の共振周波数とを近づけることができ、共振により第１コンデンサC1、第２コンデンサC2に流れる電流を抑制することができる。このため、大きな電流に対応する必要がなくなり、第１コンデンサC1、第２コンデンサC2の大型化を抑制することができる。
Next, the effect will be described.
The power converter according to the first embodiment has the effects listed below.
(1) Two
(2)第２コンデンサC2のインピーダンスを、直流電源Bのインピーダンスより小さくしたため、直流電源Bへ向かう高調リプル電流を、第２コンデンサC2に取り込み、リプル電流低減を行うことができる。 (2) Since the impedance of the second capacitor C2 is made smaller than the impedance of the DC power supply B, the harmonic ripple current directed to the DC power supply B can be taken into the second capacitor C2 and the ripple current can be reduced.
実施例２は、第１コンデンサ側のインダクタンスL1と第１コンデンサC1の静電容量の積を、直流電源側のインダクタンスL2と第２コンデンサC2の静電容量の積を略同一にした例である。
構成を説明する。
実施例２の電力変換器の概略回路構成は、図１と同様であるため、図示を省略する。
実施例２では、第１コンデンサの静電容量C1と電力変換部101の直流電力線301のインダクタンスL1の積を、第２コンデンサの静電容量C2と直流電源Bの側の直流電力線301のインダクタンスL2の積を、略同一にしている。つまりC1×L1≒C2×L2を満たす構成にする。
ただし、パワーモジュールSWが備えるスイッチング素子の駆動周波数となるキャリア周波数（例えば1kHz）において、直流電源Bの側に配置された第２コンデンサC2のインピーダンスは、直流電源Bのインピーダンスより小さくする。
その他の構成は実施例１と同様であるので、説明を省略する。
In the second embodiment, the product of the inductance L1 on the first capacitor side and the capacitance of the first capacitor C1 is substantially the same as the product of the inductance L2 on the DC power source side and the capacitance of the second capacitor C2. .
The configuration will be described.
The schematic circuit configuration of the power converter according to the second embodiment is the same as that shown in FIG.
In the second embodiment, the product of the capacitance C1 of the first capacitor and the inductance L1 of the
However, the impedance of the second capacitor C2 arranged on the DC power supply B side is made smaller than the impedance of the DC power supply B at the carrier frequency (for example, 1 kHz) that is the drive frequency of the switching element provided in the power module SW.
Since other configurations are the same as those of the first embodiment, the description thereof is omitted.
作用を説明する。
[共振電流の抑制作用]
実施例２では、C1×L1≒C2×L2を満たすようにして、直流電源Bの側の直列共振周波数と、第１コンデンサ側（電力変換部101）の直列共振周波数とを一致させる。そのため、直流電源Bの側の回路と、第１コンデンサC1の側の回路（電力変換部101）との間の配線インダクタンスに伴う共振電流の発生が最も抑制される。
そのため、分流された、それぞれのリプル電流を吸収する第１コンデンサC1及び第２コンデンサC2の電流耐量（静電容量）を最も小さくすることが可能となる。なお、実施例２では、C1×L1≒C2×L2を満たすことと、直流電源Bの側の第２コンデンサC2のインピーダンスを、直流電源Bのインピーダンスより小さくすることを両立させている。これにより、共振電流の抑制作用を最大にしつつ、直流電源Bへ向かう高調リプル電流を、第２コンデンサC2に取り込み、リプル電流低減を行うことを両立させている。
The operation will be described.
[Resonant current suppression]
In the second embodiment, the series resonance frequency on the DC power supply B side and the series resonance frequency on the first capacitor side (power conversion unit 101) are matched so as to satisfy C1 × L1≈C2 × L2. Therefore, the generation of resonance current due to the wiring inductance between the circuit on the DC power supply B side and the circuit on the first capacitor C1 side (power conversion unit 101) is most suppressed.
Therefore, it is possible to minimize the current tolerance (capacitance) of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 that absorb the respective ripple currents that have been shunted. In the second embodiment, both satisfying C1 × L1≈C2 × L2 and making the impedance of the second capacitor C2 on the DC power supply B side smaller than the impedance of the DC power supply B are compatible. As a result, the harmonic ripple current toward the DC power source B is taken into the second capacitor C2 and the ripple current is reduced while maximizing the action of suppressing the resonance current.
