JP5450481B2 - アンテナ - Google Patents

Description

本発明は、周波数の変化によってビームの方向を走査可能なアンテナに関する。

ビームの走査ができ、ミリ波帯で高効率なアンテナとして、特許文献１のアレーアンテナが知られている。このアレーアンテナは、誘電体基板の一方の面に接地板、他方の面にストリップ線路を設け、ストリップ線路の長さ方向に沿った両側辺に、複数のアンテナ素子を設けた構造である。このアレーアンテナでは、周波数の変化によってビームの走査が可能である。従来のシリアル給電のアレーアンテナでは、周波数を１ＧＨｚ変化させた場合、１．５度のビーム走査が可能であるが、より広い範囲を見るために、広角化することが望まれている。

また、非特許文献１には、半波長ダイポールアンテナ間に移相器を挿入したフランクリン型のアンテナが示されている。このフランクリン型のアンテナでは、周波数変化による各移相器における移相量の変化によってビーム角度の調整が可能となっている。

また、特許文献２には、伝送線路に周期的にキャパシタとして作用するギャップや、インダクタとして作用するスタブを設けた、いわゆるメタマテリアル構造とすることで、特定の周波数帯において左手系の動作をする線路を備えた漏れ波アンテナが示されている。この漏れ波アンテナは、周波数変化によって非常に大きくビームを振ることができる。

特開２００１−４４７５２ 特開２００７−８１８２５

P.P.Wang, M.A.Antoniades, and G.V.Eleftheriades, IEEE Trans. Antennas and Propagation. vol.56, No.10, 2008

しかし、特許文献１に記載のアレーアンテナでは、車載用ミリ波レーダで使われる７６〜７７ＧＨｚでの１ＧＨｚの周波数変化では、ビームの走査角度は約１．５度程度で小さかった。

また、特許文献２の漏れ波アンテナでは、メタマテリアル構造が周期的に１列に並んでおり、その上にアンテナ素子を並べている。アンテナ素子とメタマテリアル構造との距離が近く結合が強いため、放射量を制御するためにアンテナ素子の形状や寸法を変化させると、メタマテリアル構造の特性も変化し、ビームの振れ角も変化してしまう。すなわち、アンテナ素子からの放射量と、ビームの振れ角を独立に制御できないという課題がある。

また、非特許文献１のフランクリン型のアンテナでは、移相量の調整によってビーム角度の調整が可能であるが、各セルからの放射量の制御ができないため効率が低く、また低サイドロープ化も実現できていない。

そこで本発明の目的は、ビームの走査角度を大きくでき、かつ、その走査角度と各アンテナ素子からの放射量を独立に制御できるアンテナを実現することである。

第１の発明は、第１接地板上に第１誘電体板を介して導体からなる線路が設けられ、線路と電磁的に接続する複数のアンテナ素子が設けられたアンテナにおいて、線路は、共振器長が管内波長の（２ｎ−１）／２倍（ｎは１以上の整数）の共振器である第１線路と、電気的長さが管内波長の１／２倍よりも長い第２線路とを有し、単数または複数の第１線路と、第２線路とを所定間隔で交互に繰り返し配列した構造であり、各アンテナ素子は、各第２線路にそれぞれ電磁的に接続されて設けられている、ことを特徴とするアンテナである。

本発明の管内波長は、アンテナにおいて使用される周波数帯における線路を伝搬する電磁波の波長を意味する。望ましくは中心周波数における管内波長である。また、管内波長の（２ｎ−１）／２倍とは、厳密に（２ｎ−１）／２倍であることを意味するのではなく、本発明の作用、効果を発揮する程度に（２ｎ−１）／２倍からずれた値であってよい。たとえば管内波長の（２ｎ−１）／２×０．８〜（２ｎ−１）／２×１．２倍の範囲である。

共振器である第１線路の構造は、共振器の電気長が管内波長の（２ｎ−１）／２倍となる構造であればどのような構造であってもよい。たとえば、電気的長さが管内波長の（２ｎ−１）／２倍の直線状であってもよい。また、線路の両端を太くすることで物理長が管内波長の（２ｎ−１）／２倍よりも短くなるようにしてもよい。望ましいのは、電気的長さが最も短くなるｎ＝１、つまり管内波長の１／２倍の場合である。第１線路にインダクタとして作用するスタブを設け、いわゆるメタマテリアル構造とすることで、物理長を管内波長の（２ｎ−１）／２倍よりも短くしてもよい。メタマテリアル構造を採用することで、電気的長さが管内波長の１／２倍で、物理的長さが１／４波長程度の共振器を実現することも可能である。

