JP5476181B2 - 点灯装置及びそれを用いた照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）等の直流で点灯する半導体発光素子を直流点灯制御するための点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。

特許文献１（特許第４００７０９６号公報）には、ＬＥＤに流れる電流を定電流制御するスイッチング電源として、図９（ａ），（ｂ）に示すような回路が開示されている。この従来例は、高周波でスイッチングされるスイッチング素子Ｑ１と、前記スイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフ制御する制御回路５’と、前記スイッチング素子Ｑ１を介して入力直流電源Ｖｄｃに接続されたインダクタＬ１と、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に導通する極性で前記インダクタＬ１と直列に接続されたダイオードＤ１と、このダイオードＤ１を介して前記インダクタＬ１と直流電源Ｖｄｃに接続された出力コンデンサＣ２と、このコンデンサＣ２と半導体発光素子（ＬＥＤモジュール）４の間に挿入された電流検出抵抗Ｒ１を備えている。

前記電流検出抵抗Ｒ１の検出値が目標値に近づく方向に前記制御回路５’による前記スイッチング素子Ｑ１のオンデューティをフィードバック制御するべく、前記制御回路５’は、図９（ｂ）に示すように、エラーアンプ（Ｅ／Ａ）５ａと発振器５ｂと比較器５ｃとからなるＰＷＭ制御回路となっており、制御回路５’の入力端子（ＩＮ）の電圧が一定となるようにスイッチング素子Ｑ１を高周波（数十〜数百ｋＨｚ）でスイッチングしている。

また、無負荷時の出力電圧の上限値を制限するために、制御回路５’の入力端子（ＩＮ）をツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ４を介して出力コンデンサＣ２の高電位側に接続してある。ＬＥＤが断線した場合には電流検出抵抗Ｒ１に電流が流れなくなるので、ダイオードＤ１１と抵抗Ｒ１３を介して制御回路５’の入力端子（ＩＮ）にフィードバックされる電流検出信号はゼロとなり、制御回路５’は出力を増大させるように、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを大きくする。そのため出力電圧は上昇するが、出力電圧がツェナー電圧以上となるとツェナーダイオードＺＤ１がオンするので、出力電圧は略ツェナー電圧に制限される。

このように特許文献１の技術では、スイッチング電源を用いてＬＥＤに一定電流が流れるように制御することで、ＬＥＤの順方向電圧のばらつきによる光出力のばらつきをなくすことが可能であり、また、ＬＥＤの断線時に簡単な構成で出力電圧の上昇を所定値以内に制限できる。

特許第４００７０９６号公報

上述の特許文献１では、ＬＥＤの断線時に出力電圧を所定値以内に制限できるものの、通常の出力電圧よりは高い無負荷２次電圧が出力された状態が継続することになる。また、スイッチング素子Ｑ１も無駄にオン・オフを継続することになり、出力コンデンサＣ２にも通常よりも高い電圧が印加された状態が継続することになる。このような状態を継続させるよりは、スイッチング電源の動作を停止させて、電力損失を回避するとともに、回路素子へのストレスを低減することが望ましい。

このような回路保護機能を安価に実現する手段として、スイッチング電源制御用の集積回路の機能の一つとして、電流検出端子の入力電圧が所定の閾値レベルを越えると、強制的に発振停止状態に維持する機能を備えるものがある。そこで、このような集積回路の電流検出端子に意図的に閾値レベルを越える電圧を重畳させて、発振停止状態とすることが考えられる。

ところが、図９（ａ）のように、スイッチング電源回路の出力電圧の増加をツェナーダイオードを介して電流検出端子に反映させても、その電流検出端子がフィードバック制御にも用いられているので、電流検出端子の電圧が上昇すると、自動的に出力が低減される方向に制御される負帰還作用が働くことになる。このため、電流検出端子の電圧が過電流保護のための所定の閾値レベルまで速やかに上昇できない。特に、スイッチング電源に調光機能を持たせた場合には、この問題が顕著となり、全点灯時であれば過電流保護回路が働くように設定できても、深い調光点灯時になると過電流保護回路が働かなくなるという問題が生じる。

本発明は上述の点に鑑みてなされたものであり、スイッチング電源回路を用いて半導体発光素子を調光点灯させる点灯装置において、調光時に負荷開放異常が発生した場合でも、全点灯時と同様に回路保護機能が働くようにすることを課題とする。

