JP5440113B2

JP5440113B2 - 交流−直流変換装置

Info

Publication number: JP5440113B2
Application number: JP2009262538A
Authority: JP
Inventors: 和明三野
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2009-11-18
Filing date: 2009-11-18
Publication date: 2014-03-12
Anticipated expiration: 2029-11-18
Also published as: JP2011109817A

Description

本発明は、自己消弧形スイッチング素子を用いて入力力率や入力電流の高調波を改善しながら交流電圧を直流電圧に変換する交流−直流変換装置における電流検出技術に関する。

交流−直流変換回路の電流を検出する公知技術として、特許文献１に記載されたシャント抵抗を用いる回路構成や特許文献２に記載された変流器（ＣＴ）を交流入力リアクトルと直列に接続する回路構成が知られている。しかし、シャント抵抗を用いる回路構成では、、検出電圧が小さく、ノイズが混入し易く、正確な検出が難しいこと、シャント抵抗の損失が大きく効率化の点で問題が多いことなどの課題がある。また、変流器を交流入力リアクトルと直列に接続する回路構成では、変流器としてＡＣＣＴを用いると商用周波数で飽和しないＡＣＣＴが必要となり、装置が大型で、高価となる。また、ＤＣＣＴを用いることも考えられるが、ＤＣＣＴは応答速度が遅く高速の制御や保護には適さず、また高価である。

そこで、図１０（ａ）に示すような従来技術のシャント抵抗の代わりにＡＣＣＴを用いる回路構成が考えられる。主回路構成は、ダイオード２とダイオード（ここではＭＯＳＦＥＴのボディダイオード）が逆並列接続された半導体スイッチ素子４との直列接続回路と、ダイオード３とダイオード（ここではＭＯＳＦＥＴのボディダイオード）が逆並列接続された半導体スイッチ素子５との直列接続回路とを並列接続したブリッジ回路である。交流電源１とブリッジ回路の交流入力との間にリアクトル８、９が、ブリッジ回路の直流出力と並列にコンデンサ６が各々接続され、さらに、半導体スイッチ素子４と直列にＡＣＣＴ３１ａが、半導体スイッチ素子５と直列にＡＣＣＴ３２ａが、各々接続されている。

このような構成における主回路動作を以下に説明する。交流電源1の極性が正の場合、半導体スイッチ素子4をオンすると交流電源1→リアクトル8 →ＡＣＣＴ３１ａの一次巻線→半導体スイッチ素子4→半導体スイッチ素子5のボディダイオード→ＡＣＣＴ３２ａの一次巻線→ リアクトル9→交流電源1の経路で電流が増加する。ここで、半導体スイッチ素子4がオフすると、電流は、リアクトル8→ダイオード2→コンデンサ6→半導体スイッチ素子5のボディダイオード→ＡＣＣＴ３２ａの一次巻線→リアクトル9→交流電源1→リアクトル8の経路に転流し、リアクトル8と9のエネルギーはコンデンサ6に供給されて電流は減少する。電源電圧が負の場合にも回路の対称性から半導体スイッチ素子5をオンオフさせることで同様な動作となる。

従って、半導体スイッチ素子4と5を適切な制御信号で駆動させることで入力電流を歪の少ない正弦波状に制御しながら、力率を改善し、コンデンサ両端間に昇圧された直流電圧を得ることができる。
図１０（ｂ）に、動作波形を示す。半導体スイッチ素子４（Ｑ１）、５（Ｑ２）をオンオフ制御させることにより、交流入力電流は正弦波状の波形となることが判る。

特開２００３−３３３８５５号公報特開平１−１１７６５８号

上述のように、交流電源電圧の極性が正の期間では、半導体スイッチ素子5のボディダイオードやＡＣＣＴ３２ａの１次巻線（主回路側）に常に電流が流れるので、ＡＣＣＴ３２の２次巻線には検出回路２２の電圧が常に同一方向に発生し、ＡＣＣＴ３２の磁性体は飽和してしまう。同様な動作で交流電源電圧の極性が負の期間ではＡＣＣＴ３１の１次巻線が常に導通し、ＡＣＣＴ３１の磁性体が飽和してしまう。交流電源電圧の極性が正の期間ではＡＣＣＴ３１ａで電流を検出するが、負の期間でＡＣＣＴ３１ａが飽和してしまうと、正の期間に切り替わった直後の電流が正確に検出できない。同様に、交流電源電圧の極性が負の期間ではＡＣＣＴ３２ａで電流を検出するが、正の期間でＡＣＣＴ３２ａが飽和してしまうと、負の期間に切り替わった直後の電流が正確に検出できなくなってしまう。

