JP5437396B2 - Ｍｉｍｏ無線通信システムにおけるトラフィックチャネル電力のパイロット電力に対する比の推定 - Google Patents

Description

本発明は一般的に無線通信システムに関するものであり、特に、このようなシステムにおいてマルチストリーム多入力多出力（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ）信号を処理するための方法および装置に関する。

第３世代パートナーシップ・プロジェクト（３ＧＰＰ）によって仕様化された、第３世代（３Ｇ）広帯域符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ）無線ネットワークは、多入力多出力（ＭＩＭＯ）伝送技術をサポートしている（詳細は非特許文献１を参照されたい）。これらの標準規格に従って構成したシステムでは、２×２ＭＩＭＯ方式を使用して、空間的に多重化した区別可能な２つのデータストリームを介し、２つの送信アンテナを通して高速ダウンリンク共有チャネル（ＨＳ−ＤＳＣＨ）を送信することができる。この２つのストリームは、同一のチャネライゼーションコード（符号）を使用するが、直交した事前符号化重み（プリコーディング・ウエイト）によって互いに分離される。

送信基地局と移動端末との間の無線伝搬チャネルの中の不完全性によって、これら２つのストリームは互いに干渉するであろう。この干渉はコード再使用干渉と呼ばれる。最適な動作性能を得るためには、ＭＩＭＯ受信機が、この干渉を抑圧または除去する必要がある。ＭＩＭＯ受信機は、コード再使用干渉を抑圧することに加えて、コード再使用干渉電力を推定して正確なチャネル品質報告を計算し、それを基地局にフィードバックする必要がある。もし、受信機が、パイロットチャネルシンボル（例えば、Ｗ−ＣＤＭＡの共通パイロットチャネル、すなわちＣＰＩＣＨ）に基づいてチャネル推定値を計算するとすれば、チャネライゼーションコード毎の、トラフィックチャネル電力（例えば、Ｗ−ＣＤＭＡの高速物理ダウンリンク共有チャネル、すなわちＨＳ−ＰＤＳＣＨ）のパイロットチャネル電力に対する比は、公知であるかまたは推定することができなければならない。このコード毎（ｐｅｒ−ｃｏｄｅ）トラフィックチャネル対パイロット電力比α_ＰＣは、コード再使用項の抑圧、またはキャンセルのときに使用される。そしてまた、これを使用して、チャネル品質報告のための、受信信号対干渉プラス雑音比（ＳＩＮＲ）の推定値を算出することができる。

米国特許出願公開第２００８／０１５２０５３号明細書、"Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏｒ Ｄｅｔｅｒｍｉｎｉｎｇ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ Ｗｅｉｇｈｔｓ ｆｏｒ ＭＩＭＯ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ"、２００８年６月２６日公開 米国特許出願第１２／０３６，４２５号明細書、２００８年２月２５日出願、"Ｃｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＭＩＭＯ Ｓｉｇｎａｌｓ" 米国特許出願第１２／０３６，３６８号明細書、２００８年２月２５日出願、"Ｃｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＭＩＭＯ Ｓｉｇｎａｌｓ" 米国特許出願第１２／０３６，３２３号明細書、「Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｐａｒａｍｅｔｒｉｃ Ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｐｒｅｃｏｄｅｄ ＭＩＭＯ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ"

"３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ；Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｇｒｏｕｐ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ；Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｌａｙｅｒ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅｓ（ＦＤＤ）（Ｒｅｌｅａｓｅ８），"３ＧＰＰＴＳ２５．２１４，ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ｆｔｐ／Ｓｐｅｃｓ／ｈｔｍｌ−ｉｎｆｏ／２５２１４．ｈｔｍから得られる

汎用Ｒａｋｅ（Ｇ−Ｒａｋｅ）受信機におけるコード再使用干渉を抑圧する１つの手法は特許文献１に記載されている。この全部の内容は参照により本明細書の中に組み込まれる。受信機はこの手法により、送信された各ストリームに割り当てられた、正規化したコード毎エネルギーを表すスケーリングパラメータを使用して、相互ストリーム干渉を抑圧する合成重みを算出する。これらの同一のスケーリングパラメータはまた、これを使用して、チャネル品質報告を準備する目的のための、コード再使用干渉電力の推定値を算出することができる。

ＭＩＭＯシステムにおけるコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比α_ＰＣを推定する技術は、特許文献２および３に開示されている。これら両方の出願の全部の内容は参照により本明細書の中に組み込まれる。しかしながら、これまでに公知のこれらの技術または他の技術は、いくつかの状況下では、不必要に複雑になる可能性があり、またはα_ＰＣを過大評価する可能性があり、またはα_ＰＣに対して過剰に雑音を含む推定値を与える可能性がある。

本発明の種々の実施形態は、受信したマルチストリームＭＩＭＯ信号に対するコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比を推定する。この推定は、複数の逆拡散したトラフィックチャネルシンボル（逆拡散トラフィックチャネルシンボル）から求めた平均トラフィックチャネルシンボル振幅または電力レベルを、伝搬チャネル応答の推定値、およびＭＩＭＯ信号を生成するために使用した事前符号化ベクトルの内の１つ以上から求めた、対応したパイロットシンボル振幅または電力レベルで除算することにより行う。

従って、受信したマルチストリームＭＩＭＯ信号を処理するように構成された無線受信機の中で実施するための典型的な方法は、第１の送信スロットの中で受信した複数の逆拡散トラフィックチャネルシンボルから平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出するステップと、推定した伝搬チャネル応答およびＭＩＭＯ信号を生成するために使用した複数の事前符号化ベクトルの内の少なくとも１つ基づいて、対応したパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを推定するステップとを含む。第１の送信スロットに対するコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比は、平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを、対応したパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルで除算することにより計算される。

いくつかの実施形態においては、平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルは、受信信号のサンプルを、複数の時間遅延のそれぞれにおいて逆拡散して、その逆拡散したサンプル（逆拡散サンプル）を、ＭＩＭＯ信号の第１のストリームに対応してストリームに特化した（ストリーム固有の）合成重みを使用して合成して複数の合成トラフィックチャネルシンボルのそれぞれを求めて、複数の合成トラフィックチャネルシンボルから平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出することにより算出する。これらの実施形態の内のいくつかにおいては、ストリーム固有の合成重みは、推定した伝搬チャネル応答、ＭＩＭＯ信号を生成するために使用した事前符号化ベクトル、および先の送信スロットに対して計算して以前に算出したコード毎電力比を使用して、最初に算出される。これらの後者の実施形態の内のいくつかにおいては、以前に算出したコード毎比は、先の送信スロットの２つ以上のスロットに対して計算したコード毎電力比の重み付け平均として計算される。他の実施形態においては、ストリーム固有の合成重みは、上記の場合と異なって、推定した伝搬チャネル応答、ＭＩＭＯ信号を生成するために使用した事前符号化ベクトル、および基地局によって無線受信機にシグナリングされた電力比パラメータから推定して以前に算出したコード毎電力比から計算される。

本発明のいくつかの実施形態においては、対応したパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルは、推定した伝搬チャネル応答、ＭＩＭＯ信号の第１のストリームに対する事前符号化ベクトル、およびＭＩＭＯ信号のその第１のストリームに対応したストリーム固有の合成重みの関数として推定される。

