JP5460394B2

JP5460394B2 - AC motor control device

Info

Publication number: JP5460394B2
Application number: JP2010058691A
Authority: JP
Inventors: 充石塚; 英之田中
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-03-16
Filing date: 2010-03-16
Publication date: 2014-04-02
Anticipated expiration: 2030-03-16
Also published as: JP2011193668A

Description

本発明は、蓄電池を電力源として交流電動機を駆動する制御装置において、電動機および電力変換器等の駆動装置を過電流から保護するための電流制限機能を備えるとともに、蓄電池における電圧降下による制御への影響を抑制して安定に制御可能な電動機の制御装置に関するものである。 The present invention provides a control device that drives an AC motor using a storage battery as a power source, and has a current limiting function for protecting a drive device such as an electric motor and a power converter from an overcurrent. The present invention relates to a motor control device that can be stably controlled while suppressing influence.

内燃機関用の過給システムとして、ターボチャージャーと直列または並列にコンプレッサを接続し、このコンプレッサの駆動を電動機でアシストしながら過給するシステムが知られている。この過給アシスト用の電動機は、電力源である蓄電池に電力変換器を介して接続されている。制御装置は、電力変換器を制御することによって電動機を駆動し、とくに車両が加速するときに過給をアシストするよう電動機を駆動し、それ以外の定速走行時にはアシストを停止する。
当然のことながら、装置の信頼性を確保するためには、電力変換器や電動機を過電流から保護する必要がある。例えば、特許文献１には、定常運転状態のみならず急加減速時等の過渡状態でも安定した電流制限動作を実現する誘導電動機の制御装置が紹介されている。 As a supercharging system for an internal combustion engine, a system in which a compressor is connected in series or in parallel with a turbocharger and supercharging is performed while assisting driving of the compressor with an electric motor is known. The supercharging assist motor is connected to a storage battery as a power source via a power converter. The control device drives the electric motor by controlling the power converter, particularly drives the electric motor to assist supercharging when the vehicle accelerates, and stops the assist at other constant speeds.
As a matter of course, in order to ensure the reliability of the apparatus, it is necessary to protect the power converter and the electric motor from overcurrent. For example, Patent Document 1 introduces a control device for an induction motor that realizes a stable current limiting operation not only in a steady operation state but also in a transient state such as sudden acceleration / deceleration.

また、例えば、特許文献２には、蓄電池の電力を電力変換器を介して電動機に供給する場合、蓄電池と電力変換器との間にヒューズを設けることで、電力変換器や電動機に過電流が流れるのを防止する方式が紹介されている。 In addition, for example, in Patent Document 2, when power of a storage battery is supplied to a motor via a power converter, an overcurrent is generated in the power converter or the motor by providing a fuse between the storage battery and the power converter. A method for preventing flow is introduced.

更に、一般的には電力変換器や電動機に過電流が流れたときには電力変換器を停止させるよう制御しており、運転停止となって影響が大きくなることから、例えば、特許文献３では、この過電流判定に至る前に、電流の積算値に応じて速度指令を低減することで不要な運転停止の防止を図る方式が紹介されている。 Furthermore, in general, control is performed to stop the power converter when an overcurrent flows through the power converter or the motor, and the influence is increased because the operation is stopped. Before reaching overcurrent determination, a method has been introduced in which an unnecessary operation stop is prevented by reducing a speed command according to an integrated value of current.

特開平５−６８３９８号公報JP-A-5-68398 特開２００６−１６６５０２号公報JP 2006-166502 A 特開２００７−３２５３２２号公報JP 2007-325322 A

ところで、電力源として必要となる蓄電池は、何度も充放電を繰り返すことにより劣化していき、サルフェーションと呼ばれる現象によって硫酸鉛が白く結晶化して内部抵抗が大きくなるとともに容量が低下していく。その結果、十分な電流を得ることができなかったり、大電流を流したときには出力電圧が低下するようになる。即ち、電動機を駆動するために過電流を流したときには、蓄電池の出力電圧低下に伴う問題が発生し、蓄電池に起因する電力変換器や電動機の停止といった事態を招くことになる。 By the way, a storage battery required as a power source is deteriorated by repeating charging and discharging many times, and lead sulfate is crystallized white by a phenomenon called sulfation to increase internal resistance and capacity. As a result, a sufficient current cannot be obtained, or the output voltage decreases when a large current is passed. That is, when an overcurrent is supplied to drive the electric motor, a problem associated with a decrease in the output voltage of the storage battery occurs, leading to a situation where the power converter or the motor is stopped due to the storage battery.

しかるに、上述の特許文献１には、電力変換器や電動機の過電流を防止するよう一次周波数指令値を補正する構成が開示されているが、そもそも蓄電池を電力源とするものではないので、電力源の電圧低下に伴う現象までは考慮されていない。
また、上述の特許文献２に記載の構成においても、電力変換器の過電流を防止することを目的として速度を制御しているが、過電流が流れたときには遮断手段（ヒューズ）を用いて蓄電池と電力変換器とを遮断する構成となっており、蓄電池の特性劣化を加味した過電流保護までには言及されていない。
更に、上述の特許文献３に記載の構成においても、電力変換器への過電流を防止することを目的として超過電流分を基本として積分器を用いて速度指令の補正を行っているが、あくまでも、トルク指令と出力トルクが一致することを目的としてトルク偏差を基準とした速度指令の補正を行っているもので、電力源に蓄電池を使用した場合の特有の問題点に着目した過電流保護については何ら触れられていない。 However, although the above-mentioned Patent Document 1 discloses a configuration for correcting the primary frequency command value so as to prevent overcurrent of the power converter and the motor, since the storage battery is not used as a power source in the first place, The phenomenon accompanying the voltage drop of the source is not taken into consideration.
In the configuration described in Patent Document 2 described above, the speed is controlled for the purpose of preventing an overcurrent of the power converter. However, when the overcurrent flows, a storage battery is used by using a cutoff means (fuse). The power converter is cut off, and no reference is made to overcurrent protection taking into account the deterioration of the characteristics of the storage battery.
Further, even in the configuration described in Patent Document 3, the speed command is corrected using an integrator based on the excess current for the purpose of preventing overcurrent to the power converter. , Which corrects the speed command based on the torque deviation for the purpose of matching the torque command with the output torque. Is not touched at all.

本発明は、以上のような課題を解決するためになされたものであり、電力源に蓄電池を使用した場合に、この蓄電池の劣化に伴う影響を最小限に留めることができ安定した過電流保護特性を実現することができる交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. When a storage battery is used as a power source, the influence of deterioration of the storage battery can be minimized and stable overcurrent protection can be achieved. It is an object of the present invention to obtain an AC motor control device capable of realizing characteristics.

