JP5438605B2 - MIMO transmission line characteristic measuring apparatus and MIMO pseudo transmission line apparatus - Google Patents
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Description
本発明は、デジタル信号の無線伝送技術に係り、特に、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる多入力多出力（以下、「ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）」という。）伝送環境における伝送路特性を測定する技術に関する。 The present invention relates to digital signal radio transmission technology, and in particular, a transmission path in a multi-input multi-output (hereinafter referred to as “MIMO (Multiple Input Multiple Output)”) transmission environment using a plurality of transmission antennas and a plurality of reception antennas. The present invention relates to a technique for measuring characteristics.
従来、デジタル信号の無線伝送技術の分野では、高品質かつ周波数利用効率の高い伝送を実現することが求められている。これに対処する技術として注目を集めているものがＭＩＭＯ伝送技術である。ＭＩＭＯ伝送技術は、複数の送信アンテナを用いたＭＩＭＯ送信装置と、複数の受信アンテナを用いたＭＩＭＯ受信装置とにより構成されるＭＩＭＯ伝送システムにより実現される。ＭＩＭＯ受信装置は、ＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナから送信された信号を、空間領域で多重された信号として複数の受信アンテナを介して受信する。そして、各送信アンテナから送信された信号の伝送路特性の違いを利用することにより、空間領域で多重された信号の分離及び検出を行う（例えば、特許文献１，２を参照）。
Conventionally, in the field of wireless transmission technology of digital signals, it has been required to realize transmission with high quality and high frequency utilization efficiency. The MIMO transmission technique is attracting attention as a technique for coping with this. The MIMO transmission technique is realized by a MIMO transmission system including a MIMO transmission apparatus using a plurality of transmission antennas and a MIMO reception apparatus using a plurality of reception antennas. The MIMO receiving apparatus receives signals transmitted from a plurality of transmitting antennas included in the MIMO transmitting apparatus as signals multiplexed in the spatial domain via the plurality of receiving antennas. Then, separation and detection of signals multiplexed in the spatial domain are performed by using the difference in transmission path characteristics of signals transmitted from the respective transmission antennas (see, for example,
このようなＭＩＭＯ伝送用の装置及びシステムを開発し、評価・検証するために、代表的な電波伝搬モデルを使用することが多い。しかし、実際の伝送路にて伝送可能か否かは、電波伝搬モデルによっては正確に検証することができないから、実際の伝送路にて実験を行うしかない。また、実際の伝送路にて伝送路歪みを含んだ受信信号をハードディスク等にキャプチャし、その受信信号を用いて評価・検証する手法もある。 In order to develop, evaluate and verify such an apparatus and system for MIMO transmission, a typical radio wave propagation model is often used. However, whether or not transmission is possible on the actual transmission path cannot be accurately verified depending on the radio wave propagation model, so there is no choice but to conduct experiments on the actual transmission path. There is also a technique of capturing a received signal including transmission path distortion in an actual transmission path on a hard disk or the like, and evaluating and verifying using the received signal.
しかしながら、ＭＩＭＯ伝送用の装置及びシステムを評価・検証する際に、代表的な電波伝搬モデルを使用する手法では不十分な場合が多い。これは、電波伝搬モデルにて再現する環境と実際の伝送路の環境との間に違いがあるからである。例えば、ＭＩＭＯ伝送は、伝送を行う場所の地形、構造物等の影響を多分に受けるから、電波伝搬モデルではその環境を十分に再現することができず、実際の場所に伝送系統を構築してデータを取得する必要がある。このように、ＭＩＭＯ伝送用の装置及びシステムを評価・検証するためには、実際の伝送路にて実験を行う必要があるから、場所的及び時間的制約が伴うという課題があった。 However, when evaluating and verifying an apparatus and system for MIMO transmission, a technique using a typical radio wave propagation model is often insufficient. This is because there is a difference between the environment reproduced by the radio wave propagation model and the actual transmission path environment. For example, MIMO transmission is affected by the topography and structure of the place where the transmission is performed, so the radio wave propagation model cannot sufficiently reproduce the environment, and a transmission system is constructed at the actual location. Need to get data. As described above, in order to evaluate and verify the apparatus and system for MIMO transmission, it is necessary to perform an experiment on an actual transmission path, and thus there is a problem in that there are restrictions on location and time.
また、実際の伝送路歪みを含んだ受信信号をハードディスク等にキャプチャする手法では、変調波の信号形式を変更したり、符号化方式を変更したりして伝送方式を開発する場合の評価・検証のためには、新たな伝送方式の開発の度に、その実際の伝送路で受信信号をキャプチャする必要があり、評価・検証の効率が悪くて不便であるという課題があった。 Also, in the method of capturing the received signal including actual transmission path distortion on a hard disk, etc., evaluation and verification when developing the transmission system by changing the signal format of the modulated wave or changing the encoding system Therefore, every time a new transmission method is developed, it is necessary to capture the received signal on the actual transmission path, which has the problem that the efficiency of evaluation and verification is inconvenient and inconvenient.
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＭＩＭＯ伝送用の装置及びシステムの評価・検証を、場所的及び時間的制約を受けることなく容易に実現するために、伝送路特性を測定するＭＩＭＯ伝送路特性測定装置、及び、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置により測定された伝送路特性を用いて、擬似的な伝送路を再現するＭＩＭＯ擬似伝送路装置を提供することにある。 Accordingly, the present invention has been made to solve the above-described problems, and its purpose is to easily realize evaluation and verification of an apparatus and system for MIMO transmission without being restricted by location and time. Furthermore, there are provided a MIMO transmission line characteristic measuring apparatus that measures transmission line characteristics, and a MIMO pseudo transmission line apparatus that reproduces a pseudo transmission line using the transmission line characteristics measured by the MIMO transmission line characteristic measuring apparatus. There is.
前記課題を解決するため、請求項１のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置は、複数の送信アンテナを備えた送信装置から送信されたＯＦＤＭ信号を、複数の受信アンテナを介して受信し、前記複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの間の伝送路特性を測定するＭＩＭＯ伝送路特性測定装置において、前記受信アンテナに対応した受信系統毎に、無線部、ＦＦＴ部及び伝送路特性演算部を備え、さらに、伝送路特性係数生成部及びメモリ部を備え、前記複数の送信アンテナのうちの１本の送信アンテナが逐次選択されて送信されたＯＦＤＭ信号を受信し、前記受信系統毎の無線部が、受信した前記ＯＦＤＭ信号のＲＦ信号をＩＦ信号に変換し、アナログのＩＦ信号をデジタルのＩＦ信号に変換し、前記デジタルのＩＦ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を生成し、前記等価ベースバンド信号からＧＩを除去して有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を出力し、前記受信系統毎のＦＦＴ部が、前記無線部により出力された等価ベースバンド信号をＦＦＴし、周波数領域の信号を出力し、前記受信系統毎の伝送路特性演算部が、前記ＦＦＴ部により出力された周波数領域の信号からパイロット信号を抽出し、パイロット信号に基づいて伝送路特性を演算し、ＩＦＦＴして出力し、前記伝送路特性係数生成部が、前記伝送路特性演算部により出力された伝送路特性を入力し、信号レベル方向及び時間方向にサンプル数の足切りを行い、前記複数の受信系統におけるＲＦ信号の信号レベルに基づいて、前記伝送路特性の信号レベルを前記複数の受信系統間で調整し、前記複数の送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号についての伝送路特性の位相差を調整し、前記足切り及び調整後の伝送路特性におけるＩＱ直交平面上の実部の値及び虚部の値を伝送路特性係数として生成し、前記メモリ部が、前記伝送路特性係数生成部により生成された伝送路特性係数を蓄積する、ことを特徴とする。
In order to solve the above-described problem, the MIMO transmission path characteristic measuring apparatus according to
また、請求項２のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置は、請求項１に記載のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置において、前記伝送路特性係数生成部が、レベル調整部を備え、前記受信系統毎の無線部が、前記ＲＦ信号の受信レベル値を取得し、前記レベル調整部が、前記受信系統毎の無線部から受信レベル値をそれぞれ入力し、最も高い受信レベル値を基準にして、前記伝送路特性の信号レベルを前記複数の受信系統間で調整する、ことを特徴とする。
A MIMO transmission path characteristic measurement apparatus according to
また、請求項３のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置は、請求項１または２に記載のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置において、前記伝送路特性係数生成部が、前記受信系統毎に位相差調整部を備え、前記受信系統毎の位相差調整部が、異なる送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号についての同一受信系統における伝送路特性の位相をそれぞれ算出し、前記算出した位相から所定の伝送路特性を基準にした位相差を算出し、前記算出した位相差及び予め設定された初期位相差に基づいて、前記異なる送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号についての同一受信系統における伝送路特性の位相差を調整する、ことを特徴とする。
The MIMO transmission path characteristic measurement apparatus according to
また、請求項４のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置は、請求項１から３までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置において、前記受信系統毎の伝送路特性演算部が、前記受信系統毎のＦＦＴ部により出力された周波数領域の信号からパイロット信号を抽出し、パイロットキャリア位置の伝送路特性を算出するパイロット信号抽出部と、前記パイロット信号抽出部により算出されたパイロットキャリア位置の伝送路特性の位相を補正し、ＯＦＤＭシンボル間の位相を揃える位相補正部と、前記位相補正部によりＯＦＤＭシンボル間の位相が揃えられた信号に対し、ＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間を行う内挿補間処理部と、前記内挿補間処理により内挿補間された複数の信号をＯＦＤＭシンボル間で加算平均する加算平均処理部と、前記加算平均処理部により加算平均された信号をＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、を備えたことを特徴とする。
Further, the MIMO transmission path characteristic measuring apparatus according to
また、請求項５のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置は、請求項１から４までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置において、前記伝送路特性係数生成部が、前記受信系統毎にタップ数調整部を備え、当該ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置が生成する伝送路特性係数をタップ係数としてフィルタに用い、伝送路を再現する場合に、前記タップ数調整部が、前記伝送路特性に対し、予め設定されたタップ数に相当するサンプル数になるように足切りを行う、ことを特徴とする。
A MIMO transmission path characteristic measurement apparatus according to claim 5 is the MIMO transmission path characteristic measurement apparatus according to any one of
さらに、請求項６のＭＩＭＯ擬似伝送路装置は、複数の送信アンテナを介して送信されるＯＦＤＭ信号を出力するＭＩＭＯ送信装置と、複数の受信アンテナを介して受信されるＯＦＤＭ信号を入力するＭＩＭＯ受信装置との間に接続され、前記ＭＩＭＯ送信装置と前記ＭＩＭＯ受信装置との間の伝送路を模擬するＭＩＭＯ擬似伝送路装置において、前記伝送路毎のフィルタ部、及び、前記複数の受信アンテナ毎の加算器を備え、前記フィルタ部が、前記ＭＩＭＯ送信装置により出力されるＯＦＤＭ信号を入力し、請求項１から５までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置のメモリ部に蓄積された伝送路特性係数をタップ係数として用い、前記入力するＯＦＤＭ信号に対しフィルタ処理を行い、前記加算器が、前記フィルタ部により処理されたＯＦＤＭ信号を加算する、ことを特徴とする。
Furthermore, the MIMO pseudo transmission line device according to claim 6 is a MIMO transmission device that outputs an OFDM signal transmitted through a plurality of transmission antennas, and a MIMO reception that receives an OFDM signal received through the plurality of reception antennas. In a MIMO pseudo transmission line device that is connected to a device and simulates a transmission line between the MIMO transmission device and the MIMO reception device, a filter unit for each transmission line, and a plurality of reception antennas An adder is provided, and the filter unit inputs an OFDM signal output from the MIMO transmission device, and is stored in the memory unit of the MIMO transmission path characteristic measurement device according to any one of
また、請求項７のＭＩＭＯ擬似伝送路装置は、複数の送信アンテナを介して送信されるＯＦＤＭ信号を出力するＭＩＭＯ送信装置と、複数の受信アンテナを介して受信されるＯＦＤＭ信号を入力するＭＩＭＯ受信装置との間に接続され、前記ＭＩＭＯ送信装置と前記ＭＩＭＯ受信装置との間の伝送路を模擬するＭＩＭＯ擬似伝送路装置において、タップ数調整部、前記伝送路毎のフィルタ部、及び、前記複数の受信アンテナ毎の加算器を備え、前記タップ数調整部が、請求項１から４までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置のメモリ部に蓄積された伝送路特性係数を読み出し、前記伝送路特性係数に対し、予め設定されたタップ数に相当するサンプル数になるように足切りを行い、前記フィルタ部が、前記ＭＩＭＯ送信装置により出力されるＯＦＤＭ信号を入力し、前記タップ数調整部から足切り後の伝送路特性係数を入力してタップ係数として用い、前記入力するＯＦＤＭ信号に対しフィルタ処理を行い、前記加算器が、前記フィルタ部により処理されたＯＦＤＭ信号を加算する、ことを特徴とする。
The MIMO pseudo transmission line apparatus according to claim 7 is a MIMO transmission apparatus that outputs an OFDM signal transmitted via a plurality of transmission antennas, and a MIMO reception that receives an OFDM signal received via the plurality of reception antennas. In a MIMO pseudo transmission line device that is connected to a device and simulates a transmission line between the MIMO transmission device and the MIMO reception device, a tap number adjustment unit, a filter unit for each transmission line, and the plurality An adder for each receiving antenna is provided, and the tap number adjusting unit reads out the transmission path characteristic coefficient stored in the memory unit of the MIMO transmission path characteristic measuring apparatus according to any one of
本発明によれば、実際の伝送路にて測定した伝送路特性係数を、ＦＩＲフィルタのタップ係数に用いることにより、擬似的な伝送路を再現させることができる。これにより、ＭＩＭＯ伝送用の装置及びシステムの評価・検証は、擬似的な伝送路を再現するＦＩＲフィルタを用いて行うことができ、実際の伝送路にて実験を行う必要がない。したがって、これらの評価・検証は、場所的及び時間的制約を受けることなく容易に実現することができる。 According to the present invention, a pseudo transmission line can be reproduced by using a transmission line characteristic coefficient measured in an actual transmission line as a tap coefficient of an FIR filter. Thereby, the evaluation and verification of the apparatus and system for MIMO transmission can be performed using the FIR filter that reproduces the pseudo transmission path, and it is not necessary to perform an experiment on the actual transmission path. Therefore, these evaluations / verifications can be easily realized without being restricted by location and time.