いくつかの実施形態においては、平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルは、ストリーム固有の合成重みを使用して逆拡散値を合成して求められるシンボル値を使用するのではなくて、第１の送信スロットの中で受信する、複数の逆拡散トラフィックチャネルシンボルから算出される。この算出は、複数の信号処理遅延の中から最も強い信号伝搬パスに対応した信号処理遅延を選定し、選定した信号処理遅延のところで受信信号のサンプルを逆拡散することにより複数の単一遅延逆拡散値のそれぞれを求めて、ＭＩＭＯ信号の第１のストリームに対する平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出ことにより行う。この算出は、単一遅延逆拡散値、選定した信号処理遅延に対応して推定したマルチアンテナチャネル伝搬応答、およびＭＩＭＯ信号の第１のストリームに対する事前符号化ベクトルから算出することにより行う。これらの実施形態のいくつかにおいては、対応したパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルは、パイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルの推定値を、ＭＩＭＯ信号の第１のストリームに対する事前符号化ベクトルと選定した信号処理遅延に対応したマルチアンテナチャネル伝搬応答の推定値との関数として算出することにより推定する。

他の実施形態においては、平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルは、第１の送信スロットの中で受信した複数の単一フィンガ逆拡散トラフィックチャネルシンボルから推定することができる。この推定は、複数の信号処理遅延の中から最も強い信号伝搬パスに対応した信号処理遅延を選定し、選定した信号処理遅延のところで受信信号のサンプルを逆拡散することにより複数の単一遅延逆拡散値のそれぞれを求めて、複数の単一遅延逆拡散値の平均電力を算出して平均シンボル電力レベルを求めることにより行う。

上記で記述したいずれの方法も、第１の送信スロットに対してフィルタリングを行った電力比を算出するステップを更に含むことができる。この算出は、第１の送信スロットに対するコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比と、先の送信スロットに対して計算した１つ以上のコード毎電力比との重み付け平均値を計算することにより行う。上記で記述したいずれの方法もまた、第１の送信スロットに対するコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比、推定した伝搬チャネル応答、およびＭＩＭＯ信号を生成するために使用した事前符号化ベクトルの関数として、ＭＩＭＯ信号の第１のストリームに対するストリーム固有の合成重みを計算するステップ、および／または、第１の送信スロットに対するコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比、推定した伝搬チャネル応答、およびＭＩＭＯ信号の第１のストリームに対する事前符号化ベクトルの関数として、ＭＩＭＯ信号の第１のストリームに対するストリーム固有の信号品質メトリック（基準）を計算するステップを含むことができる。

本発明の更なる実施形態は、無線受信機装置（１つ以上の無線標準規格で動作するように構成された無線トランシーバの中に組み込むことができる）を含み、この無線受信機装置は、本明細書で記述する１つ以上のＭＩＭＯ信号処理技術を実行するように構成された１つ以上の処理回路を含む。無論のことながら、当業者は、本発明は上記の特徴、利点、状況または実施例に限定されるものではないと理解し、以下の詳細な記述を読み、添付の図面を見ることにより、さらなる特徴および利点を認識するであろう。

無線通信システムの機能ブロック図である。 受信したＭＩＭＯ信号を処理するように構成された典型的な無線受信機の機能ブロック図である。 無線受信機のための典型的なベースバンド処理回路を示す図である。 受信したＭＩＭＯ信号を処理する典型的な方法を示す処理フローチャートである。 本発明のいくつかの実施形態に従った、ストリーム固有のトラッフィック対パイロット電力比を推定する典型的な方法を示す処理フローチャートである。 本発明のいくつかの実施形態に従った、ストリーム固有のトラッフィック対パイロット電力比を推定する別の典型的な方法を示す処理フローチャートである。 ＭＩＭＯ信号に対するトラフィック対パイロット電力比を推定する典型的な方法を示す別の処理フローチャートである。

本発明の実施形態は、本明細書においてはＷ−ＣＤＭＡ標準規格におけるにＭＩＭＯ運用についての仕様書に関連して記述されている。この動作に関しては、以下でより十分に説明することにする。しかしながら、本発明はこれらに限定されるものではなく、また、本明細書においてにおいて開示し請求する本発明の概念は、広い範囲の送信ダイバーシティシステムに対して有利に適用することができる。さらに、本明細書においては、「典型的な」という用語は、「例示として」または、「実施例として動作する」ということを意味するために使用するものであり、ある特定の実施形態が別の実施形態よりも好適である、または、ある特定な特徴が本発明にとって必須であると意味することを意図しているものではない。同様に、「第１の」および「第２の」という用語、および同様の用語は、１つの項目または特徴の１つの特定な事例を別の事例から、単に区別するために使用するものであり、文面が明白に指示する場合を除いて、特定の順序または配置を示すものではない。

図１は典型的な無線通信システム１００を示し、無線通信システム１００は多入力多出力（ＭＩＭＯ）伝送方式（３ＧＰＰのＷ−ＣＤＭＡ仕様等に従った）を使用する。無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ：Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ）１０２の中で、無線ネットワーク制御装置（ＲＮＣ）１０４は、複数の基地トランシーバ局（ＢＴＳ）１０６（当該技術分野ではノードＢとしても知られる）を制御する。各ノードＢ１０６は、セルと呼ばれる地理的エリアの内部の加入者移動端末１１２に無線通信サービスを提供する。セルは、図１に示すようにセクタに分割することができる。ＲＮＣ１０４は、コアネットワーク（ＣＮ）１１４と通信し、コアネットワーク（ＣＮ）１１４は、１つ以上の外部ネットワーク１１６（公衆交換電話ネットワーク（ＰＳＴＮ）、インターネット等）に接続される。

各基地局１０６は、少なくともプライマリ送信アンテナ１０８およびセカンダリ送信アンテナ１１０（ネットワーク１００の構成に依存して、セル毎にまたはセクタ毎に）を含む。これは図２に示されている。基地局１０６は、アンテナ１０８および１１０の両方を使用して情報信号（事前符号化した音声信号またはプリコーディング（事前符号化）した高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）データ信号等）を送信することができる。セカンダリアンテナ１１０の上で送信される信号は、プライマリアンテナ１０８の上で送信される信号に対して相対的に重み付けされる。送信重みは、位相オフセットだけを有してもよいし、またはより一般的には、位相と振幅との両方を有する複素量を有してもよい。使用される位相シフトは、移動端末１１２からのフィードバックによって決定することができ、従って、閉ループ型の送信ダイバーシティシステムを形成することができる。

特許文献４（この全ての内容は参照により本明細書の中に組み込まれる）では、ＭＩＭＯに対する最も一般化したＧ−Ｒａｋｅの定式化に基づいたＭＩＭＯ Ｇ−Ｒａｋｅ受信機が開示されている。２×２ＭＩＭＯシナリオに対しては、この受信機が、デュアルストリーム事前符号化信号の第１のおよび第２のストリームに対応した障害共分散行列（インペアメント・コバリアンス・マトリックス）を次式に従って計算する。

ここで、Ｒは障害共分散のコード再使用干渉を含まない部分である。換言すれば、Ｒはシンボル間干渉（ＩＳＩ）から生ずる障害共分散、多元接続干渉（ＭＡＩ）、および雑音を捕捉する。それぞれの表式の中の第２項はコード再使用干渉を表す項である。

式（１）および（２）において、コード再使用干渉の項は、干渉を与えるストリームに対応した実効的な正味応答（ネット・レスポンス）の関数である。例えば、ストリーム０に対しては、干渉を与えるストリームはストリーム１であり、コード再使用の項はｈ_ｅｆｆ（ｂ_１）の関数である。また、ストリーム１に対しては、干渉を与えるストリームはストリーム０であり、コード再使用の項はｈ_ｅｆｆ（ｂ_０）の関数である。ベクトルｂ_０およびｂ_１は、それぞれストリーム０および１に適用される事前符号化ベクトルである。