この発明に係る交流電動機の制御装置は、蓄電池、一次周波数指令値に基づき一次電圧指令値を演算する電圧指令演算回路、一次電圧指令値に基づき蓄電池の直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する電力変換回路、この電力変換回路から交流電動機に供給される電流を検出する電流検出手段、電流の上限値とする最大電流値を設定する最大電流設定回路、および電流検出手段からの電流検出値と最大電流設定回路からの最大電流設定値とを入力し電流検出値が最大電流設定値を越えないよう一次周波数指令値を補正して電圧指令演算回路に出力する指令値補正手段を備えた交流電動機の制御装置において、
最大電流設定回路は、蓄電池の劣化状態を示す劣化指標信号を入力し、当該劣化指標信号に基づき最大電流設定値を調整するようにし、
最大電流設定回路は、劣化指標信号として蓄電池の内部抵抗値Ｒｉｎｔを入力し、下式に示すように、当該内部抵抗値Ｒｉｎｔが所定の内部抵抗限界値Ｒｌｉｍ未満のときは、電力変換回路および交流電動機の許容過電流値Ｉｓｅｔを最大電流設定値ｉｍａｘとし、内部抵抗値Ｒｉｎｔが所定の内部抵抗限界値Ｒｌｉｍ以上のときは、蓄電池の内部抵抗における電圧降下値が所定の電圧降下限界値を越えないよう内部抵抗値Ｒｉｎｔと内部抵抗限界値Ｒｌｉｍとの差に係数Ｋｒを乗じた値を許容過電流値Ｉｓｅｔより低減した値を最大電流設定値ｉｍａｘとするものである。
Ｒｉｎｔ＜Ｒｌｉｍのとき
ｉｍａｘ＝Ｉｓｅｔ
Ｒｉｎｔ≧Ｒｌｉｍのとき
ｉｍａｘ＝Ｉｓｅｔ−Ｋｒ・（Ｒｉｎｔ−Ｒｌｉｍ） The control apparatus for an AC motor according to the present invention includes a storage battery, a voltage command calculation circuit that calculates a primary voltage command value based on the primary frequency command value , and converts the DC voltage of the storage battery into an AC voltage based on the primary voltage command value. Power conversion circuit for supplying current, current detection means for detecting current supplied from the power conversion circuit to the AC motor, maximum current setting circuit for setting a maximum current value as an upper limit value of current, and current from current detection means Command value correction means that inputs the detected value and the maximum current setting value from the maximum current setting circuit, corrects the primary frequency command value so that the current detection value does not exceed the maximum current setting value, and outputs it to the voltage command calculation circuit In the control device for the AC motor,
The maximum current setting circuit inputs a deterioration index signal indicating the deterioration state of the storage battery, and adjusts the maximum current setting value based on the deterioration index signal ,
The maximum current setting circuit inputs the internal resistance value Rint of the storage battery as a deterioration index signal, and when the internal resistance value Rint is less than a predetermined internal resistance limit value Rlim as shown in the following equation, the power conversion circuit and the alternating current When the allowable overcurrent value Iset of the motor is set to the maximum current setting value imax and the internal resistance value Rint is equal to or larger than the predetermined internal resistance limit value Rlim, the voltage drop value at the internal resistance of the storage battery does not exceed the predetermined voltage drop limit value. A value obtained by multiplying the difference between the internal resistance value Rint and the internal resistance limit value Rlim by the coefficient Kr from the allowable overcurrent value Iset is set as the maximum current setting value imax .
When Rint <Rlim
imax = Iset
When Rint ≧ Rlim
imax = Iset−Kr · (Rint−Rlim)

この発明に係る交流電動機の制御装置の最大電流設定回路は、以上のように、蓄電池の劣化状態を示す劣化指標信号を入力し、当該劣化指標信号に基づき最大電流設定値を調整するようにしたので、電流制限の基準とする最大電流を蓄電池の劣化状態に応じた最適な値に設定することで、蓄電池の劣化に伴い制御動作が不安定になることを防止することが可能となる。 As described above, the maximum current setting circuit of the AC motor control device according to the present invention inputs the deterioration index signal indicating the deterioration state of the storage battery, and adjusts the maximum current setting value based on the deterioration index signal. Therefore, it becomes possible to prevent the control operation from becoming unstable due to the deterioration of the storage battery by setting the maximum current as the reference of the current limit to an optimum value according to the deterioration state of the storage battery.

本発明の実施の形態１における交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the control apparatus of the alternating current motor in Embodiment 1 of this invention. 図１の電流成分演算回路７の内部構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the internal structure of the current component calculating circuit 7 of FIG. 図１の周波数補正演算回路８の内部構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the internal structure of the frequency correction calculating circuit 8 of FIG. 本発明の実施の形態２における交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the control apparatus of the alternating current motor in Embodiment 2 of this invention. 図４の電流成分演算回路４４の内部構成を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing an internal configuration of a current component calculation circuit 44 in FIG. 4. 図４の周波数補正演算回路４５の内部構成を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing an internal configuration of a frequency correction arithmetic circuit 45 in FIG. 4. 本発明の実施の形態３における交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the control apparatus of the alternating current motor in Embodiment 3 of this invention.

実施の形態１．
交流電動機には、界磁巻線式同期電動機や永久磁石同期電動機などの同期電動機、または誘導電動機などの種類があるが、内燃機関の過給を電動機でアシストするときには主として同期電動機が使用される。ここでは、同期電動機を使用する場合を例に説明するが、本願発明としては、同期電動機に限らず、誘導電動機など広く交流電動機に適用することができる。 Embodiment 1 FIG.
There are various types of AC motors such as a field winding type synchronous motor and a synchronous motor such as a permanent magnet synchronous motor, or an induction motor. However, when assisting supercharging of an internal combustion engine with the motor, the synchronous motor is mainly used. . Here, a case where a synchronous motor is used will be described as an example. However, the present invention is not limited to a synchronous motor but can be widely applied to an AC motor such as an induction motor.

同期電動機を制御する場合、位置センサを用いたベクトル制御などが用いられるが、位置センサは高価である上、故障による信頼性の問題等があり、位置センサや速度センサのないセンサレスでの制御が望まれている。
車載に用いる電動機は蓄電池からの電力で駆動される。車載向けで使用される蓄電池には、鉛蓄電池やリチウムイオン電池などの種類があり、鉛蓄電池がもっとも広く普及している。しかし、鉛蓄電池は、何度も充放電を繰り返すことによってサルフェーションと呼ばれる現象が起こり、硫酸鉛が白く結晶化するなどの電極劣化によって次第に容量が低下していく。その結果、経年とともに特性が変化し、とくに内部抵抗が大きくなることによって出力容量が低下していく。また、鉛蓄電池には過放電を行うととくに劣化が進行するという特徴があり、過大な電流を長時間流す場合は注意が必要である。そのため、蓄電池の使用開始当初と数年間使用したものではその内部特性が徐々に変化するので、当初と同じ条件で使用し続けると性能を十分に引き出せないなどの問題が起こる。
本発明は、このような蓄電池から電力を供給する場合においても、同期電動機および電力変換器等から構成される過給アシストシステムを安定かつ効率的にセンサレスで制御するよう構成したものである。 When controlling a synchronous motor, vector control using a position sensor is used, but the position sensor is expensive and has problems such as reliability due to failure, and control without a position sensor or speed sensor is possible. It is desired.
An electric motor used in a vehicle is driven by electric power from a storage battery. Storage batteries used for in-vehicle use include lead storage batteries and lithium ion batteries, and lead storage batteries are most widely used. However, in a lead storage battery, a phenomenon called sulfation occurs when charging and discharging are repeated many times, and the capacity gradually decreases due to electrode deterioration such as lead sulfate crystallizing white. As a result, the characteristics change with the passage of time, and the output capacity decreases particularly as the internal resistance increases. In addition, the lead storage battery is characterized in that the deterioration proceeds especially when it is overdischarged. Care must be taken when an excessive current is passed for a long time. For this reason, since the internal characteristics of the storage battery that has been used for several years have gradually changed, there is a problem that performance cannot be sufficiently obtained if the battery is used under the same conditions as the original.
The present invention is configured to stably and efficiently control a supercharging assist system including a synchronous motor and a power converter even when power is supplied from such a storage battery.