上記の課題を解決するために、請求項１の点灯装置は、直流電流により点灯する半導体発光素子４が接続される出力端子３と、調光端子を備え、前記調光端子に入力された調光信号に応じて増減する出力を前記出力端子３に供給するスイッチング電源回路１と、前記出力端子３の電圧が第１の電圧を越えると導通する定電圧素子（ツェナーダイオードＺＤ１）を含み、該定電圧素子を介する電流の増大に応じて前記スイッチング電源回路１の出力を増大させる方向に前記調光端子の電圧を制御する調光解除手段（無負荷検出回路２及び調光解除回路７）と、前記スイッチング電源回路１のスイッチング電流の瞬時値または出力電流が所定値を越えると前記スイッチング電源回路の出力を停止状態に維持する保護手段（過電流保護回路５１）とを有し、前記定電圧素子を介する電流は、前記スイッチング電流の瞬時値または出力電流を検出する検出手段（抵抗Ｒ１）の検出出力に重畳されることを特徴とする（図１，図６）。

請求項２の発明は、請求項１に記載の点灯装置を備えることを特徴とする照明器具である（図８）。

本発明によれば、負荷開放異常の発生時にスイッチング電源回路を保護動作に移行させる機能を簡単且つ安価に実現できる。特に、調光点灯時に負荷開放異常が発生した場合であっても、自動的に調光動作を解除することで、全点灯時と同様の感度で保護動作に移行できる。

本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。 本発明の実施形態１の点灯装置に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示す回路図である。 本発明の実施形態１の動作波形図である。 本発明の実施形態１の点灯装置に用いる高周波発振回路の構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態１の点灯装置に用いるスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態２の点灯装置の回路図である。 本発明の実施形態３の点灯装置の回路図である。 本発明の実施形態４の照明器具の断面図である。 従来のＬＥＤ点灯装置の回路図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、スイッチング電源回路１として降圧チョッパ回路を用いている。その回路構成は周知のものであり、入力直流電源となるコンデンサＣ１の正極に、出力コンデンサＣ２の正極と回生ダイオードＤ１のカソードが接続されている。出力コンデンサＣ２の負極は、インダクタＬ１を介して回生ダイオードＤ１のアノードに接続されている。回生ダイオードＤ１のアノードは、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のドレイン電極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース電極は、電流検出用の小抵抗Ｒ１を介して入力直流電源となるコンデンサＣ１の負極に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１は制御用集積回路５により高周波でオンオフされる。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ１→コンデンサＣ２→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→電流検出抵抗Ｒ１→コンデンサＣ１の経路で電流が流れて、インダクタＬ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーによりインダクタＬ１の両端に逆起電力が発生し、インダクタＬ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣ２→インダクタＬ１の経路で回生電流が流れる。これにより、コンデンサＣ２の両端にはコンデンサＣ１の直流電圧を降圧した直流電圧が生成される。

ここで、入力直流電源となるコンデンサＣ１は、例えば、商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）を全波整流器により整流し、力率改善用の昇圧チョッパ回路により数百Ｖに昇圧された直流電圧が充電されているものとする。

出力コンデンサＣ２の両端には、出力端子３を介して半導体発光素子４が接続されている。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。ＬＥＤ１個当たりの順電圧をＶｆ、ＬＥＤの直列個数をｎとすると、半導体発光素子４の両端電圧は、ｎ×Ｖｆとなる。半導体発光素子４が出力端子３に適正に接続されていれば、出力コンデンサＣ２の両端電圧はｎ×Ｖｆにクランプされる。

出力端子３と半導体発光素子４の間はリード線等により接続される。このリード線が断線したり、出力端子３の接触不良や、半導体発光素子４の内部でＬＥＤの断線が生じると、出力端子３が開放状態となる。このような負荷開放異常を検出するために、無負荷検出回路２を設けている。

無負荷検出回路２は、出力端子３の間に接続された、ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路を有している。ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚは、正常時に出力端子３に印加される電圧よりも少し高く設定されている。具体的には、上述のｎ×Ｖｆよりも高く、少し余裕を持たせた電圧に設定されている。出力端子３に半導体発光素子４が適正に接続されていれば、ツェナーダイオードＺＤ１が導通することはなく、抵抗Ｒ４，Ｒ５には電流が流れない。一方、負荷開放異常が発生すると、出力端子３の電圧が上昇し、やがてツェナー電圧Ｖｚ（＞ｎ×Ｖｆ）を越えると、ツェナーダイオードＺＤ１が導通する。これにより、抵抗Ｒ４，Ｒ５に電流が流れる。