さらに詳細には、データストリームのインデックスをｎとすれば、ｎ番目のストリームに対応した実効的な正味応答ベクトルは次式で与えられる。

ここで、ｂ_ｎ＝［ｂ_１ｎ ｂ_２ｎ］^Ｔはｎ番目のデータストリームに適用された事前符号化ベクトルである。ベクトルｈ_ｍはｍ（ｍ＝１または２）番目の送信アンテナに関連する正味チャネル応答である。また、γ_Ｐ（１）およびγ_Ｐ（２）は、それぞれ、第１および第２の送信アンテナに割り当てられた全パイロット電力の１部分を示す。正味応答ベクトルｈ_ｍの各要素は、所与のＲａｋｅフィンガに対応する。例えば、フィンガｆ（遅延ｄ_ｆおよび受信アンテナｌに関連した）に対しては、対応した正味チャネル応答ベクトルの要素は次式で与えられる。

ここで、Ｐはパスの数であり、ｇ_ｍ（ｐ，ｌ）は送信アンテナｍ、受信アンテナｌ、およびパス遅延τ_ｐに関連するチャネル推定値（媒体応答（ｍｅｄｉｕｍ ｒｅｓｐｏｎｓｅ））であり、またＲ_{ＴＸ／ＲＸ}（τ）は送信パルス整形フィルタおよび受信パルス整形フィルタの畳み込みを表す。

式（１）および（２）の中で、コード再使用の項は、スケーリングファクタ（倍率係数）α_ＰＣ（ｎ）を含み、α_ＰＣ（ｎ）は干渉を与えるストリームｎに割り当てられたコード毎エネルギーを表す。チャネライゼーションコードにわたって一様な電力分布を仮定すると、ｎ番目のストリームに対するコード毎エネルギーは次式で与えられる。

ここで、Ｋは各データストリームに対して使用されるチャネライゼーションコードの数であり（そして各ストリームに対して同一である）、またΓ_Ｄ／Ｐはデータチャネル（Ｗ−ＣＤＭＡ仕様では、高速ダウンリンク共有チャネル（Ｈｉｇｈ−Ｓｐｅｅｄ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）、すなわちＨＳ−ＤＳＣＨ）に対して割り当てられた電力のパイロットチャネル（Ｗ−ＣＤＭＡでは、共通パイロットチャネル（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）、すなわちＣＰＩＣＨ）に対して割り当てられた全電力に対する比である。量γ_ｄ（ｎ）は、ｎ番目のデータストリームに割り当てられた全データ電力の１部分を表し、γ_ｐ（１）は第１の送信アンテナに割り当てられた全パイロット電力の１部分を表す。量Ｎ_ｐおよびＮ_ｓは、それぞれ、データチャネル（典型的には１６）およびパイロットチャネル（典型的には２５６）に対して使用される拡散率（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）を表す。

以前の構成を仮定すれば、コード毎エネルギーα_ＰＣ（０）およびα_ＰＣ（１）は、受信機がストリーム固有の共分散行列Ｒ_{ｓｔｒｅａｍ０}およびＲ_{ｓｔｒｅａｍ１}を計算するために必要である。典型的には、式（５）の中の全ての量は受信機に知られている（データ対パイロット電力比Γ_Ｄ／Ｐの例外が可能性としてはある）。３ＧＰＰのＷ−ＣＤＭＡ仕様では、データ対パイロット電力比を通知する明白なシグナリングを実行する。この場合に、移動局は、ダウンリンク制御チャネルを介して単にΓ_Ｄ／Ｐに対する値を得て、式（５）を使用して直接にコード毎エネルギーα_ＰＣ（ｎ）を計算するだけでよい。可能性がある別の手法は、Γ_Ｄ／Ｐに対する値がシグナリングによっては求められない場合であり、この場合には単にΓ_Ｄ／Ｐに対する所定の公称値を使用する手法である。しかしながら、これらの手法はいずれも正確さに問題がある。第１の場合には、明白なシグナリングによって求められたΓ_Ｄ／Ｐに対する値は、急速に最新でなくなる可能性がある。これは、仕様は現行ではシグナリングΓ_Ｄ／Ｐの要求が高くない頻度を基本としているからである。第２の場合には、実際のデータ対パイロット比が、公称値であり、「仮定した」値から大幅に外れてしまう場合には、Γ_Ｄ／Ｐに対する計算値は非常に不正確になる可能性がある。従って、コード毎エネルギーα_ＰＣ（ｎ）を推定するための方法、あるいはΓ_Ｄ／Ｐに対する値を推定してコード毎エネルギーの算出を容易にするための方法が必要になる。

１つの手法では、コード毎トラッフィック対パイロット電力比は、パラメトリックＧＲＡＫＥを使用して計算される。パラメトリックＧＲＡＫＥは障害を次式で表される共分散行列としてモデル化する。

ここで、共分散行列は重み付けをした２つの行列の和から構成される。１つの行列Ｒ_ＩＳＩはシンボル間干渉（ＩＳＩ）をモデル化し、他方の行列Ｒ_{Ｎｏｉｓｅ}は白色雑音および他のモデル化されない干渉をモデル化する。パラメータαはノードＢからの全送信電力に対応する。ＣＰＩＣＨを除いて全ての送信電力が、ＨＳ−ＰＤＳＣＨに対して使用されるという近似をするならば、また、送信電力が両方のストリームの上で等しければ、コード毎トラッフィック対パイロット電力比α_ＰＣは次式のように近似することができる。

ここで、Ｋはチャネライゼーションコードの数であり、Ｎ_ｓおよびＮ_ｐは、再び、データチャネル（典型的には１６）およびパイロットチャネル（典型的には２５６）に対して使用される拡散率を表す。

この手法はコード毎トラッフィック対パイロット電力比を過大評価する傾向にある。また、推定は過剰に雑音を含む可能性がある。本明細書において更に詳細に記述する別の手法は、復調判定境界を再使用する手法であり、この復調判定境界は、典型的にソフト値の生成処理の中で計算される。判定境界は、受信したトラフィックデータシンボルに基づいて計算され、これを使用して、高次の変調コンステレーション（１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭ等）から受信シンボルを逆マッピングして、復号化に対するソフトビット値を求める。従って、本発明のいくつかの実施形態においては、以下で詳述するように、判定境界として、複素値の受信データシンボルの振幅または電力の推定値を表す判定境界を計算する。それに対応した算出を、受信したＣＰＩＣＨシンボルに対して実行する。最後に、ＣＰＩＣＨのトラフィックチャネルデータおよび振幅または電力に対する判定境界推定値の比を形成することにより、α_ＰＣの推定値を見いだすことができる。以下で見るように、この一般的な手法のいくつかの変形が可能である。

図２は、本明細書において開示する技術の１つ以上に従った、受信したＭＩＭＯ信号を処理するように構成された無線受信機の概観を提供するブロック図である。一般的に言えば、２つ（またはそれ以上）のアンテナを介して受信した信号は、無線回路２１０によって、条件が整えられ、ダウンコンバートされ、そしてディジタルに標本化（サンプル）される。無線回路２１０は、１つ以上の無線通信標準規格（Ｗ−ＣＤＭＡに対する３ＧＰＰ標準規格等）に従ってフォーマットされた無線信号を受信するように構成される。従って、無線回路２１０は、基地局１０６におけるアンテナ１０８および１１０から送信される情報信号を含む受信信号からチップサンプルを生成し、このチップサンプルをベースバンド処理回路２２０に提供し、ベースバンド処理回路２２０は復調、検出、および更なる処理を行う。