第１線路は、単数であってもよいし、複数個を並べてもよい。共振器として動作する第１線路を複数個並べることにより位相の変化量がさらに増大し、周波数変化によるビーム方向の振れ角もより大きくすることができる。

また、第２線路の電気的長さは、管内波長の１／２倍よりも長く、各アンテナ素子の励振位相が中心周波数において同相となれば任意の長さでよい。ただし、長すぎるとパターンレイアウトが難しくなったり、占める面積が大きくなってしまうなどの問題があるため、管内波長の２倍以下とすることが望ましい。より望ましい第２線路の電気的長さは、管内波長の０．７〜１．５倍である。

第１線路と第２線路との電磁的結合は、第１線路の長さ方向の両端部において、第１線路の長さ方向の側辺に対して、第２線路の端部の長さ方向の側辺が、所定間隔で対向させて実現しても良い。また、第１線路と第２線路の相互に対向する両端の幅が他の部分の幅よりも広くして、信号の伝搬方向に垂直な方向の幅の広い部分で、所定間隔隔てて対向させることにより実現しても良い。

各アンテナ素子の間隔は、自由空間波長以下となるようにすることが望ましい。グレーティングローブが抑制され、所望の指向性ビームを得ることが容易となる。各アンテナ素子の間隔が自由空間波長以下となるように、第２線路を任意のパターンに屈曲させていてよく、曲線状に屈曲させてもよい。特に、コの字型の凸状に屈曲させるのが簡便で望ましい。また、第２線路の屈曲部分の角を落とすことが望ましい。屈曲部分で電磁波が反射して効率が低下するのを防止するためである。より望ましい各アンテナ素子の間隔は、自由空間波長の０．７〜０．９５倍である。

アンテナ素子は、第２線路に電磁的に接続されていればよく、第２線路に連続して直接接続されている場合だけでなく、間接に接続されている場合であってもよい。アンテナ素子として、たとえば長さが管内波長の１／２倍の矩形の導体や、パッチアンテナを用いることができる。アンテナ素子を矩形の導体とする場合、その長さ方向によって放射される電磁波の偏波方向を制御することができ、幅によって放射強度を制御することができる。また、アンテナ素子をパッチアンテナとする場合は、パッチアンテナと第２線路とを接続する給電線路の方向によって放射される電磁波の偏波方向を制御することができる。また、第１接地板にアンテナ素子として動作するスリットを設けて、このスリットと第２線路とを間接的に接続する構成としてもよい。

また、線路上および第１誘電体板上に第２誘電体板をさらに設けて線路を誘電体中に封止し、第２誘電体板上に第２接地板をさらに設けてトリプレート型の構造とすることが望ましい。アンテナ素子部分以外からの電磁波の放射が抑制され、より効率的となるからである。このようなトリプレート型とする場合には、第１誘電体板または第２接地板の面垂直方向においてアンテナ素子と対向する位置に窓を開けることで、より効率的に電磁波を放射、吸収させることができる。この場合に、窓の領域には、第２線路が位置しないように、アンテナ素子のみが位置するように、窓を形成することが望ましい。開口により発生する交叉偏波成分を弱めることができる。

また、アンテナ素子の第２線路に対する電磁的な接続点は、第２線路の信号の伝搬方向に沿った経路の中点から変位していても良い。勿論、アンテナ素子の接続点は、第２線路の中点であっても、中点付近であっても良い。アンテナ素子の接続点を第２線路の信号の伝搬方向の中点から変位した位置に設けることで、アンテナ素子からの放射量を適正に低減でき、指向性を適正に制御できる。

第２の発明は 第１発明において、第１線路の長さ方向の両端部において、第１線路の長さ方向の側辺に対して、第２線路の端部の長さ方向の側辺が、所定間隔で対向していることを特徴とするアンテナである。第１線路の側辺と第２線路の側辺とが所定間隔を隔てて対向することにより、この部分で第１線路と第２線路とは電磁結合をする。