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態１における同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図１において、周波数指令回路１は、同期電動機１１を動作させるための所定の指令値としての一次周波数指令ｆ＊を出力する。減算回路２は、２つの入力信号の減算を行うもので、周波数指令回路１からの一次周波数指令値ｆ＊に対して後述する周波数補正演算回路８からの周波数補正量Δｆを減算して補正後の一次周波数指令値ｆ１を出力する。周波数補正演算回路８および減算回路２によって指令値補正手段が構成される。電圧指令演算回路３は、一次周波数指令値ｆ１から三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算して出力するもので、Ｖ／ｆ制御等で知られるオープンループの演算によって電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算して出力する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a synchronous motor control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, the frequency command circuit 1 outputs a primary frequency command f * as a predetermined command value for operating the synchronous motor 11. The subtraction circuit 2 subtracts two input signals, and after correction by subtracting a frequency correction amount Δf from a frequency correction arithmetic circuit 8 described later from a primary frequency command value f * from the frequency command circuit 1. The primary frequency command value f1 is output. The frequency correction calculation circuit 8 and the subtraction circuit 2 constitute command value correction means. The voltage command calculation circuit 3 calculates and outputs the three-phase AC voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * from the primary frequency command value f1, and outputs the voltage by open loop calculation known as V / f control or the like. Command values Vu *, Vv *, Vw * are calculated and output.

電力変換回路４は、後述の蓄電池回路６から供給される直流電圧Ｖｄｃを可変周波数、可変電圧の交流電圧に変換するもので、電圧指令演算回路３から入力される三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に従ってパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、変調された三相交流電圧を出力する。最大電流設定回路５は、周波数補正演算回路８の計算で用いる最大電流設定値を出力するもので、蓄電池回路６の内部状態をモニタする劣化指標信号としてのモニタ信号を用いて電力変換回路４および同期電動機１１で使用可能な最大電流値を設定する。蓄電池回路６は、鉛蓄電池等からなり、直流電圧Ｖｄｃを電力変換回路４に供給するとともに回路の内部抵抗値等から劣化状態を示すモニタ信号を最大電流設定回路５に出力する。 The power conversion circuit 4 converts a DC voltage Vdc supplied from a storage battery circuit 6 to be described later into an AC voltage having a variable frequency and a variable voltage, and a three-phase AC voltage command value Vu * input from the voltage command calculation circuit 3. , Vv * and Vw * are subjected to pulse width modulation (PWM), and a modulated three-phase AC voltage is output. The maximum current setting circuit 5 outputs the maximum current setting value used in the calculation of the frequency correction arithmetic circuit 8, and uses the monitor signal as a deterioration index signal for monitoring the internal state of the storage battery circuit 6, The maximum current value that can be used by the synchronous motor 11 is set. The storage battery circuit 6 is composed of a lead storage battery or the like, and supplies a DC voltage Vdc to the power conversion circuit 4 and outputs a monitor signal indicating a deterioration state to the maximum current setting circuit 5 from the internal resistance value of the circuit.

電流成分演算回路７は、電流検出器９、１０から入力される電流値ｉｕ、ｉｖを、減算回路２から出力する一次周波数指令値ｆ１を積分した角度情報を用いて回転二軸座標（ｄｑ座標）に変換してｑ軸電流値を出力する。周波数補正演算回路８は、最大電流設定回路５から入力される最大電流設定値ｉｍａｘと電流成分演算回路７から入力される電流値ｉｑの値を用いて一次周波数指令値の周波数補正量Δｆを演算して出力する。電流検出器９、１０は、同期電動機１１の電機子を流れている電流を検出する。永久磁石や界磁巻線を用いて界磁を行う同期電動機１１は、その負荷としてコンプレッサが接続され過給をアシストする。 The current component calculation circuit 7 uses rotation angle biaxial coordinates (dq coordinates) using angle information obtained by integrating the current values iu and iv input from the current detectors 9 and 10 with the primary frequency command value f1 output from the subtraction circuit 2. ) And output the q-axis current value. The frequency correction calculation circuit 8 calculates the frequency correction amount Δf of the primary frequency command value using the maximum current setting value imax input from the maximum current setting circuit 5 and the current value iq input from the current component calculation circuit 7. And output. The current detectors 9 and 10 detect the current flowing through the armature of the synchronous motor 11. In the synchronous motor 11 that performs field using a permanent magnet or field winding, a compressor is connected as a load to assist supercharging.

次に、動作について説明する。本発明の実施の形態１では、回転センサや位置センサを用いずに電流検出器９、１０の電流値のみを参照してセンサレス制御を行う。周波数指令回路１では、同期電動機１１を駆動し過給システムとしての責務を達成するための一次周波数指令値ｆ＊が設定され出力される。減算回路２は、周波数指令回路１の出力ｆ＊に対して周波数補正演算回路８からの一次周波数補正量Δｆを減算することにより補正後の一次周波数指令値ｆ１を出力する。電圧指令演算回路３は、一次周波数指令値ｆ１を入力値として三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算・出力する。この三相交流の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求める計算方法については、さまざまな制御方式が提案されている。 Next, the operation will be described. In Embodiment 1 of the present invention, sensorless control is performed by referring only to the current values of the current detectors 9 and 10 without using a rotation sensor or a position sensor. The frequency command circuit 1 sets and outputs a primary frequency command value f * for driving the synchronous motor 11 and achieving the duty as the supercharging system. The subtraction circuit 2 outputs the corrected primary frequency command value f1 by subtracting the primary frequency correction amount Δf from the frequency correction arithmetic circuit 8 from the output f * of the frequency command circuit 1. The voltage command calculation circuit 3 calculates and outputs three-phase AC voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * using the primary frequency command value f1 as an input value. Various control methods have been proposed for calculating the three-phase AC voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *.

例えば、一般的によく知られているＶ／ｆ制御方式では、一次周波数ｆ１と一次線間電圧値Ｖ１との振幅を比例関係になるよう制御する。この方法はＶ／ｆ一定制御と呼ばれ誘導電動機では広く使われている。例えば、 For example, in a generally well-known V / f control method, the amplitude of the primary frequency f1 and the primary line voltage value V1 is controlled to be in a proportional relationship. This method is called V / f constant control and is widely used in induction motors. For example,

として一次電圧指令値Ｖｑ＊を決定する。Ｖｄ＊はゼロとしてｑ軸に指令電圧を与える。但し、ｋ１は所定の比例係数である。
なお、単純な比例関係では一次巻線抵抗による電圧降下分が考慮されず、低回転時のトルク不足が懸念されるため、通常低回転域ではオフセット電圧などを与えるように制御する。 The primary voltage command value Vq * is determined as follows. Vd * is set to zero and gives a command voltage to the q-axis. However, k1 is a predetermined proportional coefficient.
In a simple proportional relationship, the voltage drop due to the primary winding resistance is not taken into consideration, and there is a concern about insufficient torque during low rotation. Therefore, control is normally performed so as to give an offset voltage or the like in the low rotation range.

一般に２相ｄｑ座標系からｕ−ｖ−ｗの３相交流座標系への座標変換式は、 In general, a coordinate conversion formula from a two-phase dq coordinate system to a three-phase AC coordinate system of uvvw is:

として表される。
但し、（２）式において、角度θは、回転子の界磁磁束の方向をｄ軸としたときのｄ軸の磁極位置の方向を示す。 Represented as:
However, in the equation (2), the angle θ represents the direction of the magnetic pole position on the d axis when the direction of the field magnetic flux of the rotor is the d axis.