従って、図１０（ａ）に示す回路構成では交流電源電圧の極性が切り替わった直後の電流を正確に検出することができず、正確な入力電流の制御ができなくなり、入力電流高調波や力率が悪化してしまう課題がある。また、これらの期間に装置が破損するような過大な電流が流れても正確に電流を検出することができず、装置の信頼性が低下してしまう問題がある。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、整流ダイオードとダイオードが逆並列接続された半導体スイッチ素子とを直列接続した第1及び第2の直列接続回路を2個並列接続したブリッジ回路と、前記第1又は第2の直列接続回路の内部接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルと、前記ブリッジ回路と並列に接続されたコンデンサとを備えた交流−直流変換装置において、前記第１の直列接続回路の半導体スイッチ素子と直列に第１の１次巻線を、前記第２の直列接続回路の整流ダイオードと直列に第２の１次巻線を、各々接続した第１の変流器と、前記第２の直列接続回路の半導体スイッチ素子と直列に第１の１次巻線を、前記第１の直列接続回路の整流ダイオードと直列に第２の１次巻線を、各々接続した第２の変流器と、の一方又は両方を備え、前記変流器の２次巻線に、スイッチング周期毎に前記半導体スイッチ素子のオン期間の電流を抽出し、オフ期間に前記変流器の磁束をリセットする電流波形抽出回路を接続したことを特徴とする。

第２の発明においては、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチ素子同士を直列接続した第1及び第2の直列接続回路を2個並列接続したブリッジ回路と、前記第1又は第2の直列接続回路の内部接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルと、前記ブリッジ回路と並列に接続されたコンデンサとを備えた交流−直流変換装置において、前記第１の直列接続回路の一方の半導体スイッチ素子と直列に第１の１次巻線を、前記第２の直列接続回路の他方の半導体スイッチ素子と直列に第２の１次巻線を、各々接続した第１の変流器と、前記第２の直列接続回路の一方の半導体スイッチ素子と直列に第１の１次巻線を、前記第１の直列接続回路の他方の半導体スイッチ素子と直列に第２の１次巻線を、各々接続した第２の変流器と、の一方又は両方を備え、前記変流器の２次巻線に、スイッチング周期毎に前記半導体スイッチ素子のオン期間の電流を抽出し、オフ期間に前記変流器の磁束をリセットする電流波形抽出回路を接続したことを特徴とする。

第３の発明においては、整流ダイオードとダイオードが逆並列接続された半導体スイッチ素子とを直列接続した第1及び第2の直列接続回路を2個並列接続したブリッジ回路と、前記第1又は第2の直列接続回路の内部接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルと、前記ブリッジ回路と並列に接続されたコンデンサと半導体スイッチ素子とを直列接続した第３の直列接続回路と、前記第３の直列接続回路の内部接続点と前記第１の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第１のバイパスダイオードと、前記第３の直列接続回路の内部接続点と前記第２の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第２のバイパスダイオードと、前記第1の直列接続回路の半導体スイッチ素子と直列に１次巻線を接続した第１の変流器と、前記第２の直列接続回路の半導体スイッチ素子と直列に１次巻線を接続した第2の変流器と、を備え、前記コンデンサの両端を直流出力とし、前記変流器の２次巻線に、スイッチング周期毎に前記半導体スイッチ素子のオン期間の電流を抽出し、オフ期間に前記変流器の磁束をリセットする電流波形抽出回路を接続したことを特徴とする。

第４の発明においては、第３の発明における前記整流ダイオードと並列に半導体スイッチ素子を接続したことを特徴とする。

第５の発明においては、第３又は第４の発明における前記第３の直列接続回路の半導体スイッチ素子は、前記第１の直列接続回路の半導体スイッチ素子のオンオフ信号と前記第２の直列接続回路の半導体スイッチ素子のオンオフ信号との論理和信号に基づいて駆動されることを特徴とする。

第６の発明においては、第３又は第４の発明における前記第３の直列接続回路の半導体スイッチ素子は、交流電源に同期して、零電圧点付近で所定時間オフされることを特徴とする。