図２のブロック図の中では、ベースバンド処理回路２２０の詳細は機能ブロックの形で示されており、ベースバンド処理回路２２０は、相関器２２５、遅延推定回路２３０、チャネル推定および重み算出回路２３５、合成器２４０、コード毎電力比推定回路２４５、ソフトビット推定回路２５０、およびＨＡＲＱバッファ２５５を含む。無論のことながら、図２の機能ブロック図は単純化してある。当業者は、本発明を完全に理解するために必要でない多くの特徴物および要素は省略してあると理解するであろう。更に、当業者は、図２の中に示されている機能は、様々なプログラム可能デバイス、ディジタルハードウェア、またはそれらの組み合わせを使用して実施することができると理解するであろう。従って、図３は、ベースバンド処理回路２２０の典型的な実施形態を示し、図では処理回路２２０は、マイクロプロセッサ回路３１０、ディジタル信号処理（ＤＳＰ）回路３２０、および他のディジタルハードウェア３３０を備え、これらの内のそれぞれは、メモリ３４０に対するアクセスを有する。メモリ３４０は、記憶されたプログラムコード３４５を含み、プログラムコード３４５は少なくともマイクロプロセッサ回路３２０によって実行される。

図２と同様に、図３の図表現は単純化してある。当業者は、再び、本発明を完全に理解するために必要でない多くの特徴物および要素は省略してあると理解するであろう。従って、当業者は、種々の実施形態においては、ベースバンド処理回路２２０は、１つのまたはいくつかのマイクロプロセッサ、マイコロコントローラ、ディジタル信号処理装置等を備えることができ、これらの内のそれぞれは、図２に示した種々の機能の全てのまたは１部を実行する適切なソフトウェアおよび／またはファームウェアを使用して構成することができ、また、それらの種々の信号処理タスクの全てまたは１部を実行するように構成された種々のディジタルハードウェアブロックを更に備えることができると理解するであろう。ベースバンド処理回路２２０は、１つ以上のＡＳＩＣ（特定用途集積回路）、既製のディジタルおよびアナログハードウェア素子、またはＡＳＩＣおよび既製のハードウェアのいずれかの組み合わせを使用して実現することができる。メモリ３４０はいくつかの異なるタイプを含むことができ、これらは、フラッシュ、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、キャッシュメモリ等を含むが、これらに限定されるものではない。またメモリ３４０は、完全にまたは部分的にオンボードの１つ以上のＡＳＩＣで、またはベースバンド処理回路２２０の残りの回路から分離したメモリデバイスを使用して、またはこれらの手法のいくつかの組み合わせで実現することができる。

再び図２を参照すると、無線回路２１０によって生成された、オーバーサンプリングしたチップサンプルは、ベースバンド処理回路２２０に供給され、干渉抑圧、復調、および検出が行われる。特に、チップサンプルは相関器２２５のアレイ（典型的に「フィンガ」と呼ばれる）に供給され、そこで、サンプルは、いくつかの遅延のそれぞれにおいてチャネライゼーションコードとの相関が取られ（または「逆拡散」が行われ）、各受信シンボルに対する逆拡散値ｙ［ｎ］のベクトルが生成される。相関器２２５が使用する具体的な遅延値は、遅延推定回路２３０によって決定され、そして典型的に、受信信号の中の最も強いマルチパス「レイ（ｒａｙ）」に対応した遅延値を含む。送信アンテナと受信アンテナとの間の伝搬チャネルの特性は、フィンガ遅延および受信パイロットシンボルに基づいてチャネル推定および重み算出回路２３５によって測定される。チャネル推定および重み算出回路２３５はまた、干渉抑圧合成重みｗを計算する。この干渉抑圧合成重みｗは、合成器２４０の中で使用され、合成器２４０の中の逆拡散値ｙ［ｎ］を合成して「ソフト値」ｓ［ｎ］（すなわち、送信シンボル値の推定値）が生成される。

図２の中の相関器２２５によって出力される逆拡散ＨＳ−ＰＤＳＣＨシンボルは次式で表すことができる。

ここで、ｂ_ｉは２×１の事前符号化重みベクトルであり、ＨはＮ×２のチャネル応答行列でＮは遅延/フィンガの数であり、ｓ_ｉ［ｎ］はストリームｉに対するデータシンボルであり、そしてＵは他の全ての干渉である。いくつかの実施形態においては、重み算出回路２３５は、中間重み（すなわち、コード再使用干渉を補償するための、ランク１更新（ｒａｎｋ−ｏｎｅ ｕｐｄａｔｅ）を持つ重み）を、次式に従って計算する。

ここで、Ｒは、全てのＮ個にフィンガに対して推定した障害共分散行列である。

次に、Ｎ×１の合成重みベクトルのランク１更新は、重み算出器２３５によって計算することができ、コード再使用干渉を補償するためのストリーム固有の合成重みベクトルは、次式に従って求める。

ここで、ストリーム固有のトラッフィック対パイロット電力比α_ＰＣ（０）およびα_ＰＣ（１）（それぞれ、ストリーム０およびストリーム１に対応する）は、チャネルを推定するためにパイロットシンボルを使用することに対して補償するものであり、以下で詳細に記述する技術の内の１つに従ってコード毎電力比推定回路２４５によって計算される。受信した合成シンボルは、図２の受信機の中の合成器２４０で計算されたものであり、以下の式で書くことができる。

合成シンボル値の推定値ｓ_０ ^〜［ｎ］およびｓ_１ ^〜［ｎ］は、ソフトビット推定回路に供給され、ソフトビット推定回路は、送信信号を生成するために使用した変調コンステレーションおよび判定境界推定値（ｄ_ｉ）に従ってシンボル値をソフトビット値に逆マッピングする。判定境界推定値は、受信したトラフィックチャネルシンボルの振幅に基づいており、いくつかの実施形態においては、コード毎電力比推定回路２４５の中で、トラッフィック対パイロット電力比の推定処理の一部として算出することができる。これに関しては以下で詳細に記述する。いずれの場合も、ソフトビット推定回路２５０によって生成されるソフトビット値は、ＨＡＲＱバッファ回路に供給されて検出および復号化が行われる。

ＣＰＩＣＨ信号対干渉プラス雑音比は、チャネル品質指標（ＣＱＩ：ｃｈａｎｎｅｌ−ｑｕａｌｉｔｙ−ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）報告に対して計算されなければならないので、いくつかの実施形態においては、チャネル推定および重み算出回路２３５は、次式に従ってストリーム固有のＳＩＮＲを算出するように構成することができる。

この算出は、ストリーム固有のトラッフィック対パイロット電力比に更に依存する。

いくつかの実施形態においては、ノードＢから移動端末に対して送信される、ＨＳ−ＰＤＳＣＨのＣＰＩＣＨに対する電力比パラメータΓ_Ｄ／Ｐは、移動端末がこれを使用してＣＱＩ報告に対するＳＩＮＲを算出することができる。コード毎トラッフィック対パイロット電力比は、電力比パラメータΓ_Ｄ／Ｐから直接に推定することができる。

これは、３ＧＰＰ標準規格（３ＧＰＰＴＳ２５．２１４）は、ＣＱＩ報告に対しては１５のコードを仮定するべきであると規定しているからである。合成重みを計算するために同一のα_ＰＣを使用することもできるであろう。しかしながら、上記で注記したように、ノードＢは１つ以上の送信時間間隔（ＴＴＩ：ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ−ｔｉｍｅ−ｉｎｔｅｒｖａｌ）に対して、実際には異なる電力比を使用するので、これは危険なことである。

従って、本発明のいくつかの実施形態においては、合成重みを算出するために使用するコード毎トラッフィック対パイロット電力比は、トラフィックデータが直角位相偏移変調（ＱＰＳＫ）、１６値直角位相振幅変調（１６ＱＡＭ）、または６４値直角位相振幅変調（６４ＱＡＭ）で変調されているかによって、受信したトラフィックデータを復調するために使用する判定境界推定値から導出される。いくつかの実施形態においては、判定境界推定値は、合成したＨＳ−ＰＤＳＣＨシンボルの絶対平均値を平均化することにより求めることができる。従って、ストリーム０に対しては、判定境界推定値は、次式より算出することができる。