図３を参照して、実施例２の作用を説明する。
図３は実施例２における各部インピーダンス及び各部電流の周波数特性を示すグラフ図である。
図３においては、直流電源Bを500mΩ、抵抗R1を30mΩ、インダクタンスL1を100nH、コンデンサ容量C1を1000μF、抵抗R2を30mΩ、インダクタンスL2を2100mH、コンデンサ容量C2を500μFとした場合を示している。C1×L1≒C2×L2を満たすものにしている。
すると、図３(a)に示すように、第１コンデンサC1の側（電力変換部101）のインピーダンス201、直流電源Bの側のインピーダンス202は、その分配比が周波数特性において、最も良好な状態へ最適化されたものに変更される。
これによって、図３(b)に示すように、第１コンデンサC1の側の電流(i1)204、直流電源Bの側の電流(i2)205のリプル電流の周波数特性が最も良好な状態へ最適化され、リプル電流の共振電流による増加が最も低減される。
その他作用は実施例１と同様であるので、説明を省略する。
The operation of the second embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 3 is a graph showing the frequency characteristics of each part impedance and each part current in Example 2.
FIG. 3 shows a case where the DC power source B is 500 mΩ, the resistor R1 is 30 mΩ, the inductance L1 is 100 nH, the capacitor capacitance C1 is 1000 μF, the resistor R2 is 30 mΩ, the inductance L2 is 2100 mH, and the capacitor capacitance C2 is 500 μF. C1 × L1 ≒ C2 × L2 is satisfied.
Then, as shown in FIG. 3 (a), the
As a result, as shown in FIG. 3 (b), the frequency characteristic of the ripple current of the current (i1) 204 on the first capacitor C1 side and the current (i2) 205 on the DC power supply B side is optimal for the best state. And the increase of the ripple current due to the resonance current is most reduced.
Since other operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
効果を説明する。実施例２の電力変換器にあっては、実施例１の効果(1),(2)に加えて、次に列挙する効果を有する。
(3)第１コンデンサの静電容量C1とパワーモジュールSWのスイッチング素子側の直流電力線301のインダクタンスL1の積が、第２コンデンサの静電容量C2と直流電源Bの側の直流電力線301のインダクタンスL2の積と略同一にしたため、直流電源Bと第２コンデンサC2で構成される回路の共振周波数と、パワーモジュールSWと第１コンデンサC1で構成される回路の共振周波数とを略同一にすることができ、共振により第１コンデンサC1、第２コンデンサC2に流れる電流を最も抑制することができる。このため、第１コンデンサC1、第２コンデンサC2の大型化を最も抑制することができる。
Explain the effect. The power converter according to the second embodiment has the following effects in addition to the effects (1) and (2) of the first embodiment.
(3) The product of the capacitance C1 of the first capacitor and the inductance L1 of the
(4)第２コンデンサC2のインピーダンスを、1kHz〜100kHzの周波数帯域で、直流電源Bのインピーダンスより小さくしたため、パワーモジュールSWが備えるスイッチング素子の駆動周波数、キャリア周波数で、直流電源Bのインピーダンスより第２コンデンサC2のインピーダンスが小さくなり、使用される周波数帯域において、直流電源Bへ向かう高調リプル電流を、第２コンデンサC2に取り込み、リプル電流低減を行うことができる。 (4) Since the impedance of the second capacitor C2 is smaller than the impedance of the DC power supply B in the frequency band of 1 kHz to 100 kHz, the switching frequency of the switching element provided in the power module SW and the carrier frequency are higher than the impedance of the DC power supply B. The impedance of the two capacitors C2 is reduced, and in the frequency band to be used, the harmonic ripple current toward the DC power source B can be taken into the second capacitor C2 to reduce the ripple current.
実施例３は、直流電源Bと第２コンデンサを一体にした例である。
構成を説明する。
図４は実施例３の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
実施例３の電力変換器では、直流電源Bと、直流電源Bに並列に設ける第２コンデンサC2を、一体化したモジュール302にしている。
その他の構成は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
The third embodiment is an example in which the DC power source B and the second capacitor are integrated.
The configuration will be described.
FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating a schematic circuit configuration of the power converter according to the third embodiment.
In the power converter according to the third embodiment, the DC power supply B and the second capacitor C2 provided in parallel with the DC power supply B are integrated into a
Other configurations are the same as those of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
作用を説明する。
実施例３では、直流電源Bと第２コンデンサC2を一体にしているので、直流電源Bを電力変換部101に接続する回路を構成する際に、第２コンデンサC2を有する回路を別に設けることを省略する。
その他の作用は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
The operation will be described.