抵抗Ｒ５にはフォトカプラの発光素子ＰＣ１が並列接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１が導通すると、発光素子ＰＣ１に電流が流れる。出力端子３の電圧上昇が急激であれば、発光素子ＰＣ１には十分に大きな電流が流れて、フォトカプラの受光素子ＰＣ２は速やかに且つ十分に低インピーダンスとなる。

ところが、調光時には、負荷開放異常が発生しても、出力端子３の電圧上昇が緩慢であり、フォトカプラの発光素子ＰＣ１に流れる電流が不足する。このため、フォトカプラの受光素子ＰＣ２が十分に低インピーダンスとならない。

そこで、図１の回路では、調光解除回路７を設けて、負荷開放異常の発生時には、調光状態であっても強制的に全点灯状態に切り替えるようにしている。そのうえで、十分に低インピーダンスとなったフォトカプラの受光素子ＰＣ２を介して電流検出抵抗Ｒ１に擬似的な過電流を流して、制御用集積回路５に内蔵された過電流保護回路５１を利用して発振停止状態にラッチさせるようにしている。

図２は制御用集積回路５の内部構成を簡略化して示している。この制御用集積回路５は、少なくとも過電流保護回路５１と間欠発振回路５２を備えている。間欠発振回路５２は、外部から与えられるＰＷＭ調光信号（低周波の矩形波Ｄｕｔｙ信号）に同期して、高周波発振回路５３の発振出力を断続し、図３（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号を間欠発振させる。高周波発振回路５３は、図４（ａ）〜（ｃ）のように、各オンサイクル毎にスイッチング素子Ｑ１のピーク電流を検出してスイッチング素子Ｑ１をオフさせる構成とすることが好ましいが、単なる発振回路であっても良い。

図２に戻って、過電流保護回路５１は、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧が正常な動作範囲を逸脱するほど高い場合に、スイッチング素子Ｑ１の発振動作を停止状態とする機能を有する。図２の例では、電源投入時にラッチ回路ＦＦ１のＱ出力をＨｉｇｈレベルとし、ＡＮＤゲートＧ１を初期状態では信号通過状態としている。スイッチング動作中は、電流検出抵抗Ｒ１による検出電圧をコンパレータＣＰ１により基準電圧Ｖｒｅｆ１と常に比較している。検出電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を越えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ラッチ回路ＦＦ１のリセット端子Ｒをトリガーする。これにより、ラッチ回路ＦＦ１のＱ出力がＬｏｗレベルに固定され、以後、電源再投入時まで、ＡＮＤゲートＧ１は信号通過を禁止する状態に維持される。

間欠発振回路５２は、ＡＮＤゲートＧ２の一方の入力に高周波発振回路５３の発振出力を供給し、ＡＮＤゲートＧ２の他方の入力に低周波の信号を供給することにより、高周波発振出力を低周波で断続させている。低周波の信号は、外部から供給されるＰＷＭ調光信号である。この信号は、例えば、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖ程度の矩形波電圧信号であり、Ｌｏｗレベルのときに高周波発振を許可し、Ｈｉｇｈレベルのときに高周波発振を禁止するように設定されている。間欠発振回路５２では、ＰＷＭ調光信号がＬｏｗレベルのときにＡＮＤゲートＧ２が信号通過状態となるように、ＮＯＴ回路Ｇ３により、外部から供給されるＰＷＭ調光信号を論理反転している。

図２の例では、低周波のＰＷＭ調光信号を抵抗Ｒ６を介して制御用集積回路５のＰＷＭ調光端子に供給している。このＰＷＭ調光端子と、制御用集積回路５のグランド端子の間には、調光解除用のトランジスタＴｒ１を外付けしている。

このトランジスタＴｒ１は、図１に示すように、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ３と共に、調光解除回路７を構成しており、フォトカプラＰＣ２が導通したときに、制御電源電圧Ｖｃｃからのバイアス電流によりオンされる。トランジスタＴｒ１がオンすると、外部からのＰＷＭ調光信号（低周波の矩形波Ｄｕｔｙ信号）が調光状態であっても、強制的に全点灯状態の制御に移行する。