ここで、Ｎは、推定に使用するＨＳ−ＰＤＳＣＨシンボルの数である。いくつかの実施形態においては、推定値は所与のスロットの中の全てのシンボルを使用して計算することができる。

判定境界推定値ｄ_０が求められたとすれば、α_ＰＣ（０）は、判定境界推定値を対応したパイロットシンボル振幅の推定値で除算して、スケーリングを行い、２乗することにより、以下の式で推定することができる。

ここで、スケーリング係数ｍは、トラフィックデータに対して使用した変調方式に依存する。ＱＰＳＫ変調に対してはｍ＝１であり、１６ＱＡＭに対してはｍ＝√（５／４）であり、また、６４ＱＡＭに対してはｍ＝√（２１／１６）である。係数ｍは、絶対値を電力推定値の代わりに使用してトラッフィック対パイロット電力比を計算するという事実を補償するものである。対応した式を使用して、ストリーム１に対応したα_ＰＣ（１）に対する推定値を別個に算出することができる。あるいは、いくつかの実施形態においては、および／またはいくつかの状況下では、α_ＰＣ（０）およびα_ＰＣ（１）は等しいと仮定することができる。

上記の手法を使用した場合には、電力比推定値α_ＰＣは１つのスロットだけ遅延するであろう、または少なくとも第１のストリームの復調に対して遅延するであろう。これは、判定境界推定値を求めるためには合成シンボルｓ^〜［ｎ］が必要であるからである。Ｗ−ＣＤＭＡのＴＴＩにおける最後の２スロットに対しては、以前のスロットの中で計算したα_ＰＣを使用することができる。これは、１つのＴＴＩの間ではα_ＰＣは一定に保たれるからである。ＴＴＩの中の第３および最後のスロットに対しては、いくつかの実施形態においては、以前の２つのα_ＰＣ値を平均化して、推定値の中の雑音を低減することができる。しかしながら、実際のコード毎トラッフィック対パイロット比は、ＴＴＩによって変化する可能性があるので、いくつかの実施形態においては、第１のスロットの中で使用するためのα_ＰＣの推定は異なる様式で実行することができる。１つの手法は、ノードＢによって移動端末にシグナリングされた、ＨＳ−ＰＤＳＣＨ対ＣＰＩＣＨの電力比パラメータΓ_Ｄ／Ｐを使用して、ＴＴＩの第１のスロットに対するα_ＰＣを推定することである（例えば、上記の式（１３）に従って）。

別の手法は、α_ＰＣは異なるＴＴＩにわたって相当程度に一定であり、従って以前のＴＴＩからのα_ＰＣを持ってくることができると仮定することである。この手法に従ったいくつかの実施形態においては、コード毎トラッフィック対パイロット電力比は、例えば次式に従ってフィルタリングされる。

ここで、インデックスｎはＴＴＩに関するものであり、またフィルタリングされた値は、ＴＴＩｎの中の第１のスロットが処理された後に更新される。λは、平滑化操作に対する時定数を設定するフィルタ係数である。λは例えば、０．５に設定することができる。またはシミュレーション、試験等によって決定されるいずれか他の適切な値に設定することができる。α_ＰＣに対する初期値（例えば、まず最初に処理されるＴＴＩに対する）は、シグナリングされる電力比パラメータΓ_Ｄ／Ｐから計算することができる（例えば、式（１５）に従って）。

ＴＴＩの中の第１のスロットに対するα_ＰＣ値を取得するさらに別の手法は、式（７）を使用することに関わる。最初に、各スロットに対して式（７）の中のαに関して解き、その結果をα^〜とする。すなわち、次式を計算する。

ここで、α_ＰＣは、最も最近に推定したα_ＰＣ値である。従って、α^〜はいくつかのスロットにわたって平均化またはフィルタリングすることができ、フィルタリングした値としてα'を求めることができる。ここで、α'は、送信されたセル電力の尺度であり、これは相当程度に一定に保たれるべきである。その後に式（７）を使用することができ、αにα'を代入して現在のスロットに対して使用するα_ＰＣに対する値を求めることができる。当業者は、式（７）の中のαを解くことは、全てのコードは同一の電力でユーザにわたって送信されるという近似に更に関わり、この近似は常には正しいとは限らないが、多くの状況下では正当な近似であり得ると理解するであろう。

上記で注記したように、Ｒａｋｅ合成したシンボル値から計算した判定境界推定値に基づいてトラフィックチャネル対パイロット電力比を推定するための以前の手法は、１スロットだけ遅延したα_ＰＣに対する推定値を与える。代替の手法は、α_ＰＣを推定するために、所与のスロット（ＴＴＩの中の第１のスロット等）にわたって「ドライラン（ｄｒｙ ｒｕｎ）」を行い、その後に、推定したα_ＰＣを使用して計算した合成重みを使用してそのスロットを再処理する手法である。従って、暫定の合成重み（以前のスロットに対する合成重み、またはα_ＰＣの最も最近の推定値に従って計算した合成重み等）をスロットデータの最初の操作の中で使用して、α_ＰＣの推定値を求めるものである。従って、合成重みは、更新したα_ＰＣを使用して再算出を行うことができ、これにより、受信信号を検出するために使用するソフト値およびソフトビットを生成することができる。

無論のことながら、当業者は、この代替では、いくつかのまたは全ての判定境界推定と、合成重みの算出と、α_ＰＣの算出とを２回実行する必要があると理解するであろう。これはいくつかの応用に関しては、あまりにも複雑な手法であることが判明する可能性がある。従って、いくつかのより複雑でない代替は、単一のＲａｋｅフィンガだけを使用することに基づいて、受信したトラフィックデータシンボルの振幅または電力レベルを推定している。一般的にこのフィンガは、最も強い伝搬パスに対応したフィンガ（例えば、図２の遅延推定回路で判定された）でなければならない。

単一の処理遅延（例えば、Ｒａｋｅフィンガ）を使用する場合には、その遅延に対応したチャネル推定値Ｈ_ｆを重みとして使用することができる（当業者は、Ｈ_ｆは２×２ＭＩＭＯシステムにおける２×２行列であり、各２つの送信アンテナと２つの受信アンテナとの間の伝搬チャネルに対応した４つの項を持つと理解するであろう）。ＭＩＭＯ信号を生成するために使用した事前符号化ベクトルと共に、チャネル推定値Ｈ_ｆを使用して、次式に従ってコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比α_ＰＣを推定することができる。

ここで、ｙ_ｆ［ｎ］は最も強いフィンガｆに対する逆拡散ＨＳ−ＰＤＳＣＨシンボルｎであり、Ｈ_ｆｂ_０はそのフィンガｆに対するチャネル推定値である。式（１５）と同様に、スケーリング係数ｍは、絶対値を電力推定値の代わりに使用して電力比を計算するという事実を補償するものであり、変調方式に依存している。ＱＰＳＫに対してはｍ＝１であり、１６ＱＡＭに対してはｍ＝√（５/４）であり、また６４ＱＡＭに対してはｍ＝√（２１／１６）である。

当業者は、式（１８）の除算式における分子は、単一フィンガから求めたソフト値推定値から計算されてはいるが、平均受信トラフィックシンボル振幅の推定値であると理解するであろう。分母は、同一のフィンガに基づいた、ＣＰＩＣＨパイロットシンボル振幅の対応した推定値である。従って、式（１８）の算出は式（１５）の算出と似ているが、合成重みを使用して複数のＲａｋｅフィンガを合成することにより求めたシンボル推定値ではなくて、単一のＲａｋｅフィンガから求めたシンボル推定値を使用している。この代替の解決策を使用すれば、１スロットだけ遅延したものでないα_ＰＣに対する推定値をより容易に求めることができる。