第７の発明においては、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチ素子同士を直列接続した第1及び第2の直列接続回路を2個並列接続したブリッジ回路と、前記第1又は第2の直列接続回路の内部接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルと、前記ブリッジ回路と並列に接続された第１の半導体スイッチ素子とコンデンサと第２の半導体スイッチ素子とをこの順に直列接続した第３の直列接続回路と、前記第３の直列接続回路の第１の内部接続点と前記第１の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第１のバイパスダイオードと、前記第３の直列接続回路の第１の内部接続点と前記第２の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第２のバイパスダイオードと、前記第３の直列接続回路の第２の内部接続点と前記第１の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第３のバイパスダイオードと、前記第３の直列接続回路の第２の内部接続点と前記第２の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第４のバイパスダイオードと、前記第1の直列接続回路の半導体スイッチ素子各々と直列に１次巻線を接続した第１及び第２の変流器と、前記第２の直列接続回路の半導体スイッチ素子各々と直列に１次巻線を接続した第３及び第４の変流器と、を備え、前記コンデンサの両端を直流出力とし、前記変流器の２次巻線に、スイッチング周期毎に前記半導体スイッチ素子のオン期間の電流を抽出し、オフ期間に前記変流器の磁束をリセットする電流波形抽出回路を接続したことを特徴とする。

第８の発明においては、第１から第７の発明のいずれかにおいて、前記変流器の２次巻線に、変流器の磁束をリセットするリセット電圧設定手段と電流波形を選択的に抽出する同期スイッチとを備えた電流波形抽出回路を接続したことを特徴とする。

本発明では、交流電源の全期間において、スイッチング周期ごとにＡＣＣＴの磁束をリセットしているので、ＡＣＣＴが磁気飽和することなく、正確に電流を検出することができ、交流入力電流の力率改善と過電流時の保護制御が確実に可能となる。
また、交流電源の半サイクルの零点付近毎にＡＣＣＴの磁束をリセットする方式では、さらに確実に電流を検出することができ、交流入力電流の力率改善と過電流時の保護制御が確実に可能となる。

本発明の第１の実施例を示す回路図と動作波形図である。本発明の第２の実施例を示す回路図である。本発明の第３の実施例を示す回路図である。本発明の第４の実施例を示す回路図である。本発明の第５の実施例を示す回路図である。本発明の第６の実施例を示す回路図である。本発明の第７の実施例を示す波形図である。本発明の第８の実施例を示す波形図である。図８の動作波形図である。従来技術を示す回路図と動作波形図である。

本発明の要点は、交流−直流変換装置の電流検出を、ＡＣＣＴを用いて、スイッチング周期の１周期内で電流検出と磁束のリセットを行わせるようにした点である。以下に、半導体スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを使用した実施例を示す。

図１（ａ）に、本発明の第1の実施例を示す。主回路構成は、ダイオード２とダイオード（ここではＭＯＳＦＥＴのボディダイオード）が逆並列接続された半導体スイッチ素子としてのＭＯＳＦＥＴ４との直列接続回路と、ダイオード３とダイオード（ここではＭＯＳＦＥＴのボディダイオード）が逆並列接続された半導体スイッチ素子としてのＭＯＳＦＥＴ５との直列接続回路とを並列接続したブリッジ回路である。交流電源１とブリッジ回路の交流入力との間にリアクトル８、９が、ブリッジ回路の直流出力と並列にコンデンサ６が各々接続されている。さらに、ＭＯＳＦＥＴ４と直列にＡＣＣＴ３１の第１の１次巻線が、ダイオード２と直列にＡＣＣＴ３２の第２の１次巻線が、ＭＯＳＦＥＴ５と直列にＡＣＣＴ３２の第１の１次巻線が、ダイオ−ド３と直列にＡＣＣＴ３１の第２の１次巻線が各々接続される。ＡＣＣＴ３１の２次巻線は電流波形抽出回路２１に、ＡＣＣＴ３２の２次巻線は電流波形抽出回路２２に、各々接続される。

このような構成における動作を図１（ｂ）に示す。交流電源１が正の半サイクル期間はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）３１がオンオフし、負の半サイクル期間はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）３２がオンオフする動作である。

交流電源１が正の半サイクル期間にＭＯＳＦＥＴ４がオンすると、電流は交流電源1→リアクトル8 →ＡＣＣＴ３１の１次巻線→ＭＯＳＦＥＴ4→ＭＯＳＦＥＴ5のボディダイオード→ＡＣＣＴ３２の１次巻線→ リアクトル9→交流電源1の経路で電流が増加する。ここで、ＭＯＳＦＥＴ4がオフすると、電流は、リアクトル8→ＡＣＣＴ３２の第２の１次巻線→ダイオ−ド2→コンデンサ6→ＭＯＳＦＥＴ5のボディダイオード→ＡＣＣＴ３２の第１の１次巻線→リアクトル9→交流電源1→リアクトル8の経路に転流し、リアクトル8と9のエネルギーはコンデンサ6に供給されて電流は減少する。