一般に、
θ＝∫２π・ｆ１・ｄｔ
となることから、センサレス制御では一次周波数ｆ１［Ｈｚ］を積分演算することによりθ［ｒａｄ］を求めるのが一般的である。ここで、Ｖｄ＊＝０、Ｖｑ＊は（１）式で表されるとすると、角度θを用いて（２）式から三相交流の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が計算される。 In general,
θ = ∫2π · f1 · dt
Therefore, in sensorless control, θ [rad] is generally obtained by integrating the primary frequency f1 [Hz]. Here, assuming that Vd * = 0 and Vq * are expressed by equation (1), three-phase AC voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are calculated from equation (2) using angle θ. .

電力変換回路４では直流電圧Ｖｄｃを３相交流電圧に変換する。電力変換回路４は電圧形の変換器であり、三角波比較方式や瞬時電圧ベクトル選択方式等によってパルス幅変調を行い、蓄電池回路６が供給する直流電圧Ｖｄｃから任意の三相交流電圧を生成・出力する。 The power conversion circuit 4 converts the DC voltage Vdc into a three-phase AC voltage. The power conversion circuit 4 is a voltage-type converter, which performs pulse width modulation by a triangular wave comparison method, an instantaneous voltage vector selection method, etc., and generates and outputs an arbitrary three-phase AC voltage from the DC voltage Vdc supplied by the storage battery circuit 6 To do.

電力変換回路４や同期電動機１１では回路に流すことのできる電流最大値が定められ、この値は、特に使用されている素子の耐圧等で決定される。仮に、電力変換回路４が最大１００Ａまで安全に動作可能な場合、蓄電池回路６が劣化していない良好な状態では、最大電流設定回路５は最大電流として１００Ａをそのまま設定する。しかし、蓄電池回路６が何度も充放電を繰り返し、その内部抵抗値が当初の値より１０ｍΩ大きく変化したとすると、その増加分によって１Ｖの電圧降下が発生する。同期電動機１１の動作において、この電圧降下分による動作不安定等の弊害が発生するときには出力する電流を抑制するよう制御を行い、例えば、最大電流設定回路５が最大電流を５０Ａに設定すると、電圧降下を０．５Ｖに抑えることが可能となる。同様に、内部抵抗が５０ｍΩ増加すれば、１００Ａで５Ｖの電圧降下が発生するので、最大電流値をさらに低く設定することによりこれらの影響を抑制することが可能となり、効率的な電動機の駆動を行うことができる。 In the power conversion circuit 4 and the synchronous motor 11, the maximum current value that can be passed through the circuit is determined, and this value is determined by the withstand voltage of the element in particular used. If the power conversion circuit 4 can operate safely up to 100 A, the maximum current setting circuit 5 sets 100 A as the maximum current as it is in a good state where the storage battery circuit 6 is not deteriorated. However, if the storage battery circuit 6 is repeatedly charged and discharged many times, and its internal resistance value changes by 10 mΩ larger than the initial value, a voltage drop of 1 V occurs due to the increase. In the operation of the synchronous motor 11, when adverse effects such as unstable operation due to the voltage drop occur, control is performed to suppress the output current. For example, when the maximum current setting circuit 5 sets the maximum current to 50A, It is possible to suppress the drop to 0.5V. Similarly, if the internal resistance increases by 50 mΩ, a voltage drop of 5 V occurs at 100 A. Therefore, by setting the maximum current value lower, it is possible to suppress these effects, and to drive the motor efficiently. It can be carried out.

蓄電池回路６の内部抵抗値と、それに対して設定される最大電流値ｉｍａｘの関係についてはいくつかの方法が考えられる。ここでは、例えば、内部抵抗値がある値以上になったときには最大電流値を小さく修正する方法を考える。
今、蓄電池回路６の内部抵抗値をＲｉｎｔ、最大電流値の調整を行う所定の内部抵抗レベル（内部抵抗限界値）をＲｌｉｍ、素子等の定格から決定され、電力変換回路４や電動機１１で許容される最大電流値をＩｓｅｔ、最大電流値ｉｍａｘを計算するときに用いられる所定の係数をＫｒとすると、最大電流値ｉｍａｘと内部抵抗値Ｒｉｎｔとの関係は、次の（３）式のように示される。 Several methods can be considered for the relationship between the internal resistance value of the storage battery circuit 6 and the maximum current value imax set for the internal resistance value. Here, for example, a method is considered in which the maximum current value is corrected to be small when the internal resistance value exceeds a certain value.
Now, the internal resistance value of the storage battery circuit 6 is determined as Rint, the predetermined internal resistance level (internal resistance limit value) for adjusting the maximum current value is determined from Rlim, the rating of the element, etc., and is allowed by the power conversion circuit 4 and the motor 11. Assuming that the maximum current value to be set is Iset and the predetermined coefficient used when calculating the maximum current value imax is Kr, the relationship between the maximum current value imax and the internal resistance value Rint is as shown in the following equation (3): Indicated.

ここで、係数Ｋｒは、例えば、内部抵抗値Ｒｉｎｔにおける電圧降下値が所定の電圧降下限界値を越えないよう内部抵抗限界値Ｒｌｉｍとの差に応じて許容過電流値Ｉｓｅｔより低減した値を最大電流値ｉｍａｘとするよう設定される。
（３）式によって最大電流値ｉｍａｘが計算されるが、これらの計算はマイコンなどで実行される場合や、あるいはメモリを用いたテーブル参照形式（ＬｏｏｋＵｐＴａｂｌｅ）で求められるのが一般的である。また、テーブル参照形式によれば任意の関係を実現することが可能であり、複数のテーブルを用意し、さまざまな条件によって切り替えて使用することも可能となる。なお、本関係式は一例のものであり、実際には搭載されるシステム毎に最適な値に設定される。 Here, for example, the coefficient Kr has a maximum value reduced from the allowable overcurrent value Iset according to the difference from the internal resistance limit value Rlim so that the voltage drop value at the internal resistance value Rint does not exceed a predetermined voltage drop limit value. The current value imax is set.
The maximum current value imax is calculated by the equation (3), but these calculations are generally obtained when executed by a microcomputer or the like, or in a table reference format (Look Up Table) using a memory. . Further, according to the table reference format, it is possible to realize an arbitrary relationship, and it is possible to prepare a plurality of tables and use them by switching according to various conditions. This relational expression is an example, and is actually set to an optimum value for each installed system.

蓄電池回路６は標準的なものでは、車両向け用途でよく使用されるのは、出力電圧が１２Ｖの鉛蓄電池で構成する。本発明では、特に、蓄電池内部の内部抵抗値を劣化指標信号として外部に出力する機能を有するものを想定する。
蓄電池回路６の内部抵抗を検出する方法としては、専用の内部抵抗測定装置を用いた方法や、あるいは温度・電流・電圧などの検出値から推定する方法、または蓄電池センサで劣化状態（ＳｔａｔｅＯｆＨｅａｌｔｈ）、充電状態（ＳｔａｔｅＯｆＣｈａｒｇｅ）を検出し、それらの数値から推定する方法などが考えられる。 The storage battery circuit 6 is a standard one, and is often used in a vehicle application, and is composed of a lead storage battery having an output voltage of 12V. In the present invention, in particular, a battery having a function of outputting the internal resistance value inside the storage battery to the outside as a deterioration index signal is assumed.
As a method of detecting the internal resistance of the storage battery circuit 6, a method using a dedicated internal resistance measurement device, a method of estimating from the detected values of temperature, current, voltage, etc., or a deterioration state (State Of Health) by a storage battery sensor ), And a method of detecting the state of charge (State Of Charge) and estimating the state from those values.