別の代替の手法はまた、単一の、最も強いＲａｋｅフィンガから求めた逆拡散データを使用することに基づいている。以前と同様に、図２の遅延推定回路２３５は、最も強いフィンガｆを識別することができる。そのフィンガから求めた逆拡散ＨＳ−ＰＤＳＣＨシンボル推定値は、これを使用して、Ｎシンボルの絶対平均値を計算することができる。

ここで、ｙ_ｆ［ｎ］はフィンガｆに対する逆拡散ＨＳ−ＰＤＳＣＨシンボルｎである。

対応したパイロットシンボル振幅は、フィンガｆに対するチャネル推定値Ｈ_ｆを使用して次式に従って計算することができる。

ここで、Ｍ_ｓはストリームｓに対するコンステレーション点の数（例えば、１６ＱＡＭに対しては１６、または６４ＱＡＭに対しては６４）であり、ａ_ｓ，ｉはストリームｓに対するコンステレーション点ｉの複素値である。コンステレーション点は単位平均電力を有するように正規化されている。Ｈ_ｆｂ_０はフィンガｆに対するチャネル推定値である。

従って電力比α_ＰＣは次式のように推定される。

当業者は、式（２０）における合計は、６４ＱＡＭのように、より大きな変調コンステレーションに対して計算を行うためには極めて複雑になる可能性があると理解するであろう。しかしながら、式（２０）は以下のように書き直すことができる。

ここで、Ｃ_ｉ（ｉ＝１，２，３）は異なった変調方式の代替（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）に対して事前に計算しておくことができる。例えば、６４ＱＡＭに対しては、式（２２）は次式のように単純化することができる。

コード毎トラッフィック対パイロット電力比を推定するための上記の代替の技術を考慮すると、当業者は、図４は、マルチストリームＭＩＭＯ信号に対するコード毎トラッフィック対パイロット電力比を推定し、ストリーム固有の合成重みおよびストリーム固有の信号メトリックの計算にこの電力比を適用するための典型的な方法を示していると理解するであろう。図４に示した方法は、上記で議論したように図２の無線受信機の中で、またはマルチストリームＭＩＭＯ信号を受信して処理するように構成された別の無線受信機の中で実施することができる。

ブロック４１０に示すように、処理は、少なくとも第１の送信スロット（Ｗ−ＣＤＭＡのＨＳ−ＤＳＣＨ信号の単一スロット等）の中で受信した複数の逆拡散トラフィックチャネルシンボルから平均シンボル振幅を算出するステップで開始される。いくつかの実施形態においては、平均シンボルは、式（１４）に従って算出されるが、他の実施形態においては代替の定式を使用することもできる。いくつかの実施形態においては、電力レベルは、振幅からではなくて、逆拡散トラフィックチャネルシンボルから算出することができる。

ブロック４２０に示すように、対応したパイロットシンボル振幅（または、パイロットシンボル電力レベル）はまた、推定した伝搬チャネル応答および、ＭＩＭＯ信号を生成するために使用した複数の事前符号化ベクトルの内の少なくとも１つに基づいて算出される。いくつかの実施形態においては、この算出は式（１５）における除算式の分母に従って行うこともできるが、代替の定式を使用することもできる。

従って、ブロック４３０に示すように、コード毎トラッフィック対パイロット比は、第１の送信スロットに対して、ブロック４１０で求めた平均シンボル振幅（または電力）をブロック４２０で求めた対応したパイロットシンボル振幅（または電力）によって除算することにより計算することができる。式（１５）からわかるように、この算出はまた、変調フォーマットに特化したスケーリング係数ｍを含むことができ、また結果を振幅量から電力量またはエネルギー量に変換するために、除算式を２乗することが必要である場合がある。

ブロック４４０に示すように、コードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比を使用して、ストリーム固有の合成重みを算出することができる（例えば、式（９）および（１０）に従って）。同様に、ブロック４５０に示すように、コードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比を使用して、ストリーム固有の信号品質メトリック（ＳＩＮＲ等）を算出することができる（例えば、式（１２）に従って）。

図５、６、および７は、図４に示した、ＭＩＭＯ信号に対するコード毎トラッフィック対パイロット電力比を推定するための一般的な技術のいくつかの変形の詳細を示す。再び、これらの技術のそれぞれは、図２の無線受信機の中で、またはマルチストリームＭＩＭＯ信号を受信して処理するように構成された別の無線受信機の中で実施することができる。

図５に示した技術は、ストリーム固有の合成重みを使用して複数の逆拡散サンプルを合成することにより求めたトラフィックチャネルシンボル推定値の上で平均シンボル振幅を算出することを基本としている。従って、処理フローチャートはブロック５１０で開始して、ブロック５１０では、以前に求めたコード毎電力比値に基づいてストリーム固有の合成重みを算出する。上記で注記したように、この以前に求めたコード毎電力比値は、いくつかの実施形態および／またはいくつかの状況下では、以前のスロットから求めることができる、またはいくつかの実施形態においては、以前のＴＴＩから、または以前に求めたいくつかの電力比の重み付け平均として導出することができる、または、基地局からシグナリングされて得られたトラフィックチャネル対パイロットチャネルパラメータに基づいて推定することができる。さらなる他の実施形態においては、現在のスロットシンボルの「ドライラン（ｄｒｙ ｒｕｎ）」に基づいて上記で記述した電力比推定手順の内の１つを通して求めて、それを以前に求めた電力比とすることができる。

いずれの場合にも、ブロック５２０に示すように、図示した方法は、受信信号を複数の時間遅延（例えば、Ｒａｋｅフィンガ）で逆拡散して逆拡散値を求めるステップへの続き、また、ブロック５３０においてストリーム固有の合成重みを使用して逆拡散値を合成するステップへと続く。ブロック５４０において、結果として得られた合成トラフィックチャネルシンボルを使用してストリーム固有の平均シンボル振幅を算出する（例えば、式（１１）の定式を使用して）。この算出は、もし望むならば、式（１４）を適切に変形した形の式を使用して、第２のストリーム（または引き続くストリーム）に対して繰り返し、各ストリームに対してストリーム固有の平均シンボル振幅を求めることができる。

ブロック５５０において、ＭＩＭＯ信号を生成するために使用した事前符号化ベクトルおよびストリーム固有の合成重みを使用して、ストリーム固有のパイロットシンボルレベルを算出する（例えば、式（１５）の除算式の分母に従って）。再び、この算出は、対応した事前符号化ベクトルおよびストリーム固有の合成重みを使用して、１つ以上のさらなるストリームに対して繰り返すこともできるであろう。しかしながら、いくつかの実施形態においては。ストリーム固有のパイロットシンボル振幅レベルは等しいと仮定することができる。最後に、ブロック５６０に示すように、ストリーム固有のコード毎トラッフィック対パイロット比は、平均トラフィックシンボル振幅および推定したパイロットシンボル振幅から計算することができる（例えば、式（１５）に従って）。

単一の処理遅延（例えば、Ｒａｋｅフィンガ）に基づいてコード毎トラッフィック対パイロット電力比を推定する２つの典型的な技術を示す処理フローチャートを図６および図７に示す。当業者は、図６に示す第１の技術はストリーム固有のトラッフィック対パイロット電力比の推定を可能とし、一方で、図７に示す第２の技術は単一のコード毎トラッフィック対パイロット電力比を推定することになり、これはデュアルストリーム信号の両方のストリームに対して適用することができると理解するであろう
どちらの技術も、最も強い伝搬パスに対応した処理遅延を識別し選定するステップから開始する。これらは、それぞれ図６および図７のブロック６１０およびブロック７１０に示されている。同様に、どちらの技術も、選定した遅延で受信ＭＩＭＯ信号を逆拡散し、受信した複数のトラフィックチャネルシンボルのそれぞれに対して単一遅延の逆拡散値を求めるステップへと続く。これらは、それぞれ図６および図７のブロック６２０およびブロック７２０に示されている。