また、交流電源１が負の半サイクル期間にＭＯＳＦＥＴ３２がオンすると、電流は、交流電源1→リアクトル９ →ＡＣＣＴ３２の第１の１次巻線→ＭＯＳＦＥＴ５→ＭＯＳＦＥＴ４のボディダイオード→ＡＣＣＴ３１の第１の１次巻線→ リアクトル８→交流電源1の経路で電流が増加する。ここで、ＭＯＳＦＥＴ５がオフすると、電流はリアクトル９→ＡＣＣＴ３１の第２の１次巻線→ダイオ−ド３→コンデンサ6→ＭＯＳＦＥＴ４のボディダイオード→ＡＣＣＴ３１の第１の１次巻線→リアクトル８→交流電源1→リアクトル９の経路に転流し、リアクトル8と9のエネルギーはコンデンサ6に供給されて電流は減少する。

このようなオンオフ制御を適切なオンオフ比率で高周波動作させることにより、ＡＣＣＴ３１（ＣＴ１）及びＡＣＣＴ３２（ＣＴ２）を流れる電流はＭＯＳＦＥＴのオン期間だけ流れる波形となる。ＭＯＳＦＥＴオフ期間のＡＣＣＴの電流は二つの１次巻線で電流が打消されて、検出は零となる。この電流を電流波形抽出回路２１及び２２で検出することにより、電流検出が可能となる。電流波形抽出回路２１、２２では、ＡＣＣＴ３１、３２の２次巻線の電流を整流後抵抗で電圧に変換し、定電圧ダイオードでＡＣＣＴの磁気リセットを行い、さらにＭＯＳＦＥＴなどの同期スイッチを用いてＭＯＳＦＥＴ４、５がオンの期間の電流（電圧）だけを抽出している。実際に検出したい電流は交流入力電流であるので、前記検出波形を制御回路で整形して制御回路の電流検出量として使用する。

また、ＭＯＳＦＥＴ４、５がオフの期間には、電流波形抽出回路２１、２２内の電圧は、定電圧ダイオードなどで決まるＡＣＣＴ３１、３２をリセットするための電圧波形となるため、同期スイッチをオフさせて、検出しないようにしている。このような動作により、ＡＣＣＴ３１、３２はＭＯＳＦＥＴ３１、３２のスイッチング周期毎にリセットされることになり、磁気飽和することなく正確な電流検出が可能となり、交流入力電流の力率改善と過電流時の保護制御が確実に可能となる。

尚、本実施例においては、ダイオード２とＭＯＳＦＥＴ４の位置及びダイオード３とＭＯＳＦＥＴ５の位置を各々入れ替えても同様の電流検出が可能となることは言うまでもない。また、ＭＯＳＦＥＴとＡＣＣＴの直列接続の位置関係は入れ替えても良い。

図２に、本発明の第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、図１におけるダイオード２、３の代わりに、ＭＯＳＦＥＴ４ａ、５ａが用いられている点である。主回路の動作としては、ＭＯＳＦＥＴ４、５がオフの期間にＭＯＳＦＥＴ４ａ、５ａをオンさせ、ＭＯＳＦＥＴ４、５がオンの期間にＭＯＳＦＥＴ４ａ、５ａをオフさせる動作とする。このような動作により、直流Ｐ、Ｎ間に接続される負荷として、電動機、発電機などの逆起電力のある負荷が接続された場合、エネルギーを交流電源側に回生することができるので、直流出力電圧の上昇を抑制することが可能となる。力行中（交流電源から負荷へ電力を供給中）の電流波形は図１（ｂ）と同じであるが、回生中（負荷から交流電源へ電力を供給中）の電流波形は、交流電源電圧が正の期間はＡＣＣＴ３１の電流が負、交流電源電圧が負の期間はＡＣＣＴ３２の電流が負となる。その他の動作と効果は第１の実施例と同様である。

図３に、本発明の第３の実施例を示す。第１の実施例との違いは、ＡＣＣＴが１個で構成されている点である。ＡＣＣＴ３２（ＣＴ２）の電流波形は図３（ｂ）に示すように、交流電源１が正の期間は負側に、交流電源１が負の期間は正側に、ＭＯＳＦＥＴオン期間の電流波形となる。オフ期間の電流は、二つの１次巻線で打消されて零となる。１個のＡＣＣＴで電流検出ができるので、実施例１の効果に加え、装置の低価格化と小型化が可能となる。