以下、その動作を図３（ａ）〜（ｄ）により説明する。図３（ａ）〜（ｄ）は、それぞれ図２の（ａ）〜（ｄ）の電圧波形を示している。調光状態では、図３（ｄ）に示すように、外部からのＰＷＭ調光信号は、約１ｋＨｚ程度の低周波でＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルを繰り返しており、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号は、図３（ａ）に示すように、数十ｋＨｚ程度の高周波が間欠的に発振出力される状態となっている。この調光状態で、負荷開放異常が発生すると、出力端子３の両端電圧が上昇し、ツェナーダイオードＺＤ１が導通し、フォトカプラの発光素子ＰＣ１に電流が流れて、その受光素子ＰＣ２のインピーダンスが低下する。すると、図３（ｃ）の調光解除信号として、制御用電源電圧Ｖｃｃから受光素子ＰＣ２、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＴｒ１にベース電流が流れて、トランジスタＴｒ１がオン状態となる。

これにより、制御用集積回路５は、図３の時間ｔ１で間欠発振状態から常時発振状態へと移行し、全点灯時の制御状態となるので、出力コンデンサＣ２の電圧は急激に上昇する。これにより、フォトカプラの発光素子ＰＣ１には十分な電流が流れて、受光素子ＰＣ２は飽和状態（完全なオン状態）までインピーダンスが低下する。すると、制御用電源電圧ＶｃｃからダイオードＤ２、抵抗Ｒ２を介して電流検出抵抗Ｒ１に重畳される電流が増大し、制御用集積回路５に内蔵された過電流保護回路５１が動作して、図３の時間ｔ２で発振停止状態に移行する。

抵抗Ｒ２の値は、全点灯時の負荷開放異常時に、過電流保護回路５１が動作する程度の電圧が電流検出抵抗Ｒ１に重畳されるように設定される。なお、ダイオードＤ２は、正常動作時の抵抗Ｒ１の電圧によりトランジスタＴｒ１がオンしないように設けられている。このダイオードＤ２と抵抗Ｒ２により擬似過電流生成回路６を構成している。

次に、制御用集積回路５に内蔵された高周波発振回路５３の構成例を、図４（ａ）〜（ｃ）に例示して説明する。なお、図示を省略しているが、高周波発振回路の出力とスイッチング素子Ｑ１のゲート電極の間には、図２に示したＡＮＤゲートＧ２、Ｇ１が介在するものとする。

図４（ａ）の例では、発振器ＯＳＣの出力によりフリップフロップＦＦ２をセットして、そのＱ出力をＨｉｇｈレベルとすることで、スイッチング素子Ｑ１をオンとする。スイッチング素子Ｑ１の電流は、電流検出抵抗Ｒ１により検出され、検出電圧が所定の基準電圧Ｖｒｅｆ２を越えると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなる。これにより、フリップフロップＦＦ２がリセットされ、そのＱ出力がＬｏｗレベルとなることで、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる。スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は、発振器ＯＳＣの発振周期からスイッチング素子Ｑ１のオン時間を差し引いた残り時間となる。

図４（ｂ）の例では、オフ時間タイマーＴＩＭＥＲによりスイッチング素子Ｑ１のオフ時間を固定時間としている。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、フリップフロップＦＦ２のＱ出力がＬｏｗレベルとなった時点からオフ時間タイマーＴＩＭＥＲが起動して、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を計測し、所定のオフ時間が経過した時点で、オフ時間タイマーＴＩＭＥＲからフリップフロップＦＦ２にセット信号が出力されて、スイッチング素子Ｑ１がオンされる。スイッチング素子Ｑ１のオン時間は、図４（ａ）の構成と同様に、電流検出抵抗Ｒ１の電圧が所定の基準電圧Ｖｒｅｆ２に達するまでの時間で決まる。

図４（ｃ）の例では、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、ゼロクロス検出回路ＺＣＤによりインダクタＬ１の電流放出完了を検出した時点でスイッチング素子Ｑ１を再度オンさせる。スイッチング素子Ｑ１のオン時間は、図４（ａ）の構成と同様に、電流検出抵抗Ｒ１の電圧が所定の基準電圧Ｖｒｅｆ２に達するまでの時間で決まる。