第３の発明は、第１または第２の発明において、各アンテナ素子は、自由空間波長以下の間隔で配列されていることを特徴とするアンテナである。

第４の発明は、第３の発明において、第２線路は、コの字型の凸状に屈曲されている、ことを特徴とするアンテナである。この場合に、アンテナ素子の電磁的な接続点は、凸部に位置することが望ましい。

第５の発明は、第１の発明から第４の発明において、第１線路および第２線路は、相互に対向する両端の幅が他の部分の幅よりも広くなっていることを特徴とするアンテナである。この幅が広くなった部分で、第１線路の端と第２線路の幅の広い端が所定間隙を隔てて対向し、電磁結合することになる。

第６の発明は、第１の発明から第５の発明において、第１線路は、スタブを有することを特徴とするアンテナである。

第７の発明は、第１の発明から第６の発明において、アンテナ素子は、矩形状の導体であり、第２線路に連続して接続されていることを特徴とするアンテナである。

第８の発明は、第１の発明から第６の発明において、アンテナ素子は、導体からなる正方形のパッチアンテナであり、導体からなる給電線路によって第２線路に連続して接続されている、ことを特徴とするアンテナである。

第９の発明は、第１の発明から第８の発明において、線路上および第１誘電体板上に位置する第２誘電体板と、第２誘電体板上に位置する第２接地板とをさらに有する、ことを特徴とするアンテナである。

第１誘電体板と第２誘電体板の材料は異なっていてもよいが、同一材料である方が作製が容易であり望ましい。

第１０の発明は、第９の発明において、第１接地板または第２接地板の面に垂直な方向において、アンテナ素子と対向する位置に、窓が開けられていることを特徴とするアンテナである。

第１１の発明は、第１の発明から第６の発明において、アンテナ素子は、第１接地板に穿たれた矩形のスロットである、ことを特徴とするアンテナである。

第１２の発明は、第１の発明から第６の発明において、線路上および第１誘電体板上に位置する第２誘電体板と、第２誘電体板上に位置する第２接地板とをさらに有し、アンテナ素子は、第１接地板または第２接地板に穿たれた矩形のスロットである、ことを特徴とするアンテナである。

第１３の発明は、第１０の発明において、窓の領域には、第２線路が位置しないことを特徴とするアンテナである。

また、第１４の発明は、第１の発明から第１３の発明において、アンテナ素子の第２線路に対する電磁的な接続点は、第２線路の信号の伝搬方向に沿った経路の中点から変位していることを特徴とするアンテナである。

第１の発明では、線路の構造を、共振器である第１線路と、第１線路と一定距離隔てた第２線路とを交互に繰り返し設けた構造としている。共振器である第１線路を設けたことによって、周波数変化による透過位相の変化量がより拡張される。その結果、周波数変化によるビーム方向の振れ角が大きくなる。また、第２線路の電気的長さを管内波長の１／２倍よりも長くすることで、第２線路が共振器として作用しないようにしている。これにより、アンテナ素子の特性とは独立して、第１線路の共振器としての特性を制御することができる。すなわち、第１の発明のアンテナでは、利得、偏波方向、サイドロープのレベルなどの制御と、周波数変化によるビーム方向の振れ角とを、独立に制御可能である。

また、本発明のアンテナを車載用ミリ波レーダに用いれば、周波数によってビームの走査角度が調整できるので、車載用ミリ波レーダの車両への取付角度を手動で調整する必要がなくなり、生産性を向上させることができる。

また、第２発明のように、第１線路と第２線路との電磁的結合は、第１線路の長さ方向の両端部において、第１線路の長さ方向の側辺に対して、第２線路の端部の長さ方向の側辺が、所定間隔で対向させて実現することにより、製造誤差による周波数特性のばらつきを抑制することができる。また、第２線路の側辺が第１線路の側辺と対向していることから、第２線路が第１線路と電磁結合の後、直角に立ち上がった形状の場合に、両立ち上がり部分の間隔を狭くできることから、アンテナを小型化できる。また、結合部分の容量は、第２線路の側辺と第１線路の側辺との対向部分の長さを変化させることで、容易に制御できる。この重なり部分を長くすることで、周波数特性に対する均一性を向上させることができる。