図４に、本発明の第４の実施例を示す。第３の実施例との違いは、第３の実施例における整流ダイオード２、３の代わりにＭＯＳＦＥＴ４ａ、５ａを使用した例である。ＭＯＳＦＥＴ４がオフの期間にＭＯＳＦＥＴ４ａを、ＭＯＳＦＥＴ５がオフの期間にＭＯＳＦＥＴ５ａをオンさせることにより、直流ＰとＮ間に接続される負荷として、電動機、発電機などの逆起電力のある負荷が接続された場合、エネルギーを交流電源側に回生することができるので、直流出力電圧の上昇を抑制することが可能となる。力行中（交流電源から負荷へ電力を供給中）の電流波形は図３（ｂ）と同じであるが、回生中（負荷から交流電源へ電力を供給中）の電流波形は、交流電源電圧が正の期間はＡＣＣＴ３２の電流が正、交流電源電圧が負の期間はＡＣＣＴ３２の電流が負となる。その他の動作と効果は第３の実施例と同様である。

図５に、本発明の第５の実施例を示す。図１０に示す従来例との違いは、主回路構成である。回路構成は、図５（ａ）に示すように、図１０（ａ）の回路に、ＭＯＳＦＥＴ２３とダイオード１２、１３が付加された点である。ダイオード２、３とＭＯＳＦＥＴ４、５で構成されたブリッジ回路の負極と直流出力端子Ｎとの間にＭＯＳＦＥＴ２３が、直流出力端子Ｎとブリッジ回路の交流端子との間にダイオード１２と１３が、各々接続されている。このような構成における各部の動作と波形を図５（ｂ）に示す。ＭＯＳＦＥＴ４、５のオンオフ動作は、第１の実施例と同じである。ＭＯＳＦＥＴ２３（Ｑ３）は、ＭＯＳＦＥＴ４（Ｑ１）のオンオフ信号とＭＯＳＦＥＴ５（Ｑ２）のオンオフ信号との論理和信号で駆動される。

交流電源１が正の半サイクル期間にＭＯＳＦＥＴ４がオンすると、電流は交流電源1→リアクトル8 →ＡＣＣＴ３１ａの１次巻線→ＭＯＳＦＥＴ4→ＭＯＳＦＥＴ5のボディダイオード→ＡＣＣＴ３２ａの１次巻線→ リアクトル9→交流電源1の経路で電流が増加する。ここで、ＭＯＳＦＥＴ4及びＭＯＳＦＥＴ２３がオフすると、電流は、リアクトル8→ダイオ−ド2→コンデンサ6→ダイオード１２→リアクトル9→交流電源1→リアクトル8の経路に転流し、リアクトル8と9のエネルギーはコンデンサ6に供給されて電流は減少する。

また、交流電源１が負の半サイクル期間にＭＯＳＦＥＴ５がオンすると、電流は、交流電源1→リアクトル９ →ＡＣＣＴ３２ａの１次巻線→ＭＯＳＦＥＴ５→ＭＯＳＦＥＴ４のボディダイオード→ＡＣＣＴ３１ａの１次巻線→ リアクトル８→交流電源1の経路で電流が増加する。ここで、半導体スイッチ素子５がオフすると、電流はリアクトル９→ダイオ−ド３→コンデンサ6→ダイオード１３→リアクトル８→交流電源1→リアクトル９の経路に転流し、リアクトル8と9のエネルギーはコンデンサ6に供給されて電流は減少する。

このようなオンオフ制御を適切なオンオフ比率で高周波動作させることにより、ＡＣＣＴ３１ａ（ＣＴ１ａ）及びＡＣＣＴ３２ａ（ＣＴ２ａ）を流れる電流はＭＯＳＦＥＴ４又は５のオン期間だけ流れる波形となる。ＭＯＳＦＥＴのオフ期間は、ＡＣＣＴに電流は流れない。この電流を電流波形抽出回路２１及び２２で検出することにより、電流検出が可能となる。

電流波形抽出回路２１、２２では、ＡＣＣＴ３１、３２の２次巻線の電流を整流後抵抗で電圧に変換し、さらにＭＯＳＦＥＴなどの同期スイッチを用いてＭＯＳＦＥＴ４、５がオンの期間の電流だけを抽出している。実際に検出したい電流は交流入力電流であるので、前記検出波形を制御回路で整形して制御回路の電流検出量として使用する。また、ＭＯＳＦＥＴ４、５がオフの期間には、電流波形抽出回路２１、２２内の電圧は、定電圧ダイオードなどで決まるＡＣＣＴ３１ａ、３２ａをリセットするための電圧波形となるため、同期スイッチをオフさせて、検出しないようにしている。このような動作により、ＡＣＣＴ３１ａ、３２ａはＭＯＳＦＥＴ４、５のスイッチング周期毎にリセットされることになり、磁気飽和することなく正確な電流検出が可能となり、交流入力電流の力率改善と過電流時の保護制御が確実に可能となる。

