JP5472741B2 - 周波数可変直角相ブリッジ - Google Patents
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Description
電子部品のひとつであるコンデンサ(キャパシタ)は、あらゆる回路で使用され、欠くことのできない部品となっている。このキャパシタの容量値(キャパシタンス)の基準値を与えるのがキャパシタンス標準である。キャパシタンス標準は数ある電気標準量(例えば、電圧標準、抵抗標準など)の中でも最も重要なものの一つであり、国際度量衡委員会(CIPM)の電気・磁気諮問委員会(CCEM)による基幹比較(key comparison)のひとつに挙げられている。
実際に直角相ブリッジを製作する場合は測定の精度を高めるため、2つの抵抗RA、RBと2つの容量CA、CBを用いて回路を構成する。この場合、ωとRA、RB、CA,CBの関係式は、ω2RARBCACB=1となる(非特許文献2参照)。
誘導分圧器(Inductive Voltage Divider: IVD)とは、電磁誘導現象を利用して入力電圧を高精度に分圧する機器である。具体的にはパーマロイ等の高透磁率の磁気コアに、数十から数百ターン、銅線を巻いてコイルを作り、これにいくつかの巻数ごとに出力端子(Tap)を設けたもので、その巻数比に応じて入力電圧を極めて正確に分圧することができる。キャパシタンス標準の分野において、直角相ブリッジなどいくつかのブリッジ回路が必要であるが、これらにはすべてに共通して誘導分圧器が重要な部分を占めている。独立行政法人産業技術総合研究所 計量標準総合センター(NMIJ)では、誘導分圧器の分圧比の国家標準も確立しており、これらのブリッジ回路に用いる誘導分圧器の分圧比を高精度に校正することができる(非特許文献3参照)。
次世代の交流抵抗標準の基準としてacQHRが注目されている。電子を2次元に閉じ込めた2次元電子系を1K以下の低温でかつ、10Tレベルの強磁場下におき、その磁場に対して電流を垂直にかけたときに量子化ホール抵抗は、
h/(ne2)=RK/n:(hはプランク定数、eは電荷素量、nは整数、RK=h/e2は、von−Klitzing constantと呼ばれる定数)で決まる。
電流が直流の量子化ホール抵抗(dcQHR)は、日本を含めた世界各国にて直流抵抗標準の基準として用いられており、10−9のオーダーの非常に高い信頼性(小さい不確かさ)で直流抵抗標準が確立されている。この電流が交流の量子化ホール抵抗がacQHRである。最近、acQHRの研究に大きな進捗が見られ、acQHRがキャパシタンス標準の起点として実用可能なレベルに達している(非特許文献4、5参照)。NMIJにおいても、2008年よりacQHRの研究をスタートさせており、acQHRを起点としたキャパシタンス標準の確立を目指している(非特許文献6参照)。
に限定されていた。
本発明の目的は、acQHRを基準として標準キャパシタを校正周波数1.592kHzで校正可能な周波数可変直角相ブリッジを提供することにある。
誘導分圧器IVD1、誘導分圧器IVD2、誘導分圧器IVD3、抵抗値R11の抵抗器R1、抵抗値R12の抵抗器R2、容量値C11のキャパシタC1、容量値C12のキャパシタC2、検出器D1及び検出器D2からなり、
前記誘導分圧器IVD1の分圧比ρ1の出力端子と前記誘導分圧器IVD2の分圧比ρ2の出力端子との間に前記抵抗器R1と前記キャパシタC1を直列に接続すると共に前記抵抗器R1と前記キャパシタC1の接続点と接地間に前記検出器D1を接続し、