また、第３の発明のように、各アンテナ素子の間隔を自由空間波長以下とすると、グレーティングローブが抑制されて所望の指向性ビームを得ることが容易となる。

また、第４の発明のように、第２線路をコの字型の凸状とすることで、容易にアンテナ素子間の距離を自由空間波長以下とすることができる。

また、第５の発明によると、第１線路と第２線路とのギャップによって形成される容量が増加するため、周波数変化によるビームの振れ角をより大きくすることができる。

また、第６の発明によると、スタブがインダクタとして作用するため、電気的長さをλ／２に保持したまま第１線路の物理長をより短縮することができる。

また、第７、８の発明のように、アンテナ素子として矩形の導体や、パッチアンテナを採用することができる。

また、第９の発明によると、アンテナ素子以外からの電磁波放射が抑制され、より効率的なアンテナとすることができる。

また、第１０の発明によると、アンテナ素子から放射される電磁波をより効率的に外部へと放射させることができる。

また、第１１、１２の発明のように、接地板に開けたスロットをアンテナ素子として採用することができ、特に第１１の発明によると、アンテナ素子以外からの電磁波放射が抑制され、より効率的なアンテナとすることができる。

また、第１３の発明のように、窓の領域には、第２線路が位置することなくアンテナ素子のみが位置するように、窓を形成することにより、開口により発生する交叉偏波成分を弱めることができる。

また、第１４の発明のように、アンテナ素子の第２線路に対する電磁的な接続点を、第２線路の信号の伝搬方向に沿った経路の中点から変位させることにより、アンテナ素子からの放射量を適正に低減でき、指向性を適正に制御できる。

実施例１のアンテナの構成を示した断面図。 実施例１のアンテナを上方からみた平面図。 ストリップ線路１３およびアンテナ素子１４の平面パターンを示した図。 ストリップ線路１３およびアンテナ素子１４の平面パターンの一部を拡大して示した平面図。 第１線路１３０近傍を拡大して示した平面図。 指向性についてのシミュレーション結果を示したグラフ。 実施例２のアンテナの構成を示した断面図。 実施例２のアンテナにおける第１接地板２０の構造を示した平面図。 実施例３のアンテナにおける第１線路３３０の構成を示した平面図。 実施例４のアンテナにおける第１線路と第２線路の結合部の構成を示した平面図。 実施例４のアンテナにおける第１線路と第２線路の結合部の拡大図。 実施例３のアンテナを用いた実施例４のアンテナにおける第１線路と第２線路の結合部の構成を示した平面図。 実施例５のアンテナにおける第２線路とアンテナ素子との結合位置を示した平面図。 変形例にアンテナ素子の構成を示した平面図。

以下、本発明の具体的な実施例について説明するが、本発明は実施例に限定されるものではない。

図１は、実施例１のアンテナの構成を示した断面図、図２は上部から見た平面図である。実施例１のアンテナは、第１接地板１０と、第１接地板１０上に形成された第１誘電体板１１ａと、第１誘電体板１１ａ上に形成されたストリップ線路１３と、ストリップ線路１３上および第１誘電体板１１ａ上に形成された第２誘電体板１１ｂと、第２誘電体板１１ｂ上に形成された第２接地板１２と、ストリップ線路１３に接続するアンテナ素子１４と、によって構成されている。第１誘電体板１１ａと第２誘電体板１１ｂは、一体となって誘電体層１１を形成する。このように、実施例１のアンテナは、第１接地板１０と第２接地板１２とに挟まれた誘電体層１１中にストリップ線路１３を有したトリプレート型のアンテナである。以下、λは７６．５ＧＨｚにおける管内波長であり、λ＝λ₀ ／（ε_r ）^1/2 （λ₀ は７６．５ＧＨｚの自由空間波長で約３．９ｍｍ、ε_r は誘電体層１１の比誘電率）で表わされる。