図６に、本発明の第６の実施例を示す。本実施例は、第５の実施例のダイオード２、３をＭＯＳＦＥＴ４ａ、５ａに置き換えた構成である。ＭＯＳＦＥＴ４、５がオフしている期間にＭＯＳＦＥＴ４ａ、５ａをオンさせることにより、直流ＰとＮ間に接続される負荷として、電動機、発電機などの逆起電力のある負荷が接続された場合、エネルギーを交流電源側に回生することができるので、直流出力電圧の上昇を抑制することが可能となる。力行中（交流電源から負荷へ電力を供給中）の電流波形は図５（ｂ）と同じであるが、回生中（負荷から交流電源へ電力を供給中）の電流波形は、交流電源電圧が正の期間はＡＣＣＴ３１ａの電流が負でＡＣＣＴ３２ａの電流が正、交流電源電圧が負の期間はＡＣＣＴ３１ａの電流が正でＡＣＣＴ３２ａの電流が負となる。その他の動作と効果は第５の実施例と同様である。

図７に、本発明の第７の実施例を示す。本実施例は、第５及び第６の実施例において、交流電源の零電圧付近でＭＯＳＦＥＴ２３を所定時間オフさせるようにした実施例である。
実施例５と６では、スイッチングの１周期内でＡＣＣＴの磁束をリセットさせるようにしているが、オンオフの制御率によってはリセットのための時間が十分確保できない場合やリセット電圧を極端に高くする必要が生じる場合がある。これを解決するため、本実施例では、交流電源の零電圧近辺でＡＣＣＴの磁気リセットに必要な時間ＭＯＳＦＥＴ２３をオフさせる。この時、ＭＯＳＦＥＴ４と５も同時にオフさせる。

また、ＭＯＳＦＥＴ２３を常時オンさせると従来技術と同じ動作になる。このような動作においても、図７に示すように、交流電源１の半サイクル毎に零電圧近辺でＭＯＳＦＥＴ２３を所定時間オフさせることにより、図１０に示したＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを流れる電流を図５又は図６のダイオード１２又は１３に転流させ、ＡＣＣＴを磁気リセットさせる。以上の説明のように、交流電源の零電圧近辺でＭＯＳＦＥＴ２３を所定時間オフさせることにより、ＡＣＣＴの確実な磁気リセットが可能となり、正確な電流検出が実現でき、交流入力電流の力率改善と過電流時の保護制御が確実に可能となる。

図８に、本発明の第８の実施例を示す。図８の回路構成は、図６に示した第６の実施例の回路にＡＣＣＴ３１ｂと３２ｂ、バイパスダイオード１２ａと１３ａ、及びＭＯＳＦＥＴ２３ａを付加した構成である。図６の回路構成において、図５（ｂ）に示したオンオフ制御方式でＭＯＳＦＥＴを制御すると、電流制御はＭＯＳＦＥＴ４と５だけが行うことになり、下アームのＭＯＳＦＥＴ４、５と上アームのＭＯＳＦＥＴ４ａ、５ａとで損失のアンバランスが生じる。即ち、下アームのＭＯＳＦＥＴ４、５は交流電源１の半サイクル期間、導通損失とスイッチング損失との和の損失となるため、損失が上アームのＭＯＳＦＥＴ４ａ、５ａに比べて大きくなる。このため、熱処理が複雑になり、場合によってはＭＯＳＦＥＴを上アームと下アームで定格の異なる部品に使い分ける必要が生じ、価格の上昇と生産性の悪化を招く。

上記問題点を解決するために、ＭＯＳＦＥＴ４（Ｑ１）、５（Ｑ２）、４ａ（Ｑ４）、５ａ（Ｑ５）の電流が、均等になるように、各ＭＯＳＦＥＴへのオンオフ信号を図９に示すように分配する。ここで、Ｑ１とＱ２の信号のみを示したが、Ｑ４の信号はＱ１の信号の反転信号、Ｑ５の信号はＱ２の信号の反転信号とする。動作は下記のようになる。