誘導電動機や同期電動機の制御を考える場合、三相交流座標系でなく回転座標系であるｄ−ｑ座標で行われるのが一般的である。電流成分演算回路７は、３相座標系の電流を２相座標系の電流に変換する処理を行うものである。本実施例では、とくに２相座標におけるｑ軸上の電流値のみを用いるよう構成している。
一般的に３相座標系から２相座標系へ変換を行う行列式は、 When considering the control of induction motors and synchronous motors, it is common to use d-q coordinates, which are rotating coordinate systems, instead of three-phase AC coordinate systems. The current component calculation circuit 7 performs processing for converting a current in a three-phase coordinate system into a current in a two-phase coordinate system. In this embodiment, in particular, only the current value on the q-axis in the two-phase coordinates is used.
In general, the determinant for converting from a three-phase coordinate system to a two-phase coordinate system is

と表される。ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖとして（４）式からｑ軸上の電流値ｉｑのみを求めると、 It is expressed. When only the current value iq on the q axis is obtained from the equation (4) as iw = −iu−iv,

として求めることができる。 Can be obtained as

電流成分演算回路７の詳細ブロックを図２に示す。図２において、入力端子１２には、３相交流のうちのＵ相電流ｉｕが入力される。入力端子１３には、３相交流のうちのＶ相電流ｉｖが入力される。入力端子１４には、一次周波数指令値ｆ１が入力される。出力端子１５には、ｑ軸上の電流ｉｑが出力される。乗算回路１６、１７、１８は、所定の係数を乗算する。ｆ−θ変換回路１９は、一次周波数指令値ｆ１を累積積分することによって回転子の角度θを計算する。加算回路２０は、２つの入力を加算する。乗算回路２１、２３は、それぞれｃｏｓθ、ｓｉｎθを乗算する。三角関数発生回路２２は、入力されたθからｃｏｓθとｓｉｎθとを計算・生成する。減算回路２４は、２つの信号の減算を行う。 A detailed block of the current component calculation circuit 7 is shown in FIG. In FIG. 2, the U-phase current iu of the three-phase alternating current is input to the input terminal 12. A V-phase current iv of the three-phase alternating current is input to the input terminal 13. A primary frequency command value f <b> 1 is input to the input terminal 14. A current iq on the q axis is output to the output terminal 15. Multipliers 16, 17, and 18 multiply by a predetermined coefficient. The f-θ conversion circuit 19 calculates the rotor angle θ by cumulatively integrating the primary frequency command value f1. The adder circuit 20 adds two inputs. Multiplication circuits 21 and 23 multiply cos θ and sin θ, respectively. The trigonometric function generation circuit 22 calculates and generates cos θ and sin θ from the input θ. The subtraction circuit 24 subtracts two signals.

次に、電流成分演算回路７の動作について説明する。電流成分演算回路７では、三相電流のうちの２つの電流値ｉｕ、ｉｖ、および回転子の角度θの情報を用いてｑ軸上の電流値ｉｑを計算する。回路では、前述の（５）式に基づいた計算を実行するような構成となっている。
そのため、乗算回路１６の係数は√（３／２）、乗算回路１７の係数は１／√２、乗算回路１８の係数は√２となる。 Next, the operation of the current component calculation circuit 7 will be described. The current component calculation circuit 7 calculates the current value iq on the q axis using information on two current values iu and iv of the three-phase current and the rotor angle θ. The circuit is configured to execute the calculation based on the above-described equation (5).
Therefore, the coefficient of the multiplication circuit 16 is √ (3/2), the coefficient of the multiplication circuit 17 is 1 / √2, and the coefficient of the multiplication circuit 18 is √2.

周波数補正演算回路８では、最大電流値ｉｍａｘとｑ軸電流値ｉｑとの大小比較を行い、ｑ軸電流値ｉｑが最大電流値ｉｍａｘより大きいときには、最大電流値ｉｍａｘとｑ軸電流値ｉｑの差分をもとにしたＰＩ制御を行い、周波数補正量Δｆを計算する。 The frequency correction arithmetic circuit 8 compares the maximum current value imax with the q-axis current value iq, and when the q-axis current value iq is larger than the maximum current value imax, the difference between the maximum current value imax and the q-axis current value iq. PI control based on the above is performed, and the frequency correction amount Δf is calculated.

周波数補正演算回路８の詳細ブロックを図３に示す。図３において、入力端子２５には、最大電流値ｉｍａｘが入力される。入力端子２６には、ｑ軸上の電流値ｉｑが入力される。出力端子２７には、周波数補正量Δｆが出力される。加算回路２８は、２つの信号を加算する。絶対値回路２９は、入力信号の絶対値を計算する。符号判別回路３０は、入力信号の正負を判別し選択回路の切り替えを行う。反転回路３１は、入力信号の正負の符号を反転する。積分回路３２、３３は、所定の積分ゲインを用いて積分処理を行う。選択回路３４、３５は、２つの入力のうちの一方を出力する。乗算回路３６は、比例ゲインを乗算する。加算回路３７は、２つの入力の加算を行う。 A detailed block of the frequency correction arithmetic circuit 8 is shown in FIG. In FIG. 3, the maximum current value imax is input to the input terminal 25. The input terminal 26 receives a current value iq on the q axis. A frequency correction amount Δf is output to the output terminal 27. The adder circuit 28 adds two signals. The absolute value circuit 29 calculates the absolute value of the input signal. The sign determination circuit 30 determines whether the input signal is positive or negative and switches the selection circuit. The inverting circuit 31 inverts the sign of the input signal. The integration circuits 32 and 33 perform integration processing using a predetermined integration gain. The selection circuits 34 and 35 output one of the two inputs. The multiplier circuit 36 multiplies the proportional gain. The adder circuit 37 adds two inputs.

次に、周波数補正演算回路８の動作について説明する。周波数補正演算回路８は、３種類の動作モードで動作を行うよう構成される。第１の動作モードは、ｑ軸電流値ｉｑが最大電流値ｉｍａｘより大きいときに、周波数補正量Δｆを出力して一次周波数指令値ｆ１を低く抑えにいく周波数抑制モード、第２の動作モードは、前述の周波数抑制動作を継続的に行うことによってｑ軸電流値ｉｑが最大電流値ｉｍａｘ以下になったときに、一次周波数指令値ｆ１が抑制された値から逆に元の周波数指令値ｆ＊に一致するように徐々に周波数補正量Δｆをゼロに戻していく回復処理モード、第３の動作モードは、ｑ軸電流値ｉｑが最大電流値ｉｍａｘ以下でかつ周波数補正量Δｆがゼロとなっており、特に、一次周波数の補正を行わないノーマルモードである。 Next, the operation of the frequency correction arithmetic circuit 8 will be described. The frequency correction arithmetic circuit 8 is configured to operate in three types of operation modes. The first operation mode is a frequency suppression mode in which when the q-axis current value iq is greater than the maximum current value imax, the frequency correction amount Δf is output to keep the primary frequency command value f1 low, and the second operation mode is When the q-axis current value iq becomes equal to or less than the maximum current value imax by continuously performing the above-described frequency suppression operation, the original frequency command value f * is reversed from the value where the primary frequency command value f1 is suppressed. In the recovery processing mode in which the frequency correction amount Δf is gradually returned to zero so as to coincide with the third operation mode, the q-axis current value iq is equal to or less than the maximum current value imax and the frequency correction amount Δf is zero. In particular, this is a normal mode in which the primary frequency is not corrected.