以下、本発明を実施するための形態について詳細に説明する。以下に説明する本発明の実施形態によるＭＩＭＯ伝送路特性測定装置及びＭＩＭＯ擬似伝送路装置が適用されるシステムは、送信アンテナ数２及び受信アンテナ数２の２×２ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送を行うシステムとする。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail. A system to which a MIMO transmission path characteristic measuring apparatus and a MIMO pseudo transmission path apparatus according to embodiments of the present invention described below are applied is a system that performs 2 × 2 MIMO-OFDM transmission with two transmission antennas and two reception antennas. .
〔伝送路特性を測定するシステム〕
まず、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送を行う実際の伝送路において、伝送路特性を測定するシステムについて説明する。図１（ａ）は、２×２ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送を行う伝送路において、伝送路特性を測定するシステムを示すイメージ図である。このシステムは、２本の送信アンテナ１１−１，１１−２を備えた送信装置１０と、２本の受信アンテナ１２−１，１２−２を備えたＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３とを備えて構成される。
[System for measuring transmission path characteristics]
First, a system for measuring transmission path characteristics in an actual transmission path that performs MIMO-OFDM transmission will be described. FIG. 1A is an image diagram showing a system for measuring transmission path characteristics in a transmission path that performs 2 × 2 MIMO-OFDM transmission. This system includes a
送信装置１０は、２本の送信アンテナ１１−１，１１−２を介して、同一周波数で異なるＯＦＤＭ信号の変調波を送信する。ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３は、送信装置１０の送信アンテナ１１−１，１１−２から伝送路を介して送信されたＯＦＤＭ信号の変調波を、受信アンテナ１２−１，１２−２において混信状態で受信する。この混信状態で受信するＯＦＤＭ信号の変調波は、送信アンテナ１１−１，１１−２からの信号がそれぞれの伝送路の歪みを含んだ合成信号（実線の矢印と点線の矢印で示した伝送路歪みが合算された信号）となる。この状態では、ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号を用いて、送信アンテナ１１−１，１１−２と受信アンテナ１２−１，１２−２との間の全ての伝送路特性を分離及び分割することが困難である場合がある。
The
そこで、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３は、混信状態でＯＦＤＭ信号の変調波を受信しないように、送信アンテナ１１−１，１１−２のうちのいずれか１本の送信アンテナが送信装置１０により逐次選択されて送信されたＯＦＤＭ信号の変調波を受信する。
Therefore, the MIMO transmission path
図１（ｂ）は、１つの送信アンテナ１１−１からＯＦＤＭ信号の変調波が送信される伝送を示すイメージ図であり、送信アンテナ１１−１からのみ変調波が送信されている状態を示している。送信装置１０は、ＯＦＤＭ信号の変調波を、送信アンテナ１１−１のみを介して送信する。ＯＦＤＭ信号の変調波は、送信アンテナ１１−２からは送信されない。ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３は、送信装置１０から送信アンテナ１１−１を介して送信されたＯＦＤＭ信号の変調波を、受信アンテナ１２−１，１２−２において受信し、ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号を用いて、送信アンテナ１１−１と受信アンテナ１２−１，１２−２との間の伝送路特性、すなわち図１（ｂ）の矢印で示した伝送路特性を測定する。伝送路特性は、レベル調整等の処理を行った後、伝送路特性係数として後述するメモリ部１８に蓄積される。
FIG. 1B is an image diagram showing transmission in which a modulated wave of an OFDM signal is transmitted from one transmission antenna 11-1, and shows a state in which the modulated wave is transmitted only from the transmission antenna 11-1. . The
図１（ｃ）は、他の１つの送信アンテナ１１−２からＯＦＤＭ信号の変調波が送信される伝送を示すイメージ図であり、送信アンテナ１１−２からのみ変調波が送信されている状態を示している。送信装置１０は、ＯＦＤＭ信号の変調波を、送信アンテナ１１−２のみを介して送信する。ＯＦＤＭ信号の変調波は、送信アンテナ１１−１からは送信されない。ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３は、送信装置１０から送信アンテナ１１−２を介して送信されたＯＦＤＭ信号の変調波を、受信アンテナ１２−１，１２−２において受信し、ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号を用いて、送信アンテナ１１−２と受信アンテナ１２−１，１２−２との間の伝搬路特性、すなわち図１（ｃ）の点線の矢印で示した伝送路特性を測定する。伝送路特性は、レベル調整等の処理を行った後、伝送路特性係数として後述するメモリ部１８に蓄積される。
FIG. 1C is an image diagram showing transmission in which a modulated wave of an OFDM signal is transmitted from another transmitting antenna 11-2, and shows a state in which the modulated wave is transmitted only from the transmitting antenna 11-2. ing. The
これにより、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３のメモリ部１８には、送信アンテナ１１−１，１１−２と受信アンテナ１２−１，１２−２との間の４経路の伝送路における伝送路特性係数が蓄積されることになる。そして、後述するＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０は、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３のメモリ部１８に蓄積された伝送路特性係数を用いて、伝送路を模擬的に再現する。これにより、ＭＩＭＯ伝送用の装置及びシステムの評価・検証のために、実際の伝送路にて実験を行う必要がないから、これらの評価・検証を、場所的及び時間的制約を受けることなく容易に実現することができる。
As a result, the
〔ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置〕
次に、図１に示したＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３について詳細に説明する。図２は、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３の構成を示すブロック図である。このＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３は、無線部１４−１，１４−２、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）部１５−１，１５−２、伝送路特性演算部１６−１，１６−２、伝送路特性係数生成部１７、メモリ部１８及び選択出力部１９を備えている。ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３は、送信装置１０の送信アンテナ１１−１のみから送信された信号を、図示しない受信アンテナ１２−１，１２−２を介して受信信号Ｒ１，Ｒ２としてそれぞれ受信する。また、送信装置１０の送信アンテナ１１−２のみから送信された信号を、図示しない受信アンテナ１２−１，１２−２を介して受信信号Ｒ１，Ｒ２としてそれぞれ受信する。そして、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３は、受信信号Ｒ１，Ｒ２から伝送路特性を算出し、伝送路特性係数を生成してメモリ部１８に蓄積する。無線部１４−１、ＦＦＴ部１５−１及び伝送路特性演算部１６−１は、受信アンテナ１２−１を介して受信した受信系統１の受信信号Ｒ１に対する処理を行い、無線部１４−２、ＦＦＴ部１５−２及び伝送路特性演算部１６−２は、受信アンテナ１２−２を介して受信した受信系統２の受信信号Ｒ２に対する処理を行う。
[MIMO transmission line characteristics measurement equipment]
Next, the MIMO transmission path characteristic measuring
（無線部）
無線部１４−１，１４−２は、図示しない受信アンテナ１２−１，１２−２を介して受信信号Ｒ１，Ｒ２をそれぞれ受信し、受信信号Ｒ１，Ｒ２を直交復調して等価ベースバンド信号を生成し、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）を除去して有効シンボル期間の等価ベースバンド信号をＦＦＴ部１５−１，１５−２にそれぞれ出力する。
(Radio Department)
Radio units 14-1 and 14-2 receive received signals R 1 and R 2 via receiving antennas 12-1 and 12-2 (not shown), respectively, and receive signals R 1 and R 2 are orthogonally demodulated and equivalently received. A baseband signal is generated, GI (Guard Interval) is removed, and an equivalent baseband signal in an effective symbol period is output to FFT sections 15-1 and 15-2, respectively.
図３は、図２に示した無線部１４−１，１４−２の構成を示すブロック図である。この無線部１４−１，１４−２は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：無線周波数）チューナ部１４１、Ａ／Ｄ変換部１４２、直交復調部１４３及びＧＩ除去部１４４を備えている。シンボルタイミングに同期した信号を出力するためのシンボル同期部、及び、周波数ずれを補正するための周波数同期部等は本発明と直接関連しないため、これらの記載及び説明は省略する。
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the radio units 14-1 and 14-2 shown in FIG. The radio units 14-1 and 14-2 include an RF (Radio Frequency)
ＲＦチューナ部１４１は、受信アンテナ１２−１，１２−２を介して、ＲＦ帯の信号（ＲＦ信号）を受信し、ＲＦ信号を中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号（ＩＦ信号）に変換し、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換部１４２に出力する。また、ＲＦチューナ部１４１は、ＲＦ−ＡＧＣを備え、ＲＦ−ＡＧＣにてＲＦ信号の受信レベル値を取得し、図２に示す伝送路特性係数生成部１７へ出力する。これにより、伝送路特性係数生成部１７は、受信信号Ｒ１の受信レベル値及び受信信号Ｒ２の受信レベル値を取得することができる。
The
Ａ／Ｄ変換部１４２は、ＲＦチューナ部１４１からＩＦ信号を入力し、アナログのＩＦ信号をデジタルのＩＦ信号に変換し、直交復調部１４３に出力する。直交復調部１４３は、Ａ／Ｄ変換部１４２からデジタルのＩＦ信号を入力し、ＩＦ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を生成し、ＧＩ除去部１４４に出力する。ＧＩ除去部１４４は、直交復調部１４３から等価ベースバンド信号を入力し、等価ベースバンド信号の１ＯＦＤＭシンボル期間からＧＩ期間を除去し、有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を後段のＦＦＴ部１５−１，１５−２にそれぞれ出力する。
The A /
（ＦＦＴ部）
図２に戻って、ＦＦＴ部１５−１，１５−２は、無線部１４−１，１４−２から有効シンボル期間の等価ベースバンド信号をそれぞれ入力し、有効シンボル期間の等価ベースバンド信号をＦＦＴし、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、ＦＦＴ出力信号として伝送路特性演算部１６−１，１６−２にそれぞれ出力する。
(FFT part)
Returning to FIG. 2, the FFT units 15-1 and 15-2 receive the equivalent baseband signals in the effective symbol period from the radio units 14-1 and 14-2, respectively. Then, the time domain signal is converted to a frequency domain signal and output as an FFT output signal to the transmission line characteristic calculation units 16-1 and 16-2.