In the third embodiment, since the DC power source B and the second capacitor C2 are integrated, when configuring a circuit for connecting the DC power source B to the
Since other operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
効果を説明する。実施例３にあっては、実施例１の効果(1),(2)、実施例２の効果(3),(4)に加えて、以下の効果を有する。
(5)第２コンデンサC2は、直流電源Bと一体化したモジュール302にしたため、第２コンデンサC2を有する回路の増設を抑制し、コスト増及び装置の大型化を抑制することができる。
Explain the effect. The third embodiment has the following effects in addition to the effects (1) and (2) of the first embodiment and the effects (3) and (4) of the second embodiment.
(5) Since the second capacitor C2 is the
実施例４は、第２コンデンサを遮断器と一体にした例である。
構成を説明する。
図５は実施例４の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
実施例４の電力変換器では、所定の条件が生じると、直流電源Bから電力変換部101への電力供給を遮断する遮断器303を設ける。
そして、遮断器303が、直流電源Bからの電力を遮断する遮断部Sと、遮断部Sと並列接続した第２コンデンサC2を備えるようにする。つまり、遮断器303と第２コンデンサC2を一体化した構成である。
その他の構成は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
The fourth embodiment is an example in which the second capacitor is integrated with the circuit breaker.
The configuration will be described.
FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating a schematic circuit configuration of the power converter according to the fourth embodiment.
In the power converter according to the fourth embodiment, a
And the
Other configurations are the same as those of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
作用を説明する。
実施例４では、遮断器303と第２コンデンサC2を一体にしているので、電力変換器が遮断器を備える構成にする際に、第２コンデンサC2を有する回路を別に設けることを省略する。
その他の作用は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
The operation will be described.
In the fourth embodiment, the
Since other operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
効果を説明する。実施例４にあっては、実施例１の効果(1),(2)、実施例２の効果(3),(4)に加えて、以下の効果を有する。
(6)第２コンデンサC2は、直流電源Bの電力供給を遮断する遮断器303と一体化したため、第２コンデンサC2を有する回路の増設を抑制し、コスト増及び装置の大型化を抑制することができる。
Explain the effect. The fourth embodiment has the following effects in addition to the effects (1) and (2) of the first embodiment and the effects (3) and (4) of the second embodiment.
(6) Since the second capacitor C2 is integrated with the
実施例５は、第２コンデンサをコネクタと一体にした例である。
構成を説明する。
図６は実施例５の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
実施例５の電力変換器では、直流電源Bと電力変換部101を接続する直流電力線301の途中で、接続を行うコネクタ304を設ける。
コネクタ304が、直流電力線301の途中を接続する接続部CNと、接続部CNと並列接続した第２コンデンサC2を備えるようにする。つまり、コネクタ304と第２コンデンサC2を一体化した構成である。
その他の構成は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
Example 5 is an example in which the second capacitor is integrated with the connector.
The configuration will be described.
FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating a schematic circuit configuration of the power converter according to the fifth embodiment.
In the power converter according to the fifth embodiment, a
The
Other configurations are the same as those of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
作用を説明する。
実施例５では、コネクタ304と第２コンデンサC2を一体にしているので、電力変換器が直流電源Bと電力変換部101をコネクタで接続する構成にする際に、第２コンデンサC2を有する回路を別に設けることを省略する。
その他の作用は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
The operation will be described.
In the fifth embodiment, since the
Since other operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
効果を説明する。実施例５にあっては、実施例１の効果(1),(2)、実施例２の効果(3),(4)に加えて、以下の効果を有する。
(7)第２コンデンサC2は、直流電力線301を接続するコネクタ304と一体化したため、第２コンデンサC2を有する回路の増設を抑制し、コスト増及び装置の大型化を抑制することができる。
Explain the effect. The fifth embodiment has the following effects in addition to the effects (1) and (2) of the first embodiment and the effects (3) and (4) of the second embodiment.
(7) Since the second capacitor C2 is integrated with the
以上、本発明の半導体装置を実施例１〜実施例５に基づき説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。
例えば、図１で説明した、コンデンサC1,C2、インダクタンスL2は、それぞれ、回路構成物の成分を示すものであってもよい。
The semiconductor device according to the present invention has been described based on the first to fifth embodiments. However, the specific configuration is not limited to these embodiments, and the claims relate to each claim. Design changes and additions are allowed without departing from the scope of the invention.