図４（ａ）〜（ｃ）のいずれの場合も、コンパレータＣＰ２の基準電圧Ｖｒｅｆ２は、図２に示した過電流保護回路５１のコンパレータＣＰ１の基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低く設定される。例えば、制御用集積回路５として、フィリップス社製のＵＢＡ３０７０を用いた場合、Ｖｒｅｆ１＝０．８８Ｖ、Ｖｒｅｆ２＝０．５Ｖのように設定される。したがって、擬似過電流生成回路６が無い場合、通常の動作状態では、過電流保護回路５１のコンパレータＣＰ１が動作する可能性は、まず無い。

この過電流保護回路５１は、元々は回路中の何処かに短絡が生じて極端に大きなスイッチング電流が流れた場合に回路を保護するために設けられており、万一の備えとして設けられているに過ぎない。本実施形態の構成では、この万一の備えとして設けられた保護機能を、より日常的に生じ得る負荷開放異常発生時の回路保護に有効に活用しているものである。

次に、スイッチング電源回路１の変形例について説明する。図１の基本構成では、スイッチング電源回路１として、降圧チョッパ回路を用いているが、図５（ａ）〜（ｄ）に示すように、フライバックコンバータ回路１ａ、昇圧チョッパ回路１ｂ、昇降圧チョッパ回路１ｃ、フォワードコンバータ回路１ｄなど、各種の構成に置き換えても良い。いずれの構成においても、スイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフすることで、入力直流電圧を電圧変換して、出力コンデンサＣ２に直流出力電圧を生成する。

なお、制御用電源電圧Ｖｃｃを供給するための制御電源回路については図示を省略しているが、一般的な技術で実現できる。例えば、電源投入直後は商用交流電源の整流出力から限流用の高抵抗を介して電源コンデンサを充電し、スイッチング電源回路が動作を開始した後は、スイッチング電源回路からの帰還電流（例えば、インダクタＬ１の２次巻線出力）から整流素子を介して電源コンデンサを充電するような手法で実現できる。

また、負荷開放異常を検出するためのツェナーダイオードＺＤ１は、複数個のツェナーダイオードを直列接続したものであっても良いし、他の定電圧素子であっても良い。さらに、温度補償用のダイオードが直列接続されていても良い。

（実施形態２）
上述の実施形態１では、スイッチング電源回路の高周波発振動作が、低周波で間欠的に繰り返されることにより、調光機能が実現されていたが、別の構成例として、スイッチング電源回路の発振動作は連続的としたままで、スイッチング電源回路の出力を可変制御する構成を用いても良い。また、外部から与えられる調光信号は、低周波のＤｕｔｙ信号に限定されるものではなく、連続的な直流電圧であっても構わない。例えば、スイッチング電源回路の出力電流を検出し、その検出電圧と外部から与えられた調光電圧との差分を誤差増幅器により演算し、誤差増幅器の出力をＰＷＭコンパレータにより高周波の鋸歯状波電圧と比較することにより、スイッチング素子の駆動信号を生成するような構成に、本発明を適用しても良い。

具体的な構成例を図６に示す。スイッチング電源回路１ａはフライバックコンバータ回路となっている。スイッチング素子Ｑ１は高周波でオンオフされる。そのオンオフ動作は間欠発振動作ではなく、連続発振動作となっている。調光する場合には、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を可変制御することで出力を可変としている。

フライバックコンバータ回路の原理については周知であり、スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、入力直流電源となるコンデンサＣ１からトランスＴ１の１次巻線に電流が流れる。このとき、トランスＴ１の２次巻線には巻数比に応じた電圧が発生するが、ダイオードＤ１が遮断状態となる極性に接続されているので、コンデンサＣ２に電流は流れず、トランスＴ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の２次巻線には逆起電力が発生し、ダイオードＤ１が導通してコンデンサＣ２に充電電流が流れる。

コンデンサＣ２に充電された直流電圧は出力端子３を介して半導体発光素子４に供給される。その出力電流は、抵抗Ｒ１により検出されて、制御回路５０のフィードバック制御に利用される。