（伝送路特性演算部）
伝送路特性演算部１６−１，１６−２は、ＦＦＴ部１５−１，１５−２からＦＦＴ出力信号をそれぞれ入力し、ＦＦＴ出力信号からパイロット信号を抽出し、内挿補間等を行ってＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）し、伝送路特性（遅延プロファイル）を算出し、伝送路特性係数生成部１７に出力する。伝送路特性演算部１６−１は、送信アンテナ１１−１，１１−２と受信アンテナ１２−１との間の伝送路特性を算出し、伝送路特性演算部１６−２は、送信アンテナ１１−１，１１−２と受信アンテナ１２−２との間の伝送路特性を算出する。
(Transmission path characteristic calculation unit)
The transmission line characteristic calculation units 16-1 and 16-2 receive the FFT output signals from the FFT units 15-1 and 15-2, respectively, extract pilot signals from the FFT output signals, perform interpolation, etc., and perform IFFT. (Inverse Fast Fourier Transform: inverse fast Fourier transform) to calculate a transmission path characteristic (delay profile) and output it to the transmission path characteristic
ここで、伝送路特性演算部１６−１，１６−２は、図１（ｂ）の場合に、送信装置１０の送信アンテナ１１−１からのみＯＦＤＭ信号の変調波が送信されている状態を、ユーザーの設定等により判断し、送信アンテナ１１−１と受信アンテナ１２−１，１２−２との間の伝搬路特性を算出し、伝送路特性係数生成部１７に出力する。また、伝送路特性演算部１６−１，１６−２は、図１（ｃ）の場合に、送信装置１０の送信アンテナ１１−２からのみＯＦＤＭ信号の変調波が送信されている状態を、ユーザーの設定等により判断し、送信アンテナ１１−２と受信アンテナ１２−１，１２−２との間の伝搬路特性を算出し、伝送路特性係数生成部１７に出力する。
Here, in the case of FIG. 1B, the transmission path characteristic calculation units 16-1 and 16-2 are in a state where the modulated wave of the OFDM signal is transmitted only from the transmission antenna 11-1 of the
（第１の伝送路特性演算部）
図４（ａ）は、第１の伝送路特性演算部１６−１，１６−２の構成を示すブロック図である。この第１の伝送路特性演算部１６−１，１６−２は、パイロット信号抽出部１６１、内挿補間処理部１６２及びＩＦＦＴ部１６３を備えている。
(First transmission line characteristic calculation unit)
FIG. 4A is a block diagram showing the configuration of the first transmission line characteristic calculation units 16-1 and 16-2. The first transmission line characteristic calculation units 16-1 and 16-2 include a pilot
パイロット信号抽出部１６１は、ＦＦＴ部１５−１，１５−２からＦＦＴ出力信号を入力し、ＦＦＴ出力信号からパイロット信号のみを抽出し、このパイロット信号を該当キャリア位置の変調内容で除算し、パイロットキャリア位置の伝送路特性を求める。パイロット信号位置及びパイロット信号の変調内容は既知である。つまり、パイロット信号抽出部１６１は、パイロットキャリア位置の伝送路特性を算出し、内挿補間処理部１６２に出力すると共に、パイロットキャリア位置以外のサブキャリア番号の信号に「０」を設定して出力する。
The pilot
内挿補間処理部１６２は、パイロット信号抽出部１６１からパイロットキャリア位置の伝送路特性を入力し、０次ホールドまたは線形補間等の手法を用いてＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間を行い、ＩＦＦＴ部１６３に出力する。ＩＳＤＢ−Ｔ方式のＯＦＤＭ波の場合、パイロット信号（ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ：スキャッタードパイロット）信号）は１２キャリア毎に配置されている。このままの配置で伝送路特性（遅延プロファイル）を算出すると、到来遅延時間の長いマルチパスを観測することができない。そこで、ＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間することにより、ＳＰ信号は３キャリア毎に配置されることになり、観測可能なマルチパスの到来遅延時間を、４倍に増大させることができる。このため、所定間隔でパイロット信号が配置されたＯＦＤＭ信号の変調波の場合、内挿補間を行うことが一般的である。
ＩＦＦＴ部１６３は、内挿補間処理部１６２によりＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間された信号（パイロットキャリア位置等の伝送路特性）を入力し、ＩＦＦＴして伝送路特性（遅延プロファイル）を求め、後段の伝送路特性係数生成部１７に出力する。
（第２の伝送路特性演算部）
図４（ｂ）は、第２の伝送路特性演算部１６−１，１６−２の構成を示すブロック図である。この第２の伝送路特性演算部１６−１，１６−２は、図４（ａ）に示したパイロット信号抽出部１６１、内挿補間処理部１６２及びＩＦＦＴ部１６３に加え、位相補正部１６４及び加算平均処理部１６５を備えている。パイロット信号抽出部１６１、内挿補間処理部１６２及びＩＦＦＴ部１６３については図４（ａ）にて説明済みであるから、ここでは説明を省略する。
(Second transmission line characteristic calculation unit)
FIG. 4B is a block diagram illustrating the configuration of the second transmission line characteristic calculation units 16-1 and 16-2. In addition to the pilot
位相補正部１６４は、パイロット信号抽出部１６１からパイロットキャリア位置の伝送路特性を入力し、帯域中央のパイロットキャリア（の伝送路特性）または帯域中央に最近傍のパイロットキャリア（の伝送路特性）を基準にして位相補正を行い、ＯＦＤＭシンボル間で位相を揃える（位相を一致させる）。そして、位相補正部１６４は、ＯＦＤＭシンボル間で位相が揃った信号を内挿補間処理部１６２に出力する。位相補正部１６４による位相補正処理の詳細については後述する。内挿補間処理部１６２は、位相補正部１６４からＯＦＤＭシンボル間で位相が揃った信号を入力し、前述したとおりの処理を行う。
The
加算平均処理部１６５は、内挿補間処理部１６２によりＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間された信号（パイロットキャリア位置等の伝送路特性）を入力し、同一のサブキャリア番号の信号に対し、複数のＯＦＤＭシンボル間で加算平均処理を行う。そして、加算平均処理部１６５は、加算平均処理した信号をＩＦＦＴ部１６３に出力する。加算平均処理部１６５による加算平均処理の詳細については後述する。ＩＦＦＴ部１６３は、加算平均処理部１６５から加算平均処理された信号を入力し、前述したとおりの処理を行う。
The addition
（位相補正部／第２の伝送路特性演算部）
次に、図４（ｂ）に示した第２の伝送路特性演算部１６−１，１６−２における位相補正部１６４について詳細に説明する。図１１は、位相補正部１６４の構成を示すブロック図であり、図１２は、位相補正部１６４の処理を示すフローチャートである。前述のとおり、位相補正部１６４は、入力したパイロットキャリア位置の伝送路特性に対し、帯域中央のパイロットキャリア（の伝送路特性）または帯域中央に最近傍のパイロットキャリア（の伝送路特性）を基準にして位相補正を行い、ＯＦＤＭシンボル間でパイロットキャリア位置の伝送路特性の位相を揃える。この位相補正部１６４は、振幅・位相変換部１８１、位相連続化処理部１８２、一次傾斜算出部１８３、傾斜成分除去部１８４及びＩＱ（Ｉ：Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ（同相）、Ｑ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ（直交位相））変換部１８５を備えている。パイロット信号抽出部１６１から出力されたパイロットキャリア位置の伝送路特性について、シンボル番号ｉ、サブキャリア番号ｋとした信号の実部をｆｉ（ｉ，ｋ）、虚部をｆｑ（ｉ，ｋ）とする。
(Phase correction unit / second transmission line characteristic calculation unit)
Next, the
位相補正部１６４の振幅・位相変換部１８１は、パイロット信号抽出部１６１からパイロットキャリア位置の伝送路特性を入力し、この伝送路特性のＩＱ信号を、振幅及び位相に変換する。すなわち、直交座標系の信号を極座標系の信号に形式変換（座標変換）する。具体的には、振幅・位相変換部１８１は、以下の式により、伝送路特性のＩＱ信号におけるＩＱ直交平面上の実部ｆｉ（ｉ，ｋ）及び虚部ｆｑ（ｉ，ｋ）を、サブキャリア番号ｋにおける信号の振幅Ａｍｐ（ｋ）及び位相θ（ｋ）に形式変換する（ステップＳ１２０１）。
図１３は、振幅・位相変換部１８１により変換された位相の特性（周波数−位相特性）の一例を示す図である。横軸はサブキャリア番号ｋにおける周波数を示し、縦軸は前記式（２）により算出された位相θ（ｋ）［ｒａｄ］を示している。図１３によれば、周波数−位相特性には不連続部分が存在することがわかる。これは、伝送路による位相回転、送信装置１０及びＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３におけるクロックの誤差に伴って、前記式（２）により算出された位相θ（ｋ）が、ｔａｎ−１関数によって−π〜＋π［ｒａｄ］の範囲内の値となるからである。つまり、図１３の周波数−位相特性は、位相０のパイロット信号が伝送路の影響を受けて、−π〜＋π［ｒａｄ］の範囲内で−π付近と＋π付近との間で位相が変化していることを示している。
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of the phase characteristic (frequency-phase characteristic) converted by the amplitude /
図１１及び図１２に戻って、位相連続化処理部１８２は、振幅・位相変換部１８１からサブキャリア番号ｋにおけるパイロットキャリア位置の振幅Ａｍｐ（ｋ）及び位相θ（ｋ）を入力し、図１３に示した周波数−位相特性における不連続部分を除去する処理を行う。具体的には、位相連続化処理部１８２は、帯域中央のサブキャリアまたは帯域中央に最近傍のサブキャリア（図１３において、縦の点線位置のサブキャリア）を基点として、サブキャリア番号が小さい方または大きい方へ向けて処理を進め、基点となったサブキャリアの位相に近くなるように、位相θ（ｋ）を連続化する（ステップＳ１２０２）。
11 and 12, the phase
具体的には、位相連続化処理部１８２は、基点となったサブキャリアからサブキャリア番号の小さい方へ向けてまたは大きい方へ向けて、隣り合うサブキャリア番号のサンプルの位相差と、所定のしきい値（例えば、０．８π［ｒａｄ］）とを比較し、位相差が所定のしきい値以下であると判定した場合、位相θ（ｋ）を補正しない。そして、位相連続化処理部１８２は、位相差が所定のしきい値よりも大きいと判定した場合、隣り合うサブキャリアのうち中央から遠いサブキャリアの位相θ（ｋ）に対し、基点となったサブキャリアの位相に近くなるように＋２πまたは−２πを加算し、位相θ（ｋ）を補正する。このようにして、位相の連続化を図る。
Specifically, the phase
図１４は、位相連続化処理部１８２の処理を説明する図である。位相連続化処理部１８２は、帯域中央のサブキャリア（または、帯域中央の最近傍のサブキャリア）を基点にして、サブキャリア番号が小さい方へ向けて処理を行う場合、帯域中央のサンプルからサブキャリア番号ｋ０のサンプルまでの間は、隣り合うサンプルの位相差が所定のしきい値以下であると判定し、位相θ（ｋ）を補正しない。そして、位相連続化処理部１８２は、位相θ（ｋ１）について、隣り合うサンプルの位相差｜θ（ｋ１）−θ（ｋ０）｜が所定のしきい値以下であると判定し、位相θ（ｋ１）を補正しない。また、位相θ（ｋ２）について、隣り合うサンプルの位相差｜θ（ｋ２）−θ（ｋ１）｜が所定のしきい値よりも大きいと判定し、位相θ（ｋ２）から２πを減算して新たなθ（ｋ２）に補正する。
FIG. 14 is a diagram for explaining the processing of the phase
そして、位相θ（ｋ３）について、隣り合うサンプルの位相差｜θ（ｋ３）−θ（ｋ２）｜を求め、しきい値と比較・判定するが、ここで使用するθ（ｋ２）は、前記位相補正されたθ（ｋ２）とする。位相補正前のθ（ｋ２）では、位相差がしきい値以下であると判定するが、位相補正後のθ（ｋ２）を使用すると、しきい値判定により、θ（ｋ３）が基点の位相から離れていると判定し、位相θ（ｋ３）から２πを減算して新たなθ（ｋ３）に補正する。また、位相θ（ｋ４）についても同様に、隣り合うサンプルの位相差｜θ（ｋ４）−θ（ｋ３）｜を求める際に、位相補正後のθ（ｋ３）を使用し、所定のしきい値以下であると判定し、位相θ（ｋ４）を補正しない。また、位相θ（ｋ５）について、隣り合うサンプルの位相差｜θ（ｋ５）−θ（ｋ４）｜のθ（ｋ４）は位相補正後のθ（ｋ４）を使用することで、所定のしきい値よりも大きいと判定し、位相θ（ｋ５）から２πを減算して新たなθ（ｋ５）に補正する。このように、位相連続化処理部１８２は、サブキャリアの位相θ（ｋ）を、基点の位相に近くなるように補正することにより、位相θ（ｋ）の連続化を図る。