For example, the capacitors C1 and C2 and the inductance L2 described in FIG. 1 may each indicate a component of the circuit component.
本発明は、他の電力装置に利用することができる。 The present invention can be used for other power devices.
101 電力変換部
301 直流電力線
302 モジュール
303 遮断器
304 コネクタ
B 直流電源
C1 第１コンデンサ
C2 第２コンデンサ
CN 接続部
L1 インダクタンス
L2 インダクタンス
R1 抵抗
R2 抵抗
S 遮断部
SW パワーモジュール
101 Power converter
301 DC power line
302 modules
303 circuit breaker
304 connector
B DC power supply
C1 1st capacitor
C2 Second capacitor
CN connection
L1 inductance
L2 inductance
R1 resistance
R2 resistance
S block
SW power module
Claims (7)
前記電力変換部が前記直流電力線からの電力を変換するスイッチング動作を行うスイッチング素子と、前記直流電力線を介して前記スイッチング素子に並列配置された第１のコンデンサと、を有し、
前記直流電源には前記直流電力線を介して第２のコンデンサを並列配置し、
前記第１コンデンサと前記スイッチング素子とを接続する前記直流電力線のインダクタンスを、前記電力変換部と前記直流電源とを接続する前記直流電力線のインダクタンスより小さくするとともに、
前記直流電源側の第２のコンデンサの静電容量を、前記スイッチング素子側の第１のコンデンサの静電容量より小さくした、ことを特徴とする電力変換器。 It has two DC power lines that supply power from the DC power supply to the power converter ,
Wherein a switching element for switching operation the power conversion unit converts the power from the DC power line, and a first capacitor arranged in parallel to the switching element via the DC power line,
Before Symbol DC power supply arranged in parallel a second capacitor through the DC power line,
The inductance of the DC power line connecting the first capacitor and the switching element is made smaller than the inductance of the DC power line connecting the power conversion unit and the DC power supply,
The power converter, wherein a capacitance of the second capacitor on the DC power source side is made smaller than a capacitance of the first capacitor on the switching element side.
前記電力変換部が前記直流電力線からの電力を変換するスイッチング動作を行うスイッチング素子と、前記直流電力線を介して前記スイッチング素子に並列配置された第１のコンデンサと、を有し、
前記直流電源には前記直流電力線を介して第２のコンデンサを並列配置し、
第１コンデンサの静電容量と前記電力変換部の前記直流電力線のインダクタンスの積を、前記第２のコンデンサの静電容量と前記直流電源側の前記直流電力線のインダクタンスの積と略同一にした、ことを特徴とする電力変換器。 It has two DC power lines that supply power from the DC power supply to the power converter,
Wherein a switching element for switching operation the power conversion unit converts the power from the DC power line, and a first capacitor in parallel placed on the switching element via the DC power line,
A second capacitor is disposed in parallel to the DC power source via the DC power line ,
The product of the inductance of the DC power line capacitance and the power conversion unit of the first capacitor, and substantially the same as the product of the inductance of the second electrostatic capacitance of the capacitor and the DC power supply side of the DC power line, A power converter characterized by that.
第２のコンデンサは、前記直流電源と一体化した、ことを特徴とする電力変換器。 The power converter according to claim 1 or 2,
The power converter, wherein the second capacitor is integrated with the DC power source.
第２のコンデンサは、前記直流電源の電力供給を遮断する遮断器と一体化した、ことを特徴とする電力変換器。 The power converter according to claim 1 or 2,
The power converter, wherein the second capacitor is integrated with a circuit breaker that cuts off the power supply of the DC power supply.
第２のコンデンサは、前記直流電力線を接続するコネクタと一体化した、ことを特徴とする電力変換器。 The power converter according to claim 1 or 2,
The power converter, wherein the second capacitor is integrated with a connector for connecting the DC power line.
第２コンデンサのインピーダンスを、前記直流電源のインピーダンスより小さくした、ことを特徴とする電力変換器。 The power converter according to any one of claims 1 to 5,
The power converter characterized in that the impedance of the second capacitor is made smaller than the impedance of the DC power supply.
第２コンデンサのインピーダンスを、1kHz〜100kHzの周波数帯域で、前記直流電源のインピーダンスより小さくした、ことを特徴とする電力変換器。 The power converter according to any one of claims 1 to 5,
The power converter characterized in that the impedance of the second capacitor is smaller than the impedance of the DC power supply in a frequency band of 1 kHz to 100 kHz.
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