図６に示す処理は、ブロック６３０に示すように、逆拡散値および適切なＭＩＭＯ事前符号化ベクトルからストリーム固有の平均シンボル振幅（または電力）を算出するステップへと続く。この算出は、いくつかの実施形態においては、式（１８）の除算式の分子の形を取ることができるが、他の等価な定式もまた使用することができる。図６のストリーム固有の電力比推定手順は、ブロック６４０に示すように、事前符号化ベクトルおよび単一遅延の伝搬チャネル応答推定値に基づいて、ストリーム固有のパイロットシンボル振幅を推定する（例えば、式（１８）の除算式の分母に従って）ステップへと続く。最後に、ストリーム固有のコードあたりのトラフィック対パイロット比が、平均シンボル振幅および推定したパイロットシンボル振幅から算出される（例えば、式（１８）に従って）。

図７のコード毎電力比処理は、図６の処理から外れて、ブロック７３０から始まる。ブロック７３０では、ブロック７２０で求めた単一フィンガの逆拡散値を使用して、逆拡散値の絶対平均電力に基づいて、平均トラフィックシンボル電力の推定値を算出する（例えば、式（１９）に従って）ことが示されている。ブロック７４０において、対応したパイロット電力推定値が、事前符号化ベクトルおよび単一遅延のチャネル応答に基づいて算出される（例えば、式（２０）、（２２）または（２３）の内の１つを使用して）。最後に、ブロック７５０に示すように、コード毎トラッフィック対パイロット比が、推定した平均トラフィックシンボル電力および推定したパイロット電力から算出される（例えば、式（２３）を使用して）。

当業者は、特定のシステムまたは応用からの要求に従って、および／または無線受信機の構成または設計によって課せられる設計上の要求条件に従って、上記で記述した技術から、ある特定の技術を選定する、および／または適合させることができると理解するであろう。当業者は、いくつかの実施形態においては、上記で詳述した技術の２つ以上またはそれらの変形を組み合わせることができると更に理解するであろう。例えば、図５に示した技術は、いくつかの実施形態においては、Ｗ−ＣＤＭＡのＴＴＩの第２のおよび第３のスロットに対して適用する場合に最も適切である可能性がある。また第１のスロットに適用する場合には、図７および図８の単一フィンガの技術等の別の技術が適切であろう。同様に、上記で議論したフィルタリング技術は、任意の上記の推定技術から得られたコード毎電力比に適用することができる。また、いくつかの実施形態においては、所与のスロットに対して、上記の技術のどれが使用されるかに依存して、選択的に適用することができる。

上記の変形および実施例を考慮すれば、当業者は、受信したマルチストリームＭＩＭＯ信号を処理するための方法および装置の種々の実施形態に関するこれまでの記述は、例示および実施例の目的で与えられていると理解するであろう。上記で提案されているように、上記で議論した１つ以上の具体的な処理は、図４〜７の中に示されている処理フローを含み、１つ以上の適切に構成された処理回路を備える無線受信機の中で実行することができる。この処理回路は、いくつかの実施形態においては、１つ以上のＡＳＩＣの中に組み込むことができる。いくつかの実施形態においては、これらの処理回路は、１つ以上のマイクロプロセッサ、マイコロコントローラ、および／またはディジタル信号処理装置を備えることができ、これらは、適切なソフトウェアおよび／またはファームウェアでプログラムされ、上記で記述した処理の１つ以上、またはそれらの変形を実行する。いくつかの実施形態においては、これらの処理回路は、上記で記述した機能の１つ以上を実行するカスタムハードウェアを備えることができる。本発明の他の実施形態は、コンピュータプログラム命令で符号化されたコンピュータ読み取り可能なデバイス（プログラム可能なフラッシュメモリ、光学または磁気データ記憶デバイス等）を含むことができる。このコンピュータプログラム命令は、適切な処理デバイスによって実行されたときには、処理デバイスを駆動して、本明細書に記述した技術の１つ以上を実行し、通信受信機の中の受信機周波数オフセットを推定する。当業者は、無論のことながら、本発明は、本明細書に具体的に記載したやり方とは異なるやり方で実行することもでき、それらは本発明の必須な特性から逸脱するものではないと認識するであろう。従って、本実施形態は、全ての観点からして、例示的であって限定的ではないと考慮され、添付の特許請求項の意味するところおよび均等性の範囲の中に入る全ての変形は本発明の中に包含されると意図される。

Claims (27)

