JP5423866B2 - Correlator - Google Patents
Correlator Download PDFInfo
- Publication number
- JP5423866B2 JP5423866B2 JP2012253820A JP2012253820A JP5423866B2 JP 5423866 B2 JP5423866 B2 JP 5423866B2 JP 2012253820 A JP2012253820 A JP 2012253820A JP 2012253820 A JP2012253820 A JP 2012253820A JP 5423866 B2 JP5423866 B2 JP 5423866B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- correlation value
- correlation
- matched filters
- correlator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
この発明は、スペクトラム拡散信号の拡散コードの相関を取る相関器に関するものである。 The present invention relates to a correlator that correlates a spread code of a spread spectrum signal.
従来、拡散コードで目的信号をスペクトラム拡散してなるスペクトラム拡散信号を受信して、復調する受信機が各種考案されている。このような受信機では、スペクトラム拡散信号に含まれる拡散コードを相関処理用の拡散コードとして予め記憶しており、当該相関処理用の拡散コードによりスペクトラム拡散信号に含まれる拡散コードの相関を取ることで、スペクトラム拡散信号から目的信号を復調する。そして、このような拡散コードの相関処理は、従来、特許文献１に示すようなＤＬＬ（ディレイロックループ）回路を用いる。
しかしながら、ＤＬＬ回路は、ＶＣＯ（電圧制御発振器）等のアナログ的回路素子を含むとともに、制御のための閉ループを形成するものである。このため、設計及び調整が難しくなるとともに、これら設計及び調整が上手くいかないと、拡散コードをロックできず、有意な相関値を取ることができない可能性がある。 However, the DLL circuit includes an analog circuit element such as a VCO (Voltage Controlled Oscillator) and forms a closed loop for control. For this reason, design and adjustment become difficult, and if these designs and adjustments are not successful, the spreading code cannot be locked and a significant correlation value may not be obtained.
したがって、本発明の目的は、相関処理に対してアナログ的な処理を用いることなく、設計が容易で、調整が簡単な相関器を実現することにある。 Therefore, an object of the present invention is to realize a correlator that is easy to design and easy to adjust without using analog processing for correlation processing.
この発明は、目的信号を拡散コードでスペクトラム拡散してなるスペクトラム拡散信号に対して、前記拡散コードの相関を取り、相関値を出力する相関器であって、前記目的信号に基づくそれぞれに異なるサンプリング周波数で設定されるフィルタ係数で前記拡散コードの相関値を算出する複数の整合フィルタと、該複数の整合フィルタから出力される相関値を加算して合成相関値を出力する加算器と、を備え、前記複数の整合フィルタの数は、前記複数の整合フィルタ間のサンプリング周波数の差である局部周波数帯域幅と、全ての整合フィルタによって設定されるサンプリング周波数の最大幅である最大周波数帯域幅と、に基づいて設定されていることを特徴とする。 The present invention is a correlator that correlates the spread code with respect to a spread spectrum signal obtained by performing spectrum spread of the target signal with a spread code, and outputs a correlation value. A plurality of matched filters that calculate a correlation value of the spreading code with a filter coefficient set by frequency, and an adder that adds the correlation values output from the plurality of matched filters and outputs a combined correlation value The number of the plurality of matched filters includes a local frequency bandwidth that is a difference in sampling frequency between the plurality of matched filters, and a maximum frequency bandwidth that is a maximum width of sampling frequencies set by all matched filters, It is set based on.
この構成では、送信機および受信機の相対移動により、相関器を備える受信機で目的信号の周波数がドップラシフトして受信されても、受信信号の周波数に応じて各整合フィルタの相関値が得られる。このようなコード相関では、各整合フィルタから出力される相関値レベル（絶対値）は、相関が強いほど急激に高い値（例えば「１」）になり、相関が弱いほど低い値（例えば「０」）になる非線形な特性を有する。このため、これら各整合フィルタからの相関値を加算すれば、受信信号に一致した周波数や近い周波数で設定された整合フィルタからの相関値が強調的に現れる。このため、シフト量に応じて異なるフィルタ係数が設定された各整合フィルタからの相関値を加算すれば、相関器として略一定に検出可能な閾値レベル以上の高い値が出力される。この際、相関器を構成する要素は、それぞれに異なるサンプリング周波数からフィルタ係数が設定された複数の整合フィルタ、および、該複数の整合フィルタから出力される相関値を加算する加算器のみであり、極簡素な構成で実現される。 In this configuration, even if the frequency of the target signal is Doppler shifted and received by the receiver including the correlator by the relative movement of the transmitter and the receiver, the correlation value of each matched filter is obtained according to the frequency of the received signal. It is done. In such code correlation, the correlation value level (absolute value) output from each matched filter suddenly becomes a higher value (for example, “1”) as the correlation is stronger, and a lower value (for example, “0” as the correlation is weaker). )). For this reason, if the correlation values from each of these matched filters are added, the correlation values from the matched filter set at a frequency that matches the received signal or at a close frequency appear in an emphasized manner. For this reason, if the correlation value from each matched filter in which different filter coefficients are set according to the shift amount is added, a high value that is equal to or higher than a threshold level that can be detected as a substantially constant correlator is output. At this time, the elements constituting the correlator are only a plurality of matched filters each having a filter coefficient set from a different sampling frequency, and an adder for adding the correlation values output from the plurality of matched filters, Realized with an extremely simple configuration.