Then, for the phase θ (k3), the phase difference | θ (k3) −θ (k2) | of adjacent samples is obtained and compared with a threshold value. The θ (k2) used here is The phase corrected θ (k2) is assumed. At θ (k2) before phase correction, it is determined that the phase difference is equal to or smaller than the threshold value. However, when θ (k2) after phase correction is used, θ (k3) is the phase of the base point by the threshold value determination. And 2π is subtracted from the phase θ (k3) and corrected to a new θ (k3). Similarly, for the phase θ (k4), when obtaining the phase difference | θ (k4) −θ (k3) | between adjacent samples, θ (k3) after the phase correction is used, and a predetermined threshold is used. It is determined that the value is equal to or smaller than the value, and the phase θ (k4) is not corrected. Further, with respect to the phase θ (k5), θ (k4) of the phase difference | θ (k5) −θ (k4) | of adjacent samples is set to a predetermined threshold by using θ (k4) after phase correction. It is determined that the value is larger than the value, and 2π is subtracted from the phase θ (k5) to correct to a new θ (k5). In this way, the phase
図１５は、位相連続化処理部１８２により連続化された位相の特性（周波数−位相特性）の一例を示す図である。図１５から、位相連続化処理部１８２によって、図１３に示した不連続の周波数−位相特性が、連続した周波数−位相特性に補正されたことがわかる。
FIG. 15 is a diagram illustrating an example of a phase characteristic (frequency-phase characteristic) continuous by the phase
図１１及び図１２に戻って、一次傾斜算出部１８３は、位相連続化処理部１８２から、サブキャリア番号ｋにおけるパイロット信号の振幅Ａｍｐ（ｋ）及び連続化された位相θ（ｋ）を入力し、連続化された位相θ（ｋ）における周波数−位相特性の一次傾斜成分を、最小自乗法等の直線近似により算出する（ステップＳ１２０３）。
Returning to FIGS. 11 and 12, the primary
図１６は、一次傾斜算出部１８３の処理を説明する図である。一次傾斜算出部１８３は、連続化された位相θ（ｋ）に対して最小自乗法等の直線近似を行い、帯域中央のサブキャリアまたは帯域中央に最近傍のサブキャリアの位相θ（ｋｃ）点を通る直線ｌの傾きａを算出する。そして、一次傾斜算出部１８３は、サブキャリア番号ｋの一次傾斜成分を以下の式により算出する。ｋｃとは、帯域中央のキャリア番号である。
サブキャリア番号ｋの一次傾斜成分＝ａ×（ｋ−ｋｃ）
FIG. 16 is a diagram for explaining the processing of the primary
Primary slope component of subcarrier number k = a × (k−kc)
図１１及び図１２に戻って、傾斜成分除去部１８４は、一次傾斜算出部１８３から、サブキャリア番号ｋにおける周波数−位相特性の一次傾斜成分、並びに、サブキャリア番号ｋにおける信号の振幅Ａｍｐ（ｋ）及び連続化された位相θ（ｋ）を入力し、連続化された位相θ（ｋ）の周波数−位相特性から一次傾斜成分を減算し、一次傾斜成分を除去した位相θ’（ｋ）を生成する（ステップＳ１２０４）。尚、傾斜成分除去部１８４は、帯域中央のサブキャリアまたは帯域中央の最近傍のサブキャリアにおける位相θ（ｋ）が所定のしきい値よりも大きい場合、位相オフセットが付いていると判定し、全帯域（全サブキャリア）において位相θ（ｋ）からその位相オフセット量θ（ｋｃ）を減算し、位相オフセットを除去する（ステップＳ１２０４）。
11 and 12, the gradient
図１７は、傾斜成分除去部１８４により一次傾斜成分及び位相オフセットが除去された位相の特性（周波数−位相特性）の一例を示す図である。図１７から、周波数−位相特性は、０付近の位相を有する特性になっていることがわかる。これにより、傾斜成分除去部１８４において、周波数−位相特性から一次傾斜成分及び位相オフセットが除去された周波数−位相特性を得ることができる。
FIG. 17 is a diagram illustrating an example of a phase characteristic (frequency-phase characteristic) from which the primary gradient component and the phase offset have been removed by the gradient
図１１及び図１２に戻って、ＩＱ変換部１８５は、傾斜成分除去部１８４から、サブキャリア番号ｋにおける信号の振幅Ａｍｐ（ｋ）、及び、一次傾斜成分及び位相オフセットが除去された位相θ’（ｋ）を入力し、サブキャリア番号ｋにおける振幅・位相形式の信号を、ＩＱ直交平面上の信号形式に変換する（ステップＳ１２０５）。すなわち、極座標系の信号を直交座標系の信号に形式変換（座標変換）する。具体的には、ＩＱ変換部１８５は、ＩＱ変換後のパイロットキャリア位置の実部（ＩＱ直交平面上の実部）をｆ’ｉ（ｉ，ｋ）、虚部をｆ’ｑ（ｉ，ｋ）とすると、以下の式により形式変換する。
このように、位相補正部１６４は、ＩＱ直交平面上の信号から振幅及び位相を求め、周波数−位相特性の不連続部分を検出して連続化し、連続化した周波数−位相特性の一次傾斜成分を算出し、一次傾斜成分及び位相オフセットを除去することで、位相を補正するようにした。そして、位相補正部１６４は、パイロットキャリア位置における伝送路特性の振幅、及び連続化して一次傾斜成分及び位相オフセットを除去した位相のパイロット信号を、ＩＱ直交平面上の信号に変換するようにした。これにより、パイロットキャリア位置における伝送路特性の位相は０付近の位相となるから、ＯＦＤＭシンボル間で位相を揃えることができる。
As described above, the
（加算平均処理部／第２の伝送路特性演算部）
次に、図４（ｂ）に示した第２の伝送路特性演算部１６−１，１６−２における加算平均処理部１６５について詳細に説明する。前述のとおり、加算平均処理部１６５は、位相補正及び内挿補間された信号（パイロットキャリア位置等の伝送路特性）を入力し、同一のサブキャリア番号の信号に対し、複数のＯＦＤＭシンボル間で加算平均処理を行う。
(Addition averaging processing unit / second transmission line characteristic calculation unit)
Next, the addition
加算平均処理部１６５は、位相補正及び内挿補間された信号に対し、サブキャリア毎に複数のＯＦＤＭシンボル分を加算して平均値を算出する処理を行う。具体的には、加算平均処理部１６５は、位相補正及び内挿補間された信号の実部をｆ’ ｉ（ｉ，ｋ）、虚部をｆ’ｑ（ｉ，ｋ）、加算平均対象のＯＦＤＭシンボル数をＮ、加算平均処理後の信号の実部をＦｉ（ｉ，ｋ）、虚部をＦｑ（ｉ，ｋ）とすると、以下の式により、加算平均処理後の信号を生成する。
このように、加算平均処理部１６５は、加算平均処理後の信号を生成してＩＦＦＴ部１６３に出力し、ＩＦＦＴ部１６３に、加算平均処理後の信号である伝送路特性をＩＦＦＴさせて遅延プロファイルを算出させるようにした。つまり、遅延プロファイルの基礎となる信号は、加算平均処理部１６５において、ＯＦＤＭシンボル間で位相が揃った信号にて加算平均処理して生成され、遅延プロファイルは、ＩＦＦＴ部１６３において、この加算平均処理された信号に基づいて算出される。これにより、加算平均処理された信号は、ＯＤＦＭシンボル間で位相が不揃いであることに伴う歪みを含むことがなく、遅延プロファイルもこのような歪みを含むことがない。したがって、伝送路特性演算部１６−１，１６−２は、正確な遅延プロファイルを算出することができる。
As described above, the addition
（伝送路特性係数生成部）
図２に戻って、伝送路特性係数生成部１７は、伝送路特性演算部１６−１，１６−２から伝送路特性（遅延プロファイル）をそれぞれ入力すると共に、無線部１４−１，１４−２から受信レベル値Ｌ１，Ｌ２をそれぞれ入力する。そして、伝送路特性係数生成部１７は、所定レベル以下の信号を除去して窓関数処理を行い、タップ数に応じたサンプル数に調整し、レベル及び位相差を調整し、ＩＱ直交平面上における伝送路特性の実部の値及び虚部の値を伝送路特性係数として、メモリ部１８及び選択出力部１９に出力する。
(Transmission path characteristic coefficient generator)
Returning to FIG. 2, the transmission line characteristic
図５は、伝送路特性係数生成部１７の構成を示すブロック図である。この伝送路特性係数生成部１７は、コアリング処理部１７１−１，１７１−２、窓関数処理部１７２−１，１７２−２、タップ数調整部１７３−１，１７３−２、レベル調整部１７４及び位相差調整部１７５−１，１７５−２を備えている。コアリング処理部１７１−１、窓関数処理部１７２−１、タップ数調整部１７３−１及び位相差調整部１７５−１の受信系統１は、送信アンテナ１１−１，１１−２と受信アンテナ１２−１との間の伝送路特性を伝送路特性演算部１６−１から入力し、伝送路特性係数を生成して出力する。また、コアリング処理部１７１−２、窓関数処理部１７２−２、タップ数調整部１７３−２及び位相差調整部１７５−２の受信系統２は、送信アンテナ１１−１，１１−２と受信アンテナ１２−２との間の伝送路特性を伝送路特性演算部１６−２から入力し、伝送路特性係数を生成して出力する。
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of the transmission path characteristic
（コアリング処理部）
コアリング処理部１７１−１は、伝送路特性演算部１６−１から受信系統１の伝送路特性を入力し、伝送路特性の信号レベルを検出し、各サンプルの信号レベルと所定レベルとを比較し、信号レベルが所定レベル以下の信号はノイズであると判断して足切り処理を行う。つまり、コアリング処理部１７１−１は、入力した受信系統１の伝送路特性に対し、信号レベル方向に足切りを行い、信号レベルが所定レベルよりも高いサンプルを抽出する。そして、コアリング処理部１７１−１は、信号レベル方向に足切りして残されたサンプルの伝送路特性を窓関数処理部１７２−１に出力する。
(Coring processing part)
The coring processing unit 171-1 receives the transmission line characteristic of the receiving
これにより、伝送路特性を構成するサンプルは、コアリング処理部１７１−１により信号レベル方向に足切りされ、信号レベルの低いサンプルが除去されサンプル数が減少する。各サンプルの伝送路特性から生成される伝送路特性係数（ＩＱ直交平面上の実部の値及び虚部の値）は、後述するＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０のＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４においてタップ係数として用いられる。したがって、ＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０のＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４においてタップ長を短くすることができ、処理負荷及び処理遅延を小さくすることができる。
As a result, the samples constituting the transmission path characteristics are cut off in the signal level direction by the coring processing unit 171-1, and the samples with a low signal level are removed, thereby reducing the number of samples. Transmission path characteristic coefficients (values of real part and imaginary part on IQ orthogonal plane) generated from the transmission path characteristics of each sample are FIR filter sections 21-1 to 21- of the MIMO pseudo
図６（ａ）は、コアリング処理部１７１−１によるコアリング処理前の伝送路特性の例を示す図である。図６（ａ）から、伝送路特性は、主波の時間を０として、遅延時間−３５μｓｅｃから８０μｓｅｃまでの間のサンプルが存在することがわかる。図６（ｂ）は、コアリング処理部１７１−１によるコアリング処理後の伝送路特性の例を示す図である。図６（ｂ）に示す伝送路特性は、信号レベルが−６５ｄＢ以下の信号をノイズと判断し、その信号のサンプルを足切りして得られたものである。図６（ｂ）から、図６（ａ）に示した伝送路特性におけるサンプルのうち信号レベルの低いサンプルが足切りされ、サンプル数が減少していることがわかる。 FIG. 6A is a diagram illustrating an example of transmission path characteristics before coring processing by the coring processing unit 171-1. From FIG. 6 (a), it can be seen that there are samples having a delay time of −35 μsec to 80 μsec, with the main wave time being 0, as the transmission line characteristics. FIG. 6B is a diagram illustrating an example of transmission path characteristics after coring processing by the coring processing unit 171-1. The transmission path characteristics shown in FIG. 6B are obtained by determining a signal having a signal level of −65 dB or less as noise and cutting off the sample of the signal. From FIG. 6 (b), it can be seen that among the samples in the transmission line characteristics shown in FIG. 6 (a), the sample with a low signal level is cut off and the number of samples is reduced.