図３は、ストリップ線路１３とアンテナ素子１４の平面パターンを示した図であり、図４は、平面パターンの一部を拡大して示した図である。ストリップ線路１３は、共振器である第１線路１３０と、アンテナ素子１４が接続する第２線路１３１で構成されており、第１線路１３０と第２線路１３１が所定距離離間して交互に繰り返し一方向（図３においてｘ軸方向）に向かって並んだ構成となっている。各アンテナ素子１４は、各第２線路１３１の中心の位置に接続されている。また、ストリップ線路１３の終端には、残留電力を放射させるためのアンテナ素子１３２が接続されている。

図５は、第１線路１３０の近傍を拡大して示した図である。図４、５のように、第１線路１３０はｘ軸方向に伸びる直線状の線路で、第２線路１３１間に挿入されている。第１線路１３０の線路方向の電気的長さはλ／２であり、共振器として作用する。第１線路１３０の両端１３０ａ（第２線路１３１と向かい合う部分）は幅が広がっており、λ／２共振器の小型化を図っている。

第２線路１３１は、４ヶ所を直角に折り曲げたコの字型の凸状の線路である。また、第２線路１３１の両端１３１ａ（第１線路１３０と向かい合う部分）は、第１線路１３０の両端と同様に、幅が広がっている。また、第２線路１３１の屈曲部分１３１ｂは、線路方向に対して４５度に切り落とされており、屈曲部分における電磁波の反射を抑制している。

なお、第２線路１３１は、電気的長さがλ／２以上の長さで、各アンテナ素子１４の励振位相が中心周波数において同相であれば任意の長さでよい。これは、λ／２より短いと第２線路１３１が共振器として動作して、アンテナ素子１４が接続されたときに共振特性が大きく変化するため、反射や位相の周波数特性が大きく変化してしまい、アンテナの励振位相を制御できないためである。そこで、第２線路１３１の電気的長さをλ／２以上とし、共振器として動作しないようにしている。その結果、アンテナの特性を、アンテナ素子１４による特性と、第１線路の共振器としての特性とでそれぞれ独立して制御することができる。ここで、アンテナ素子１４による特性は、たとえば利得や偏波方向、サイドロープのレベルなどである。

アンテナ素子１４は、長さ約λ／２の矩形の導体である。アンテナ素子１４は、第２線路１３１の、ｘ軸方向に平行で第１線路１３０と同一直線上ではない部分１３１ｃ（以下、「アンテナ素子結合部分」という）に接続している。また、アンテナ素子１４の長さ方向は、ｘ軸方向に４５度をなしている。これは、電磁波の偏波方向をｘ軸方向に対して４５度とするためである。

なお、この実施例１のアンテナは、偏波方向をストリップ線路１３の方向（ｘ軸方向）に対して４５度としているが、アンテナ素子１４の長さ方向とｘ軸方向との成す角度によって任意の偏波方向とすることが可能である。

アンテナ素子１４の幅は、図３に示すように、ストリップ線路１３の終端に向かうにつれて広くなっている。このアンテナ素子１４からの電磁波の放射強度は、幅が広いほど強くなり、狭いほど弱くなる。アンテナ素子１４の幅をこのように設定したのは、給電点に近いほどアンテナ素子１４からの電磁波の放射強度が強くなるためであり、各アンテナ素子１４の放射強度のばらつきを幅によって補正している。

第２線路１３１を屈曲させたのは、各アンテナ素子の間隔がλ₀ 以下となるようにするためである。各アンテナ素子１４の間隔がλ₀ よりも広くなると、グレーティングローブが発生してしまい、所望の指向性ビームを得られなくなってしまう。ただし、各アンテナ素子１４の間隔が狭すぎても、アンテナ素子１４同士が相互に作用してしまうため、０．５λ₀ 以上の間隔とすることが望ましい。より望ましい間隔は、０．７〜０．９５λ₀ である。

第２接地板１２には、図２に示すように、矩形の窓１５が複数開けられている。この窓１５は、ｚ軸方向において各アンテナ素子１４と対向する位置に設けられている。窓１５は、長辺がアンテナ素子１４の長さ方向と平行で、短辺はそれに直交する。この窓１５は、アンテナ素子１４の電磁波の放射、吸収効率を高めるために設けたものである。なお、この実施例１では、電磁波を第２接地板１２側から放射、吸収させるために、窓１５を第２接地板１２に開けているが、電磁波を第１接地板１０側から放射、吸収させたい場合には、窓１５を第１接地板１０の方に開けてもよい。