先ず、周波数抑制モードでは、ｑ軸電流値ｉｑが最大電流値ｉｍａｘより大きくなった状態であり、その状態では、ｉｑ−ｉｍａｘという電流値の偏差を用いて周波数補正量Δｆを計算する。
例えば、ＰＩ制御によって、 First, in the frequency suppression mode, the q-axis current value iq is larger than the maximum current value imax. In this state, the frequency correction amount Δf is calculated using a current value deviation of iq−imax.
For example, by PI control

（６）式のように演算を行う。但し、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋ１は積分ゲインとなる。このとき、ｑ軸電流は負の電流として最大電流を超えることも想定されるので、絶対値回路２９を構成することにより、ｉｑの絶対値｜ｉｑ｜と最大電流値ｉｍａｘとの比較を行う。なお、入力端子２５からの出力は差分をとるために反転して負の信号として出力される。反転回路３１は、ｑ軸電流ｉｑが負の場合は、−１・（｜ｉｑ｜−ｉｍａｘ）とし反転した信号を出力する。これはｑ軸電流ｉｑの正負の符号によって周波数補正量Δｆの符号を制御するためである。 Calculation is performed as in equation (6). However, Kp is a proportional gain, and K1 is an integral gain. At this time, since it is assumed that the q-axis current exceeds the maximum current as a negative current, the absolute value circuit 29 is configured to compare the absolute value | iq | of iq with the maximum current value imax. Note that the output from the input terminal 25 is inverted in order to obtain a difference and is output as a negative signal. When the q-axis current iq is negative, the inversion circuit 31 outputs an inverted signal as −1 · (| iq | −imax). This is because the sign of the frequency correction amount Δf is controlled by the sign of the q-axis current iq.

符号判別回路３０は、加算回路２８の出力する信号の符号によって選択回路３５と選択回路３４を切り替える。加算回路２８の出力が正の場合、 The sign determination circuit 30 switches between the selection circuit 35 and the selection circuit 34 according to the sign of the signal output from the addition circuit 28. When the output of the adder circuit 28 is positive,

となっているので周波数抑制モードとして動作する。このとき、符号判別回路３０は、選択回路３４が反転回路３１の出力を選択し、選択回路３５が積分回路３３の出力を選択するよう設定する。 Therefore, it operates as a frequency suppression mode. At this time, the sign determination circuit 30 is set so that the selection circuit 34 selects the output of the inverting circuit 31 and the selection circuit 35 selects the output of the integration circuit 33.

この一次周波数抑制制御を継続的に行うことによって一次周波数指定値ｆ１が下がり、ｑ軸電流値ｉｑが最大電流値ｉｍａｘ以下になったとき、 When the primary frequency designation value f1 is decreased by continuously performing the primary frequency suppression control and the q-axis current value iq is equal to or less than the maximum current value imax,

即ち、加算回路２８の出力が正から負に反転すると、周波数抑制モードから回復処理モードとなり、このとき、 That is, when the output of the adder circuit 28 is inverted from positive to negative, the frequency suppression mode is changed to the recovery processing mode.

（９）式の演算処理を行うよう移行して周波数補正量Δｆが最終的にゼロに収束するよう制御される。ここで、Ｋ２は第２の積分ゲインであり、Δｉは回復処理モードに移行したときの電流偏差の初期値であり、周波数抑制モードから回復処理モードに移行した瞬間の周波数補正量Δｆは一致するように制御される。このとき、符号判別回路３０は、選択回路３４がゼロを選択し、選択回路３５は、積分回路３２の出力を選択するよう設定する。
ｑ軸電流値ｉｑが最大電流値ｉｍａｘを越えない状態でかつ周波数補正量Δｆがゼロに収束したときの動作はノーマルモードであり、そのまま周波数補正量Δｆ＝０の状態で定常的に動作する。 Control is performed so that the frequency correction amount Δf finally converges to zero by shifting to the calculation processing of the equation (9). Here, K2 is the second integral gain, Δi is the initial value of the current deviation when shifting to the recovery processing mode, and the frequency correction amount Δf at the moment of shifting from the frequency suppression mode to the recovery processing mode matches. To be controlled. At this time, the code determination circuit 30 is set so that the selection circuit 34 selects zero and the selection circuit 35 selects the output of the integration circuit 32.
The operation when the q-axis current value iq does not exceed the maximum current value imax and the frequency correction amount Δf converges to zero is the normal mode, and operates steadily with the frequency correction amount Δf = 0.

以上のように、この実施の形態１における交流電動機の制御装置においては、電力変換回路４や同期電動機１１を過電流から保護するとともに、充放電を繰り返すことによって変化した蓄電池回路６の内部状態に対して最適な最大電流値を設定できるように構成したので、蓄電池の内部抵抗の変化による電圧降下等によって同期電動機１１の制御動作が不安定になることを防止することが可能となる。また、位置センサなどを用いることなく安定に同期電動機１１を制御することができる。以上により、制御回路を安価小型省エネに構成できるという効果がある。 As described above, in the control device for an AC motor in the first embodiment, the power conversion circuit 4 and the synchronous motor 11 are protected from overcurrent, and the internal state of the storage battery circuit 6 changed by repeating charging and discharging is restored. On the other hand, since the optimum maximum current value can be set, it is possible to prevent the control operation of the synchronous motor 11 from becoming unstable due to a voltage drop due to a change in the internal resistance of the storage battery. Further, the synchronous motor 11 can be stably controlled without using a position sensor or the like. As described above, there is an effect that the control circuit can be configured with low cost and small energy saving.

実施の形態２．
図４は、本発明の実施の形態２における同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。先の実施の形態１との違いは、電流成分演算回路４４と周波数補正演算回路４５の動作であり、ここでは、２相座標空間におけるｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑの双方の電流値を用いるよう構成している。
図４において、図１と同じ動作を行うものについては同じ番号を付しており、それらの説明は省略してそれ以外の部分について説明する。電流成分演算回路４４は、ｄ軸上の電流値ｉｄとｑ軸上の電流値ｉｑを演算して出力する。周波数補正演算回路４５は、ｄ軸上の電流値ｉｄとｑ軸上の電流値ｉｑから一次周波数補正量Δｆを計算する。電流成分演算回路４４の詳細ブロック図を図５に、周波数補正演算回路４５の詳細ブロック図を図６に示す。 Embodiment 2. FIG.
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the synchronous motor control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. The difference from the first embodiment is the operation of the current component calculation circuit 44 and the frequency correction calculation circuit 45. Here, the currents of both the d-axis current value id and the q-axis current value iq in the two-phase coordinate space. It is configured to use a value.
4, components that perform the same operations as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted, and the other portions will be described. The current component calculation circuit 44 calculates and outputs the current value id on the d axis and the current value iq on the q axis. The frequency correction calculation circuit 45 calculates a primary frequency correction amount Δf from the current value id on the d axis and the current value iq on the q axis. A detailed block diagram of the current component calculation circuit 44 is shown in FIG. 5, and a detailed block diagram of the frequency correction calculation circuit 45 is shown in FIG.

次に、電流成分演算回路４４の詳細について説明する。図５において、図２と同じ動作を行うものについては同じ番号を付しており、それらの説明は省略してそれ以外の部分について説明する。乗算回路３９、４０は、それぞれｓｉｎθ、ｃｏｓθの値を乗算する。加算回路４１は、２つの信号を加算する。ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖの式と先の（４）式からｄ軸上の電流値ｉｄを求めると、 Next, details of the current component calculation circuit 44 will be described. In FIG. 5, the same numbers are assigned to components that perform the same operations as those in FIG. 2, and the description thereof is omitted with the description omitted. Multiplication circuits 39 and 40 multiply the values of sin θ and cos θ, respectively. The adder circuit 41 adds two signals. When the current value id on the d-axis is obtained from the equation of iw = −iu−iv and the previous equation (4),

となる。図５における電流成分演算回路４４は、先の（５）式および（１０）式によってｄ軸上の電流値ｉｄとｑ軸上の電流値ｉｑを同時に求めることができるよう構成したものである。 It becomes. The current component calculation circuit 44 in FIG. 5 is configured so that the current value id on the d-axis and the current value iq on the q-axis can be obtained simultaneously by the above equations (5) and (10).