コアリング処理部１７１−２は、受信系統２の伝送路特性を入力し、コアリング処理部１７１−１と同様の処理を行い、信号レベル方向に足切りして残されたサンプルの伝送路特性を窓関数処理部１７２−２に出力する。
The coring processing unit 171-2 receives the transmission path characteristics of the
（窓関数処理部）
窓関数処理部１７２−１は、コアリング処理部１７１−１から、信号レベル方向に足切りして残されたサンプルの伝送路特性を入力し、入力したサンプルの一部を切り出すための窓関数を用いて、時間方向の足切りを行い、窓関数の示す所定時間範囲のサンプルを抽出する。そして、窓関数処理部１７２−１は、時間方向に足切りして残されたサンプルの伝送路特性をタップ数調整部１７３−１に出力する。例えば、窓関数として、矩形窓、ガウス窓、ハミング窓、ブラックマン窓、カイザー窓等を用いる。窓関数の種類は、ユーザーにより予め選択され、選択された窓関数は、例えば、主波を基準にした所定の時間位置に設定される。
(Window function processor)
The window function processing unit 172-1 receives, from the coring processing unit 171-1, the transmission path characteristics of samples left after cutting in the signal level direction, and a window function for cutting out a part of the input samples Is used to cut off in the time direction, and samples in a predetermined time range indicated by the window function are extracted. Then, the window function processing unit 172-1 outputs the transmission path characteristics of the sample left after cutting in the time direction to the tap number adjusting unit 173-1. For example, a rectangular window, a Gauss window, a Hamming window, a Blackman window, a Kaiser window, or the like is used as the window function. The type of the window function is selected in advance by the user, and the selected window function is set at a predetermined time position based on the main wave, for example.
これにより、伝送路特性を構成するサンプルは、窓関数処理部１７２−１により時間方向に足切りされ、所定時間外のサンプルが除去されサンプル数が減少する。前述のとおり、各サンプルの伝送路特性から生成される伝送路特性係数は、後述するＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４においてタップ係数として用いられる。したがって、ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４においてタップ長を短くすることができ、処理負荷及び処理遅延を小さくすることができる。 As a result, the samples constituting the transmission path characteristics are cut off in the time direction by the window function processing unit 172-1, the samples outside the predetermined time are removed, and the number of samples is reduced. As described above, the transmission path characteristic coefficient generated from the transmission path characteristics of each sample is used as a tap coefficient in the FIR filter units 21-1 to 21-4 described later. Therefore, the tap length can be shortened in the FIR filter units 21-1 to 21-4, and the processing load and the processing delay can be reduced.
窓関数処理部１７２−２は、コアリング処理部１７１−２から、信号レベル方向に足切りして残されたサンプルの伝送路特性を入力し、窓関数処理部１７２−１と同様の処理を行い、時間方向に足切りして残されたサンプルの伝送路特性をタップ数調整部１７３−２に出力する。 The window function processing unit 172-2 receives the transmission line characteristics of the samples left after cutting in the signal level direction from the coring processing unit 171-2, and performs the same processing as the window function processing unit 172-1. The transmission channel characteristics of the sample left after the cut in the time direction are output to the tap number adjusting unit 173-2.
尚、図５に示した伝送路特性係数生成部１７は、窓関数処理部１７２−１，１７２−２を備えているが、必ずしも窓関数処理部１７２−１，１７２−２を備える必要はない。この場合、コアリング処理部１７１−１，１７１−２は、信号レベル方向に足切りして残されたサンプルの伝送路特性をタップ数調整部１７３−１，１７３−２にそれぞれ出力する。
The transmission path characteristic
（タップ数調整部）
タップ数調整部１７３−１は、窓関数処理部１７２−１から、時間方向に足切りして残されたサンプルの伝送路特性を入力し、予め設定されたタップ数、例えば後述のＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４のタップ数を超えない数、に相当するサンプル数になるように、タップ数に応じた足切りを行い、タップ数に応じたサンプルを抽出する。そして、タップ数調整部１７３−１は、タップ数に応じたサンプルの伝送路特性をレベル調整部１７４に出力する。
(Tap number adjustment part)
The tap number adjusting unit 173-1 receives the transmission line characteristics of the samples left after the cut in the time direction from the window function processing unit 172-1, and sets a preset number of taps, for example, an FIR filter unit described later The number of samples corresponding to the number of taps is extracted so that the number of samples corresponding to the number of taps 21-1 to 21-4 does not exceed the number of taps. Then, the tap number adjusting unit 173-1 outputs the sample transmission line characteristics corresponding to the tap number to the
図７は、タップ数調整部１７３−１の処理を示すフローチャートである。タップ数調整部１７３−１は、窓関数処理部１７２−１から、時間方向に足切りして残されたサンプルの伝送路特性を入力し（ステップＳ７０１）、入力したサンプルのうち、信号レベルの最も高いサンプルを主波のサンプルとして抽出する（ステップＳ７０２）。 FIG. 7 is a flowchart showing the processing of the tap number adjustment unit 173-1. The tap number adjusting unit 173-1 inputs the transmission line characteristics of the samples left after the cut in the time direction from the window function processing unit 172-1 (step S701), and the signal level of the input samples is changed. The highest sample is extracted as the main wave sample (step S702).
タップ数調整部１７３−１は、主波のサンプルを基準にして、予め設定されたタップ数に相当するサンプルを抽出し、タップ数に応じた足切りを行う（ステップＳ７０３）。具体的には、タップ数調整部１７３−１は、主波のサンプル（遅延時間０のサンプル）よりも前方向（遅延時間が負の方向）に、予め設定されたタップ数の例えば１／４のサンプルを抽出し、後方向（遅延時間が正の方向）に、予め設定されたタップ数の３／４のサンプルを抽出する。そして、タップ数調整部１７３−１は、タップ数に応じて抽出したサンプルの伝送路特性をレベル調整部１７４に出力する（ステップＳ７０４）。 The tap number adjusting unit 173-1 extracts a sample corresponding to a preset number of taps using the main wave sample as a reference, and performs a cut-off according to the number of taps (step S703). Specifically, the tap number adjusting unit 173-1 is, for example, 1/4 of the preset tap number in the forward direction (the delay time is in the negative direction) with respect to the main wave sample (sample with the delay time of 0). Samples are extracted, and a sample of 3/4 of the preset number of taps is extracted in the backward direction (in which the delay time is positive). Then, the tap number adjusting unit 173-1 outputs the sample transmission line characteristics extracted according to the number of taps to the level adjusting unit 174 (step S704).
尚、タップ数に相当するサンプルの抽出に際し、前方向のサンプル数と後方向のサンプル数との比を１：３としたが、前方向よりも後方向のサンプル数の比率が高くなるように、例えば１：７としてもよい。 In extracting the sample corresponding to the number of taps, the ratio of the number of samples in the forward direction and the number of samples in the backward direction is set to 1: 3, but the ratio of the number of samples in the backward direction is higher than that in the forward direction. For example, it may be 1: 7.