第１線路１３０と第２線路１３１との合計の長さは、各アンテナ素子１４での給電位相が、設計周波数において同相となるように調整されている。すなわち、ビームの方向が、第１接地板１０、第２接地板１２に垂直な方向（ｚ軸方向）となるように設計されている。

給電点（図示しない）から供給される電力の周波数が設計周波数からずれると、各アンテナ素子での給電位相に一定の位相差が生じる。これにより、ビームの方向が変化する。実施例１のアンテナでは、共振器として動作する第１線路１３０により、位相差がより拡張されるため、ビームの方向の変化もより大きくなる。どの程度位相差が拡張されるかは、第１線路１３０と第２線路１３１とのギャップによって形成される容量の大きさによって制御することができる。つまり、第１線路１３０と第２線路１３１との離間距離や、第１線路１３０、第２線路１３１の両端の幅の広げ具合などによって制御することができる。

以上のように、実施例１のアンテナでは、周波数変化によるビームの方向の振れ角が、特許文献１のような従来のアレーアンテナと比較して、より大きくすることができる。

図６は、動作周波数を７６ＧＨｚとした場合と、７７ＧＨｚとした場合の実施例１のアンテナのｚｘ平面での指向性について、シミュレーションにより求めた結果を示すグラフである。グラフにおける仰角は、０度の方向がｚ軸方向である。７６ＧＨｚにおける指向性と７７ＧＨｚにおける指向性とを比較すると、ビームの方向が約４度異なっていることがわかる。したがって、実施例１のアンテナでは、７６〜７７ＧＨｚの１ＧＨｚの周波数変化によって、ビームの方向を約４度振ることができることがわかる。

図７は、実施例２のアンテナの構成を示した断面図である。実施例２のアンテナは、第１接地板２０と、第１接地板２０上に形成された第１誘電体板２１と、第１誘電体板２１上に形成されたマイクロストリップ線路２３と、によって構成されている。マイクロストリップ線路２３の平面パターンは、図３、４に示すストリップ線路１３と同様のパターンであり、第１線路１３０と同様のパターンである第１線路２３０と、第２線路１３１と同様のパターンである第２線路２３１とが、一定距離離間して交互に繰り返し並んだ構成である。

第１接地板２０には、複数の矩形のスロット２４が設けられている。スロット２４は、マイクロストリップ線路２３の線路方向（ｘ軸方向）に対して４５度の角度を成して配置されている。また、各スロット２４の位置は、図８に示すように、第１接地板２０に垂直な方向（ｚ軸方向）からみて、各第２線路２３１のｘ軸方向に平行で第１線路２３０と同一直線上ではないアンテナ素子結合部分２３１ｃに、スロット２４の一角が重なるような位置である。このスロット２４は、第２線路２３１と電磁的に接続し、アンテナ素子として動作する。

この実施例２のアンテナもまた、実施例１と同様に、共振器として動作する第１線路によって、周波数変化による位相差が大きく拡張されるため、ビーム方向の振れ角が大きい。

実施例３のアンテナは、実施例１のアンテナにおいて、第１線路１３０に替えて以下に説明する第１線路３３０を所定距離離間して２つ並べた構造である。図９に示すように、第１線路３３０は、両端の幅が広がった直線状の線路３３０ａと、その線路３３０ａの中央部に、線路方向（ｘ軸方向）に直交して十字型に設けられた２つのスタブ３３０ｂとで構成されている。このスタブ３３０ｂはインダクタとして作用し、これによってλ／２共振器の物理的長さを約０．２５λに短縮している。

λ／２共振器として作用する第１線路３３０を２つ並べた構成とすることで、アンテナ素子１４間の位相差を実施例１の場合よりもさらに拡張することができ、周波数変化によるビーム方向の振れ角をさらに拡大することができる。