交流電源１が正の半サイクル期間にＭＯＳＦＥＴ４がオンすると、電流は交流電源1→リアクトル8 →ＡＣＣＴ３１ａの１次巻線→ＭＯＳＦＥＴ4→ＭＯＳＦＥＴ5のボディダイオード→ＡＣＣＴ３２ａの１次巻線→リアクトル9→交流電源1の経路で電流が増加する。ここで、ＭＯＳＦＥＴ4、２３、２３ａをオフさせると、リアクトル８の電流は、リアクトル８→ダイオード１３ａ→コンデンサ6→ダイオード１２→リアクトル9→交流電源1→リアクトル8の経路に転流し、リアクトル8と9のエネルギーはコンデンサ6に供給されて電流は減少する。次にＭＯＳＦＥＴ５をオフし、ＭＯＳＦＥＴ５ａをオンさせるとリアクトル８の電流は、ＭＯＳＦＥＴ４ａのボディダイオード→ＡＣＣＴ３１ｂの１次巻線→ＡＣＣＴ３２ｂの１次巻線→ＭＯＳＦＥＴ５ａ→リアクトル９→交流電源１→リアクトル８の経路で増加する。次にＭＯＳＦＥＴ５ａ、２３、２３ａをオフさせると、リアクトル８の電流は、リアクトル８→ダイオード１３ａ→コンデンサ6→ダイオード１２→リアクトル9→交流電源1→リアクトル8の経路に転流し、リアクトル8と9のエネルギーはコンデンサ6に供給されて電流は減少する。この動作のように、交流電源１の電圧が正の期間において、下アームのＭＯＳＦＥＴ４による制御と上アームのＭＯＳＦＥＴ５ａによる制御とを交互に行う。

交流電源１が負の半サイクル期間にＭＯＳＦＥＴ５がオンすると、電流は交流電源1→リアクトル９ →ＡＣＣＴ３２ａの１次巻線→ＭＯＳＦＥＴ５→ＭＯＳＦＥＴ４のボディダイオード→ＡＣＣＴ３１ａの１次巻線→リアクトル８→交流電源1の経路で電流が増加する。ここで、ＭＯＳＦＥＴ５、２３、２３ａをオフさせると、リアクトル９の電流は、リアクトル９→ダイオード１２ａ→コンデンサ6→ダイオード１３→リアクトル８→交流電源1→リアクトル９の経路に転流し、リアクトル8と9のエネルギーはコンデンサ6に供給されて電流は減少する。次にＭＯＳＦＥＴ４をオフし、ＭＯＳＦＥＴ４ａをオンさせるとリアクトル９の電流は、ＭＯＳＦＥＴ５ａのボディダイオード→ＡＣＣＴ３２ｂの１次巻線→ＡＣＣＴ３１ｂの１次巻線→ＭＯＳＦＥＴ４ａ→リアクトル８→交流電源１→リアクトル９の経路で増加する。次にＭＯＳＦＥＴ４ａ、２３、２３ａをオフさせると、リアクトル９の電流は、リアクトル９→ダイオード１２ａ→コンデンサ6→ダイオード１３→リアクトル８→交流電源1→リアクトル９の経路に転流し、リアクトル8と9のエネルギーはコンデンサ6に供給されて電流は減少する。この動作のように、交流電源１の電圧が負の期間において、下アームのＭＯＳＦＥＴ５による制御と上アームのＭＯＳＦＥＴ４ａによる制御とを交互に行う。電流波形抽出回路２１、２２の動作は他の実施例と同様である。

上記のオンオフ制御により、各ＭＯＳＦＥＴの発生損失は均等化される。この動作における各ＡＣＣＴの電流は図９に示すように、磁気リセット期間を十分確保できる波形となる。ここで、各ＡＣＣＴの電流検出値を合成することにより、交流入力電流を求めることができる。また、交流入力に接続されたリアクトルは１個でも良い。
尚、上記実施例には、半導体スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを使用した例を示したが、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴ素子やＳｉＣ素子などを使用できる。さらに、ＡＣＣＴを複数個使用した回路構成例でのＡＣＣＴの使用数は、必要に応じて減らすことが可能である。

本発明は、電流検出にＡＣＣＴを使用し、磁気リセットを確実に実現する交流−直流変換装置の提案であるが、インバータ回路、直流−直流変換装置などへの適用も可能である。

１・・・交流電源２、３・・・ダイオード
４、５、４ａ、５ａ・・・ＭＯＳＦＥＴ６・・・コンデンサ
８、９・・・リアクトル
２１、２１ａ、２２、２２ａ・・・電流波形抽出回路
３１、３２、３１ａ、３１ｂ、３２ａ、３２ｂ、・・・ＡＣＣＴ