前記誘導分圧器IVD3の分圧比ρ4の出力端子と前記誘導分圧器IVD2の分圧比ρ3の出力端子との間に前記抵抗器R2と前記キャパシタC2を直列に接続すると共に前記抵抗器R2と前記キャパシタC2の接続点と接地間に前記検出器D2を接続した周波数可変直角相ブリッジ回路であって、
上記ブリッジ回路の前記分圧比ρ1、ρ2、ρ3及びρ4を独立に調整し、下記[数2]の式のバランス条件、
(2)上記(1)における、前記抵抗器R1を前記誘導分圧器IVD1の分圧比ρ1の出力端子に接続し、前記キャパシタC2を前記誘導分圧器IVD3の分圧比ρ4の出力端子に接続したことを特徴とする上記(1)記載の周波数可変直角相ブリッジ回路。
(3)上記(1)における、前記抵抗器R1の抵抗値R11及び前記抵抗器R2の抵抗値R12を同じ抵抗値Rmとし、前記キャパシタC1の容量値C11及び前記キャパシタC2の容量値C12を同じ容量値Cmとしたとき、
上記ブリッジ回路の前記分圧比ρ1、ρ2、ρ3及びρ4を独立に調整し、下記[数3]の式のバランス条件、
誘導分圧器IVD1、誘導分圧器IVD2、誘導分圧器IVD3、抵抗値R11の抵抗器R1、抵抗値R12の抵抗器R2、容量値C11のキャパシタC1、容量値C12のキャパシタC2、検出器D1及び検出器D2からなり、
前記誘導分圧器IVD1の分圧比ρ1の出力端子と前記誘導分圧器IVD2の分圧比ρ2の出力端子との間に前記抵抗器R1と前記キャパシタC1を直列に接続すると共に前記抵抗器R1と前記キャパシタC1の接続点と接地間に前記検出器D1を接続し、
前記誘導分圧器IVD3の分圧比ρ4の出力端子と前記誘導分圧器IVD2の分圧比ρ3の出力端子との間に前記抵抗器R2と前記キャパシタC2を直列に接続すると共に前記抵抗器R2と前記キャパシタC2の接続点と接地間に前記検出器D2を接続した周波数可変直角相ブリッジ回路であって、
上記ブリッジ回路の前記分圧比ρ1、ρ2、ρ3及びρ4を独立に調整し、下記[数4]の式のバランス条件、
(2)上記(1)における、前記抵抗器R1を前記誘導分圧器IVD1の分圧比ρ1の出力端子に接続し、前記キャパシタC2を前記誘導分圧器IVD3の分圧比ρ4の出力端子に接続したことを特徴とする上記(1)記載の周波数可変直角相ブリッジ回路。
(3)上記(1)における、前記抵抗器R1の抵抗値R11及び前記抵抗器R2の抵抗値R12を同じ抵抗値Rmとし、前記キャパシタC1の容量値C11及び前記キャパシタC2の容量値C12を同じ容量値Cmとしたとき、
上記ブリッジ回路の前記分圧比ρ1、ρ2、ρ3及びρ4を独立に調整し、下記[数5]の式のバランス条件、
(周波数可変直角相ブリッジ回路:Multi-frequency quadrature bridge)
図1に周波数可変直角相ブリッジ回路の基本的な回路図を示す。誘導分圧器IVD1、IVD2、IVD3が、従来の直角相ブリッジにおいて抵抗器R1(抵抗値R11)とR2(抵抗値R12)、キャパシタC1(容量値C11)とC2(容量値C12)が接続されていた電圧ノードに追加されている。抵抗器及びキャパシタを誘導分圧器の分圧比ρq(q=1から4)の出力端子に接続することにより、ブリッジのバランス条件は、
acQHRを基準にして標準キャパシタを周波数1.592kHzで校正するための、周波数可変直角相ブリッジの回路デザインを考える。
周波数可変直角相ブリッジを構成する抵抗器の抵抗値をacQHRのn=2のプラトーにおける抵抗値と等しいR11=R12=12.9064035kΩとする。また、標準キャパシタの値をC11=C12=1000pFとする。このとき、ω=104rad/s(f=1.592kHz)で[数6]の式を満足する、つまり周波数可変直角相ブリッジをバランスさせるには、