また、整合フィルタ数Ｎは、局部周波数帯域幅と、最大周波数帯域幅とに基づいて設定することができる。局部周波数帯域幅は、隣り合う整合フィルタのそれぞれに設定されたサンプリング周波数間で周波数が変化しても、これらの整合フィルタの相関値データ同士を加算して得られる局部合成相関値が、常時所定レベル以上となり得ることが好ましい。このように局部周波数帯域幅が決定されれば、最大周波数帯域幅を当該局部周波数帯域幅で除算すれば、必要な整合フィルタ数を算出することができる。そして、各整合フィルタのサンプリング周波数は、目的信号を基準周波数にして、局部周波数帯域幅に応じて高域側および低域側に順次周波数シフトすることにより得ることができる。 The number N of matched filters can be set based on the local frequency bandwidth and the maximum frequency bandwidth. As for the local frequency bandwidth, even if the frequency changes between the sampling frequencies set in each of the adjacent matched filters, the local combined correlation value obtained by adding the correlation value data of these matched filters is always predetermined. Preferably it can be above the level. If the local frequency bandwidth is determined in this way, the required number of matched filters can be calculated by dividing the maximum frequency bandwidth by the local frequency bandwidth. The sampling frequency of each matched filter can be obtained by sequentially shifting the frequency to the high frequency side and the low frequency side according to the local frequency bandwidth with the target signal as the reference frequency.
また、最大周波数帯域幅は、前記目的信号を送信する送信機と当該相関器を備える受信機との相対速度に基づいて設定されている。この構成では、相対速度に応じて目的信号の周波数に対する受信信号の周波数のシフト量が決定されるので、相対速度に基づいて複数の整合フィルタで相関を取る周波数帯域を設定すれば、いずれかの整合フィルタで高い相関値が得られる。 The maximum frequency bandwidth is set based on the relative speed between the transmitter that transmits the target signal and the receiver that includes the correlator. In this configuration, since the shift amount of the frequency of the received signal with respect to the frequency of the target signal is determined according to the relative speed, if a frequency band that is correlated with a plurality of matched filters is set based on the relative speed, either A high correlation value is obtained by the matched filter.
また、この発明の相関器は、複数の整合フィルタから出力される複数の相関値の位相差を、相関値出力タイミングが一致するように補正する位相調整器を備える。この構成では、この周波数差に応じて生じる出力タイミングの差を位相調整して一致させることで、各整合フィルタからの出力タイミングのズレに基づく、相関値同士の相殺を防止することができる。 The correlator according to the present invention further includes a phase adjuster that corrects the phase difference between the plurality of correlation values output from the plurality of matched filters so that the correlation value output timings coincide with each other. In this configuration, by adjusting the phase of the output timing difference generated according to the frequency difference to make it coincide with each other, it is possible to prevent the correlation values from being canceled based on the output timing shift from each matched filter.
この発明によれば、目的信号の周波数がシフトしても、略一定に検出閾値レベル以上の相関値を出力することができる相関器を、複雑なループ処理等を行う必要のない簡素な構成で実現することができる。 According to the present invention, a correlator that can output a correlation value that is substantially equal to or higher than the detection threshold level even if the frequency of the target signal is shifted, has a simple configuration that does not require complicated loop processing or the like. Can be realized.
本発明の実施形態に係る相関器について、図を参照して説明する。 A correlator according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１（Ａ）は本実施形態の相関器１０２を備える受信機１００を含むスペクトラム拡散通信システムの概略構成を示す図であり、図１（Ｂ）は本実施形態の相関器１０２の構成を示すブロック図である。 FIG. 1A is a diagram illustrating a schematic configuration of a spread spectrum communication system including a receiver 100 including the correlator 102 of the present embodiment, and FIG. 1B illustrates a configuration of the correlator 102 of the present embodiment. It is a block diagram.
本実施形態の相関器１０２を含むスペクトラム拡散通信システムでは、送信機２００と受信機１００とを備える。受信機２００は、マイクＭＩＣ、受信部１０１、相関器１０２を備え、送信機２００は放音制御部２０１とスピーカＳＰとを備える。 The spread spectrum communication system including the correlator 102 according to the present embodiment includes a transmitter 200 and a receiver 100. The receiver 200 includes a microphone MIC, a receiving unit 101, and a correlator 102, and the transmitter 200 includes a sound emission control unit 201 and a speaker SP.