これにより、伝送路特性を構成するサンプルは、タップ数調整部１７３−１により、後述するＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４のタップ数に相当する数になるように足切りされるから、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３において測定され、伝送路特性係数として蓄積される伝送路特性を構成するサンプル数は、ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４のタップ数を超えることがない。したがって、伝送路特性を構成するサンプル数を、ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４のタップ数以下に合わせることができる。
As a result, the samples constituting the transmission path characteristics are cut off by the tap number adjusting unit 173-1 so that the number corresponds to the number of taps of the FIR filter units 21-1 to 21-4 described later. The number of samples constituting the transmission line characteristic measured by the MIMO transmission line
図５に戻って、タップ数調整部１７３−２は、窓関数処理部１７２−２から、時間方向に足切りして残されたサンプルの伝送路特性を入力し、タップ数調整部１７３−１と同様に処理を行い、タップ数に応じたサンプルの伝送路特性をレベル調整部１７４に出力する。
Returning to FIG. 5, the tap number adjusting unit 173-2 receives the transmission path characteristics of the samples left after the cut-off in the time direction from the window function processing unit 172-2, and the tap number adjusting unit 173-1. The processing is performed in the same manner as described above, and the sample transmission line characteristics corresponding to the number of taps are output to the
（レベル調整部）
レベル調整部１７４は、図１（ｂ）の状態において、タップ数調整部１７３−１，１７３−２からタップ数に応じたサンプルの伝送路特性を入力すると共に、無線部１４−１，１４−２から受信レベル値を入力し、入力した２経路の伝送路特性及び受信レベル値をメモリ（図示せず）に格納する。また、図１（ｃ）の状態において、入力した２経路の伝送路特性及び受信レベル値をメモリに格納する。そして、レベル調整部１７４は、メモリから４経路の受信レベル値を読み出し、受信レベル値の最も高い経路の伝送路特性を基準にして、伝送路特性のレベルをそれぞれ調整する。これにより、受信信号のレベルが伝送路特性に反映され、４経路の伝送路特性は、受信レベル値に応じたレベルに調整される。
(Level adjustment part)
In the state of FIG. 1B, the
ここで、伝送路特性は、主波の受信レベルを０ｄＢとして正規化した受信信号に基づいて演算された特性であるから、伝送路特性には、受信信号のレベルが反映されていない。このため、後述する図１０に示すＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０は、受信信号レベルの反映されていない伝送路特性係数を、ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４のタップ係数に用いた場合、ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４の出力信号のうち異なる系統の信号を加算器２２−１，２２−２にて加算するときに、信号を正しく合成することができなくなる。この不都合を解消するために、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３における伝送路特性係数生成部１７のレベル調整部１７４は、受信信号のレベルを伝送路特性に反映させ、本来のレベル差を有する伝送路特性を生成するようにした。
Here, since the transmission path characteristic is a characteristic calculated based on the reception signal normalized with the reception level of the main wave set to 0 dB, the level of the reception signal is not reflected in the transmission path characteristic. For this reason, the MIMO simulated
そして、レベル調整部１７４は、４経路の伝送路特性の間でレベル調整した、送信アンテナ１１−１，１１−２と受信アンテナ１２−１との間の伝送路特性を位相差調整部１７５−１に出力し、送信アンテナ１１−１，１１−２と受信アンテナ１２−２との間の伝送路特性を位相差調整部１７５−２に出力する。
Then, the
図８は、レベル調整部１７４の処理を示すフローチャートである。レベル調整部１７４は、図１（ｂ）に示した送信アンテナ１１−１のみによる伝送を実現している場合、タップ数調整部１７３−１，１７３−２から、伝送路特性Ｄ１−１（送信アンテナ１１−１と受信アンテナ１２−１との間の伝送路特性）及び伝送路特性Ｄ１−２（送信アンテナ１１−１と受信アンテナ１２−２との間の伝送路特性）を入力し、無線部１４−１，１４−２から、受信レベル値Ｌ１−１（送信アンテナ１１−１から送信され受信アンテナ１２−１にて受信したＯＦＤＭ信号の受信レベル値）及び受信レベル値Ｌ１−２（送信アンテナ１１−１から送信され受信アンテナ１２−２にて受信したＯＦＤＭ信号の受信レベル値）を入力し、伝送路特性Ｄ１−１，Ｄ１−２及び受信レベル値Ｌ１−１，Ｌ１−２をメモリに格納する（ステップＳ８０１）。また、レベル調整部１７４は、図１（ｃ）に示した送信アンテナ１１−２のみによる伝送を実現している場合、タップ数調整部１７３−１，１７３−２から、伝送路特性Ｄ２−１（送信アンテナ１１−２と受信アンテナ１２−１との間の伝送路特性）及び伝送路特性Ｄ２−２（送信アンテナ１１−２と受信アンテナ１２−２との間の伝送路特性）を入力し、無線部１４−１，１４−２から、受信レベル値Ｌ２−１（送信アンテナ１１−２から送信され受信アンテナ１２−１にて受信したＯＦＤＭ信号の受信レベル値）及び受信レベル値Ｌ２−２（送信アンテナ１１−２から送信され受信アンテナ１２−２にて受信したＯＦＤＭ信号の受信レベル値）を入力し、伝送路特性Ｄ２−１，Ｄ２−２及び受信レベル値Ｌ２−１，Ｌ２−２をメモリに格納する（ステップＳ８０２）。
FIG. 8 is a flowchart showing the processing of the
レベル調整部１７４は、メモリから４経路の受信レベル値Ｌ１−１，Ｌ１−２，Ｌ２−１，Ｌ２−２を読み出し（ステップＳ８０３）、これらの受信レベル値の中から最も高い受信レベル値Ｌｍａｘを特定する（ステップＳ８０４）。そして、レベル調整部１７４は、受信レベル値Ｌｍａｘと４系統の受信レベル値Ｌ１−１，Ｌ１−２，Ｌ２−１，Ｌ２−２との間の受信レベル差ΔＬｐ，ｑ及びレベル調整係数ｋｐ，ｑを、以下の式により算出する（ステップＳ８０５，Ｓ８０６）。ｐ＝１，２、ｑ＝１，２とする。
ΔＬｐ，ｑ＝Ｌｐ，ｑ−Ｌｍａｘ（ｄＢ）
ｋｐ，ｑ＝１０ΔＬp,q／２０
The
ΔL p, q = L p, q −L max (dB)
k p, q = 10 ΔLp, q / 20
レベル調整部１７４は、メモリから４系統の伝送路特性Ｄ１−１，Ｄ１−２，Ｄ２−１，Ｄ２−２を読み出し、以下の式によりレベルを調整し、新たな伝送路特性を算出する（ステップＳ８０７）。
Ｄｐ，ｑ＝ｋｐ，ｑ×Ｄｐ，ｑ
そして、レベル調整部１７４は、レベル調整後の伝送路特性Ｄ１−１，Ｄ２−１を位相差調整部１７５−１に出力し、レベル調整後の伝送路特性Ｄ１−２，Ｄ２−２を位相差調整部１７５−２に出力する（ステップＳ８０８）。
The
D p, q = k p, q × D p, q
Then, the
（位相差調整部）
位相差調整部１７５−１は、レベル調整部１７４からレベル調整された伝送路特性（図１（ｂ）の場合の送信アンテナ１１−１と受信アンテナ１２−１との間の伝送路特性Ｄ１−１、及び、図１（ｃ）の場合の送信アンテナ１１−２と受信アンテナ１２−１との間の伝送路特性Ｄ２−１）を入力すると共に、予め設定された初期位相値θinitial［ｒａｄ］を入力する。そして、位相差調整部１７５−１は、伝送路特性Ｄ１−１の主波の位相θ１［ｒａｄ］及び伝送路特性Ｄ２−１の主波の位相θ２［ｒａｄ］を算出し、位相差Δθ［ｒａｄ］を算出する。位相差調整部１７５−１は、伝送路特性Ｄ２−１の位相を、θinitial−Δθ［ｒａｄ］回転させ、新たな伝送路特性Ｄ２−１を求める。位相差調整部１７５−１は、位相差を調整した新たな伝送路特性Ｄ２−１、及び入力した伝送路特性Ｄ１−１の実部及び虚部をそれぞれ算出して伝送路特性係数を求め、メモリ部１８及び選択出力部１９に出力する。
(Phase difference adjustment unit)
The phase difference adjustment unit 175-1 has the transmission line characteristic D 1 between the transmission antenna 11-1 and the reception antenna 12-1 in the case of the transmission line characteristic adjusted by the
図９は、位相差調整部１７５−１の処理を示すフローチャートである。位相差調整部１７５−１は、レベル調整部１７４からレベル調整された図１（ｂ）の場合の伝送路特性Ｄ１−１及び図１（ｃ）の場合の伝送路特性Ｄ２−１を入力すると共に、予め設定された初期位相値θinitialを入力する（ステップＳ９０１）。そして、位相差調整部１７５−１は、伝送路特性Ｄ１−１，Ｄ２−１のそれぞれに対し、信号レベルの最も高いサンプルを主波として抽出する（ステップＳ９０２）。
FIG. 9 is a flowchart showing the processing of the phase difference adjustment unit 175-1. Phase difference adjustment unit 175-1 has a channel characteristic D 2-1 when channel characteristics D 1-1 and FIG. 1 when the
位相差調整部１７５−１は、以下の式により、伝送路特性Ｄ１−１の主波の位相θ１、及び伝送路特性Ｄ２−１の主波の位相θ２を算出し（ステップＳ９０３）、位相差Δθを算出する（ステップＳ９０４）。シンボル番号ｉ、主波のサンプル番号をｎとした時間領域の伝送路特性Ｄ１−１の実部をＲｅ（ｔ１（ｉ，ｎ））、虚部をＩｍ（ｔ１（ｉ，ｎ））とし、時間領域の伝送路特性Ｄ２−１の実部をＲｅ（ｔ２（ｉ，ｎ））、虚部をＩｍ（ｔ２（ｉ，ｎ））とする。
位相差調整部１７５−１は、以下の式により、位相回転量Ｒθを算出する（ステップＳ９０５）。
Ｒθ＝θinitial−Δθ
そして、位相差調整部１７５−１は、伝送路特性Ｄ１−１の主波の位相θ１を基準にして、伝送路特性Ｄ２−１の全サンプルの位相を、位相回転量Ｒθ分回転させ、新たな伝送路特性Ｄ２−１を求める（ステップＳ９０６）。これにより、伝送路特性Ｄ２−１の位相が調整される。伝送路特性Ｄ１−１は、主波の位相を基準としたので位相調整は行わない。位相差調整部１７５−１は、位相回転後の新たな伝送路特性Ｄ２−１及び入力した伝送路特性Ｄ１−１の実部及び虚部をそれぞれ算出して伝送路特性係数を求め（ステップＳ９０７）、伝送路特性Ｄ１−１から求めた伝送路特性係数及び伝送路特性Ｄ２−１から求めた伝送路特性係数をメモリ部１８及び選択出力部１９に出力する（ステップＳ９０８）。
The phase difference adjustment unit 175-1 calculates the phase rotation amount Rθ by the following equation (step S905).
Rθ = θ initial −Δθ
Then, the phase difference adjustment unit 175-1, based on the phase theta 1 of the main wave channel characteristics D 1-1, the phases of all samples of the transmission path characteristic D 2-1, a phase rotation amount Rθ partial rotation It is allowed to determine the new transmission path characteristics D 2-1 (step S906). Thereby, the phase of the transmission line characteristic D2-1 is adjusted. Channel characteristics D 1-1, the phase adjustment is not performed because relative to the phase of the main wave. Phase difference adjustment unit 175-1 calculates the real part of the channel characteristics D 1-1 that new channel characteristic D 2-1 and the input of the phase-rotation and the imaginary part, respectively seeking a channel characteristic coefficient ( step S907), and outputs transmission path characteristic coefficient obtained from the transmission path characteristic coefficient and the transmission path characteristic D 2-1 was determined from the transmission path characteristic D 1-1 in the
ここで、初期位相値θinitialは、伝送路特性Ｄ１−１及び伝送路特性Ｄ２−１が同じタイミングで算出された特性でないことから、異なるタイミングの時間差により変化する位相を吸収するために設定される。位相差調整部１７５−１は、本来的に、同じタイミングにおける経路の環境が反映された伝送路特性Ｄ１−１と伝送路特性Ｄ２−１との間の位相差を調整するのが理想である。しかしながら、図１（ｂ）の場合の伝送路特性Ｄ１−１と、図１（ｃ）の場合の伝送路特性Ｄ２−１とは、異なるタイミングでのみ測定することができ、異なる経路の環境が反映された特性になる。そこで、位相差調整部１７５−１は、異なるタイミングで算出された伝送路特性Ｄ１−１と伝送路特性Ｄ２−１との間の主波の位相差Δθを算出し、この位相差Δθ、及び異なるタイミングの時間差による環境差を位相に反映した初期位相値θinitialを用いて位相回転量Ｒθを算出し、位相回転量Ｒθにて位相差を調整するようにした。 Here, since the initial phase value θ initial is not a characteristic that the transmission line characteristic D 1-1 and the transmission line characteristic D 2-1 are calculated at the same timing, in order to absorb a phase that changes due to a time difference between different timings. Is set. Phase difference adjustment unit 175-1 is inherently Ideally to adjust the phase difference between the channel characteristics D 1-1 environmental pathways in the same timing are reflected to the transmission line characteristic D 2-1 It is. However, the channel characteristics D 1-1 of the case of FIG. 1 (b), and the channel characteristics D 2-1 in the case of FIG. 1 (c), the can only be measured at different times, different routes The characteristic reflects the environment. Therefore, the phase difference adjustment unit 175-1 calculates a phase difference Δθ of the main wave between the transmission path characteristic D 1-1 calculated at different timings and channel characteristics D 2-1, the phase difference Δθ The phase rotation amount Rθ is calculated using the initial phase value θ initial reflecting the environmental difference due to the time difference at different timings in the phase, and the phase difference is adjusted by the phase rotation amount Rθ.