周波数可変直角相ブリッジで使用する抵抗器の抵抗値をR11=R12=129.064035kΩとする。この抵抗値はacQHRを基準として、前述の交流抵抗ブリッジを用いて容易に校正することができる。また、標準キャパシタの値をC11=C12=1000pFとする。このとき、ω=104rad/s(f=1.592kHz)で[数6]の式を満足するには、
製作した回路の回路図を図2に示す。図1に示した基本的な回路に対して、図2に示す回路では次のような数値を選定した。
抵抗器R1及びR2の抵抗値をR11=R12=129.064035kΩとし、標準キャパシタC1及びC2の値をC11=C12=1000pFとした。また測定周波数は[数13]に記載の値とした。
(1)ρ1=1、ρ2=ρ3=1であるため、誘導分圧器IVD1、IVD2は不要となる。そのためIVD1、IVD2を接続しなかった。またρ4=6/10であるため、誘導分圧器IVD3の分圧比ρ4を6/10に設定した。
(2)電源jVの出力電圧のゆらぎが測定結果に影響を与えないようにするために Twin-tee回路を構成した。図2の抵抗器Ra、Rb及びキャパシタCa、Cbはその構成要素である。Ra、Rbの抵抗値はどちらも129.064035kΩとした。Ca、Cbのキャパシタンス(静電容量)は600pFとした。
(3)図1の回路では2台の検出器(D1、D2)を用いることを考えているが、図2の回路ではRa、Rbを接続することで、D1、D2を1台の検出器Dに集約した。
(4)キャパシタCc、Cdは測定精度の向上のために接続した。具体的には、電源V、−Vの電圧比が正確に1:−1であることをCc、Cdを用いた補助ブリッジ回路で確認できるようにした。Cc、Cdのキャパシタンス(静電容量)は100pFとした。
(5)高調波成分の影響による測定エラーを防ぐため検出器Dの前段に高調波成分を除去するためのフィルタ回路(Filter)を挿入した。
IVD2 誘導分圧器
IVD3 誘導分圧器
R1 抵抗器
R2 抵抗器
C1 キャパシタ
C2 キャパシタ
D1 検出器
D2 検出器
Claims (3)
- 誘導分圧器IVD1、誘導分圧器IVD2、誘導分圧器IVD3、抵抗値R11の抵抗器R1、抵抗値R12の抵抗器R2、容量値C11のキャパシタC1、容量値C12のキャパシタC2、検出器D1及び検出器D2からなり、
前記誘導分圧器IVD1の分圧比ρ1の出力端子と前記誘導分圧器IVD2の分圧比ρ2の出力端子との間に前記抵抗器R1と前記キャパシタC1を直列に接続すると共に前記抵抗器R1と前記キャパシタC1の接続点と接地間に前記検出器D1を接続し、
前記誘導分圧器IVD3の分圧比ρ4の出力端子と前記誘導分圧器IVD2の分圧比ρ3の出力端子との間に前記抵抗器R2と前記キャパシタC2を直列に接続すると共に前記抵抗器R2と前記キャパシタC2の接続点と接地間に前記検出器D2を接続した周波数可変直角相ブリッジ回路であって、
上記ブリッジ回路の前記分圧比ρ1、ρ2、ρ3、及びρ4を独立に調整し下記[数14]の式のバランス条件、
- 請求項1における、前記抵抗器R1を前記誘導分圧器IVD1の分圧比ρ1の出力端子に接続し、前記キャパシタC2を前記誘導分圧器IVD3の分圧比ρ4の出力端子に接続したことを特徴とする請求項1記載の周波数可変直角相ブリッジ回路。
- 請求項1における、前記抵抗器R1の抵抗値R11及び前記抵抗器R2の抵抗値R12を同じ抵抗値Rmとし、前記キャパシタC1の容量値C11及び前記キャパシタC2の容量値C12を同じ容量値Cmとしたとき、
上記ブリッジ回路の前記分圧比ρ1、ρ2、ρ3、及びρ4を独立に調整して下記[数15]の式のバランス条件、
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