送信機２００の放音制御部２００は、楽音信号や超音波信号等の目的信号を拡散コードで変調することによりスペクトラム拡散信号を生成する。スピーカＳＰは、スペクトラム拡散信号を放音する。 The sound emission control unit 200 of the transmitter 200 generates a spread spectrum signal by modulating a target signal such as a musical tone signal or an ultrasonic signal with a spreading code. The speaker SP emits a spectrum spread signal.
受信機１００のマイクＭＩＣは、送信機２００のスピーカＳＰから放音されたスペクトラム拡散信号を収音して、受信部１０１へ与える。受信部１０１は、収音信号をアナログ信号からデジタル信号に変化することで、受信信号を生成する。この際、送信機２００および受信機１００が相対的に移動していれば、受信信号の周波数は目的信号の周波数に対してドップラシフトした周波数で出力される。 The microphone MIC of the receiver 100 collects the spectrum spread signal emitted from the speaker SP of the transmitter 200 and supplies it to the receiving unit 101. The receiving unit 101 generates a reception signal by changing the collected sound signal from an analog signal to a digital signal. At this time, if the transmitter 200 and the receiver 100 are relatively moved, the frequency of the received signal is output at a frequency that is Doppler shifted with respect to the frequency of the target signal.
相関器１０２は、図１（Ｂ）に示すように、複数の整合フィルタ１１１〜１１３、位相調整器１２０、および加算器１３０からなる。 As shown in FIG. 1B, the correlator 102 includes a plurality of matched filters 111 to 113, a phase adjuster 120, and an adder 130.
複数の整合フィルタ１１１〜１１３は、それぞれデジタルフィルタからなり、例えばＦＩＲフィルタによって形成される。この際、複数の整合フィルタ１１１〜１１３は、予め記憶している送信機２００と同じ拡散コードと、それぞれに異なるサンプリング周波数とに基づいてフィルタ係数が設定されている。各整合フィルタ１１１〜１１３は、受信信号が入力されると、自身のフィルタ係数で設定されている拡散コードによって相関処理を行い、相関が強いと当該拡散コードの周期で強いピーク値を発生する。各整合フィルタ１１１〜１１３は、当該ピーク値を検出することで相関値を出力する。 Each of the plurality of matched filters 111 to 113 includes a digital filter, and is formed by, for example, an FIR filter. At this time, filter coefficients are set for the plurality of matched filters 111 to 113 based on the same spreading code as the transmitter 200 stored in advance and different sampling frequencies. When the received signal is input, each of the matched filters 111 to 113 performs a correlation process using a spreading code set by its own filter coefficient. When the correlation is strong, a strong peak value is generated in the cycle of the spreading code. Each matched filter 111 to 113 outputs a correlation value by detecting the peak value.
具体的には、整合フィルタ１１１は、目的信号の周波数ｆ０と同じ周波数からなる基準サンプリング周波数Ｆ０でサンプリングされた拡散コードによりフィルタ係数が設定されている。整合フィルタ１１２は、目的信号の周波数ｆ０よりも所定周波数分だけ高い方向へ周波数偏差を与えた第１シフトサンプリング周波数Ｆ１でリサンプリングされた拡散コードによりフィルタ係数が設定される。整合フィルタ１１３は、目的信号の周波数ｆ０よりも所定周波数分だけ低い方向へ周波数偏差を与えた第２シフトサンプリング周波数Ｆ２でリサンプリングされた拡散コードによりフィルタ係数が設定される。この際、基準サンプリング周波数Ｆ０に対する第１シフトサンプリング周波数Ｆ１の周波数偏差と、基準サンプリング周波数Ｆ０に対する第２シフトサンプリング周波数Ｆ２の周波数偏差とは、基準サンプリング周波数Ｆ０を中心周波数として高域側にシフトさせるかと低域側にシフトさせるかの違いであり、周波数偏差量は同じに設定する。 Specifically, the filter coefficient of the matched filter 111 is set by a spreading code sampled at the reference sampling frequency F0 having the same frequency as the frequency f0 of the target signal. In the matched filter 112, the filter coefficient is set by a spreading code resampled at the first shift sampling frequency F1 that gives a frequency deviation in a direction higher by a predetermined frequency than the frequency f0 of the target signal. In the matched filter 113, the filter coefficient is set by a spreading code resampled at the second shift sampling frequency F2 that gives a frequency deviation in a direction lower than the frequency f0 of the target signal by a predetermined frequency. At this time, the frequency deviation of the first shift sampling frequency F1 with respect to the reference sampling frequency F0 and the frequency deviation of the second shift sampling frequency F2 with respect to the reference sampling frequency F0 are shifted to the high frequency side with the reference sampling frequency F0 as the center frequency. The frequency deviation amount is set to be the same.