1. 受信したマルチストリームの多入力多出力信号（ＭＩＭＯ信号）を処理する無線受信機において実行される方法であって、
   第１の送信スロットで受信された複数の逆拡散トラフィックチャネルシンボルから平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出する算出ステップと、
   推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された複数の事前符号化ベクトルのうちの少なくとも１つの事前符号化ベクトルとに基づいて、対応するパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを推定する推定ステップと、
   前記平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを前記対応するパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルで除算することで、前記第１の送信スロットについてのコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比を計算する計算ステップと
   を有することを特徴とする方法。
2. 前記算出ステップは、
   複数の時間遅延のそれぞれにおける前記ＭＩＭＯ信号の複数のサンプルを逆拡散し、前記ＭＩＭＯ信号の第１のストリームに対応したストリーム固有の合成重みを使用して前記逆拡散された複数のサンプルを合成して、複数の合成トラフィックチャネルシンボルのそれぞれを取得するステップと、
   前記複数の合成トラフィックチャネルシンボルから前記平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出するステップと
   を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 先行するスロットについて直前に計算したコードあたりの電力比と、前記推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された複数の事前符号化ベクトルとから前記ストリーム固有の合成重みを算出する第１算出ステップをさらに有することを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記直前に計算したコードあたりの電力比は、先行した２つ以上のスロットについて計算されたコードあたりの電力比の重みづけ平均値として計算されることを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 前記推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された複数の事前符号化ベクトルと、基地局によって前記無線受信機へシグナリングによって伝達された電力比パラメータから推定された直前に計算したコードあたりの電力比とから前記ストリーム固有の合成重みを算出する第１算出ステップをさらに有することを特徴とする請求項２に記載の方法。
6. 前記推定ステップは、
   前記推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号における第１のストリームについての前記事前符号化ベクトルと、前記ＭＩＭＯ信号の前記第１のストリームに対応したストリーム固有合成重みとに応じて、前記推定されたパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを算出するステップ
   を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 前記算出ステップは、
   複数の信号処理遅延のうちから、最大強度の信号伝搬パスに対応した信号処理遅延を選択するステップと、
   前記選択された信号処理遅延における前記ＭＩＭＯ信号の複数のサンプルを逆拡散して、複数の単一遅延の逆拡散値をそれぞれ取得するステップと、
   前記単一遅延の逆拡散値と、前記選択された信号処理遅延に対応した推定されたマルチアンテナチャネル伝搬応答と、前記ＭＩＭＯ信号の第１のストリームについての事前復号化ベクトルとから、前記平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出するステップと
   を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記推定ステップは、
   前記ＭＩＭＯ信号の前記第１のストリームについての前記事前符号化ベクトルと、前記選択された信号処理遅延に対応した推定されたマルチアンテナチャネル伝搬応答とに応じて、前記推定されたパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを算出するステップ
   を有することを特徴とする請求項７に記載の方法。
9. 前記算出ステップは、
   複数の信号処理遅延のうちから、最大強度の信号伝搬パスに対応した信号処理遅延を選択するステップと、
   前記選択された信号処理遅延における前記ＭＩＭＯ信号の複数のサンプルを逆拡散して、複数の単一遅延の逆拡散値をそれぞれ取得するステップと、
   前記複数の単一遅延の逆拡散値を算出して、前記平均シンボル電力レベルを算出するステップと
   を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 前記推定ステップは、
    前記選択された信号処理遅延に対応したマルチアンテナチャネル伝搬応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された前記事前符号化ベクトルと、受信されたトラフィックチャネルシンボルについての変調コンステレーションにしたがって選択された１つ以上のスケーリングパラメータとに応じて、前記推定されたパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを算出するステップ
    を有することを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 前記第１の送信スロットについてのコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比の重みづけ平均値と、先行した送信スロットについて計算された１つ以上のコードあたりの電力比とを計算することによって、前記第１の送信スロットについてのフィルタリングされた電力比を算出するステップをさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
12. 前記第１の送信スロットについてのコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比と、前記推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された前記事前符号化ベクトルとに応じて、前記ＭＩＭＯ信号の第１のストリームについてストリーム固有の合成重みを計算するステップをさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
13. 前記第１の送信スロットについてのコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比と、前記推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された前記事前符号化ベクトルとに応じて、前記ＭＩＭＯ信号の第１のストリームについてストリーム固有の信号品質メトリックを計算するステップをさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
14. 無線回路と、受信したマルチストリームの多入力多出力信号（ＭＩＭＯ信号）を処理するベースバンド処理回路とを備えた無線受信機であって、
    前記ベースバンド処理回路は、
    第１の送信スロットで受信された複数の逆拡散トラフィックチャネルシンボルから平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出し、
    推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された複数の事前符号化ベクトルのうちの少なくとも１つの事前符号化ベクトルとに基づいて、対応するパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを推定し、
    前記平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを前記対応するパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルで除算することで、前記第１の送信スロットについてのコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比を計算する
    ことを特徴とする無線受信機。
15. 前記ベースバンド処理回路は、
    複数の時間遅延のそれぞれにおける前記ＭＩＭＯ信号の複数のサンプルを逆拡散し、前記ＭＩＭＯ信号の第１のストリームに対応したストリーム固有の合成重みを使用して前記逆拡散された複数のサンプルを合成して、複数の合成トラフィックチャネルシンボルのそれぞれを取得し、
    前記複数の合成トラフィックチャネルシンボルから前記平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出する
    ことによって、前記第１の送信スロットで受信された前記複数の逆拡散トラフィックチャネルシンボルから前記平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出する
    ことを特徴とする請求項１４に記載の無線受信機。
16. 前記ベースバンド処理回路は、先行するスロットについて直前に計算したコードあたりの電力比と、前記推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された複数の事前符号化ベクトルとから前記ストリーム固有の合成重みを算出することを特徴とする請求項１５に記載の無線受信機。
17. 前記ベースバンド処理回路は、先行した２つ以上のスロットについて計算されたコードあたりの電力比の重みづけ平均値として、前記直前に計算したコードあたりの電力比を計算することを特徴とする請求項１６に記載の無線受信機。
18. 前記ベースバンド処理回路は、前記推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された複数の事前符号化ベクトルと、基地局によって前記無線受信機へシグナリングによって伝達された電力比パラメータから推定された直前に計算したコードあたりの電力比とから前記ストリーム固有の合成重みを算出することを特徴とする請求項１５に記載の無線受信機。
19. 前記ベースバンド処理回路は、前記推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号における第１のストリームについての前記事前符号化ベクトルと、前記ＭＩＭＯ信号の前記第１のストリームに対応したストリーム固有合成重みとに応じて、前記推定されたパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを算出することによって、前記対応するパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを推定することを特徴とする請求項１４に記載の無線受信機。
20. 前記ベースバンド処理回路は、
    複数の信号処理遅延のうちから、最大強度の信号伝搬パスに対応した信号処理遅延を選択し、
    前記選択された信号処理遅延における前記ＭＩＭＯ信号の複数のサンプルを逆拡散して、複数の単一遅延の逆拡散値をそれぞれ取得し、
    前記単一遅延の逆拡散値と、前記選択された信号処理遅延に対応した推定されたマルチアンテナチャネル伝搬応答と、前記ＭＩＭＯ信号の第１のストリームについての事前復号化ベクトルとから、前記平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出する
    ことによって、前記第１の送信スロットで受信された前記複数の逆拡散トラフィックチャネルシンボルから前記平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出することを特徴とする請求項１４に記載の無線受信機。
21. 前記ベースバンド処理回路は、前記ＭＩＭＯ信号の前記第１のストリームについての前記事前符号化ベクトルと、前記選択された信号処理遅延に対応した推定されたマルチアンテナチャネル伝搬応答とに応じて、前記推定されたパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを算出することによって、前記対応するパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを推定することを特徴とする請求項２０に記載の無線受信機。
22. 前記ベースバンド処理回路は、
    複数の信号処理遅延のうちから、最大強度の信号伝搬パスに対応した信号処理遅延を選択し、
    前記選択された信号処理遅延における前記ＭＩＭＯ信号の複数のサンプルを逆拡散して、複数の単一遅延の逆拡散値をそれぞれ取得し、
    前記複数の単一遅延の逆拡散値を算出して、前記平均シンボル電力レベルを算出する
    ことによって、前記第１の送信スロットで受信された前記複数の逆拡散トラフィックチャネルシンボルから前記平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出することを特徴とする請求項１４に記載の無線受信機。
23. 前記ベースバンド処理回路は、前記選択された信号処理遅延に対応したマルチアンテナチャネル伝搬応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された前記事前符号化ベクトルと、受信されたトラフィックチャネルシンボルについての変調コンステレーションにしたがって選択された１つ以上のスケーリングパラメータとに応じて、前記推定されたパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを算出することによって、前記対応するパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを推定することを特徴とする請求項２２に記載の無線受信機。
24. 前記ベースバンド処理回路は、前記第１の送信スロットについてのコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比の重みづけ平均値と、先行した送信スロットについて計算された１つ以上のコードあたりの電力比とを計算することによって、前記第１の送信スロットについてのフィルタリングされた電力比を算出することを特徴とする請求項１４に記載の無線受信機。
25. 前記ベースバンド処理回路は、前記第１の送信スロットについてのコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比と、前記推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された前記事前符号化ベクトルとに応じて、前記ＭＩＭＯ信号の第１のストリームについてストリーム固有の合成重みを計算することを特徴とする請求項１４に記載の無線受信機。
26. 前記ベースバンド処理回路は、前記第１の送信スロットについてのコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比と、前記推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された前記事前符号化ベクトルとに応じて、前記ＭＩＭＯ信号の第１のストリームについてストリーム固有の信号品質メトリックを計算することを特徴とする請求項１４に記載の無線受信機。
27. 無線受信機において使用されるコードあたりの電力比を推定する推定回路であって、
    受信した多入力多出力信号（ＭＩＭＯ信号）の第１の送信スロットで受信された複数の逆拡散トラフィックチャネルシンボルから平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを算出し、
    推定された伝搬チャネル応答と、前記ＭＩＭＯ信号を生成する際に使用された複数の事前符号化ベクトルのうちの少なくとも１つの事前符号化ベクトルとに基づいて、対応するパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルを推定し、
    前記平均シンボル振幅または平均シンボル電力レベルを前記対応するパイロットシンボル振幅またはパイロットシンボル電力レベルで除算することで、前記第１の送信スロットについてのコードあたりのトラフィックチャネル対パイロット電力比を計算する
    ことを特徴とする推定回路。