このように、伝送路特性係数生成部１７は、全帯域の伝送路特性に対し、所定レベル以下の信号を除去して信号レベル方向の足切りを行い、窓関数を用いて時間方向の足切りを行い、後述するＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４のタップ数に応じたサンプル数になるように、タップ数に応じた足切りを行い、信号レベル及び位相差を調整し、調整後の伝送路特性係数をメモリ部１８及び選択出力部１９に出力する。これにより、メモリ部１８には、実際の伝送路にて測定した伝送路特性係数（送信アンテナ１１−１と受信アンテナ１２−１との間の伝送路特性係数、送信アンテナ１１−２と受信アンテナ１２−１との間の伝送路特性係数、送信アンテナ１１−１と受信アンテナ１２−２との間の伝送路特性係数、及び送信アンテナ１１−２と受信アンテナ１２−２との間の伝送路特性係数）が蓄積される。メモリ部１８に蓄積された伝送路特性係数の数は、経路毎に、後述するＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４のタップ数に応じたサンプル数になっている。
In this way, the transmission line characteristic
（選択出力部）
図２に戻って、選択出力部１９は、ユーザーによる設定に従って、伝送路特性係数生成部１７から伝送路特性係数を入力するか、または、メモリ部１８から伝送路特性係数を読み出すかを選択し、いずれかの伝送路特性係数を外部へ出力する。伝送路特性係数生成部１７から入力した伝送路特性係数を出力する場合、例えば、測定中の伝送路特性係数を外部の表示装置へ出力して表示する目的で用いられ、メモリ部１８から伝送路特性係数を読み出して出力する場合、後述するＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０へ出力し、ＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０に擬似的な伝送路を再現させる目的で用いられる。
(Selection output section)
Returning to FIG. 2, the
以上のように、図２に示したＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３によれば、実際の伝送路にて測定した伝送路特性係数をメモリ部１８に蓄積するようにした。これにより、メモリ部１８に蓄積した伝送路特性係数を、後述するＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０におけるＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４のタップ係数に用いて、ＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０に擬似的な伝送路を再現させることができる。したがって、ＭＩＭＯ伝送用の装置及びシステムの評価・検証のために、実際の伝送路にて実験を行う必要がないから、これらの評価・検証を、場所的及び時間的制約を受けることなく容易に実現することができる。
As described above, according to the MIMO transmission path characteristic measuring
〔ＭＩＭＯ擬似伝送路装置〕
次に、本発明の実施形態によるＭＩＭＯ擬似伝送路装置について詳細に説明する。図１０は、ＭＩＭＯ擬似伝送路装置の構成を示すブロック図である。このＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０は、ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４及び加算器２２−１，２２−２を備えており、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３のメモリ部１８に蓄積された伝送路特性係数を用いて、２×２ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送の伝送路を模擬的に再現する。
[MIMO pseudo transmission line equipment]
Next, a MIMO pseudo transmission line device according to an embodiment of the present invention will be described in detail. FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of the MIMO pseudo transmission line device. The MIMO pseudo
ＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０は、ＭＩＭＯ送信装置の変調器から出力された伝送路歪みを含まない信号を送信信号Ｓ１，Ｓ２として入力する。送信信号Ｓ１は、ＭＩＭＯ送信装置に備えた第１の送信アンテナから送信される模擬信号であり、送信信号Ｓ２は、第２の送信アンテナから送信される模擬信号である。
The MIMO pseudo
ＦＩＲフィルタ部２１−１は、ＭＩＭＯ送信装置に備えた第１の送信アンテナとＭＩＭＯ受信装置に備えた第１の受信アンテナとの間の伝送路を模擬する。同様に、ＦＩＲフィルタ部２１−２は、第１の送信アンテナと第２の受信アンテナとの間の伝送路を模擬し、ＦＩＲフィルタ部２１−３は、第２の送信アンテナと第１の受信アンテナとの間の伝送路を模擬し、ＦＩＲフィルタ部２１−４は、第２の送信アンテナと第２の受信アンテナとの間の伝送路を模擬する。 The FIR filter unit 21-1 simulates a transmission path between the first transmission antenna provided in the MIMO transmission apparatus and the first reception antenna provided in the MIMO reception apparatus. Similarly, the FIR filter unit 21-2 simulates a transmission path between the first transmission antenna and the second reception antenna, and the FIR filter unit 21-3 includes the second transmission antenna and the first reception antenna. The transmission path between the antennas is simulated, and the FIR filter unit 21-4 simulates the transmission path between the second transmission antenna and the second reception antenna.
ＦＩＲフィルタ部２１−１は、送信信号Ｓ１を入力すると共に、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３のメモリ部１８から伝送路特性係数（送信アンテナ１１−１と受信アンテナ１２−１との間の伝送路特性係数）を入力し、伝送路特性係数をタップ係数として用い、送信信号Ｓ１をフィルタ処理し、フィルタ処理後の信号を加算器２２−１に出力する。ＦＩＲフィルタ部２１−２は、送信信号Ｓ１を入力すると共に、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３のメモリ部１８から伝送路特性係数（送信アンテナ１１−１と受信アンテナ１２−２との間の伝送路特性係数）を入力し、伝送路特性係数をタップ係数として用い、送信信号Ｓ１をフィルタ処理し、フィルタ処理後の信号を加算器２２−２に出力する。ＦＩＲフィルタ部２１−３は、送信信号Ｓ２を入力すると共に、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３のメモリ部１８から伝送路特性係数（送信アンテナ１１−２と受信アンテナ１２−１との間の伝送路特性係数）を入力し、伝送路特性係数をタップ係数として用い、送信信号Ｓ２をフィルタ処理し、フィルタ処理後の信号を加算器２２−１に出力する。ＦＩＲフィルタ部２１−４は、送信信号Ｓ２を入力すると共に、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３のメモリ部１８から伝送路特性係数（送信アンテナ１１−２と受信アンテナ１２−２との間の伝送路特性係数）を入力し、伝送路特性係数をタップ係数として用い、送信信号Ｓ２をフィルタ処理し、フィルタ処理後の信号を加算器２２−２に出力する。
The FIR filter unit 21-1 receives the transmission signal S 1 and transmits a transmission path characteristic coefficient (transmission between the transmission antenna 11-1 and the reception antenna 12-1) from the
ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４は、入力する伝送路特性係数と同じ数またはそれ以上の数のタップを備えている。また、タップ数は、ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４において同じとする。これは、ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４においてタップ数が異なる場合、ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４から加算器２２−１，２２−２へ出力される信号のタイミングが揃わないという不都合が生じるからである。尚、ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４は、シフトレジスタ、乗算器及び加算器により構成されるが、この構成は既知であるから詳細な説明については省略する。 The FIR filter units 21-1 to 21-4 are provided with the same number of taps as the input transmission path characteristic coefficients or more. The number of taps is the same in the FIR filter units 21-1 to 21-4. This is because the timings of the signals output from the FIR filter units 21-1 to 21-4 to the adders 22-1 and 22-2 are not aligned when the number of taps is different in the FIR filter units 21-1 to 21-4. This is because inconvenience arises. The FIR filter units 21-1 to 21-4 are configured by a shift register, a multiplier, and an adder. Since this configuration is already known, detailed description thereof is omitted.
加算器２２−１は、ＦＩＲフィルタ部２１−１からの信号、及びＦＩＲフィルタ部２１−３からの信号を入力し、両信号を加算し、受信信号Ｒ１として出力する。加算器２２−２は、ＦＩＲフィルタ部２１−２からの信号、及びＦＩＲフィルタ部２１−４からの信号を入力し、両信号を加算し、受信信号Ｒ２として出力する。 The adder 22-1, the signal from the FIR filter 21-1, and inputs a signal from the FIR filter unit 21-3, adds both signals, and outputs as a received signal R 1. The adder 22-2, the signal from the FIR filter unit 21-2, and inputs a signal from the FIR filter unit 21-4, adds both signals, and outputs as a reception signal R 2.
以上のように、図１０に示したＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０によれば、ＭＩＭＯ送信装置に備えた２本の送信アンテナから送信される伝送路歪みを含まないＯＦＤＭ信号の変調波を模擬した送信信号Ｓ１，Ｓ２を入力し、各伝送路に対応させたＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４のタップ係数に、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３により測定された伝送路特性係数を用いて、ＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４にて伝送路歪みを含む信号を生成し、加算器２２−１，２２−２にてこれらの信号を加算し、ＭＩＭＯ受信装置に備えた２本の受信アンテナが受信するＯＦＤＭ信号の変調波を模擬した受信信号Ｒ１，Ｒ２を出力するようにした。
As described above, according to the MIMO simulated
これにより、ＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０において、２×２ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送を行う伝送路を模擬的に再現することができる。したがって、ＭＩＭＯ伝送用の装置及びシステムの評価・検証のために、実際の伝送路にて実験を行う必要がないから、これらの評価・検証を、場所的及び時間的制約を受けることなく容易に実現することができる。
Thereby, in the MIMO pseudo
以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、前記実施形態では、２×２ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送を例に挙げて説明したが、本発明は、２×２ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送に限定するものではない。 The present invention has been described with reference to the embodiment. However, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the technical idea thereof. For example, although the above embodiment has been described by taking 2 × 2 MIMO-OFDM transmission as an example, the present invention is not limited to 2 × 2 MIMO-OFDM transmission.