次に、周波数補正演算回路４５の詳細について説明する。図６において、図３と同じ動作を行うものについては同じ番号を付しており、それらの説明は省略してそれ以外の部分について説明する。入力端子４２には、ｄ軸上の電流値ｉｄが入力される。絶対値回路４３は、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑの値から２相電流の絶対値を求める。図６における周波数補正演算回路４５は、ｄ軸上の電流値ｉｄとｑ軸上の電流値ｉｑの双方の電流値を用いて電流値を求めており、例えば、 Next, details of the frequency correction arithmetic circuit 45 will be described. In FIG. 6, the same reference numerals are given to those performing the same operation as in FIG. 3, and the description thereof will be omitted with the description omitted. The input terminal 42 receives a current value id on the d axis. The absolute value circuit 43 calculates the absolute value of the two-phase current from the values of the d-axis current id and the q-axis current iq. The frequency correction calculation circuit 45 in FIG. 6 obtains a current value by using both the current value id on the d axis and the current value iq on the q axis.

として電流絶対値を求め、この電流絶対値Ｉと最大電流値ｉｍａｘを用いて、図３の周波数補正演算回路８と同様の計算を行い、一次周波数補正量Δｆの演算を行う。なお、本構成においてはｑ軸電流の符号を考慮して切り替える動作は行わない。 The current absolute value is obtained, and using the current absolute value I and the maximum current value imax, the same calculation as the frequency correction calculation circuit 8 of FIG. 3 is performed to calculate the primary frequency correction amount Δf. In this configuration, the switching operation is not performed in consideration of the sign of the q-axis current.

以上のように、この実施の形態２における交流電動機の制御装置においては、２−３相変換を行ったｄ−ｑ軸上の電流を用いた電流絶対値に基づき過電流の判別を行う構成としたので、電力変換回路４や同期電動機１１を過電流から確実に保護するとともに、充放電を繰り返すことによって変化した蓄電池回路６の内部状態に対して最適な最大電流値を設定できるように構成したので、蓄電池の内部抵抗の変化による電圧降下等によって同期電動機１１の制御動作が不安定になることを防止することが可能となる。また、位置センサなどを用いることなく安定に同期電動機１１を制御することができる。 As described above, in the control apparatus for an AC motor according to the second embodiment, the overcurrent is determined based on the current absolute value using the current on the dq axis that has been subjected to 2-3 phase conversion. As a result, the power conversion circuit 4 and the synchronous motor 11 are reliably protected from overcurrent, and the optimum maximum current value can be set for the internal state of the storage battery circuit 6 that has changed by repeated charging and discharging. Therefore, it becomes possible to prevent the control operation of the synchronous motor 11 from becoming unstable due to a voltage drop or the like due to a change in the internal resistance of the storage battery. Further, the synchronous motor 11 can be stably controlled without using a position sensor or the like.

実施の形態３．
図７は、本発明の実施の形態３における同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。先の実施の形態２との違いは、電圧指令演算回路４６の動作である。図７において、図４と同じ動作を行うものについては同じ番号を付しており、それらの説明は省略してそれ以外の部分について説明する。
電圧指令演算回路４６は、ｄ軸上の電流値ｉｄとｑ軸上の電流値ｉｑから三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算・出力する。先の実施の形態２における電圧指令演算回路３は、一次周波数ｆ１のみから電圧指令値を生成するＶ／ｆ一定制御であったが、本実施の形態３における電圧指令演算回路４６は、ｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流ｉｄとの両者をも用いて計算を行う。２相座標系の電流値から２相座標系の電圧指令値を求める方法はいくつか考えられるが、例えば、 Embodiment 3 FIG.
FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the synchronous motor control apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. The difference from the second embodiment is the operation of the voltage command calculation circuit 46. 7, components that perform the same operations as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted, and the other portions will be described.
The voltage command calculation circuit 46 calculates and outputs three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * from the current value id on the d axis and the current value iq on the q axis. The voltage command calculation circuit 3 in the previous second embodiment is V / f constant control that generates a voltage command value only from the primary frequency f1, but the voltage command calculation circuit 46 in the third embodiment has a q-axis Calculation is performed using both the current iq and the d-axis current id. There are several methods for obtaining the voltage command value of the two-phase coordinate system from the current value of the two-phase coordinate system. For example,

として計算する方法が考えられる。但し、Ｒ１は一次巻線抵抗の値であり、電流が流れたときの電圧降下分を補正する項となる。ｋ２はＶ／ｆ一定制御の係数と同じであり、とくに無負荷時のｑ軸電圧指令と同じ係数になる。 The method of calculating as can be considered. However, R1 is a value of the primary winding resistance, and is a term for correcting a voltage drop when a current flows. k2 is the same coefficient as the constant V / f control, and in particular, the same coefficient as the q-axis voltage command when there is no load.

以上のように、この実施の形態３における交流電動機の制御装置においては、２−３相変換を行ったｄ−ｑ軸上の電流に基づく２相電圧指令値から求めた三相電圧指令値に基づき制御するよう構成したので、より安定に同期電動機の制御が可能となり、かつ、２−３相変換を行ったｄ−ｑ軸上の電流を用いた電流絶対値に基づき過電流の判別を行う構成としたので、電力変換回路４や同期電動機１１を過電流から確実に保護するとともに、充放電を繰り返すことによって変化した蓄電池回路６の内部状態に対して最適な最大電流値を設定できるように構成したので、蓄電池の内部抵抗の変化による電圧降下等によって同期電動機１１の制御動作が不安定になることを防止することが可能となる。また、位置センサなどを用いることなく安定に同期電動機１１を制御することができる。 As described above, in the control apparatus for an AC motor according to the third embodiment, the three-phase voltage command value obtained from the two-phase voltage command value based on the current on the dq axis subjected to the 2-3 phase conversion is obtained. Since the control is based on the control, the synchronous motor can be controlled more stably, and the overcurrent is determined based on the current absolute value using the current on the dq axis that has been subjected to the 2-3 phase conversion. Since the configuration is adopted, the power conversion circuit 4 and the synchronous motor 11 can be reliably protected from overcurrent, and an optimum maximum current value can be set for the internal state of the storage battery circuit 6 that has changed by repeated charging and discharging. Since it comprised, it becomes possible to prevent that the control operation of the synchronous motor 11 becomes unstable by the voltage drop etc. by the change of the internal resistance of a storage battery. Further, the synchronous motor 11 can be stably controlled without using a position sensor or the like.

なお、上述した回路構成は、本発明の一例示であり、蓄電池の劣化状態を示す劣化指標信号を入力し、当該劣化指標信号に基づき最大電流設定値を調整する最大電流設定回路を備えることで、電流制限の基準とする最大電流を蓄電池の劣化状態に応じた最適な値に設定して蓄電池の劣化に伴い制御動作が不安定になることを防止することが可能となるという、本願特有の効果を奏する限り、適宜変更してもよい。電動機としては、界磁巻線式同期電動機や永久磁石同期電動機の同期電動機や誘導電動機等の交流電動機に広く適用することができる。また、電圧指令演算回路は、Ｖ／ｆ一定制御に限定されるものでなく、他の同様のセンサレス制御であればよい。更に、車両用エンジンのアシスト装置に適用した一例について示したが、交流電動機の制御装置全般に適用することができる。いずれにせよ本発明は、これらの実施の形態のみに限られるものではなく、本発明の範囲内においてほかに種々の実施の形態が可能であることは当業者にとって明らかである The circuit configuration described above is an example of the present invention, and includes a maximum current setting circuit that inputs a deterioration index signal indicating the deterioration state of the storage battery and adjusts the maximum current setting value based on the deterioration index signal. The current limit reference maximum current is set to an optimum value according to the deterioration state of the storage battery, and it becomes possible to prevent the control operation from becoming unstable due to the deterioration of the storage battery. You may change suitably, as long as there exists an effect. As an electric motor, it can apply widely to AC motors, such as a synchronous motor of a field winding type synchronous motor, a permanent magnet synchronous motor, and an induction motor. Further, the voltage command calculation circuit is not limited to V / f constant control, and may be other similar sensorless control. Furthermore, although an example applied to an assist device for a vehicle engine has been described, the present invention can be applied to all AC motor control devices. In any case, the present invention is not limited to these embodiments, and it will be apparent to those skilled in the art that various other embodiments are possible within the scope of the present invention.