なお、上記の第１線路３３０を２つ並べる構成は、実施例２のアンテナにおいても採用可能である。

次に本発明の実施例４に係るアンテナの構成を図１１、図１２に示す。実施例１と同一の要素には、同一符号が付されている。本実施例は、実施例１に対して、第１線路と第２線路との電磁的な結合部分の構成が異なるのみである。第１線路４３０は信号の伝搬方向（ｘ軸）の長さが管内波長の１／２の直線である。実施例１と異なり、両端は幅が太くなっていない。第２線路４３１は実施例１と同様にコの字形状に直角に屈曲されて形成されている。第２線路４３１の端は、実施例１と異なり太くなっていない。そして、第１線路４３１の両端部の信号の伝搬方向に伸びた側辺４３０ａと、第２線路４３１の端部の信号の伝搬方向に伸びた側辺４３１ａとが、所定間隙を隔てて対向している。側辺４３０ａと側辺４３１ａとの対向長Ｌと、間隙長Ｄは、形成される結合容量とインダクタンスの値に応じて決定すれば良い。対向長Ｌは、線路の幅よりは長い。

このように、第１線路４３０と第２線路４３１とは側辺４３０ａと側辺４３１ａとで電磁結合させているので、第１線路４３０の両側に位置する第２線路４３１の立上り部４３１ｄ、４３１ｅ間の距離Ｗを、実施例１に比べて短くすることができる。この結果、実施例１に比べて、本実施例１のアンテナは長さを短くでき、小型化できる。また、線路の幅より長い対向長Ｌを有した側辺４３０ａと側辺４３１ａとにおいて電磁結合させているので、間隙長Ｄや対向長Ｌに関して製品毎の加工誤差を小さくすることができる。また、間隙長Ｄや対向長Ｌの製品毎のばらつきに対して、実施例１に比べて周波数関する指向特性の変動が小さくなる。アンテナ素子１４、アンテナ素子１４が接続されるアンテナ素子結合部分４３１ｃは、実施例１と同一である。また、本実施例でも、実施例１と同様に、第１接地板１０、第１誘電体板１１ａ、第２誘電体板１１ｂ、第２接地板１２、窓１５を有している。また、本実施例の構成は、上記した実施例２の図７に示す構成、実施例３の図９に示す構成にも用いることができる。図９の場合には、図１２に示すように、２つ連結された第１線路５３０の両端部の側辺５３０ａに対して、側辺５３１ａが所定間隔を隔てて対向する２つの第２線路側５３１を有している。このように構成することも可能である。

次に、実施例５にかかるアンテナについて説明する。実施例１の構成に応用した実施例５のアンテナを図１３に示す。実施例１では、アンテナ素子１４は、第２線路１３１の信号の伝搬方向に沿った線路長の中点において、接続されていた。本実施例では、アンテナ素子１４と第２線路１３１との接続点を、この中点の位置から変位させたものである。第１線路１３０と平行なアンテナ素子結合部分１３１ｃの長さの中点から変位した位置に、各アンテナ素子１４は接続されている。このように構成することにより、アンテナ素子１４からの電磁波の放射量を適正に低減することができ、アンテナの長さ方向に沿った放射分布を均一にすることができ、指向特性を良好に制御することができる。

また、窓１５は、短冊形状のアンテナ素子１４の長辺１４ａに平行な長辺１５ａを有した長方形に構成されている。窓１５の短辺１５ｂの中点に、アンテナ素子１４は、窓１５の長辺１５ａに平行に伸びている。そして、窓１５の直下には、第２線路１３１が存在しないように、アンテナ素子結合部分１３１ｃに対する窓１５の位置が決定されている。このようにすることで、窓１５の開口により発生する交叉偏波成分を抑制することができ、偏波特性を良好に維持することができる。

本実施例の特徴であるアンテナ素子１４を第２線路１３１の信号の伝搬方向に沿った線路長の中点から変位した位置に接続する構成は、実施例２、実施例３にも応用することができる。実施例２に応用した場合には、図８に示すスロット２４と第２線路２３１との電磁結合の位置を、第２線路２３１の信号の伝搬方向に沿った長さの中点（アンテナ素子結合部分２３１ｃの中点）から変位させた位置とすることができる。この変位量は、スロット２４からの電磁波の放射量が所定値となるように決定すれば良い。

また、窓１５の直下には、第２線路１３１が存在しないように、アンテナ素子結合部分１３１ｃに対する窓１５の位置を決定する構成は、実施例３のアンテナにも応用することができる。