また、前記実施形態では、図５に示したように、ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置１３の伝送路特性係数生成部１７は、タップ数調整部１７３−１，１７３−２を備えているが、タップ数調整部１７３−１，１７３−２を備えていなくてもよい。この場合、図１０に示したＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０は、タップ数調整部１７３−１，１７３−２に相当するタップ数調整部を備える必要がある。ＭＩＭＯ擬似伝送路装置２０のタップ数調整部は、４経路の伝送路特性係数を入力し、経路毎に、伝送路特性係数に対し、予め設定されたタップ数に相当するサンプル数になるように、タップ数に応じた足切りを行い、タップ数に応じたサンプル数の伝送路特性係数をＦＩＲフィルタ部２１−１〜２１−４に出力する。
In the above embodiment, as shown in FIG. 5, the transmission line characteristic
１０ 送信装置
１１−１，１１−２ 送信アンテナ
１２−１，１２−２ 受信アンテナ
１３ ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置
１４−１，１４−２ 無線部
１５−１，１５−２ ＦＦＴ部
１６−１，１６−２ 伝送路特性演算部
１７ 伝送路特性係数生成部
１８ メモリ部
１９ 選択出力部
２０ ＭＩＭＯ擬似伝送路装置
２１−１〜２１−４ ＦＩＲフィルタ部
２２−１，２２−２ 加算器
１４１ ＲＦチューナ部
１４２ Ａ／Ｄ変換部
１４３ 直交復調部
１４４ ＧＩ除去部
１６１ パイロット信号抽出部
１６２ 内挿補間処理部
１６３ ＩＦＦＴ部
１６４ 位相補正部
１６５ 加算平均処理部
１７１−１，１７１−２ コアリング処理部
１７２−１，１７２−２ 窓関数処理部
１７３−１，１７３−２ タップ数調整部
１７４ レベル調整部
１７５−１，１７５−２ 位相差調整部
１８１ 振幅・位相変換部
１８２ 位相連続化処理部
１８３ 一次傾斜算出部
１８４ 傾斜成分除去部
１８５ ＩＱ変換部
DESCRIPTION OF
Claims (7)
前記受信アンテナに対応した受信系統毎に、無線部、ＦＦＴ部及び伝送路特性演算部を備え、さらに、伝送路特性係数生成部及びメモリ部を備え、前記複数の送信アンテナのうちの１本の送信アンテナが逐次選択されて送信されたＯＦＤＭ信号を受信し、
前記受信系統毎の無線部は、受信した前記ＯＦＤＭ信号のＲＦ信号をＩＦ信号に変換し、アナログのＩＦ信号をデジタルのＩＦ信号に変換し、前記デジタルのＩＦ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を生成し、前記等価ベースバンド信号からＧＩを除去して有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を出力し、
前記受信系統毎のＦＦＴ部は、前記無線部により出力された等価ベースバンド信号をＦＦＴし、周波数領域の信号を出力し、
前記受信系統毎の伝送路特性演算部は、前記ＦＦＴ部により出力された周波数領域の信号からパイロット信号を抽出し、パイロット信号に基づいて伝送路特性を演算し、ＩＦＦＴして出力し、
前記伝送路特性係数生成部は、前記伝送路特性演算部により出力された伝送路特性を入力し、信号レベル方向及び時間方向にサンプル数の足切りを行い、前記複数の受信系統におけるＲＦ信号の信号レベルに基づいて、前記伝送路特性の信号レベルを前記複数の受信系統間で調整し、前記複数の送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号についての伝送路特性の位相差を調整し、前記足切り及び調整後の伝送路特性におけるＩＱ直交平面上の実部の値及び虚部の値を伝送路特性係数として生成し、
前記メモリ部は、前記伝送路特性係数生成部により生成された伝送路特性係数を蓄積する、ことを特徴とするＭＩＭＯ伝送路特性測定装置。 A MIMO transmission path for receiving OFDM signals transmitted from a transmission apparatus having a plurality of transmission antennas via a plurality of reception antennas and measuring transmission path characteristics between the plurality of transmission antennas and the plurality of reception antennas. In the characteristic measuring device,
Each reception system corresponding to the reception antenna includes a radio unit, an FFT unit, and a transmission path characteristic calculation unit, further includes a transmission path characteristic coefficient generation unit and a memory unit, and one of the plurality of transmission antennas Receive the OFDM signal transmitted by selecting the transmit antenna sequentially,
The radio unit for each reception system converts the received RF signal of the OFDM signal into an IF signal, converts the analog IF signal into a digital IF signal, and orthogonally demodulates the digital IF signal to obtain an equivalent baseband. A signal is generated, GI is removed from the equivalent baseband signal, and an equivalent baseband signal in an effective symbol period is output,
The FFT unit for each reception system performs FFT on the equivalent baseband signal output by the radio unit, and outputs a frequency domain signal.
The transmission line characteristic calculation unit for each reception system extracts a pilot signal from the frequency domain signal output by the FFT unit, calculates a transmission line characteristic based on the pilot signal, and outputs the result by IFFT.
The transmission line characteristic coefficient generation unit inputs the transmission line characteristic output by the transmission line characteristic calculation unit, performs a cut-off of the number of samples in the signal level direction and the time direction, and outputs RF signals in the plurality of reception systems. Based on the signal level, the signal level of the transmission path characteristics is adjusted between the plurality of receiving systems, the phase difference of the transmission path characteristics for the OFDM signals transmitted from the plurality of transmission antennas is adjusted, and the cut-off is performed. And the real part value and the imaginary part value on the IQ orthogonal plane in the adjusted transmission line characteristic are generated as transmission line characteristic coefficients,
The MIMO transmission path characteristic measuring apparatus, wherein the memory section stores the transmission path characteristic coefficient generated by the transmission path characteristic coefficient generation section.
前記伝送路特性係数生成部は、レベル調整部を備え、
前記受信系統毎の無線部は、前記ＲＦ信号の受信レベル値を取得し、
前記レベル調整部は、前記受信系統毎の無線部から受信レベル値をそれぞれ入力し、最も高い受信レベル値を基準にして、前記伝送路特性の信号レベルを前記複数の受信系統間で調整する、ことを特徴とするＭＩＭＯ伝送路特性測定装置。 In the MIMO transmission path characteristic measuring apparatus according to claim 1,
The transmission line characteristic coefficient generation unit includes a level adjustment unit,
The radio unit for each reception system acquires a reception level value of the RF signal,
The level adjustment unit inputs a reception level value from the radio unit for each reception system, and adjusts the signal level of the transmission path characteristic among the plurality of reception systems with reference to the highest reception level value. A MIMO transmission line characteristic measuring apparatus characterized by the above.
前記伝送路特性係数生成部は、前記受信系統毎に位相差調整部を備え、
前記受信系統毎の位相差調整部は、異なる送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号についての同一受信系統における伝送路特性の位相をそれぞれ算出し、前記算出した位相から所定の伝送路特性を基準にした位相差を算出し、前記算出した位相差及び予め設定された初期位相差に基づいて、前記異なる送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号についての同一受信系統における伝送路特性の位相差を調整する、ことを特徴とするＭＩＭＯ伝送路特性測定装置。 In the MIMO transmission path characteristic measuring apparatus according to claim 1 or 2,
The transmission line characteristic coefficient generation unit includes a phase difference adjustment unit for each reception system,
The phase difference adjustment unit for each reception system calculates the phase of transmission path characteristics in the same reception system for OFDM signals transmitted from different transmission antennas, and uses the calculated phase as a reference for a predetermined transmission path characteristic. Calculating a phase difference, and adjusting a phase difference of transmission path characteristics in the same reception system for OFDM signals transmitted from the different transmission antennas based on the calculated phase difference and a preset initial phase difference; A MIMO transmission line characteristic measuring device characterized by the above.
前記受信系統毎の伝送路特性演算部は、
前記受信系統毎のＦＦＴ部により出力された周波数領域の信号からパイロット信号を抽出し、パイロットキャリア位置の伝送路特性を算出するパイロット信号抽出部と、
前記パイロット信号抽出部により算出されたパイロットキャリア位置の伝送路特性の位相を補正し、ＯＦＤＭシンボル間の位相を揃える位相補正部と、
前記位相補正部によりＯＦＤＭシンボル間の位相が揃えられた信号に対し、ＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間を行う内挿補間処理部と、
前記内挿補間処理により内挿補間された複数の信号をＯＦＤＭシンボル間で加算平均する加算平均処理部と、
前記加算平均処理部により加算平均された信号をＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、
を備えたことを特徴とするＭＩＭＯ伝送路特性測定装置。 In the MIMO transmission path characteristic measuring device according to any one of claims 1 to 3,
The transmission path characteristic calculation unit for each receiving system,
A pilot signal extraction unit that extracts a pilot signal from a frequency domain signal output by the FFT unit for each reception system and calculates a transmission path characteristic of a pilot carrier position;
A phase correction unit that corrects the phase of the channel characteristics of the pilot carrier position calculated by the pilot signal extraction unit and aligns the phases between OFDM symbols;
An interpolation processing unit for performing interpolation in the OFDM symbol direction for a signal whose phase between OFDM symbols is aligned by the phase correction unit;
An averaging means for averaging the plurality of signals interpolated by the interpolation process between OFDM symbols;
An IFFT unit for performing IFFT on the signal averaged by the averaging unit;
A MIMO transmission line characteristic measuring apparatus comprising:
前記伝送路特性係数生成部は、前記受信系統毎にタップ数調整部を備え、
当該ＭＩＭＯ伝送路特性測定装置が生成する伝送路特性係数をタップ係数としてフィルタに用い、伝送路を再現する場合に、
前記タップ数調整部は、前記伝送路特性に対し、予め設定されたタップ数に相当するサンプル数になるように足切りを行う、ことを特徴とするＭＩＭＯ伝送路特性測定装置。 In the MIMO transmission path characteristic measuring device according to any one of claims 1 to 4,
The transmission line characteristic coefficient generation unit includes a tap number adjustment unit for each reception system,
When the transmission line characteristic coefficient generated by the MIMO transmission line characteristic measuring apparatus is used as a tap coefficient in a filter and the transmission line is reproduced,
The MIMO transmission path characteristic measuring apparatus, wherein the tap number adjusting unit cuts off the transmission path characteristics so that the number of samples corresponds to a preset number of taps.
前記伝送路毎のフィルタ部、及び、前記複数の受信アンテナ毎の加算器を備え、
前記フィルタ部は、前記ＭＩＭＯ送信装置により出力されるＯＦＤＭ信号を入力し、請求項１から５までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置のメモリ部に蓄積された伝送路特性係数をタップ係数として用い、前記入力するＯＦＤＭ信号に対しフィルタ処理を行い、
前記加算器は、前記フィルタ部により処理されたＯＦＤＭ信号を加算する、ことを特徴とするＭＩＭＯ擬似伝送路装置。 A MIMO transmission apparatus that outputs an OFDM signal transmitted through a plurality of transmission antennas, and a MIMO reception apparatus that inputs an OFDM signal received through a plurality of reception antennas; In a MIMO pseudo transmission line device that simulates a transmission line with the MIMO receiving device,
A filter unit for each transmission path, and an adder for each of the plurality of receiving antennas,
The said filter part inputs the OFDM signal output by the said MIMO transmission apparatus, The transmission line characteristic coefficient accumulate | stored in the memory part of the MIMO transmission line characteristic measuring apparatus as described in any one of Claim 1-5 Is used as a tap coefficient, and the input OFDM signal is filtered.
The MIMO pseudo-transmission path device, wherein the adder adds the OFDM signals processed by the filter unit.
タップ数調整部、前記伝送路毎のフィルタ部、及び、前記複数の受信アンテナ毎の加算器を備え、
前記タップ数調整部は、請求項１から４までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ伝送路特性測定装置のメモリ部に蓄積された伝送路特性係数を読み出し、前記伝送路特性係数に対し、予め設定されたタップ数に相当するサンプル数になるように足切りを行い、
前記フィルタ部は、前記ＭＩＭＯ送信装置により出力されるＯＦＤＭ信号を入力し、前記タップ数調整部から足切り後の伝送路特性係数を入力してタップ係数として用い、前記入力するＯＦＤＭ信号に対しフィルタ処理を行い、
前記加算器は、前記フィルタ部により処理されたＯＦＤＭ信号を加算する、ことを特徴とするＭＩＭＯ擬似伝送路装置。 A MIMO transmission apparatus that outputs an OFDM signal transmitted via a plurality of transmission antennas and a MIMO reception apparatus that receives an OFDM signal received via a plurality of reception antennas; In a MIMO pseudo transmission line device that simulates a transmission line with the MIMO receiving device,
A tap number adjusting unit, a filter unit for each transmission path, and an adder for each of the plurality of receiving antennas,
The tap number adjusting unit reads out the transmission channel characteristic coefficient stored in the memory unit of the MIMO transmission channel characteristic measuring device according to any one of claims 1 to 4, and Cut off the number of samples corresponding to the set number of taps,
The filter unit receives an OFDM signal output from the MIMO transmission apparatus, inputs a channel characteristic coefficient after cut off from the tap number adjustment unit, uses it as a tap coefficient, and filters the input OFDM signal Process,
The MIMO pseudo-transmission path device, wherein the adder adds the OFDM signals processed by the filter unit.
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