ここで、このような第１、第２シフトサンプリング周波数Ｆ１，Ｆ２の設定は、基準サンプリング周波数Ｆ０によって設定されるフィルタ係数を周波数偏差に応じたリサンプリング処理により実現される。 Here, the setting of the first and second shift sampling frequencies F1 and F2 is realized by resampling processing according to the frequency deviation of the filter coefficient set by the reference sampling frequency F0.
例えば、整合フィルタ１１１の基準サンプリング周波数Ｆ０に対して、整合フィルタ１１２の第１シフトサンプリング周波数Ｆ１に＋０．３％で周波数偏差を与える場合、整合フィルタ１１１のフィルタ係数を１０００倍にアップサンプリングしたのち、１／１００３倍でダウンサンプリングすることで、整合フィルタ１１２のフィルタ係数を設定することができる。一方、整合フィルタ１１１の基準サンプリング周波数Ｆ０に対して、整合フィルタ１１３の第２シフトサンプリング周波数Ｆ２に−０．３％で周波数偏差を与える場合、整合フィルタ１１１のフィルタ係数を１０００倍にアップサンプリングしたのち、１／９９７倍でダウンサンプリングすることで、整合フィルタ１１３のフィルタ係数を設定することができる。 For example, when a frequency deviation is given by + 0.3% to the first shift sampling frequency F1 of the matched filter 112 with respect to the reference sampling frequency F0 of the matched filter 111, the filter coefficient of the matched filter 111 is upsampled by 1000 times. By downsampling at 1/1003 times, the filter coefficient of the matched filter 112 can be set. On the other hand, when the frequency deviation is given by −0.3% to the second shift sampling frequency F2 of the matched filter 113 with respect to the reference sampling frequency F0 of the matched filter 111, the filter coefficient of the matched filter 111 is upsampled by 1000 times. After that, by downsampling at 1/997 times, the filter coefficient of the matched filter 113 can be set.
このように整合フィルタ１１１〜１１３毎に異なるサンプリング周波数でフィルタ係数が設定されていることで、受信信号に対して異なる相関値の出力特性を得ることができる。例えば、上述のように、整合フィルタ１１１を基準サンプリング周波数Ｆ０で設定し、当該基準サンプリング周波数Ｆ０を中心周波数として高域側と低域側に周波数偏差を与えた第１、第２シフトサンプリング周波数Ｆ１，Ｆ２で整合フィルタ１１２，１１３を設定する。 Since the filter coefficients are set at different sampling frequencies for each of the matched filters 111 to 113 as described above, output characteristics having different correlation values with respect to the received signal can be obtained. For example, as described above, the matched filter 111 is set at the reference sampling frequency F0, and the first and second shift sampling frequencies F1 in which the reference sampling frequency F0 is set as the center frequency and the frequency deviation is given to the high frequency side and the low frequency side. , F2 set the matched filters 112, 113.
このような設定では、整合フィルタ１１１は、ドップラシフトされていない基準サンプリング周波数Ｆ０に対応した受信信号が入力されると、強い相関が得られ、相関値「１」を出力する。一方で、第１、第２シフトサンプリング周波数Ｆ１，Ｆ２にドップラシフトされた受信信号が入力されると、拡散コードの周期および相関特性に応じて相関値が低下する。なお、この低下量は、基準サンプリング周波数Ｆ０から受信信号の周波数が離れるほど低くなり、拡散コードの１チップ分以上になると、相関値は「０」になる。 In such a setting, when a received signal corresponding to the reference sampling frequency F0 that is not Doppler shifted is input, the matched filter 111 obtains a strong correlation and outputs a correlation value “1”. On the other hand, when a received signal that has been Doppler shifted to the first and second shift sampling frequencies F1 and F2 is input, the correlation value decreases according to the period of the spreading code and the correlation characteristics. This amount of decrease decreases as the frequency of the received signal increases from the reference sampling frequency F0, and the correlation value becomes “0” when the spread code is equal to or larger than one chip.
また、整合フィルタ１１２は、第１シフトサンプリング周波数Ｆ１にドップラシフトされた受信信号が入力されると、強い相関が得られ、相関値「１」を出力する。ドップラシフトされていない基準サンプリング周波数Ｆ０の受信信号や、第１シフトサンプリング周波数Ｆ１から離れた第２シフトサンプリング周波数Ｆ２にドップラシフトされた受信信号が入力されると、拡散コードの周期および相関特性に応じて相関値が低下したり、相関値が「０」になる。 In addition, when a received signal that has been Doppler shifted to the first shift sampling frequency F1 is input to the matched filter 112, a strong correlation is obtained and a correlation value “1” is output. When a received signal having a reference sampling frequency F0 that has not been Doppler shifted or a received signal that has been Doppler shifted to the second shift sampling frequency F2 that is distant from the first shift sampling frequency F1 is input, the period and correlation characteristics of the spreading code are increased. Accordingly, the correlation value decreases or the correlation value becomes “0”.