［その他の変形例］
上記実施例１において、アンテナ素子１４として長さλ／２の矩形の導体を用いたが、実施例２のように、第１接地板１０または第２接地板１２に矩形のスロットを設け、そのスロットをアンテナ素子としてもよい。その場合には第２接地板１２に窓１５を設ける必要はない。また、図１４のように、アンテナ素子１４として、一辺が約λ／２の正方形の導体であるパッチアンテナ３４ａと、第２線路１３１のアンテナ素子結合部分１３１ｃとを接続する給電線路３４ｂとを用いてもよい。この場合、給電線路３４ｂの方向によって、偏波方向を制御することができる。また、このようなパッチアンテナ３４を採用する場合も、第２接地板１２に窓３５を開けることで、電磁波の放射、吸収効率を向上させることができる。

また、上記実施例２において、第１接地板２０にスロット２４を設けずに、実施例１のように、第２線路２３１に接続する長さλ／２の矩形の導体を設けてアンテナ素子としてもよい。また、上記図１０のように、パッチアンテナ３４ａと給電線路３４ｂをアンテナ素子として採用してもよい。

また、上記実施例１〜５では、第１線路の電気的長さをλ／２としたが、（２ｎ−１）＊λ／２（ｎは１以上の整数）としても、共振器として動作させることができる。

本発明は、車載レーダなどに利用することができる。

１０、１２、２０：接地板
１１、２１：誘電体層
１３、２３：ストリップ線路
１４：アンテナ素子
１５：窓
２４：スロット
１３０、２３０、３３０、４３０、５３０：第１線路
１３１、２３１、３３１、４３１、５３１：第２線路

Claims (14)

1. 第１接地板上に第１誘電体板を介して導体からなる線路が設けられ、前記線路と電磁的に接続する複数のアンテナ素子が設けられたアンテナにおいて、
   前記線路は、共振器長が管内波長の（２ｎ−１）／２倍（ｎは１以上の整数）の共振器である第１線路と、電気的長さが前記管内波長の１／２倍よりも長い第２線路とを有し、単数または複数の前記第１線路と、前記第２線路とを所定間隔離間させて交互に繰り返し配列した構造であり、
   各前記アンテナ素子は、各前記第２線路にそれぞれ電磁的に接続されて設けられている、
   ことを特徴とするアンテナ。
2. 前記第１線路の長さ方向の両端部において、前記第１線路の長さ方向の側辺に対して、前記第２線路の端部の長さ方向の側辺が、所定間隔で対向していることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
3. 各前記アンテナ素子は、自由空間波長以下の間隔で配列されている、
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のアンテナ。
4. 前記第２線路は、コの字型の凸状に屈曲されている、ことを特徴とする請求項３に記載のアンテナ。
5. 前記第１線路および前記第２線路は、相互に対向する両端の幅が他の部分の幅よりも広くなっていることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のアンテナ。
6. 前記第１線路は、スタブを有することを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のアンテナ。
7. 前記アンテナ素子は、矩形状の導体であり、前記第２線路に連続して接続されていることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のアンテナ。
8. 前記アンテナ素子は、導体からなる正方形のパッチアンテナであり、導体からなる給電線路によって前記第２線路に連続して接続されている、ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のアンテナ。
9. 前記線路上および前記第１誘電体板上に位置する第２誘電体板と、前記第２誘電体板上に位置する第２接地板とをさらに有する、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載のアンテナ。
10. 前記第１接地板または前記第２接地板の面に垂直な方向において、前記アンテナ素子と対向する位置に、窓が開けられていることを特徴とする請求項９に記載のアンテナ。
11. 前記アンテナ素子は、前記第１接地板に穿たれた矩形のスロットである、ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のアンテナ。
12. 前記線路上および前記第１誘電体板上に位置する第２誘電体板と、前記第２誘電体板上に位置する第２接地板とをさらに有し、
    前記アンテナ素子は、前記第１接地板または前記第２接地板に開けられた矩形のスロットである、
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のアンテナ。
13. 前記窓の領域には、前記第２線路が位置しないことを特徴とする請求項１０に記載のアンテナ。
14. 前記アンテナ素子の前記第２線路に対する電磁的な接続点は、前記第２線路の信号の伝搬方向に沿った経路の中点から変位していることを特徴とする請求項１ないし請求項１３のいずれか１項に記載のアンテナ。

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