１周波数指令回路、２加算回路、３，４６電圧指令演算回路、
４電力変換回路、５最大電流設定回路、６蓄電池回路、
７，４４電流成分演算回路、８，４５周波数補正演算回路、９，１０電流検出器、１１同期電動機。 1 frequency command circuit, 2 addition circuit, 3,46 voltage command calculation circuit,
4 power conversion circuit, 5 maximum current setting circuit, 6 storage battery circuit,
7,44 Current component calculation circuit, 8,45 Frequency correction calculation circuit, 9,10 Current detector, 11 Synchronous motor.

Claims

蓄電池、一次周波数指令値に基づき一次電圧指令値を演算する電圧指令演算回路、前記一次電圧指令値に基づき前記蓄電池の直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する電力変換回路、この電力変換回路から前記交流電動機に供給される電流を検出する電流検出手段、前記電流の上限値とする最大電流値を設定する最大電流設定回路、および前記電流検出手段からの電流検出値と前記最大電流設定回路からの最大電流設定値とを入力し前記電流検出値が前記最大電流設定値を越えないよう前記一次周波数指令値を補正して前記電圧指令演算回路に出力する指令値補正手段を備えた交流電動機の制御装置において、
前記最大電流設定回路は、前記蓄電池の劣化状態を示す劣化指標信号を入力し、当該劣化指標信号に基づき前記最大電流設定値を調整するようにし、
前記最大電流設定回路は、前記劣化指標信号として前記蓄電池の内部抵抗値Ｒｉｎｔを入力し、下式に示すように、当該内部抵抗値Ｒｉｎｔが所定の内部抵抗限界値Ｒｌｉｍ未満のときは、前記電力変換回路および前記交流電動機の許容過電流値Ｉｓｅｔを前記最大電流設定値ｉｍａｘとし、前記内部抵抗値Ｒｉｎｔが前記所定の内部抵抗限界値Ｒｌｉｍ以上のときは、前記蓄電池の内部抵抗における電圧降下値が所定の電圧降下限界値を越えないよう前記内部抵抗値Ｒｉｎｔと前記内部抵抗限界値Ｒｌｉｍとの差に係数Ｋｒを乗じた値を前記許容過電流値Ｉｓｅｔより低減した値を前記最大電流設定値ｉｍａｘとすることを特徴とする交流電動機の制御装置。
Ｒｉｎｔ＜Ｒｌｉｍのとき
ｉｍａｘ＝Ｉｓｅｔ
Ｒｉｎｔ≧Ｒｌｉｍのとき
ｉｍａｘ＝Ｉｓｅｔ−Ｋｒ・（Ｒｉｎｔ−Ｒｌｉｍ） A storage battery, a voltage command calculation circuit that calculates a primary voltage command value based on a primary frequency command value , a power conversion circuit that converts a DC voltage of the storage battery into an AC voltage based on the primary voltage command value, and supplies the AC voltage to the AC motor, this power Current detection means for detecting a current supplied from the conversion circuit to the AC motor, a maximum current setting circuit for setting a maximum current value as an upper limit value of the current, and a current detection value and the maximum current from the current detection means Command value correction means for inputting a maximum current set value from a setting circuit and correcting the primary frequency command value so that the detected current value does not exceed the maximum current set value and outputting the corrected value to the voltage command calculation circuit. In an AC motor control device,
The maximum current setting circuit receives a deterioration index signal indicating a deterioration state of the storage battery, and adjusts the maximum current setting value based on the deterioration index signal ,
The maximum current setting circuit inputs an internal resistance value Rint of the storage battery as the deterioration index signal, and when the internal resistance value Rint is less than a predetermined internal resistance limit value Rlim as shown in the following formula, When the allowable overcurrent value Iset of the conversion circuit and the AC motor is the maximum current setting value imax, and the internal resistance value Rint is equal to or greater than the predetermined internal resistance limit value Rlim, the voltage drop value in the internal resistance of the storage battery is A value obtained by multiplying the difference between the internal resistance value Rint and the internal resistance limit value Rlim by a coefficient Kr so as not to exceed a predetermined voltage drop limit value from the allowable overcurrent value Iset is the maximum current set value imax. A control device for an AC electric motor.
When Rint <Rlim
imax = Iset
When Rint ≧ Rlim
imax = Iset−Kr · (Rint−Rlim)

前記一次周波数指令値を出力する周波数指令回路を備え、前記指令値補正手段は、前記電流検出手段からの電流検出値と前記最大電流設定回路からの最大電流設定値とを入力し前記電流検出値が前記最大電流設定値を越えないよう前記一次周波数指令値を補正するための周波数補正量を演算する周波数補正演算回路、および前記周波数指令回路からの一次周波数指令値から前記周波数補正量を減算して前記電圧指令演算回路に出力する減算回路を備え、前記電流検出手段は、前記電力変換回路から前記交流電動機に供給される三相電流を検出する電流検出器、および前記減算回路からの補正された一次周波数指令値に基づき前記電流検出器からの三相電流を回転二軸座標電流に変換し前記電流検出値として前記周波数補正演算回路に出力する電流成分演算回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の交流電動機の制御装置。 A frequency command circuit for outputting the primary frequency command value, wherein the command value correction unit inputs the current detection value from the current detection unit and the maximum current setting value from the maximum current setting circuit, and inputs the current detection value; A frequency correction calculation circuit for calculating a frequency correction amount for correcting the primary frequency command value so as not to exceed the maximum current setting value, and subtracting the frequency correction amount from a primary frequency command value from the frequency command circuit A subtracting circuit for outputting to the voltage command arithmetic circuit, wherein the current detecting means detects a three-phase current supplied from the power conversion circuit to the AC motor, and is corrected from the subtracting circuit. On the basis of the primary frequency command value, the three-phase current from the current detector is converted into a rotating biaxial coordinate current and output to the frequency correction arithmetic circuit as the current detection value. AC motor control apparatus according to claim 1, further comprising a flow component calculation circuit.

前記電圧指令演算回路は、前記減算回路からの補正された一次周波数指令値に基づき前記一次電圧指令値を演算することを特徴とする請求項２記載の交流電動機の制御装置。 3. The control apparatus for an AC motor according to claim 2, wherein the voltage command calculation circuit calculates the primary voltage command value based on the corrected primary frequency command value from the subtraction circuit .

前記電圧指令演算回路は、前記減算回路からの補正された一次周波数指令値と前記電流検出手段からの電流検出値とに基づき前記一次電圧指令値を演算することを特徴とする請求項２記載の交流電動機の制御装置。 3. The voltage command calculation circuit calculates the primary voltage command value based on a corrected primary frequency command value from the subtraction circuit and a current detection value from the current detection means. AC motor control device.