JP5472247B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、出力電圧に基づいて電流指令を決定するとともに、電流指令と入力電流に基づいてスイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成する電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter that determines a current command based on an output voltage and generates a drive signal for driving a switching element based on the current command and an input current.
従来、出力電圧に基づいて電流指令を決定するとともに、電流指令と入力電流に基づいてスイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成する電力変換装置として、例えば特許文献１に開示されているスイッチングレギュレータがある。 Conventionally, as a power converter that determines a current command based on an output voltage and generates a drive signal for driving a switching element based on the current command and an input current, for example, a switching regulator disclosed in Patent Document 1 There is.
このスイッチングレギュレータは、発振器と、エラーアンプと、コンパレータと、ＲＳフリップフロップと、スイッチとを備えている。発振器は、所定周期毎にセット信号を出力する。エラーアンプは、出力電圧指令に相当する基準電圧と出力電圧に基づいて電流指令を生成し出力する。具体的には、基準電圧と出力電圧の偏差を電流指令として出力する。コンパレータは、エラーアンプの出力する電流指令と入力電流に基づいてリセット信号を生成し出力する。具体的には、入力電流が電流指令によって指示された電流に達するとリセット信号を出力する。ＲＳフリップフロップは、セット信号に同期してオンし、スイッチをオンするとともに、その後入力されるリセット信号に同期してオフし、スイッチをオフする駆動信号を生成し出力する。スイッチは、駆動信号に基づいてスイッチングする。これにより、入力電圧が出力電圧指令によって指示された電圧に変換され出力される。 This switching regulator includes an oscillator, an error amplifier, a comparator, an RS flip-flop, and a switch. The oscillator outputs a set signal every predetermined period. The error amplifier generates and outputs a current command based on a reference voltage corresponding to the output voltage command and the output voltage. Specifically, the deviation between the reference voltage and the output voltage is output as a current command. The comparator generates and outputs a reset signal based on the current command output from the error amplifier and the input current. Specifically, when the input current reaches the current indicated by the current command, a reset signal is output. The RS flip-flop turns on in synchronization with the set signal, turns on the switch, and turns off in synchronization with the reset signal input thereafter, and generates and outputs a drive signal for turning off the switch. The switch switches based on the drive signal. As a result, the input voltage is converted into a voltage instructed by the output voltage command and output.
ところで、前述したスイッチングレギュレータにおいて、エラーアンプやコンパレータが故障したり誤動作したりすると、リセット信号が正しく出力されなくなる。出力されるべきタイミングでリセット信号が出力されなかった場合、オフすべきタイミングでスイッチをオフできず、オン状態が継続してしまう。この場合、過電流によってスイッチが過熱し故障してしまうという問題があった。 By the way, in the switching regulator described above, if the error amplifier or the comparator fails or malfunctions, the reset signal is not output correctly. If the reset signal is not output at the timing to be output, the switch cannot be turned off at the timing to be turned off, and the on state continues. In this case, there is a problem that the switch is overheated due to an overcurrent and fails.
また、前述したスイッチングレギュレータにおいて、入力電圧が上昇すると、それに伴って出力電圧も上昇する。出力電圧が上昇すると、エラーアンプ、コンパレータ及びＲＳフリップフロップによって、出力電圧の上昇を抑えるように駆動信号が調整される。そのため、入力電圧が上昇しても、出力電圧の上昇を抑えることができる。しかし、エラーアンプ、コンパレータ及びＲＳフリップフロップには、それぞれ応答遅れがある。駆動信号を生成するまでに、これらの応答遅れが積算される。しかも、駆動信号を生成するに際して入力電圧を考慮していない。そのため、入力電圧が急激に上昇した場合、駆動信号を即座に調整することができない。この場合、出力電圧が上昇してしまうという問題があった。 In the switching regulator described above, when the input voltage rises, the output voltage rises accordingly. When the output voltage rises, the drive signal is adjusted by the error amplifier, the comparator, and the RS flip-flop so as to suppress the rise of the output voltage. For this reason, even if the input voltage rises, the rise in output voltage can be suppressed. However, the error amplifier, the comparator, and the RS flip-flop each have a response delay. These response delays are integrated before the drive signal is generated. Moreover, the input voltage is not taken into consideration when generating the drive signal. Therefore, when the input voltage rises rapidly, the drive signal cannot be adjusted immediately. In this case, there is a problem that the output voltage increases.
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、リセット信号の生成に関連する手段が故障したり誤動作したりしてもスイッチング素子の過熱による故障を抑えることができ、入力電圧が急激に上昇しても出力電圧の上昇を抑えることができる電力変換装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and even if a means related to the generation of the reset signal fails or malfunctions, the failure due to overheating of the switching element can be suppressed, and the input voltage is rapidly increased. An object of the present invention is to provide a power conversion device that can suppress an increase in output voltage even if the voltage increases.
そこで、本発明者は、この課題を解決すべく、入力電圧と出力電圧、又は、入力電圧と出力電圧指令に基づいて駆動信号のパルス幅を制限するパルス幅制限手段を設けることで、リセット信号の生成に関連する手段が故障したり誤動作したりしてもスイッチング素子の過熱による故障を抑えることができ、入力電圧が急激に上昇しても出力電圧の上昇を抑えることができることを見出し、本発明を完成するに至った。 Therefore, in order to solve this problem, the present inventor has provided a pulse width limiting means for limiting the pulse width of the drive signal based on the input voltage and the output voltage or the input voltage and the output voltage command, thereby providing a reset signal. It has been found that even if a means related to the generation of a failure occurs or malfunctions, a failure due to overheating of the switching element can be suppressed, and an increase in output voltage can be suppressed even if the input voltage increases rapidly. The invention has been completed.
すなわち、請求項１に記載の電力変換装置は、所定周期毎にセット信号を生成し出力するセット信号生成手段と、出力電圧指令と出力電圧に基づいて電流指令を生成し出力する電流指令生成手段と、電流指令と入力電流に基づいてリセット信号を生成し出力するリセット信号生成手段と、セット信号に同期してオンし、スイッチング素子をオンするとともに、その後に入力されるリセット信号に同期してオフし、スイッチング素子をオフする駆動信号を生成し出力する駆動信号生成手段と、を備えた電力変換装置において、入力電圧と出力電圧、又は、入力電圧と出力電圧指令に基づいてパルス幅の制限値を決定し、セット信号に同期してオンし、パルス幅が制限値となる制限信号を生成し出力する制限信号生成手段と、パルス幅が所定値以下の駆動信号を除いて、駆動信号と制限信号のうちパルス幅の小さい信号を選択し、スイッチング素子を駆動するための新たな駆動信号として出力する信号選択手段と、を備えたパルス幅制限手段を有することを特徴とする。 That is, the power conversion device according to claim 1 includes a set signal generation unit that generates and outputs a set signal at predetermined intervals, and a current command generation unit that generates and outputs a current command based on the output voltage command and the output voltage. And reset signal generating means for generating and outputting a reset signal based on the current command and the input current, and turning on in synchronization with the set signal, turning on the switching element, and synchronizing with the reset signal input thereafter A drive signal generating means for generating and outputting a drive signal for turning off and turning off the switching element, and limiting a pulse width based on an input voltage and an output voltage or an input voltage and an output voltage command A limit signal generating means for determining a value and turning on in synchronization with the set signal to generate and output a limit signal whose pulse width is a limit value; Except for the drive signal, and select the signal having a small pulse width of the drive signal and the limiting signal, and signal selecting means for outputting as a new drive signal for driving the switching element, a pulse width limiting means having a It is characterized by having.