制御回路５０は、図９（ｂ）に示した従来例のＰＷＭ制御回路に過電流保護回路５１を付加したような構成となっている。電流検出抵抗Ｒ１の電圧が通常の電圧範囲を越える過大な電圧になると、過電流保護回路５１は発振器５ｂの発振を停止させて、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に維持する。

電流検出抵抗Ｒ１の電圧は電流検出アンプ５４により検出され、誤差増幅器５ａにより調光基準電圧Ｖｄｉｍと比較される。誤差増幅器５ａの出力電圧は、比較器５ｃに入力されて、発振器５ｂの鋸歯状波電圧と比較され、パルス幅可変の駆動信号がスイッチング素子Ｑ１に供給される。これにより、電流検出アンプ５４の出力が調光基準電圧Ｖｄｉｍと略一致するようにフィードバック制御される。調光基準電圧Ｖｄｉｍが上昇すると、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号のパルス幅は増大する方向に制御され、調光出力は増大する。

調光基準電圧Ｖｄｉｍは、調光信号変換回路８により生成される直流低電圧である。外部から調光信号線を介して供給される低周波のＤｕｔｙ信号よりなるＰＷＭ調光信号がＬｏｗレベルのとき、シュミットインバータＧ４の出力はＨｉｇｈレベルとなり、抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ３が充電されて、コンデンサＣ３の電圧が上昇する。ＰＷＭ調光信号がＨｉｇｈレベルのとき、シュミットインバータＧ４の出力はＬｏｗレベルとなり、抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ３が放電されて、コンデンサＣ３の電圧は降下する。この動作を繰り返すことで、コンデンサＣ３にはＰＷＭ調光信号のオフ時間幅に応じた調光基準電圧Ｖｄｉｍが得られる。

出力端子３の半導体発光素子４が外れる等の負荷開放異常が発生すると、電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流が消失するから、制御回路５０が出力を増大させる方向に機能して、コンデンサＣ２の電圧が上昇する。これにより、無負荷検出回路２のツェナーダイオードＺＤ１が導通すると、擬似過電流生成回路６を介して電流検出抵抗Ｒ１に擬似的な過電流が供給されると共に、調光解除回路７を介して調光基準電圧Ｖｄｉｍが上昇する。

ここで、調光点灯時においては調光基準電圧Ｖｄｉｍが元々低いので、調光解除回路７を介する電流供給により調光基準電圧Ｖｄｉｍを高める効果がある。また、全点灯時においても、調光解除回路７を介する電流供給により調光基準電圧Ｖｄｉｍは通常よりも高くなる。制御回路５０は、調光基準電圧Ｖｄｉｍと電流検出アンプ５４の出力が略一致するようにフィードバック制御しているので、電流検出抵抗Ｒ１の電圧と調光基準電圧Ｖｄｉｍが共に上昇した場合には、負帰還作用は働かない。このため、電流検出抵抗Ｒ１の電圧は通常の電圧範囲よりも高い電圧まで速やかに上昇し、過電流保護回路５１が働いて、発振停止状態に移行する。したがって、調光点灯時であっても全点灯時であっても、負荷開放異常時には確実に発振を停止させることができる。

なお、上述の各実施形態では、ＰＷＭ調光信号として、周波数が約１ｋＨｚ、振幅が約１０Ｖ程度の矩形波電圧を用いる場合を想定しているが、これに限定されるものではない。

例えば、商用交流電源を位相制御して点灯装置に供給する場合、コンデンサＣ１の電圧は、整流器の出力を昇圧チョッパ回路により昇圧することで定電圧に維持することにして、別途設けた位相検出回路により入力交流電圧の導通位相角を検出することにより、ＰＷＭ調光信号を得ることができる。この場合、交流電圧の半サイクル毎に導通位相角の情報が得られるので、繰り返し周波数が１００／１２０ＨｚのＰＷＭ調光信号となる。なお、導通位相角の可変範囲を０〜１８０度とすると、入力電力が不足する場合があるので、９０〜１８０度のように制限しても良い。

（実施形態３）
図７は本発明の実施形態３の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、実施形態１において、調光機能を省略したものであり、単一出力（常時全点灯）の点灯状態で動作中に負荷開放異常が生じた場合に、出力を抑制する方向に制御する保護機能を付加した例である。この場合、調光機能は元々存在しないので、負荷開放異常が生じると、無負荷検出回路２から擬似過電流生成回路６を介する重畳電流により過電流保護回路５１が動作して、出力停止状態となり、電源再投入時までその状態を維持する。図９の従来例に比べると、出力停止状態に移行し、その状態を維持できる点が優れている。