さらに、整合フィルタ１１３は、第２シフトサンプリング周波数Ｆ２にドップラシフトされた受信信号が入力されると、強い相関が得られ、相関値１を出力する。ドップラシフトされていない基準サンプリング周波数Ｆ０の受信信号や、第２シフトサンプリング周波数Ｆ２から離れた第１シフトサンプリング周波数Ｆ１にドップラシフトされた受信信号が入力されると、拡散コードの周期および相関特性に応じて相関値が低下したり、相関値が「０」になる。 Furthermore, when a received signal that has been Doppler shifted to the second shift sampling frequency F2 is input to the matched filter 113, a strong correlation is obtained and a correlation value 1 is output. When a reception signal having a reference sampling frequency F0 that is not Doppler shifted or a reception signal that is Doppler shifted to the first shift sampling frequency F1 that is separated from the second shift sampling frequency F2 is input, the period and correlation characteristics of the spreading code are increased. Accordingly, the correlation value decreases or the correlation value becomes “0”.
そして、例えば、基準サンプリング周波数Ｆ０と第１シフトサンプリング周波数Ｆ１との間の周波数にドップラシフトされた受信信号が入力されれば、整合フィルタ１１１と整合フィルタ１１２とで、拡散コードの周期に基づく各整合フィルタの相関特性に応じた所定レベルの相関値が出力され、整合フィルタ１１３では極低い相関値が出力される。 Then, for example, if a received signal that has been Doppler shifted to a frequency between the reference sampling frequency F0 and the first shift sampling frequency F1 is input, the matched filter 111 and the matched filter 112 are configured based on the spreading code period. A correlation value of a predetermined level corresponding to the correlation characteristic of the matched filter is output, and the matched filter 113 outputs a very low correlation value.
図２は、経時的に受信周波数をシフトさせた場合の各整合フィルタ１１１〜１１３の出力相関値の遷移を示す図であり、（Ａ）は整合フィルタ１１１の出力相関値の遷移、（Ｂ）は整合フィルタ１１２の出力相関値の遷移、（Ｃ）は整合フィルタ１１３の出力相関値の遷移を示す。なお、図２に示す例では、整合フィルタ１１１に対する整合フィルタ１１２の周波数偏差は＋０．３％に設定され、整合フィルタ１１１に対する整合フィルタ１１３の周波数偏差は−０．３％に設定されている。そして、受信信号を±０．３％の範囲で継続的に周波数遷移させた場合について示している。 FIG. 2 is a diagram showing transitions of output correlation values of the matched filters 111 to 113 when the reception frequency is shifted over time. (A) is a transition of output correlation values of the matched filter 111. (B) Represents a transition of the output correlation value of the matched filter 112, and (C) represents a transition of the output correlation value of the matched filter 113. In the example illustrated in FIG. 2, the frequency deviation of the matched filter 112 with respect to the matched filter 111 is set to + 0.3%, and the frequency deviation of the matched filter 113 with respect to the matched filter 111 is set to −0.3%. Then, the case where the received signal is continuously subjected to frequency transition in the range of ± 0.3% is shown.
図２に示すように、各整合フィルタ１１１〜１１３は、自身のサンプリング周波数と同じかもしくは近い周波数の受信信号が入力されれば高い相関値を出力し、自身のサンプリング周波数から離間した周波数になると低い相関値を出力する。 As shown in FIG. 2, each of the matched filters 111 to 113 outputs a high correlation value when a received signal having a frequency that is the same as or close to its own sampling frequency is input, and when the frequency becomes a frequency separated from its own sampling frequency. Output a low correlation value.
このように、各整合フィルタ１１１〜１１３から出力された相関値データは、位相調整器１２０へ入力される。 As described above, the correlation value data output from each of the matched filters 111 to 113 is input to the phase adjuster 120.
位相調整器１２０は、各整合フィルタ１１１〜１１３からの相関値データの相関ピークの検出タイミングを一致させるように、相関値データの位相を調整する。具体的には、整合フィルタ１１１〜１１３は、それぞれ異なるサンプリング周波数でフィルタ係数が設定されているので、拡散コードの周期による相関ピークを出力するタイミングが周波数偏差量に応じて異なる。したがって、位相調整器１２０は、周波数偏差量に応じて、各相関値データの位相を調整し、一つの受信信号に基づいて各整合フィルタ１１１〜１１３より得られる各相関値データの検出タイミングを一致させる。このように位相調整された各相関値データは、加算器１３０へ入力される。 The phase adjuster 120 adjusts the phase of the correlation value data so that the correlation peak detection timings of the correlation value data from the matched filters 111 to 113 coincide. Specifically, since the filter coefficients are set at different sampling frequencies for the matched filters 111 to 113, the timing for outputting the correlation peak due to the period of the spreading code differs according to the frequency deviation amount. Therefore, the phase adjuster 120 adjusts the phase of each correlation value data according to the frequency deviation amount, and matches the detection timing of each correlation value data obtained from each matched filter 111 to 113 based on one received signal. Let Each correlation value data adjusted in phase in this way is input to the adder 130.