Claims

整流ダイオードとダイオードが逆並列接続された半導体スイッチ素子とを直列接続した第1及び第2の直列接続回路を2個並列接続したブリッジ回路と、前記第1又は第2の直列接続回路の内部接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルと、前記ブリッジ回路と並列に接続されたコンデンサとを備えた交流−直流変換装置において、
前記第１の直列接続回路の半導体スイッチ素子と直列に第１の１次巻線を、前記第２の直列接続回路の整流ダイオードと直列に第２の１次巻線を、各々接続した第１の変流器と、前記第２の直列接続回路の半導体スイッチ素子と直列に第１の１次巻線を、前記第１の直列接続回路の整流ダイオードと直列に第２の１次巻線を、各々接続した第２の変流器と、の一方又は両方を備え、前記変流器の２次巻線に、スイッチング周期毎に前記半導体スイッチ素子のオン期間の電流を抽出し、オフ期間に前記変流器の磁束をリセットする電流波形抽出回路を接続したことを特徴とする交流−直流変換装置。
ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチ素子同士を直列接続した第1及び第2の直列接続回路を2個並列接続したブリッジ回路と、前記第1又は第2の直列接続回路の内部接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルと、前記ブリッジ回路と並列に接続されたコンデンサとを備えた交流−直流変換装置において、
前記第１の直列接続回路の一方の半導体スイッチ素子と直列に第１の１次巻線を、前記第２の直列接続回路の他方の半導体スイッチ素子と直列に第２の１次巻線を、各々接続した第１の変流器と、
前記第２の直列接続回路の一方の半導体スイッチ素子と直列に第１の１次巻線を、前記第１の直列接続回路の他方の半導体スイッチ素子と直列に第２の１次巻線を、各々接続した第２の変流器と、の一方又は両方を備え、前記変流器の２次巻線に、スイッチング周期毎に前記半導体スイッチ素子のオン期間の電流を抽出し、オフ期間に前記変流器の磁束をリセットする電流波形抽出回路を接続したことを特徴とする交流−直流変換装置。
整流ダイオードとダイオードが逆並列接続された半導体スイッチ素子とを直列接続した第1及び第2の直列接続回路を2個並列接続したブリッジ回路と、前記第1又は第2の直列接続回路の内部接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルと、前記ブリッジ回路と並列に接続されたコンデンサと半導体スイッチ素子とを直列接続した第３の直列接続回路と、前記第３の直列接続回路の内部接続点と前記第１の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第１のバイパスダイオードと、前記第３の直列接続回路の内部接続点と前記第２の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第２のバイパスダイオードと、前記第1の直列接続回路の半導体スイッチ素子と直列に１次巻線を接続した第１の変流器と、前記第２の直列接続回路の半導体スイッチ素子と直列に１次巻線を接続した第２の変流器と、を備え、前記コンデンサの両端を直流出力とし、前記変流器の２次巻線に、スイッチング周期毎に前記半導体スイッチ素子のオン期間の電流を抽出し、オフ期間に前記変流器の磁束をリセットする電流波形抽出回路を接続したことを特徴とする交流−直流変換装置。
前記整流ダイオードと並列に半導体スイッチ素子を接続したことを特徴とする請求項３に記載の交流−直流変換装置。
前記第３の直列接続回路の半導体スイッチ素子は、前記第１の直列接続回路の半導体スイッチ素子のオンオフ信号と前記第２の直列接続回路の半導体スイッチ素子のオンオフ信号との論理和信号に基づいて駆動されることを特徴とする請求項３又は４に記載の交流−直流変換装置。
前記第３の直列接続回路の半導体スイッチ素子は、交流電源に同期して、零電圧点付近で所定時間オフされることを特徴とする請求項３又は４に記載の交流−直流変換装置。
ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチ素子同士を直列接続した第1及び第2の直列接続回路を2個並列接続したブリッジ回路と、前記第1又は第2の直列接続回路の内部接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルと、前記ブリッジ回路と並列に接続された第１の半導体スイッチ素子とコンデンサと第２の半導体スイッチ素子とをこの順に直列接続した第３の直列接続回路と、前記第３の直列接続回路の第１の内部接続点と前記第１の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第１のバイパスダイオードと、前記第３の直列接続回路の第１の内部接続点と前記第２の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第２のバイパスダイオードと、前記第３の直列接続回路の第２の内部接続点と前記第１の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第３のバイパスダイオードと、前記第３の直列接続回路の第２の内部接続点と前記第２の直列接続回路の内部接続点との間に接続した第４のバイパスダイオードと、前記第1の直列接続回路の半導体スイッチ素子各々と直列に１次巻線を接続した第１及び第２の変流器と、前記第２の直列接続回路の半導体スイッチ素子各々と直列に１次巻線を接続した第３及び第４の変流器と、を備え、前記コンデンサの両端を直流出力とし、前記変流器の２次巻線に、スイッチング周期毎に前記半導体スイッチ素子のオン期間の電流を抽出し、オフ期間に前記変流器の磁束をリセットする電流波形抽出回路を接続したことを特徴とする交流−直流変換装置。