この構成によれば、リセット信号の生成に関連する電流指令生成手段やリセット信号生成手段が故障したり誤動作したりしても、パルス幅制限手段が、駆動信号のパルス幅を制限する。そのため、スイッチング素子をオフすることができる。従って、過電流に伴って発生するスイッチング素子の過熱による故障を抑えることができる。また、パルス幅制限手段は、電流指令生成手段及びリセット信号生成手段を介して生成された駆動信号のパルス幅を、入力電圧に基づいて制限する。そのため、入力電圧が上昇しても、電流指令生成手段やリセット信号生成手段の応答遅れの影響を受けることなく、駆動信号を即座に調整することができる。従って、入力電圧が急激に上昇しても、出力電圧の上昇を抑えることができる。ところで、スイッチング素子がオンすると、その直後にスイッチングノイズが発生する。リセット信号にこのスイッチングノイズが重畳されると、駆動信号生成手段は、スイッチングノイズをリセット信号と見なし、スイッチングノイズに同期して駆動信号をオフする。そのため、駆動信号のパルス幅が本来より小さくなってしまう。しかし、信号選択手段は、スイッチングノイズの影響を受けたパルス幅が所定値以下の駆動信号を除いて、駆動信号と制限信号のうちパルス幅の小さい信号を新たな駆動信号として出力する。そのため、スイッチングノイズの影響を受けることなく、新たな駆動信号を出力することができる。 According to this configuration, even if the current command generation unit and the reset signal generation unit related to the generation of the reset signal fail or malfunction, the pulse width limiting unit limits the pulse width of the drive signal. Therefore, the switching element can be turned off. Therefore, it is possible to suppress a failure due to overheating of the switching element that occurs due to overcurrent. The pulse width limiting unit limits the pulse width of the drive signal generated via the current command generation unit and the reset signal generation unit based on the input voltage. Therefore, even if the input voltage rises, the drive signal can be adjusted immediately without being affected by the response delay of the current command generation means and the reset signal generation means. Therefore, even if the input voltage rises sharply, the rise in output voltage can be suppressed. By the way, when the switching element is turned on, switching noise is generated immediately after that. When this switching noise is superimposed on the reset signal, the drive signal generation means regards the switching noise as a reset signal and turns off the drive signal in synchronization with the switching noise. Therefore, the pulse width of the drive signal becomes smaller than the original. However, the signal selection unit outputs a signal having a smaller pulse width among the drive signal and the limit signal as a new drive signal, except for the drive signal having a pulse width that is affected by the switching noise and having a predetermined value or less. Therefore, a new drive signal can be output without being affected by switching noise.
請求項２に記載の電力変換装置は、車両に搭載されることを特徴とする。この構成によれば、車両に搭載された電力変換装置において、リセット信号の生成に関連する電流指令生成手段やリセット信号生成手段が故障したり誤動作したりしても、スイッチング素子の過熱による故障を抑えることができ、入力電圧が急激に上昇しても出力電圧の上昇を抑えることができる。 The power conversion device according to claim 2 is mounted on a vehicle. According to this configuration, even if the current command generation unit or the reset signal generation unit related to the generation of the reset signal fails or malfunctions in the power conversion device mounted on the vehicle, a failure due to overheating of the switching element occurs. It is possible to suppress the increase in the output voltage even if the input voltage rapidly increases.
次に、実施形態を挙げ、本発明をより詳しく説明する。本実施形態では、本発明に係る電力変換装置を、車両に搭載され、高電圧バッテリの電圧を降圧し低電圧バッテリを充電するＤＣ−ＤＣコンバータ装置に適用した例を示す。
（第１実施形態）
次に、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置について説明する。まず、図１及び図２を参照して第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成について説明する。ここで、図１は、第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。図２は、図１における制御回路の回路図である。
Next, the present invention will be described in more detail with reference to embodiments. In the present embodiment, an example in which the power conversion device according to the present invention is applied to a DC-DC converter device that is mounted on a vehicle and that steps down the voltage of a high-voltage battery and charges the low-voltage battery is shown.
(First embodiment)
Next, the DC-DC converter apparatus of 1st Embodiment is demonstrated. First, the configuration of the DC-DC converter device of the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 2. Here, FIG. 1 is a circuit diagram of the DC-DC converter device in the first embodiment. FIG. 2 is a circuit diagram of the control circuit in FIG.
図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ装置１（電力変換装置）は、高電圧バッテリＢ１０の出力する直流高電圧を降圧して低電圧バッテリＢ１１を充電する装置である。ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１は、ＩＧＢＴ１０（スイッチング素子）と、コイル１１と、コンデンサ１２と、ダイオード１３と、入力電圧検出回路１４と、入力電流検出回路１５と、出力電圧検出回路１６と、制御回路１７とを備えている。
A DC-DC converter device 1 (power conversion device) shown in FIG. 1 is a device that steps down a DC high voltage output from a high voltage battery B10 and charges a low voltage battery B11. The DC-DC converter device 1 includes an IGBT 10 (switching element), a
ＩＧＢＴ１０は、オン、オフすることでコイル１１にエネルギーを蓄積、放出させるための素子である。ＩＧＢＴ１０のコレクタは、高電圧バッテリＢ１０の正極端子に接続されている。また、エミッタは、コイル１１に接続されている。さらに、ゲートは、制御回路１７に接続されている。
The
コイル１１は、電流が流れることでエネルギーを蓄積、放出するとともに電圧を誘起する素子である。コイル１１の一端は、ＩＧＢＴ１０のエミッタに接続されている。また、他端は、コンデンサ１２に接続されている。
The
コンデンサ１２は、コイル１１の他端の電圧を平滑化する素子である。コンデンサ１２の正極端子は、コイル１１の他端に接続されている。負極端子は、高電圧バッテリＢ１０の負極端子に接続されている。また、正極端子及び負極端子は、低電圧バッテリＢ１１の正極端子及び負極端子にそれぞれ接続されている。
The
ダイオード１３は、ＩＧＢＴ１０がオフし、コイル１１に蓄積されたエネルギーが放出されるときに発生するフライホイール電流を流すための素子である。ダイオード１３のアノードは、コンデンサ１２の負極端子に接続されている。また、カソードは、ＩＧＢＴ１０とコイル１１の接続点、具体的には、ＩＧＢＴ１０のエミッタとコイル１１の一端に接続されている。
The
入力電圧検出回路１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電圧を検出する回路である。入力電圧検出回路１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電圧を制御回路１７の入力可能な電圧に変換して出力する。入力電圧検出回路１４の一方の入力端子は、ＩＧＢＴ１０のコレクタに接続されている。また、他方の入力端子は、コンデンサ１２の負極端子とダイオード１３のアノードに接続されている。さらに、出力端子は、制御回路１７に接続されている。
The input
入力電流検出回路１５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電流を検出する回路である。入力電流検出回路１５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電流を制御回路１７の入力可能な電圧に変換して出力する。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電流は、ＩＧＢＴ１０がオンしたときにＩＧＢＴ１０やコイル１１に流れる電流である。入力電流検出回路１５は、クランプ式の電流センサからなり、コンデンサ１２の負極端子とダイオード１３のアノードを高電圧バッテリＢ１０に接続する配線に設けられている。入力電流検出回路１５の出力端子は、制御回路１７に接続されている。
The input current detection circuit 15 is a circuit that detects an input current of the DC-DC converter device 1. The input current detection circuit 15 converts the input current of the DC-DC converter device 1 into a voltage that can be input to the