加算器１３０は、位相調整された各相関値データを検出タイミング毎に加算して、合成相関値を出力する。図３は、経時的に受信周波数をシフトさせた場合の合成相関値の遷移を示す図である。図３に示すように、各整合フィルタ１１１〜１１３から出力された相関値を加算することで、周波数が変化しても定常的に所定レベル以上の相関値が出力される。これは、受信信号の周波数がドップラシフトしても、整合フィルタ１１１〜１１３のいずれかにおいて、上述の図２に示すように、所定レベルの相関値が出力されるので、これらを加算することで、定常的に所定レベル以上の相関値を得ることができるからである。この際、位相調整器１２０により各相関値データの検出タイミングが一致するように調整することで、各相関値データ同士が相殺されることがなく、より確実に所定レベル以上の相関値をドップラシフト量に関わらず定常的に出力することができる。 The adder 130 adds each correlation value data adjusted in phase at each detection timing, and outputs a combined correlation value. FIG. 3 is a diagram illustrating transition of the combined correlation value when the reception frequency is shifted over time. As shown in FIG. 3, by adding the correlation values output from the matched filters 111 to 113, a correlation value of a predetermined level or higher is constantly output even if the frequency changes. Even if the frequency of the received signal is Doppler shifted, any one of the matched filters 111 to 113 outputs a correlation value of a predetermined level as shown in FIG. This is because a correlation value of a predetermined level or higher can be constantly obtained. At this time, by adjusting the correlation timing data so that the detection timings of the correlation value data coincide with each other, the correlation value data are not canceled out, and the correlation value of a predetermined level or more is more reliably Doppler shifted. A constant output is possible regardless of the amount.
このように、本実施形態の構成を用いることで、拡散コードでスペクトラム拡散された目的信号がドップラシフトにより周波数変化された状態で受信しても、確実に拡散コードのコード相関を取ることができ、目的信号を正確に復調することができる。この際、複数の整合フィルタ（上述の例では三個）、位相調整器および加算器からなる簡素な構成でコード相関を取ることができ、従来のＤＬＬのような複雑でアナログ的な閉ループ処理を行わなくてもよい。 In this way, by using the configuration of this embodiment, even if the target signal spectrum spread by the spreading code is received in a state where the frequency is changed by Doppler shift, the code correlation of the spreading code can be reliably obtained. The target signal can be accurately demodulated. At this time, code correlation can be obtained with a simple configuration including a plurality of matched filters (three in the above example), a phase adjuster, and an adder, and complex analog closed loop processing like a conventional DLL is performed. It does not have to be done.
なお、上述の説明では、整合フィルタ数が三個の例を示したが、送信機と受信機との相対速度の最大値によって設定される最大周波数帯域幅に応じて、より多くの整合フィルタを用いてもよい。図４は、Ｎ個の整合フィルタを用いた相関器１０２’の構成を示すブロック図である。 In the above description, the example in which the number of matched filters is three has been shown. However, more matched filters are added according to the maximum frequency bandwidth set by the maximum relative speed between the transmitter and the receiver. It may be used. FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a correlator 102 ′ using N matched filters.
図４に示す相関器は、Ｎ個の整合フィルタ１１０Ａ〜１１０Ｎと、位相調整器１２０’、加算器１３０’を備える。各整合フィルタ１１０Ａ〜１１０Ｎは、上述の整合フィルタ１１１〜１１３と同じようにデジタルフィルタにより構成され、それぞれに異なるサンプリング周波数に基づいてフィルタ係数が設定されている。位相調整器１２０’は、各整合フィルタ１１０Ａ〜１１０Ｎから出力される相関値データの位相調整を、上述の位相調整器１２０と同様の原理で行って、加算器１３０’へ出力する。加算器１３０’は、これら位相調整された相関値データを、検出タイミングで加算して合成相関値を出力する。 The correlator shown in FIG. 4 includes N matched filters 110A to 110N, a phase adjuster 120 ', and an adder 130'. Each of the matched filters 110A to 110N is configured by a digital filter in the same manner as the above-described matched filters 111 to 113, and filter coefficients are set based on different sampling frequencies. The phase adjuster 120 ′ performs phase adjustment of the correlation value data output from each of the matched filters 110 </ b> A to 110 </ b> N on the same principle as that of the phase adjuster 120 described above, and outputs the result to the adder 130 ′. The adder 130 'adds these phase-adjusted correlation value data at the detection timing, and outputs a combined correlation value.