図９の従来例では、ＬＥＤの断線時に出力電圧を所定値以内に制限できるものの、通常の出力電圧よりは高い無負荷２次電圧が出力された状態が継続することになる。また、スイッチング素子Ｑ１も無駄にオン・オフを継続することになり、出力コンデンサＣ２にも通常よりも高い電圧が印加された状態が継続することになる。このような状態を継続させるよりは、本実施形態のように、スイッチング電源の動作を停止させて、電力損失を回避するとともに、回路素子へのストレスを低減することが望ましい。

（実施形態４）
図８は本発明の点灯装置を用いた照明器具の一例を示している。本例は、電源ユニット３０とＬＥＤユニット４０とが器具筐体９内に収められる一体型のＬＥＤ照明器具である。電源ユニット３０には、図１の出力端子３までの電子回路が実装されている。電源ユニット３０の出力端子３からＬＥＤユニット４０までは出力配線３４を介して接続される。

器具筐体９は天井１０に埋め込まれている。器具筐体９は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板９１で覆われている。この光拡散板９１に対向するように、ＬＥＤユニット４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤユニット４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。この例では、器具内に取り付けられるＬＥＤユニット４０の実装基板４１の裏側に器具筐体９に熱的に結合された放熱板９２を設けている。この放熱板９２を介して、ＬＥＤ４ａ〜４ｄから発生する熱を放熱することでＬＥＤ４ａ〜４ｄの温度を下げて、光出力を上げる効果がある。

図８の例では、一例として、４個のＬＥＤ４ａ〜４ｄが直列接続されたＬＥＤユニット４０を用いているが、図１の点灯装置では、コンデンサＣ１の電圧に比べて負荷電圧が低ければ良く、その範囲内であれば、ＬＥＤの直列個数は限定されるものではない。

なお、電源ユニット３０とＬＥＤユニット４０が別体となった電源別置型のＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。その場合、例えば、４個のＬＥＤを直列接続した第１のＬＥＤユニットと、８個のＬＥＤを直列接続した第２のＬＥＤユニットをカスケード接続し、１つの点灯装置の出力で点灯することが可能となり、照明システム全体としてコストを低減することが出来る。各ＬＥＤユニットに用いるＬＥＤの直列個数は限定されるものではない。

（実施形態５）
本発明の点灯装置は照明器具に用いるほか、液晶ディスプレイ（液晶テレビを含む）のバックライトに用いても良い。液晶ディスプレイは画面の明るさを調整するために、バックライトの出力を調光可能とする必要がある。また、節電の目的で画面全体が暗いときには、バックライトの出力を低減するような制御を用いることがあり、調光機能を付加する必要がある。さらに、車両用等の振動の多い環境で用いる場合には、振動で負荷開放異常が生じる可能性がある。本発明の点灯装置を用いれば、たまたま調光点灯時に負荷開放異常が生じたときであっても、強制的に全点灯状態に移行させて過電流保護機能を動作させることができるので、速やかに保護動作に移行できる。

１ スイッチング電源回路
２ 無負荷検出回路
３ 出力端子
４ 半導体発光素子
５ 制御用集積回路
６ 擬似過電流生成回路
７ 調光解除回路
５１ 過電流保護回路

Claims (2)

1. 直流電流により点灯する半導体発光素子が接続される出力端子と、
   調光端子を備え、前記調光端子に入力された調光信号に応じて増減する出力を前記出力端子に供給するスイッチング電源回路と、
   前記出力端子の電圧が第１の電圧を越えると導通する定電圧素子を含み、該定電圧素子を介する電流の増大に応じて前記スイッチング電源回路の出力を増大させる方向に前記調光端子の電圧を制御する調光解除手段と、
   前記スイッチング電源回路のスイッチング電流の瞬時値または出力電流が所定値を越えると前記スイッチング電源回路の出力を停止状態に維持する保護手段とを有し、
   前記定電圧素子を介する電流は、前記スイッチング電流の瞬時値または出力電流を検出する検出手段の検出出力に重畳されることを特徴とする点灯装置。
2. 請求項１記載の点灯装置を備えることを特徴とする照明器具。

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