出力電圧検出回路１６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の出力電圧を検出する回路である。出力電圧検出回路１６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の出力電圧を制御回路１７の入力可能な電圧に変換して出力する。出力電圧検出回路１６の一方の入力端子は、コンデンサ１２の正極端子に接続されている。また、他方の入力端子は、コンデンサ１２の負極端子にそれぞれ接続されている。さらに、出力端子は、制御回路１７に接続されている。
The output
制御回路１７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電圧、入力電流及び出力電圧に基づいて、降圧動作をするようにＩＧＢＴ１０の駆動を制御する回路である。図２に示すように、制御回路１７は、マイクロコンピュータ１７０と、コンパレータ１７１（リセット信号生成手段）と、ＲＳフリップフロップ１７２（駆動信号生成手段）と、信号選択回路１７３（パルス幅制限手段、信号選択手段）とを備えている。
The
マイクロコンピュータ１７０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電圧、入力電流及び出力電圧に基づいて、ＩＧＢＴ１０を駆動するための信号の生成に必要とされる各種信号等を生成し出力する素子である。マイクロコンピュータ１７０は、発振器１７０ａと、出力電圧指令部１７０ｂと、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｃと、偏差部１７０ｄ（電流指令生成手段）と、ＰＩＤ補償部１７０ｅ（電流指令生成手段）と、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｆ（電流指令生成手段）と、スロープ補償部１７０ｇと、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｈと、加算部１７０ｉと、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｊと、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｋと、制限信号生成部１７０ｌ（パルス幅制限手段、制限信号生成手段）とを備えている。ここで、発振器１７０ａ、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｃ、１７０ｈ、１７０ｋ及びＤ／Ａコンバータ１７０ｆ、１７０ｊは、回路として構成されている。これに対し、出力電圧指令部１７０ｂ、偏差部１７０ｄ、ＰＩＤ補償部１７０ｅ、スロープ補償部１７０ｇ、加算部１７０ｉ及び制限信号生成部１７０ｌは、プログラムによって構成されている。
The microcomputer 170 is an element that generates and outputs various signals necessary for generating a signal for driving the
発振器１７０ａは、周期Ｔ０毎（所定周期毎）にハイレベルになるパルス状のセット信号を出力する。発振器１７０ａの出力端子は、ＲＳフリップフロップに接続されている。
The
出力電圧指令部１７０ｂは、出力電圧指令をデジタル値として出力するブロックである。具体的には、低電圧バッテリＢ１１を充電するために最適な電圧を出力電圧指令として出力する。出力電圧指令部１７０ｂは、偏差部１７０ｄに接続されている。
The output voltage command unit 170b is a block that outputs the output voltage command as a digital value. Specifically, an optimum voltage for charging the low voltage battery B11 is output as an output voltage command. The output voltage command unit 170b is connected to the
Ａ／Ｄコンバータ１７０ｃは、出力電圧検出回路１６の出力する電圧をデジタル値に変換する回路である。Ａ／Ｄコンバータ１７０ｃの入力端子は、出力電圧検出回路１６の出力端子に接続されている。また、出力端子は、偏差部１７０ｄと制限信号生成部１７０ｌにそれぞれ接続されている。
The A /
偏差部１７０ｄは、出力電圧指令部１７０ｂの出力とＡ／Ｄコンバータ１７０ｃの出力の偏差をデジタル値として出力するブロックである。偏差部１７０ｄは、出力電圧指令部１７０ｂとＡ／Ｄコンバータ１７０ｃにそれぞれ接続されている。また、ＰＩＤ補償部１７０ｅに接続されている。
The
ＰＩＤ補償部１７０ｅは、偏差部１７０ｅの出力を比例、積分、微分演算し、デジタル値として出力するブロックである。ＰＩＤ補償部１７０ｅは、偏差部１７０ｄに接続されている。また、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｆに接続されている。
The
Ｄ／Ａコンバータ１７０ｆは、ＰＩＤ補償部１７０ｅの出力をアナログ値である電圧に変換し、電流指令として出力する回路である。Ｄ／Ａコンバータ１７０ｆは、ＰＩＤ補償部１７０ｅに接続されている。また、コンパレータ１７１に接続されている。
The D /
Ａ／Ｄコンバータ１７０ｈは、入力電流検出回路１５の出力する電圧をデジタル値に変換する回路である。Ａ／Ｄコンバータ１７０ｈの入力端子は、入力電流検出回路１５の出力端子に接続されている。また、出力端子は、加算部１７０ｉに接続されている。
The A /
スロープ補償部１７０ｇは、サブハーモニック発振を防止するためのスロープ補償値をデジタル値として出力するブロックである。スロープ補償部１７０ｇは、加算部１７０ｉに接続されている。
The slope compensator 170g is a block that outputs a slope compensation value for preventing subharmonic oscillation as a digital value. The slope compensator 170g is connected to the
加算部１７０ｉは、スロープ補償部１７０ｇの出力とＡ／Ｄコンバータ１７０ｈの出力を加算し、デジタル値として出力するブロックである。加算部１７０ｉは、スロープ補償部１７０ｇとＡ／Ｄコンバータ１７０ｈにそれぞれ接続されている。また、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｊに接続されている。
The
Ｄ／Ａコンバータ１７０ｊは、加算部１７０ｉの出力をアナログ値である電圧に変換し、入力電流として出力する回路である。Ｄ／Ａコンバータ１７０ｊの入力端子は、加算部１７０ｉに接続されている。また、出力端子は、コンパレータ１７１に接続されている。
The D /
Ａ／Ｄコンバータ１７０ｋは、入力電圧検出回路１４の出力する電圧をデジタル値に変換する回路である。Ａ／Ｄコンバータ１７０ｋの入力端子は、入力電圧検出回路１４の出力端子に接続されている。また、出力端子は、制限信号生成部１７０ｌに接続されている。
The A /
制限信号生成部１７０ｌは、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｃ、１７０ｋの出力に基づいて、ＩＧＢＴ１０をオンするパルス信号のパルス幅の制限値を決定し、セット信号に同期してオンし、パルス幅が制限値となる制限信号を生成し出力するブロックである。具体的には、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｃ、１７０ｋの出力と、予め設定されている、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入出力電圧とＩＧＢＴ１０をオンするパルス信号として許容可能な最大パルス幅の関係をＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の出力電圧毎に規定したマップに基づいてパルス幅の制限値を決定する。そして、セット信号に同期してオンし、パルス幅が制限値となる制限信号を生成し出力する。制限信号生成部１７０ｌは、発振器１７０ａとＡ／Ｄコンバータ１７０ｃ、１７０ｋにそれぞれ接続されている。また、信号選択回路１７３に接続されている。
The limit signal generation unit 170l determines the limit value of the pulse width of the pulse signal that turns on the
コンパレータ１７１は、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｆの出力とＤ／Ａコンバータ１７０ｊの出力に基づいてリセット信号を出力する素子である。具体的には、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｊの出力がＤ／Ａコンバータ１７０ｆの出力を達するとハイレベルになるパルス状のリセット信号を出力する。コンパレータ１７１の反転入力端子は、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｆの出力端子に接続されている。また、非反転入力端子は、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｊの出力端子に接続されている。さらに、出力端子は、ＲＳフリップフロップ１７２に接続されている。
The
ＲＳフリップフロップ１７２は、セット信号に同期してオンし、ＩＧＢＴ１０をオンするととともに、その後にコンパレータ１７１から入力されるリセット信号に同期してオフし、ＩＧＢＴ１０をオフする駆動信号を生成し出力する素子である。具体的には、セット信号の立ち上りに同期してオンするとともに、リセット信号の立ち上りに同期してオフする駆動信号を生成し出力する。ＲＳフリップフロップ１７２のセット信号入力端子は、発振器１７０ａの出力端子に接続されている。また、リセット信号入力端子は、コンパレータ１７１の出力端子に接続されている。さらに、出力端子は、信号選択回路１７３に接続されている。
The RS flip-
信号選択回路１７３は、パルス幅がＷ０以下（所定値以下）の駆動信号を除いて、駆動信号と制限信号のうちパルス幅の小さい信号を、ＩＧＢＴ１０を駆動するための新たな駆動信号として出力する回路である。ここで、Ｗ０は、ＩＧＢＴ１０がオンしてから、ＩＧＢＴ１０のオンに伴って発生するスイッチングノイズの影響が収まるまでの時間である。信号選択回路１７３の一方の入力端子は、ＲＳフリップフロップ１７２の出力端子に接続されている。また、他方の入力端子は、制限信号生成部１７０ｌに接続されている。さらに、出力端子は、ＩＧＢＴ１０のゲートに接続されている。
The signal selection circuit 173 outputs a signal having a smaller pulse width out of the drive signal and the limit signal as a new drive signal for driving the
次に、図１〜図７を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作について説明する。ここで、図３は、第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図４は、コンパレータの出力にスイッチングノイズが重畳された場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図５は、故障や誤動作によりリセット信号の出力タイミングが遅れた場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図６は、故障や誤動作によりリセット信号が出力されなかった場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図７は、入力電圧が急激に上昇した場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 Next, the operation of the DC-DC converter device will be described with reference to FIGS. Here, FIG. 3 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter device in the first embodiment. FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter apparatus when switching noise is superimposed on the output of the comparator. FIG. 5 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter device when the output timing of the reset signal is delayed due to a failure or malfunction. FIG. 6 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter device when the reset signal is not output due to failure or malfunction. FIG. 7 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter device when the input voltage rapidly increases.
図２に示す発振器１７０ａは、図３に示すように、周期Ｔ０毎にハイレベルになるパルス状のセット信号を出力する。
As shown in FIG. 3, the
図２に示す出力電圧指令部１７０ｂは、出力電圧指令をデジタル値として出力する。Ａ／Ｄコンバータ１７０ｃは、出力電圧検出回路１５の出力する、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の出力電圧に相当する電圧をデジタル値に変換する。偏差部１７０ｄは、出力電圧指令部１７０ｂの出力とＡ／Ｄコンバータ１７０ｃの出力の偏差をデジタル値として出力する。そして、ＰＩＤ補償部１７０ｅは、偏差部１７０ｄの出力を比例、積分、微分演算し、デジタル値として出力する。その後、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｆは、ＰＩＤ補償部１７０ｅの出力をアナログ値である電圧に変換し、電流指令として出力する。つまり、出力電圧指令と出力電圧に基づいて電流指令を生成し、電流指令に相当する電圧として出力する。
The output voltage command unit 170b shown in FIG. 2 outputs the output voltage command as a digital value. The A /
Ａ／Ｄコンバータ１７０ｈは、入力電流検出回路１５の出力する、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電流に相当する電圧をデジタル値に変換する。スロープ補償部１７０ｇは、サブハーモニック発振を防止するためのスロープ補償値をデジタル値として出力する。そして、加算部１７０ｉは、スロープ補償部１７０ｇの出力とＡ／Ｄコンバータ１７０ｈの出力を加算し、デジタル値として出力する。その後、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｊは、加算部１７０ｉの出力をアナログ値である電圧に変換し、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電流に相当する電圧として出力する。つまり、スロープ補償した入力電流を、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電流に相当する電圧として出力する。
The A /
コンパレータ１７１は、図３に示すように、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｊの出力する電流指令に相当する電圧が、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｆの出力する入力電流に相当する電圧を達するとハイレベルになるパルス状のリセット信号を出力する。
As shown in FIG. 3, the
図２に示すＲＳフリップフロップ１７２は、図３に示すように、セット信号の立ち上りに同期してオンし、ＩＧＢＴ１０をオンするととともに、その後にコンパレータ１７１から入力されるリセット信号の立ち上りに同期してオフし、ＩＧＢＴ１０をオフする駆動信号を生成し出力する。
As shown in FIG. 3, the RS flip-
図２に示すＡ／Ｄコンバータ１７０ｋは、入力電圧検出回路１４の出力する、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電圧に相当する電圧をデジタル値に変換する。制限信号生成部１７０ｌは、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｃの出力する、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の出力電圧に相当する電圧と、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｋの出力する、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電圧に相当する電圧と、予め設定されている、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の入力電圧とＩＧＢＴ１０をオンするパルス信号として許容可能な最大パルス幅の関係をＤＣ−ＤＣコンバータ装置１の出力電圧毎に規定したマップに基づいてパルス幅の制限値を決定する。そして、図３に示すように、セット信号に同期してオンし、パルス幅が制限値となる制限信号を生成し出力する。
The A /
図２に示す信号選択回路１７３は、図３に示すように、駆動信号と制限信号のうちパルス幅の小さい信号を、ＩＧＢＴ１０を駆動するための新たな駆動信号として出力する。リセット信号の生成に関連するブロックや回路が正常に動作している場合、駆動信号のパルス幅が、制限信号のパルス幅より大きくなることはない。そのため、駆動信号がＩＧＢＴ１０を駆動するための新たな駆動信号として出力される。
As shown in FIG. 3, the signal selection circuit 173 shown in FIG. 2 outputs a signal having a small pulse width among the drive signal and the limit signal as a new drive signal for driving the
図１に示すＩＧＢＴ１０は、信号選択回路１７３の出力する新たな駆動信号に基づいてオン、オフする。ＩＧＢＴ１０がオンすると、高電圧バッテリＢ１０からコイル１１にエネルギーが蓄積される。その後、ＩＧＢＴ１０がオフすると、コイル１１に蓄積されたエネルギーが放出される。このとき、コイル１１は、ＩＧＢＴ１０に接続される一端に対して、コンデンサ１２に接続される他端が高電位となる。つまり、コイル１１の他端が、高電圧バッテリＢ１０の電圧より低くなる。ＩＧＢＴ１０がオフ状態であるため、コイル１１に蓄積されたエネルギーの放出に伴う電流は、ダイオード１３を介して低電圧バッテリＢ１１に流れ、低電圧バッテリＢ１１が充電される。以降、同様の動作が繰り返され、低電圧バッテリＢ１１の電圧が出力電圧指令によって指示される電圧に保持される。
The
ところで、図１に示すＩＧＢＴ１０がオンすると、その直後にスイッチングノイズが発生する。図４に示すように、リセット信号にこのスイッチングノイズが重畳されると、図２に示すＲＳフリップフロップ１７２は、スイッチングノイズをリセット信号と見なし、スイッチングノイズに同期して駆動信号をオフする。そのため、駆動信号のパルス幅が本来より小さくなってしまう。しかし、図２に示す信号選択回路１７３は、スイッチングノイズの影響を受けたパルス幅がＷ０以下の駆動信号を除いて、駆動信号と制限信号のうちパルス幅の小さい信号を、ＩＧＢＴ１０を駆動するための新たな駆動信号として出力する。図４に示すように、スイッチングノイズによって駆動信号のパルス幅がＷ０より小さくなると、図２に示す信号選択回路１７３は、制限信号を新たな駆動信号として出力する。従って、ＩＧＢＴ１０のスイッチングノイズの影響を受けることなく、新たな駆動信号を出力することができる。
By the way, when the
また、図５に示すように、リセット信号の生成に関連するブロックや回路の故障や誤動作により、本来時刻ｔ３で出力されるべきリセット信号の出力タイミングが遅れ、時刻ｔ４で出力された場合、駆動信号のパルス幅が制限信号のパルス幅より大きくなる。従来のように、駆動信号に従ってＩＧＢＴ１０をオン、オフしていた場合、破線で示すように、入力電流が大きくなってしまう。しかし、この場合、図２に示す信号選択回路１７３は、図５に示すように、駆動信号に比べパルス幅の小さい制限信号を新たな駆動信号して出力する。そのため、実線で示すように、入力電流を抑えることができる。
In addition, as shown in FIG. 5, if the output timing of the reset signal that should be output at time t3 is delayed due to a failure or malfunction of a block or circuit related to the generation of the reset signal, The pulse width of the signal is larger than the pulse width of the limit signal. When the
また、図６に示すように、リセット信号の生成に関連するブロックや回路の故障や誤動作により、本来時刻ｔ５で出力されるべきリセット信号が出力されなかった場合、駆動信号は次のリセット信号が出力される時刻ｔ６までオン状態を継続する。従来のように、駆動信号に従ってＩＧＢＴ１０をオン、オフしていた場合、破線で示すように、入力電流が非常に大きくなってしまう。しかし、この場合、図２に示す信号選択回路１７３は、図６に示すように、駆動信号に比べパルス幅の小さい制限信号を新たな駆動信号として出力する。そのため、実線で示すように、入力電流を抑えることができる。
In addition, as shown in FIG. 6, when a reset signal that should originally be output at time t5 is not output due to a failure or malfunction of a block or circuit related to the generation of the reset signal, the drive signal has the next reset signal. The ON state is continued until time t6 that is output. When the
また、図７に示すように、時刻ｔ７〜ｔ８の期間において、入力電圧が急激に上昇すると、リセット信号の生成に関連するブロックや回路の応答遅れにより、駆動信号のパルス幅がすぐに小さくはならないことがある。そのため、従来のように、駆動信号に従ってＩＧＢＴ１０をオン、オフしていた場合、破線で示すように、出力電圧が上昇してしまう。しかし、図２に示す制限信号生成部１７０ｌは、入力電圧が上昇すると、マップに基づいてパルス幅の制限値を即座に小さくする。そして、パルス幅が制限値となる制限信号を生成し出力する。つまり、図７に示すように、入力電圧の上昇に伴って制限信号のパルス幅を即座に小さくする。図２に示す信号選択回路１７３は、図７に示すように、応答遅れによりパルス幅が小さくなっていない駆動信号に比べ、パルス幅が小さくなった制限信号を新たな駆動信号として出力する。そのため、実線で示すように、出力電圧の上昇を抑えることができる。
In addition, as shown in FIG. 7, when the input voltage rapidly rises during the period from time t7 to t8, the pulse width of the drive signal is quickly reduced due to the response delay of the blocks and circuits related to the generation of the reset signal. It may not be. Therefore, when the
次に、効果について説明する。第１実施形態によれば、リセット信号の生成に関連する、マイクロコンピュータ１７０内のブロックや回路が故障したり誤動作したりしても、制限信号生成部１７０ｌと信号選択回路１７３が、駆動信号のパルス幅を制限する。そのため、ＩＧＢＴ１０をオフすることができる。従って、車両に搭載されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置１において、過電流に伴って発生するＩＧＢＴ１０の過熱による故障を抑えることができる。また、制限信号生成部１７０ｌと信号選択回路１７３は、電流指令を生成するマイクロコンピュータ１７０内のブロックや回路、及び、リセット信号を出力するコンパレータ１７１を介して生成された駆動信号のパルス幅を、入力電圧に基づいて制限する。そのため、入力電圧が上昇しても、マイクロコンピュータ１７０内のブロックや回路、及び、コンパレータ１７１の応答遅れの影響を受けることなく、駆動信号を即座に調整することができる。従って、車両に搭載されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置１において、入力電圧が急激に上昇しても、出力電圧の上昇を抑えることができる。
Next, the effect will be described. According to the first embodiment, even if a block or circuit in the microcomputer 170 related to the generation of the reset signal breaks down or malfunctions, the limit signal generation unit 170l and the signal selection circuit 173 can generate the drive signal. Limit the pulse width. Therefore, the
また、第１実施形態によれば、制限信号生成部１７０ｌは、入力電圧と出力電圧に基づいてＩＧＢＴ１０をオンするパルス信号のパルス幅の制限値を決定する。そして、セット信号に同期してオンし、パルス幅が制限値となる制限信号を生成し出力する。信号選択回路１７３は、駆動信号と制限信号のうちパルス幅の小さい信号を、ＩＧＢＴ１０を駆動するための新たな駆動信号として出力する。そのため、入力電圧と出力電圧に基づいて駆動信号のパルス幅を確実に制限することができる。
Further, according to the first embodiment, the limit signal generation unit 170l determines the limit value of the pulse width of the pulse signal that turns on the
ところで、ＩＧＢＴ１０がオンすると、その直後にスイッチングノイズが発生する。リセット信号にこのスイッチングノイズが重畳されると、ＲＳフリップフロップ１７２は、スイッチングノイズをリセット信号と見なし、スイッチングノイズに同期して駆動信号をオフする。そのため、駆動信号のパルス幅が本来より小さくなってしまう。しかし、第１実施形態によれば、信号選択回路１７３は、スイッチングノイズの影響を受けたパルス幅がＷ０以下の駆動信号を除いて、駆動信号と制限信号のうちパルス幅の小さい信号を新たな駆動信号として出力する。そのため、スイッチングノイズの影響を受けることなく、新たな駆動信号を出力することができる。
By the way, when the
（参考形態）
次に、参考形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置について説明する。参考形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置が、パルス幅が制限値となる制限信号と駆動信号から新たな駆動信号を生成していたのに対して、パルス幅の制限値経過時に出力される制限信号とリセット信号から新たなリセット信号を生成し、新たなリセット信号に基づいて駆動信号を生成するようにしたものである。参考形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、制御回路を除いて第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置と同一構成である。
( Reference form )
Next, a DC-DC converter device of a reference form will be described. The DC-DC converter device according to the reference embodiment is different from the DC-DC converter device according to the first embodiment in that a new drive signal is generated from the limit signal and the drive signal whose pulse width is the limit value. A new reset signal is generated from the limit signal and the reset signal output when the width limit value elapses, and a drive signal is generated based on the new reset signal. The DC-DC converter device of the reference form has the same configuration as the DC-DC converter device of the first embodiment except for the control circuit.
まず、図８を参照して制御回路の構成について説明する。ここで、図８は、参考形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の制御回路の回路図である。 First, the configuration of the control circuit will be described with reference to FIG. Here, FIG. 8 is a circuit diagram of a control circuit of the DC-DC converter device in the reference embodiment .
図８に示すように、制御回路２７は、マイクロコンピュータ２７０と、コンパレータ２７１（リセット信号生成手段）と、信号合成回路２７２（パルス幅制限手段、信号合成手段）と、ＲＳフリップフロップ２７３（駆動信号生成手段）とを備えている。
As shown in FIG. 8, the control circuit 27 includes a
マイクロコンピュータ２７０は、発振器２７０ａと、出力電圧指令部２７０ｂと、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｃと、偏差部２７０ｄ（電流指令生成手段）と、ＰＩＤ補償部２７０ｅ（電流指令生成手段）と、Ｄ／Ａコンバータ２７０ｆ（電流指令生成手段）と、スロープ補償部２７０ｇと、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｈと、加算部２７０ｉと、Ｄ／Ａコンバータ２７０ｊと、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｋと、制限信号生成部２７０ｌ（パルス幅制限手段、制限信号生成手段）とを備えている。ここで、発振器２７０ａ、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｃ、２７０ｈ、２７０ｋ及びＤ／Ａコンバータ２７０ｆ、２７０ｊは、回路として構成されている。これに対し、出力電圧指令部２７０ｂ、偏差部２７０ｄ、ＰＩＤ補償部２７０ｅ、スロープ補償部２７０ｇ、加算部２７０ｉ及び制限信号生成部２７０ｌは、プログラムによって構成されている。発振器２７０ａ、出力電圧指令部２７０ｂ、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｃ、偏差部２７０ｄ、ＰＩＤ補償部２７０ｅ、Ｄ／Ａコンバータ２７０ｆ、スロープ補償部２７０ｇ、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｈ、加算部２７０ｉ、Ｄ／Ａコンバータ２７０ｊ及びＡ／Ｄコンバータ２７０ｋは、第１実施形態の発振器１７０ａ、出力電圧指令部１７０ｂ、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｃ、偏差部１７０ｄ、ＰＩＤ補償部１７０ｅ、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｆ、スロープ補償部１７０ｇ、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｈ、加算部１７０ｉ、Ｄ／Ａコンバータ１７０ｊ及びＡ／Ｄコンバータ１７０ｋと同一構成である。
The
制限信号生成部２７０ｌは、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｃ、２７０ｋの出力に基づいて、ＩＧＢＴをオンするパルス信号のパルス幅の制限値を決定し、セット信号を基準として制限値経過時に制限信号を生成し出力するブロックである。具体的には、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｃ、２７０ｋの出力と、予め設定されている、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入出力電圧とＩＧＢＴをオンするパルス信号として許容可能な最大パルス幅の関係をＤＣ−ＤＣコンバータ装置の出力電圧毎に規定したマップに基づいてパルス幅の制限値を決定する。そして、セット信号を基準として制限値経過時にパルス状の制限信号を生成し出力する。制限信号生成部２７０ｌは、発振器２７０ａとＡ／Ｄコンバータ２７０ｃ、２７０ｋにそれぞれ接続されている。また、信号選択回路２７３に接続されている。
The limit signal generation unit 270l determines the limit value of the pulse width of the pulse signal that turns on the IGBT based on the outputs of the A /
コンパレータ２７１は、第１実施形態のコンパレータ１７１と同一構成である。
The
信号合成回路２７２は、セット信号を基準として時間Ｔ１内（所定時間内）に出力されたリセット信号を除いて、リセット信号と制限信号を合成し、駆動信号を生成するための新たなリセット信号として出力する回路である。ここで、時間Ｔ１は、ＩＧＢＴがオンしてから、ＩＧＢＴのオンに伴って発生するスイッチングノイズの影響が収まるまでの時間である。信号合成回路２７２の一方の入力端子は、コンパレータ２７１の出力端子に接続されている。また、他方の入力端子は、制限信号生成部２７０ｌに接続されている。さらに、出力端子は、ＲＳフリップフロップ２７３に接続されている。
The
ＲＳフリップフロップ２７３は、セット信号に同期してオンし、ＩＧＢＴをオンするととともに、その後に信号合成回路２７２から入力される新たなリセット信号に同期してオフし、ＩＧＢＴをオフする駆動信号を生成し出力する素子である。具体的には、セット信号の立ち上りに同期してオンするとともに、新たなリセット信号の立ち上りに同期してオフする駆動信号を生成し出力する。ＲＳフリップフロップ２７３のセット信号入力端子は、発振器２７０ａの出力端子に接続されている。また、リセット信号入力端子は、信号合成回路２７２の出力端子に接続されている。さらに、出力端子は、ＩＧＢＴのゲートに接続されている。
The RS flip-
次に、図８〜図１３を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作について説明する。
ここで、図９は、参考形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１０は、コンパレータの出力にスイッチングノイズが重畳された場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１１は、故障や誤動作によりリセット信号の出力タイミングが遅れた場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１２は、故障や誤動作によりリセット信号が出力されなかった場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１３は、入力電圧が急激に上昇した場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
Next, the operation of the DC-DC converter device will be described with reference to FIGS.
Here, FIG. 9 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter device in the reference embodiment . FIG. 10 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter device when switching noise is superimposed on the output of the comparator. FIG. 11 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter device when the output timing of the reset signal is delayed due to a failure or malfunction. FIG. 12 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter device when the reset signal is not output due to failure or malfunction. FIG. 13 is a timing chart for explaining the operation of the DC-DC converter device when the input voltage rapidly increases.
図８に示す発振器２７０ａは、第１実施形態の発振器１７０ａと同様に動作する。そして、図９に示すように、周期Ｔ０毎にハイレベルになるパルス状のセット信号を出力する。
The
図８に示す出力電圧指令部２７０ｂ、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｃ、偏差部２７０ｄ、ＰＩＤ補償部２７０ｅ及びＤ／Ａコンバータ２７０ｆは、第１実施形態の出力電圧指令部１７０ｂ、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｃ、偏差部１７０ｄ、ＰＩＤ補償部１７０ｅ及びＤ／Ａコンバータ１７０ｆと同様に動作する。そして、電流指令に相当する電圧として出力する。
The output voltage command unit 270b, the A /
スロープ補償部２７０ｇ、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｈ、加算部２７０ｉ及びＤ／Ａコンバータ２７０ｊは、第１実施形態のスロープ補償部１７０ｇ、Ａ／Ｄコンバータ１７０ｈ、加算部１７０ｉ及びＤ／Ａコンバータ１７０ｊと同様に動作する。そして、スロープ補償した入力電流をＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入力電流に相当する電圧として出力する。
The slope compensator 270g, the A /
コンパレータ２７１は、第１実施形態のコンパレータ１７１と同様に動作する。そして、図９に示すように、Ｄ／Ａコンバータ２７０ｊの出力する電流指令に相当する電圧が、Ｄ／Ａコンバータ２７０ｆの出力する入力電流に相当する電圧を達するとハイレベルになるパルス状のリセット信号を出力する。
The
図８に示すＡ／Ｄコンバータ２７０ｋは、第１実施形態のＡ／Ｄコンバータ１７０ｋと同様に動作する。そして、入力電圧検出回路の出力する、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入力電圧に相当する電圧をデジタル値に変換する。制限信号生成部２７０ｌは、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｃの出力する、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の出力電圧に相当する電圧と、Ａ／Ｄコンバータ２７０ｋの出力する、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入力電圧に相当する電圧と、予め設定されている、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入力電圧とＩＧＢＴ１０をオンするパルス信号として許容可能な最大パルス幅の関係をＤＣ−ＤＣコンバータ装置の出力電圧毎に規定したマップに基づいてパルス幅の制限値を決定する。そして、図９に示すように、セット信号を基準として制限値経過時にパルス状の制限信号を生成し出力する。
The A / D converter 270k shown in FIG. 8 operates in the same manner as the A /
図８に示す信号合成回路２７２は、図９に示すように、駆動信号と制限信号を合成し、駆動信号を生成するための新たなリセット信号として出力する。
As shown in FIG. 9, the
図８に示すＲＳフリップフロップ２７３は、図９に示すように、セット信号の立ち上りに同期してオンし、ＩＧＢＴをオンするととともに、その後に信号合成回路２７２から入力される新たなリセット信号の立ち上りに同期してオフし、ＩＧＢＴをオフする駆動信号を生成し出力する。リセット信号の生成に関連するブロックや回路が正常に動作している場合、リセット信号の出力タイミングが、制限信号の出力タイミングより遅くなることはない。そのため、セット信号の立ち上りに同期してオンするとともに、リセット信号の立ち上りに同期してオフする駆動信号が出力される。
As shown in FIG. 9, the RS flip-
ＩＧＢＴは、ＲＳフリップフロップ２７３の出力する駆動信号に基づいてオン、オフする。そして、第１実施形態の場合の同様に、高電圧バッテリＢ１０の出力する直流高電圧が降圧され、低電圧バッテリＢ１１が充電される。以降、同様の動作が繰り返され、低電圧バッテリの電圧が出力電圧指令によって指示される電圧に保持される。
The IGBT is turned on / off based on the drive signal output from the RS flip-
ところで、ＩＧＢＴがオンすると、その直後にスイッチングノイズが発生する。従来のように、リセット信号に同期して駆動信号をオフしていた場合、リセット信号にこのスイッチングノイズが重畳されると、駆動信号のパルス幅が本来より小さくなってしまう。しかし、図８に示す信号合成回路２７２は、図１０に示すように、スイッチングノイズである、セット信号を基準として時間Ｔ１内に出力されたリセット信号を除いて、リセット信号と制限信号を合成し、駆動信号を生成するための新たなリセット信号として出力する。そのため、ＩＧＢＴのスイッチングノイズの影響を受けることなく、新たなリセット信号を出力することができる。従って、ＩＧＢＴのスイッチングノイズの影響を受けることなく、駆動信号を出力することができる。
By the way, when the IGBT is turned on, switching noise is generated immediately after that. When the drive signal is turned off in synchronization with the reset signal as in the prior art, if this switching noise is superimposed on the reset signal, the pulse width of the drive signal becomes smaller than the original. However, as shown in FIG. 10, the
また、図１１に示すように、リセット信号の生成に関連するブロックや回路の故障や誤動作により、本来時刻ｔ１１で出力されるべきリセット信号の出力タイミングが遅れ、時刻ｔ１２で出力された場合、リセット信号の出力タイミングが制限信号の出力タイミングより遅くなる。従来のように、セット信号及びリセット信号に同期して生成した駆動信号に従ってＩＧＢＴをオン、オフしていた場合、破線で示すように、駆動信号のパルス幅が大きくなり、入力電流が大きくなってしまう。しかし、この場合、図８に示すＲＳフリップフロップ２７３は、図１１に示すように、リセット信号に比べ出力タイミングの早い制限信号に同期して駆動信号をオフすることになる。そのため、実線で示すように、駆動信号のパルス幅を抑え、入力電流を抑えることができる。
In addition, as shown in FIG. 11, the reset timing of the reset signal that should be output at time t11 is delayed due to a failure or malfunction of a block or circuit related to the generation of the reset signal. The signal output timing is later than the limit signal output timing. When the IGBT is turned on and off according to the drive signal generated in synchronization with the set signal and the reset signal as in the prior art, the pulse width of the drive signal increases and the input current increases as shown by the broken line. End up. However, in this case, as shown in FIG. 11, the RS flip-
また、図１２に示すように、リセット信号の生成に関連するブロックや回路の故障や誤動作により、本来時刻ｔ１３で出力されるべきリセット信号が出力されなかった場合、次の周期における時刻ｔ１４までリセット信号が出力されることはない。従来のように、セット信号及びリセット信号に同期して生成した駆動信号に従ってＩＧＢＴをオン、オフしていた場合、破線で示すように、駆動信号のパルス幅が非常に大きくなり、入力電流が非常に大きくなってしまう。しかし、この場合、図８に示すＲＳフリップフロップ２７３は、図１２に示すように、時刻ｔ１３でリセット信号が出力されないので、制限信号に同期して駆動信号をオフすることになる。そのため、実線で示すように、駆動信号のパルス幅を抑え、入力電流を抑えることができる。
In addition, as shown in FIG. 12, when a reset signal that should be output at time t13 is not output due to a failure or malfunction of a block or circuit related to generation of the reset signal, the reset is performed until time t14 in the next cycle. No signal is output. When the IGBT is turned on / off according to the drive signal generated in synchronization with the set signal and the reset signal as in the past, the pulse width of the drive signal becomes very large and the input current is very large as shown by the broken line. Will become bigger. However, in this case, as shown in FIG. 12, the RS flip-
また、図１３に示すように、時刻ｔ１５〜ｔ１６の期間において、入力電圧が急激に上昇すると、リセット信号の生成に関連するブロックや回路の応答遅れにより、リセット信号の出力タイミングがすぐに早くはならないことがある。そのため、従来のように、セット信号及びリセット信号に同期して生成した駆動信号に従ってＩＧＢＴをオン、オフしていた場合、破線で示すように、駆動信号のパルス幅が小さくならず、出力電圧が上昇してしまう。しかし、図８に示す制限信号生成部２７０ｌは、入力電圧が上昇すると、マップに基づいてパルス幅の制限値を即座に小さくする。そして、セット信号を基準として制限値経過時に制限信号を生成し出力する。つまり、図１３に示すように、入力電圧の上昇に伴って制限信号の出力タイミングを即座に早くする。図８に示すＲＳフリップフロップ２７３は、図１３に示すように、応答遅れにより出力タイミングが早くなっていないリセット信号に比べ、出力タイミングが早い制限信号に同期して駆動信号をオフすることになる。そのため、実線で示すように、駆動信号のパルス幅を抑え、出力電圧の上昇を抑えることができる。
In addition, as shown in FIG. 13, when the input voltage rapidly rises during the period of time t15 to t16, the reset signal output timing is quickly advanced due to the response delay of the block and circuit related to the generation of the reset signal. It may not be. Therefore, when the IGBT is turned on / off according to the drive signal generated in synchronization with the set signal and the reset signal as in the prior art, the pulse width of the drive signal is not reduced and the output voltage is reduced as shown by the broken line. It will rise. However, the limit signal generator 270l shown in FIG. 8 immediately decreases the limit value of the pulse width based on the map when the input voltage increases. Then, a limit signal is generated and output when the limit value elapses with reference to the set signal. That is, as shown in FIG. 13, the output timing of the limit signal is immediately advanced as the input voltage increases. As shown in FIG. 13, the RS flip-
次に、効果について説明する。参考形態によれば、リセット信号の生成に関連する、マイクロコンピュータ２７０内のブロックや回路が故障したり誤動作したりしても、制限信号生成部２７０ｌと信号合成回路２７２が、駆動信号のパルス幅を制限する。そのため、第１実施形態と同様に、過電流に伴って発生するＩＧＢＴの過熱による故障を抑えることができる。また、入力電圧が急激に上昇しても、出力電圧の上昇を抑えることができる。
Next, the effect will be described. According to the reference mode , even if a block or a circuit in the
また、参考形態によれば、制限信号生成部２７０ｌは、入力電圧と出力電圧に基づいて、ＩＧＢＴをオンするパルス信号のパルス幅の制限値を決定する。そして、セット信号を基準として制限値経過時に制限信号を生成し出力する。信号合成回路２７２は、リセット信号と制限信号を合成し、駆動信号を生成するための新たなリセット信号として出力する。そのため、入力電圧と出力電圧に基づいて駆動信号のパルス幅を確実に制限することができる。
Further, according to the reference mode , the limit signal generation unit 270l determines the limit value of the pulse width of the pulse signal that turns on the IGBT, based on the input voltage and the output voltage. Then, a limit signal is generated and output when the limit value elapses with reference to the set signal. The
ところで、ＩＧＢＴがオンすると、その直後にスイッチングノイズが発生する。従来のように、リセット信号に同期して駆動信号をオフしていた場合、リセット信号にこのスイッチングノイズが重畳されると、駆動信号のパルス幅が本来より小さくなってしまう。しかし、参考形態によれば、信号合成回路２７２は、スイッチングノイズである、セット信号を基準として時間Ｔ１内に出力されたリセット信号を除いて、リセット信号と制限信号を合成し、新たなリセット信号として出力する。そのため、スイッチングノイズの影響を受けることなく、新たなリセット信号を出力することができる。従って、スイッチングノイズの影響を受けることなく、駆動信号を出力することができる。
By the way, when the IGBT is turned on, switching noise is generated immediately after that. When the drive signal is turned off in synchronization with the reset signal as in the prior art, if this switching noise is superimposed on the reset signal, the pulse width of the drive signal becomes smaller than the original. However, according to the reference mode , the
なお、第１実施形態及び参考形態では、制限信号生成部が、入力電圧と出力電圧に基づいてパルス幅の制限値を決定する例を挙げているが、これに限られるものではない。出力電圧指令によって指示された電圧になるように出力電圧が制御されていることから、制限信号生成部が、入力電圧と出力電圧指令に基づいてパルス幅の制限値を決定するようにしてもよい。 In the first embodiment and the reference embodiment , an example is given in which the limit signal generation unit determines the limit value of the pulse width based on the input voltage and the output voltage. However, the present invention is not limited to this. Since the output voltage is controlled to be a voltage instructed by the output voltage command, the limit signal generation unit may determine the limit value of the pulse width based on the input voltage and the output voltage command. .
また、第１実施形態及び参考形態では、制限信号生成部が、予め設定されているマップに基づいてパルス幅の制限値を決定する例を挙げているが、これに限られるものではない。ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の入出力電圧から演算によって求めるようにしてもよい。 In the first embodiment and the reference embodiment , an example in which the limit signal generation unit determines the limit value of the pulse width based on a preset map is described, but the present invention is not limited to this. You may make it obtain | require by calculation from the input-output voltage of a DC-DC converter apparatus.
また、第１実施形態及び参考形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置が、高電圧バッテリの出力する直流高電圧を降圧して低電圧バッテリを充電する装置である例を挙げているが、これに限られるものではない。ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、直流低電圧を昇圧する装置であってもよい。また、直流低電圧と直流高電圧を双方向に昇降圧する装置であってもよい。さらに、スイッチング素子をスイッチングさせることによって電圧を変換するものであれば、非絶縁型、絶縁型等の構成を問わず適用することができる。
また、第１実施形態及び参考形態では、フライホイール電流を流すための素子が、ダイオードで構成されている例を挙げているが、これに限られるものではない。ダイオードをスイッチング素子に置き換えてもよい。この場合、置き換えたスイッチング素子を、ＩＧＢＴと相補的にオン、オフさせることで、同様の動作を実現することができる。つまり、複数のスイッチング素子を備えている場合にも適用できる。
さらに、第１実施形態及び参考形態では、入力電流検出回路が、コンデンサの負極端子とダイオードのアノードを高電圧バッテリに接続する配線に設けられている例を挙げているが、これに限られるものではない。入力電流検出回路は、ＩＧＢＴの一端又は他端に接続される配線に設けられ、コイルに流れる電流を入力電流として検出するようにしてもよい。
加えて、第１実施形態及び参考形態では、入力電流値とスロープ補償を、マイクロコンピュータ内においてデジタル値として加算する例を挙げているが、これに限られるものではない。入力電流値とスロープ補償値を、マイクロコンピュータ外でアナログ値して加算し、その後、マイクロコンピュータ内でデジタル値に変換するようにしてもよい。
In the first embodiment and the reference embodiment , an example is given in which the DC-DC converter device is a device that steps down a DC high voltage output from a high voltage battery and charges the low voltage battery. Is not something The DC-DC converter device may be a device that boosts a DC low voltage. Moreover, the apparatus which raises / lowers DC low voltage and DC high voltage bidirectionally may be used. Furthermore, any structure that can convert a voltage by switching a switching element can be applied regardless of a configuration such as a non-insulating type or an insulating type.
In the first embodiment and the reference embodiment , the example in which the element for allowing the flywheel current to flow is configured by a diode, but is not limited thereto. The diode may be replaced with a switching element. In this case, the same operation can be realized by turning on and off the replaced switching element complementarily with the IGBT. That is, the present invention can also be applied when a plurality of switching elements are provided.
Further, in the first embodiment and the reference embodiment , an example is given in which the input current detection circuit is provided in the wiring connecting the negative electrode terminal of the capacitor and the anode of the diode to the high voltage battery. is not. The input current detection circuit may be provided in a wiring connected to one end or the other end of the IGBT and detect a current flowing through the coil as an input current.
In addition, in the first embodiment and the reference embodiment , an example is given in which the input current value and the slope compensation are added as digital values in the microcomputer, but the present invention is not limited to this. The input current value and the slope compensation value may be added as analog values outside the microcomputer, and then converted into digital values within the microcomputer.
１・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ装置（電力変換装置）、１０・・・ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１１・・・コイル、１２・・・コンデンサ、１３・・・ダイオード、１４・・・入力電圧検出回路、１５・・・入力電流検出回路、１６・・・出力電圧検出回路、１７、２７・・・制御回路、１７０ａ、２７０ａ・・・発振器（セット信号生成手段）、１７０ｂ、２７０ｂ・・・出力電圧指令部、１７０ｃ、２７０ｃ・・・Ａ／Ｄコンバータ、１７０ｄ、２７０ｄ・・・偏差部（電流指令生成手段）、１７０ｅ、２７０ｅ・・・ＰＩＤ補償部（電流指令生成手段）、１７０ｆ、２７０ｆ・・・Ｄ／Ａコンバータ（電流指令生成手段）、１７０ｇ、２７０ｇ・・・スロープ補償部、１７０ｈ、２７０ｈ・・・Ａ／Ｄコンバータ、１７０ｉ、２７０ｉ・・・加算部、１７０ｊ、２７０ｊ・・・Ｄ／Ａコンバータ、１７０ｋ、２７０ｋ・・・Ａ／Ｄコンバータ、１７０ｌ、２７０ｌ・・・制限信号生成部（パルス幅制限手段、制限信号生成手段）、１７１、２７１・・・コンパレータ（リセット信号生成手段）、１７２、２７３・・・ＲＳフリップフロップ（駆動信号生成手段）、１７３・・・信号選択回路（パルス幅制限手段、信号選択手段）、２７２・・・信号合成回路（パルス幅制限手段、信号合成手段）、Ｂ１０・・・高電圧バッテリ、Ｂ１１・・・低電圧バッテリ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC-DC converter apparatus (power converter device) 10 ... IGBT (switching element), 11 ... Coil, 12 ... Capacitor, 13 ... Diode, 14 ... Input voltage detection Circuit, 15 ... Input current detection circuit, 16 ... Output voltage detection circuit, 17, 27 ... Control circuit, 170a, 270a ... Oscillator (set signal generating means), 170b, 270b ... Output Voltage command unit, 170c, 270c ... A / D converter, 170d, 270d ... Deviation unit (current command generation unit), 170e, 270e ... PID compensation unit (current command generation unit), 170f, 270f ..D / A converter (current command generating means), 170 g, 270 g, slope compensation unit, 170 h, 270 h, A / D converter, 170 i, 27 i: Adder, 170j, 270j ... D / A converter, 170k, 270k ... A / D converter, 170l, 270l ... Limit signal generator (pulse width limiter, limit signal generator) 171 271 ... comparators (reset signal generating means) 172 273 RS flip-flops (drive signal generating means) 173 signal selection circuits (pulse width limiting means, signal selecting means) 272 ... Signal synthesis circuit (pulse width limiting means, signal synthesis means), B10 ... high voltage battery, B11 ... low voltage battery
Claims (2)
出力電圧指令と出力電圧に基づいて電流指令を生成し出力する電流指令生成手段と、
電流指令と入力電流に基づいてリセット信号を生成し出力するリセット信号生成手段と、
前記セット信号に同期してオンし、スイッチング素子をオンするとともに、その後に入力される前記リセット信号に同期してオフし、前記スイッチング素子をオフする駆動信号を生成し出力する駆動信号生成手段と、
を備えた電力変換装置において、
入力電圧と出力電圧、又は、入力電圧と出力電圧指令に基づいてパルス幅の制限値を決定し、前記セット信号に同期してオンし、パルス幅が前記制限値となる制限信号を生成し出力する制限信号生成手段と、
パルス幅が所定値以下の前記駆動信号を除いて、前記駆動信号と前記制限信号のうちパルス幅の小さい信号を選択し、前記スイッチング素子を駆動するための新たな駆動信号として出力する信号選択手段と、
を備えたパルス幅制限手段を有することを特徴とする電力変換装置。 Set signal generating means for generating and outputting a set signal for each predetermined period;
Current command generating means for generating and outputting a current command based on the output voltage command and the output voltage;
Reset signal generating means for generating and outputting a reset signal based on the current command and the input current;
Drive signal generating means for turning on in synchronization with the set signal, turning on the switching element, and turning off in synchronization with the reset signal input thereafter, and generating and outputting a drive signal for turning off the switching element; ,
In a power conversion device comprising:
Determines the limit value of the pulse width based on the input voltage and output voltage, or the input voltage and output voltage command, turns on in synchronization with the set signal, and generates and outputs a limit signal whose pulse width is the limit value Limiting signal generating means to perform,
A signal selection unit that selects a signal having a small pulse width from the drive signal and the limit signal, except for the drive signal having a pulse width of a predetermined value or less, and outputs the selected signal as a new drive signal for driving the switching element. When,
A power conversion device comprising: a pulse width limiting means comprising:
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