整合フィルタ数Ｎは、最大周波数帯域幅と拡散コードの周期に基づく整合フィルタの相関特性とに基づいて、以下のように設定することができる。ここで、最大周波数帯域幅（本発明の「サンプリング周波数の最大幅」に相当する。）は、最小のサンプリング周波数と最大のサンプリング周波数との差であり、送信機と受信機との相対速度によって決まるドップラシフト量によって設定される。 The number N of matched filters can be set as follows based on the maximum frequency bandwidth and the correlation characteristics of the matched filter based on the period of the spreading code. Here, the maximum frequency bandwidth (corresponding to the “maximum sampling frequency” of the present invention) is the difference between the minimum sampling frequency and the maximum sampling frequency, and depends on the relative speed between the transmitter and the receiver. It is set according to the determined Doppler shift amount.
各整合フィルタは、拡散コードの周期（１チップのコード長）と周波数偏差量とに応じて相関カーブの遷移量、すなわち相関特性が決定する。この相関特性を利用し、隣り合う整合フィルタのそれぞれに設定されたサンプリング周波数間で周波数が変化しても、これらの整合フィルタの相関値データ同士を加算して得られる局部合成相関値が、常時所定レベル以上となり得る局部周波数帯域幅を得ることができる。このように局部周波数帯域幅が決定されれば、最大周波数帯域幅を当該局部周波数帯域幅で除算すれば、必要な整合フィルタ数を算出することができる。そして、各整合フィルタのサンプリング周波数は、目的信号を基準周波数にして、局部周波数帯域幅に応じて高域側および低域側に順次周波数シフトすることにより得ることができる。 In each matched filter, the transition amount of the correlation curve, that is, the correlation characteristic is determined according to the period of the spreading code (code length of one chip) and the frequency deviation amount. Using this correlation characteristic, even if the frequency changes between the sampling frequencies set for each of the adjacent matched filters, the local composite correlation value obtained by adding the correlation value data of these matched filters is always A local frequency bandwidth that can be greater than or equal to a predetermined level can be obtained. If the local frequency bandwidth is determined in this way, the required number of matched filters can be calculated by dividing the maximum frequency bandwidth by the local frequency bandwidth. The sampling frequency of each matched filter can be obtained by sequentially shifting the frequency to the high frequency side and the low frequency side according to the local frequency bandwidth with the target signal as the reference frequency.
このように算出された必要数の整合フィルタを用い、算出された各サンプリング周波数を各整合フィルタのフィルタ係数を設定することで、最大周波数帯域幅の範囲内の周波数であれば、基準周波数から周波数がシフトしても確実にコード相関を行うことができる。 By using the required number of matched filters calculated in this way and setting the filter coefficient of each matched filter for each calculated sampling frequency, if the frequency is within the range of the maximum frequency bandwidth, the frequency from the reference frequency Even if the shift occurs, code correlation can be performed reliably.
なお、上述の説明では位相調整器を用いた例を示したが、各整合フィルタの出力が相殺されないような場合には、位相調整器を省略することができる。 In the above description, an example using a phase adjuster has been described, but the phase adjuster can be omitted when the output of each matched filter is not canceled.
また、上述の説明では、楽音信号や超音波信号を目的信号とする例を示したが、直接スペクトラム拡散を行うシステムであれば、他の周波数帯域を用いた目的信号に対しても、上述の構成および処理を適用することができる。 In the above description, an example in which a musical tone signal or an ultrasonic signal is used as a target signal has been shown. However, in the case of a system that directly performs spread spectrum, the above-described target signal using another frequency band is also described. Configuration and processing can be applied.
１００−受信機、１０１−受信部、１０２−相関器、１１０Ａ〜１１０Ｎ，１１１〜１１３−整合フィルタ、１２０，１２０’−位相調整器、１３０，１３０’−加算器、２００−送信機、２０１−放音制御部、ＭＩＣ−マイク、ＳＰ−スピーカ 100-receiver, 101-receiver, 102-correlator, 110A to 110N, 111-113-matched filter, 120, 120'-phase adjuster, 130, 130'-adder, 200-transmitter, 201- Sound emission control unit, MIC-microphone, SP-speaker
Claims (4)
前記目的信号に基づくそれぞれに異なるサンプリング周波数で設定されるフィルタ係数で前記拡散コードの相関値を算出する複数の整合フィルタと、
該複数の整合フィルタから出力される相関値を加算して合成相関値を出力する加算器と、を備え、
前記複数の整合フィルタの数は、前記複数の整合フィルタ間のサンプリング周波数の差である局部周波数帯域幅と、全ての整合フィルタによって設定されるサンプリング周波数の最大幅である最大周波数帯域幅と、に基づいて設定されていることを特徴とする相関器。 A correlator that takes a correlation of the spread code and outputs a correlation value for a spread spectrum signal obtained by spreading the target signal with a spread code,
A plurality of matched filters for calculating a correlation value of the spreading code with filter coefficients set at different sampling frequencies based on the target signal;
An adder that adds the correlation values output from the plurality of matched filters and outputs a combined correlation value;
The number of the plurality of matched filters includes a local frequency bandwidth that is a difference in sampling frequency between the plurality of matched filters, and a maximum frequency bandwidth that is a maximum width of sampling frequencies set by all matched filters. Correlator characterized in that it is set based on
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012253820A JP5423866B2 (en) | 2012-11-20 | 2012-11-20 | Correlator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012253820A JP5423866B2 (en) | 2012-11-20 | 2012-11-20 | Correlator |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008279088A Division JP5141497B2 (en) | 2008-10-30 | 2008-10-30 | Correlator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013048488A JP2013048488A (en) | 2013-03-07 |
| JP5423866B2 true JP5423866B2 (en) | 2014-02-19 |
Family
ID=48011169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012253820A Expired - Fee Related JP5423866B2 (en) | 2012-11-20 | 2012-11-20 | Correlator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5423866B2 (en) |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3441301B2 (en) * | 1996-07-10 | 2003-09-02 | 株式会社東芝 | Receiver and synchronization acquisition circuit |
| US6151353A (en) * | 1996-07-12 | 2000-11-21 | General Electric Company | Pre-acquisition frequency offset removal in a GPS receiver |
| JP2002026765A (en) * | 2000-06-30 | 2002-01-25 | Toshiba Corp | Mobile radio terminal |
| WO2002054537A1 (en) * | 2000-12-30 | 2002-07-11 | Genghiscomm, Llc | Carrier interferometry coding and multicarrier processing |
| JP3551152B2 (en) * | 2001-01-23 | 2004-08-04 | 日本電気株式会社 | Path detecting apparatus and method |
| JP2005204079A (en) * | 2004-01-15 | 2005-07-28 | Sony Corp | Receiving method and apparatus |
| EP1766801A1 (en) * | 2004-06-30 | 2007-03-28 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for canceling pilot interference in a wireless communication system |
| JP2007202088A (en) * | 2005-12-27 | 2007-08-09 | Ntt Docomo Inc | Receiver, and carrier frequency offset correcting method |
-
2012
- 2012-11-20 JP JP2012253820A patent/JP5423866B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2013048488A (en) | 2013-03-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4573062B2 (en) | Phase noise correction apparatus and method | |
| US8111734B2 (en) | Device and method for fast transition from preamble synchronization to data demodulation in direct sequence spread spectrum (DSSS) communications | |
| RU2010117398A (en) | DEVICES AND METHODS OF FREQUENCY ADJUSTMENT IN THE FREQUENCY SYNTHESIS WITH MANY OUTPUTS | |
| JP6118616B2 (en) | Receiver and synchronization correction method | |
| JP2014187686A5 (en) | ||
| US9584139B2 (en) | Phase tracker for a phase locked loop | |
| CA2995370C (en) | Programmable apparatus for synthesized filter notch | |
| JP7004876B2 (en) | Receiver, control circuit, storage medium and communication system | |
| JP5423866B2 (en) | Correlator | |
| JP5141497B2 (en) | Correlator | |
| JP3789275B2 (en) | Subcarrier frequency signal demodulator | |
| KR101466516B1 (en) | Apparatus and method of generating and verifying of direct digital synthesizer chirp signal | |
| JP5310728B2 (en) | Synthesizer, and receiver and electronic apparatus using the same | |
| US20060023826A1 (en) | Carrier phase detector | |
| JP2006325077A (en) | Sampling clock control method of diversity receiver and diversity receiver | |
| JP4623684B2 (en) | OFDM signal receiving apparatus and OFDM signal receiving method | |
| JP6449569B2 (en) | Phase correction apparatus, phase correction method, and phase correction program | |
| JP5395223B1 (en) | Receiving apparatus and receiving method | |
| US8942328B2 (en) | Timing recovery apparatus and method | |
| KR20120072182A (en) | Frequency offset correction based dual variable accumulator | |
| KR100991903B1 (en) | Delay locked loop in a ultra-wide band impluse radio system | |
| US9252824B1 (en) | Method and apparatus for filtering noise in a signal received by a wireless receiver | |
| JP2005531945A (en) | Pulse position modulated signal demodulator, demodulation method, and signal receiver equipped with demodulator | |
| JP4784524B2 (en) | Phase adjustment circuit, interference signal elimination circuit, and radio receiving apparatus | |
| Yingchun et al. | Algorithm analysis of dmssfed-The high accuracy frequency offset estimation algorithm in a frequency selective environment |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20131024 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20131029 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20131111 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |