JP5419991B2 - Permanent magnet synchronous motor - Google Patents
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Description
本発明は、トルクリップルを抑制する永久磁石式同期モータに関する。 The present invention relates to a permanent magnet synchronous motor that suppresses torque ripple.
各ティースに１つの巻線が集中的に施されている永久磁石式同期モータにおいて、極数とスロット数の組合せを適切に選んだ場合には、無通電時のコギングトルクを、大幅に低減できる。しかしながら、この場合、通電時のトルクリップルが問題となる。 In a permanent magnet synchronous motor in which one winding is concentrated on each tooth, the cogging torque when no power is supplied can be greatly reduced if the combination of the number of poles and the number of slots is selected appropriately. . However, in this case, torque ripple during energization becomes a problem.
このようなトルクリップルは、誘起電圧の歪みに起因する。従って、誘起電圧高調波を低減するために、磁石形状などを工夫してギャップ磁束密度分布を、より正弦波状にする設計が行われている。また、磁石を分割して磁石の磁束密度に変化を持たせ、ギャップ磁束密度分布を正弦波状に近づける技術も提案されている（例えば、特許文献１参照）。 Such torque ripple is caused by induced voltage distortion. Therefore, in order to reduce the induced voltage harmonics, the gap magnetic flux density distribution is designed to be more sinusoidal by devising the magnet shape and the like. In addition, a technique has been proposed in which a magnet is divided to change the magnetic flux density of the magnet so that the gap magnetic flux density distribution approaches a sine wave shape (see, for example, Patent Document 1).
しかしながら、従来技術には以下のような問題がある。
径の小さなモータでは、ロータの径も小さくなる。このため、セグメント磁石（単極の磁石）を貼り付けることが困難となり、磁石として、ラジアル異方性リング磁石や極異方性リング磁石を用いることがある。ここで、極異方性リング磁石は、ラジアル異方性リング磁石と比較してコストが高いため、径の小さなモータでは、ラジアル異方性リング磁石あるいはセグメント磁石を使用することが多い。However, the prior art has the following problems.
In a motor having a small diameter, the diameter of the rotor is also small. For this reason, it becomes difficult to affix a segment magnet (monopolar magnet), and a radial anisotropic ring magnet or a polar anisotropic ring magnet may be used as the magnet. Here, since a polar anisotropic ring magnet is expensive compared with a radial anisotropic ring magnet, a radial anisotropic ring magnet or a segment magnet is often used in a motor having a small diameter.
セグメント磁石を貼り付ける場合には、その形状を工夫することにより、ギャップ磁束密度分布を正弦波に近づけることが可能である。また、極異方性リング磁石を使用する場合には、特異な配向を有することから、ギャップ磁束密度分布が正弦波状に分布する。 When a segment magnet is pasted, the gap magnetic flux density distribution can be approximated to a sine wave by devising its shape. In addition, when using a polar anisotropic ring magnet, the gap magnetic flux density distribution is distributed in a sine wave shape because it has a specific orientation.
しかしながら、ラジアル異方性リング磁石を使用する場合には、一般的に、ギャップ磁束密度分布は台形状となる。このため、誘起電圧の歪みがセグメント磁石や極異方性リング磁石などに比べると大きくなり、トルクリップルも大きくなる。 However, when using a radial anisotropic ring magnet, the gap magnetic flux density distribution is generally trapezoidal. For this reason, the distortion of the induced voltage is larger than that of a segment magnet or a polar anisotropic ring magnet, and torque ripple is also increased.
一方で、永久磁石式同期モータにおいて、巻線無通電時に、外部駆動にてロータ磁石（回転子）が回転したときに、ステータコア（固定子鉄心）のロータとの間で発生するトルク脈動成分（コギングトルク）が発生する。 On the other hand, in the permanent magnet synchronous motor, when the rotor magnet (rotor) is rotated by external drive when the winding is not energized, the torque pulsation component generated between the rotor of the stator core (stator core) ( Cogging torque) occurs.
一般的に、このコギングトルクは、ロータの機械的な１回転につき、ステータのスロット数と永久磁石の磁極数の最小公倍数の脈動数が発生し、このコギングトルクの大きさは、脈動数に反比例するものである。このため、モータのコギングトルクを小さくするためには、ステータのスロット数と永久磁石の磁極数の最小公倍数が大きくなるような組合せを選ぶこととなる。 In general, this cogging torque generates a pulsation number that is the least common multiple of the number of slots in the stator and the number of magnetic poles of the permanent magnet per mechanical rotation of the rotor. The magnitude of this cogging torque is inversely proportional to the pulsation number. To do. For this reason, in order to reduce the cogging torque of the motor, a combination that increases the least common multiple of the number of slots of the stator and the number of magnetic poles of the permanent magnet is selected.
この最小公倍数の大きな組合せのモータとしては、いわゆる３相電源で駆動するモータで、円環状に形成され巻線（コイル）が施されたＺ個（Ｚは自然数）のステータを有し、２Ｐ極（Ｐは自然数）の永久磁石を有し、Ｚ／（３（相）×２Ｐ）の値が、２／５または２／７となるモータがある。 As a motor of this combination with a large least common multiple, it is a motor driven by a so-called three-phase power supply, and has Z (Z is a natural number) stators formed in an annular shape and provided with windings (coils). There are motors that have (P is a natural number) permanent magnets, and the value of Z / (3 (phase) × 2P) is 2/5 or 2/7.
このＺ／（３（相）×２Ｐ）の値が、２／５または２／７となるモータにおいては、理論上、基本波を１次とした場合、高調波の５次、７次の巻線係数が０．０６７と非常に小さい。このため、基本波周波数を電気角の１ｆとした際に、通電時のトルク脈動（トルクリップル）の６ｆ成分は、ほとんど発生しない。その一方で、高調波の１１次、１３次の巻線係数が０．９３３と高い。このため、通電時のトルク脈動（トルクリップル）の１２ｆ成分が発生してしまう。 In a motor in which the value of Z / (3 (phase) × 2P) is 2/5 or 2/7, theoretically, when the fundamental wave is the primary, the fifth and seventh windings of the harmonics The line coefficient is as very small as 0.067. For this reason, when the fundamental wave frequency is set to 1 f of the electrical angle, the 6f component of torque pulsation (torque ripple) during energization hardly occurs. On the other hand, the 11th and 13th harmonic winding coefficients of the harmonics are as high as 0.933. For this reason, a 12f component of torque pulsation (torque ripple) during energization occurs.
本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、径の小さなモータにラジアル異方性リング磁石を用いた場合に、トルクリップルの１２ｆ成分を低く抑えることのできる永久磁石式同期モータを得ることを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems. When a radial anisotropic ring magnet is used for a motor having a small diameter, the permanent magnet capable of suppressing the 12f component of torque ripple to a low level. An object is to obtain a synchronous motor.
本発明に係る永久磁石式同期モータは、円環状に形成され巻線が施されたＺ個（Ｚは自然数）のステータ、および２Ｐ極（Ｐは自然数）の永久磁石を有し、Ｚ／（３（相）×２Ｐ）の値が２／５または２／７となる永久磁石式同期モータにおいて、永久磁石としてラジアル異方性リング磁石を適用し、隣り合うステータ先端部分の間にスロット開口部があり、ステータの先端部分を構成するフランジ部の先端の幅をｈ、根元の幅をｔｗ、スロット開口部の幅をｂｇとした際に、ラジアル異方性リング磁石は、着磁波形の平坦領域と遷移領域との関係において、（１）スロット開口部の幅ｂｇとフランジ部の先端の幅ｈとの関係がｈ／ｂｇ＝１を満たす際に、ステータの形状がｔｗ／ｈ＝１の条件を満たす場合には、１磁極における平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように遷移領域を設けて着磁させ、ステータの形状が１＜ｔｗ／ｈ＜３の条件を満たす場合には、１磁極における平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように遷移領域を設けて着磁させ、ステータの形状が３≦ｔｗ／ｈの条件を満たす場合には、１磁極における平坦領域の比率が５５％〜８０％となるように遷移領域を設けて着磁させ、（２）スロット開口部の幅ｂｇとフランジ部の先端の幅ｈとの関係が１＜ｈ／ｂｇ＜３を満たす際に、ステータの形状がｔｗ／ｈ＝１の条件を満たす場合には、１磁極における平坦領域の比率が５５％〜８０％となるように遷移領域を設けて着磁させ、ステータの形状が１＜ｔｗ／ｈ＜３の条件を満たす場合には、１磁極における平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように遷移領域を設けて着磁させ、ステータの形状が３≦ｔｗ／ｈの条件を満たす場合には、１磁極における平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように遷移領域を設けて着磁させ、（３）スロット開口部の幅ｂｇとフランジ部の先端の幅ｈとの関係が３≦ｈ／ｂｇを満たす際に、ステータの形状がｔｗ／ｈ＝１の条件を満たす場合には、１磁極における平坦領域の比率が５５％〜９０％となるように遷移領域を設けて着磁させ、ステータの形状が１＜ｔｗ／ｈ＜３の条件を満たす場合には、１磁極における平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように遷移領域を設けて着磁させ、ステータの形状が３≦ｔｗ／ｈの条件を満たす場合には、１磁極における平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように遷移領域を設けて着磁させるものである。
The permanent magnet type synchronous motor according to the present invention has a Z-shaped (Z is a natural number) stator formed in an annular shape and wound, and 2P pole (P is a natural number) permanent magnets, and Z / ( 3 (phase) × 2P) is a permanent magnet type synchronous motor having a value of 2/5 or 2/7, a radial anisotropic ring magnet is applied as a permanent magnet, and a slot opening between adjacent stator tip portions When the width of the tip of the flange portion constituting the tip portion of the stator is h, the width of the root is tw, and the width of the slot opening is bg, the radial anisotropic ring magnet has a flat magnetization waveform. In the relationship between the region and the transition region, (1) when the relationship between the width bg of the slot opening and the width h of the tip of the flange satisfies h / bg = 1, the shape of the stator is tw / h = 1 If the condition is satisfied, the flat area of one magnetic pole When the transition region is provided and magnetized so that the rate is 55% to 95%, and the shape of the stator satisfies the
本発明に係る永久磁石式同期モータによれば、ラジアル異方性リング磁石の着磁波形の平坦領域と遷移領域との関係において、ティース形状に応じて平坦領域の比率を適切な値に設計することで、ギャップ磁束密度分布の高調波成分を低減させることにより、径の小さなモータにラジアル異方性リング磁石を用いた場合に、トルクリップルの１２ｆ成分を低く抑えることのできる永久磁石式同期モータを得ることができる。 According to the permanent magnet type synchronous motor according to the present invention, in the relationship between the flat region and the transition region of the magnetization waveform of the radial anisotropic ring magnet, the ratio of the flat region is designed to an appropriate value according to the tooth shape. Therefore, by reducing the harmonic component of the gap magnetic flux density distribution, when a radial anisotropic ring magnet is used for a motor having a small diameter, a permanent magnet type synchronous motor that can keep the 12f component of torque ripple low. Can be obtained.
以下、本発明の永久磁石式同期モータの好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
本発明は、いわゆる３相電源で駆動するモータで、円環状に形成され巻線（コイル）が施されたＺ個（Ｚは自然数）のステータを有し、２Ｐ極（Ｐは自然数）の永久磁石を有し、Ｚ／（３（相）×２Ｐ）の値が２／５または２／７となるモータにおいて、リング磁石の着磁率を変化させ、遷移領域を設けることを特徴とし、トルクリップルの１２ｆ成分を低く抑えることを可能としている。なお、以下の実施の形態では、Ｚ／（３（相）×２Ｐ）の値が２／５の場合を例に説明するが、この値が２／７の場合にも同様の結果、および同様の効果が得られることを検証済である。Hereinafter, a preferred embodiment of a permanent magnet type synchronous motor of the present invention will be described with reference to the drawings.
The present invention is a motor driven by a so-called three-phase power source, and has Z-shaped (Z is a natural number) stators formed in an annular shape and provided with windings (coils), and has 2P poles (P is a natural number). In a motor having a magnet and having a value of Z / (3 (phase) × 2P) of 2/5 or 2/7, the magnetism of the ring magnet is changed to provide a transition region, and torque ripple It is possible to suppress the 12f component of. In the following embodiment, the case where the value of Z / (3 (phase) × 2P) is 2/5 will be described as an example. However, the same result and the case where this value is 2/7 are also described. It has been verified that the effect of can be obtained.
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における永久磁石式同期モータの軸方向に垂直な断面を示す断面図であり、Ｚ＝１２、２Ｐ＝１０の場合の１０極１２スロットのモータを例示している。従って、Ｚ／（３（相）×２Ｐ）の値は、１２／（３×１０）＝２／５に相当する。図１の永久磁石式同期モータは、ステータコア１０、ロータコア２０、およびラジアル異方性リング磁石３０を備えており、ステータコア１０は、複数のティース部１１を有している。
FIG. 1 is a cross-sectional view showing a cross section perpendicular to the axial direction of the permanent magnet synchronous motor according to
図２は、本発明の実施の形態１における永久磁石式同期モータのステータコア１０の拡大図であり、図１のティース部１１の拡大図に相当する。図１に示した１０極１２スロットのモータにおいては、図２に示すように、隣り合うティース部１１の間に隙間部分（いわゆるスロット開口部）がない形状となっている。なお、各ティース部１１は、ロータコア２０の周方向に沿ったフランジ部１２を有しており、図２中の符号「ｈ」は、フランジ部１２の先端の幅を示し、符号「ｔｗ」は、フランジ部１２の根元の幅を示している。
FIG. 2 is an enlarged view of the
このようなティース形状においては、スロット開口部が存在しないことから、磁石のパーミアンスの変化が少ない。このため、スロット数と永久磁石の磁極数の最小公倍数の脈動分発生するコギングトルクを、低く抑えることが可能となる。しかし、その一方で、過負荷時においては、スロット間の漏れ磁束が増大することから、トルクの線形性が悪化することとなる。 In such a tooth shape, since there is no slot opening, there is little change in magnet permeance. For this reason, the cogging torque generated by the pulsation of the least common multiple of the number of slots and the number of magnetic poles of the permanent magnet can be kept low. However, on the other hand, during overload, the leakage magnetic flux between the slots increases, so that the linearity of the torque is deteriorated.
図３は、本発明の実施の形態１における永久磁石式同期モータのロータコア２０の拡大図であり、ロータの磁石配向を示したものである。なお、ラジアル異方性リング磁石３０は、１つの磁石に複数の極数を持つ磁石であり、便宜上、図３では、極と極の分かれ目を図示しているが、実物においては、図３に示すような極と極の境目は目視することはできない。
FIG. 3 is an enlarged view of the
図４は、本発明の実施の形態１の永久磁石式同期モータにおいて、ラジアル異方性リング磁石３０を用いた際の磁束密度波形を示した図である。また、図５は、本発明の実施の形態１における１磁極の平坦領域の比率に対する無負荷誘起電圧の比率の関係を示した図である。ここで、横軸の「平坦領域の比率」とは、１磁極の領域Ａ３に対する平坦領域Ａ１の比率に相当する。
FIG. 4 is a diagram showing a magnetic flux density waveform when the radial
また、縦軸の「無負荷誘起電圧の比率」とは、平坦領域の比率を変化させたときのそれぞれの無負荷誘起電圧を、最大値を１００％としたときの比率として表したものである。この平坦領域の比率を最も大きくした場合が、横軸の平坦領域の比率が約９７％の場合に相当しており、この横軸が９７％において、縦軸の無負荷誘起電圧は、最大値の１００％を示している。 The “ratio of no-load induced voltage” on the vertical axis represents each no-load induced voltage when the ratio of the flat region is changed as a ratio when the maximum value is 100%. . The case where the ratio of the flat area is maximized corresponds to the case where the ratio of the flat area on the horizontal axis is about 97%. When the horizontal axis is 97%, the no-load induced voltage on the vertical axis is the maximum value. Of 100%.
先の図４に示した磁束密度波形の平坦領域Ａ１の比率が大きいほど（すなわち、遷移領域Ａ２の比率が小さいほど）、図５に示すように、無負荷誘起電圧が大きくなる。同体格のモータにおいては、無負荷誘起電圧が高いほど、大きな出力を得ることができる。このため、遷移領域Ａ２を大きくとることは、モータの出力低下につながってしまう。 As the ratio of the flat area A1 of the magnetic flux density waveform shown in FIG. 4 is larger (that is, the ratio of the transition area A2 is smaller), the no-load induced voltage is larger as shown in FIG. In a motor of the same size, a higher output can be obtained as the no-load induced voltage is higher. For this reason, increasing the transition area A2 leads to a decrease in the output of the motor.
無負荷誘起電圧の低下を１０％以下に抑える場合（すなわち、図５において、無負荷誘起電圧の比率を９０％以上とするには）、平坦領域Ａ１の比率を５５％以上にしなければならない。なお、この図５に示した平坦領域Ａ１の比率に対する無負荷誘起電圧の比率の関係は、ティース部１１のフランジ部１２の形状には依存せず、先の図２に示したティース部１１のフランジ部１２における先端の幅ｈに対する根元の幅ｔｗの比率がどのような値であっても、同様の関係を有する。
When the decrease in the no-load induced voltage is suppressed to 10% or less (that is, in FIG. 5, the ratio of the no-load induced voltage is 90% or more), the ratio of the flat region A1 must be 55% or more. The relationship of the ratio of the no-load induced voltage to the ratio of the flat region A1 shown in FIG. 5 does not depend on the shape of the
そこで、ティース部１１のフランジ部１２における先端の幅ｈに対する根元の幅ｔｗの比率がどのような値のときに、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させることができるかについて、次に説明する。図６は、本発明の実施の形態１における１磁極における磁束密度波形の平坦領域の比率と、トルクリップル１２ｆ成分の大きさとの関係を示した図である。
Therefore, what value the ratio of the root width tw to the width h of the tip of the
この図６は、先の図２に示したティース部１１のフランジ部１２における先端の幅ｈに対する根元の幅ｔｗの比率を変化させた３通りのパターンに対して、平坦領域の比率とトルクリップルの１２ｆ成分の大きさとの関係を示している。なお、フランジ部１２における先端の幅ｈに対する根元の幅ｔｗの比率を変化させた３通りのパターンとは、下式（１）〜（３）である。
［パターン１］ｔｗ／ｈ＝１ （１）
［パターン２］１＜ｔｗ／ｈ＜３ （２）
［パターン３］３≦ｔｗ／ｈ （３）FIG. 6 shows the ratio of the flat area and the torque ripple with respect to the three patterns in which the ratio of the root width tw to the tip width h of the
[Pattern 1] tw / h = 1 (1)
[Pattern 2] 1 <tw / h <3 (2)
[Pattern 3] 3 ≦ tw / h (3)
各パターン１〜３のすべてに対して、横軸の「平坦領域の比率」が約９７％のときに、先の図５に示したように、無負荷誘起電圧が最大となる。そこで、図６の各パターン１〜３の波形において、「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」が、「平坦領域の比率」が約９７％のときの大きさよりも小さくなるための「平坦領域の比率」の範囲を求めると、以下のようになる。
［パターン１］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜８０％ （４）
［パターン２］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜９０％ （５）
［パターン３］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜９５％ （６）
For all the
Range of “flat area ratio” in [Pattern 1] = 55% to 80% (4)
Range of “flat area ratio” in [Pattern 2] = 55% to 90% (5)
Range of “flat area ratio” in [Pattern 3] = 55% to 95% (6)
すなわち、パターン１では、「平坦領域の比率」の範囲が８５％〜９５％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」は、「平坦領域の比率」が約９７％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」よりも大きくなっている。このため、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させる効果が得られないこととなり、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させるために妥当な「平坦領域の比率」の範囲は、上式（４）に示したように、５５％〜８０％となる。
That is, in the
一方、パターン２では、「平坦領域の比率」が９５％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」は、「平坦領域の比率」が約９７％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」とほぼ同等である。このため、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させる効果が少ないこととなり、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させるために妥当な「平坦領域の比率」の範囲は、上式（５）に示したように、５５％〜９０％となる。
On the other hand, in the
さらに、パターン３では、「平坦領域の比率」が９５％以下の範囲での「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」は、「平坦領域の比率」が約９７％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」よりも小さくなっている。このため、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させるために妥当な「平坦領域の比率」の範囲は、上式（６）に示したように、５５％〜９５％となる。
Further, the
従って、ティース部１１のフランジ部１２の形状が異なる上式（１）〜（３）のパターン１〜３に応じて、それぞれ上式（４）〜（６）の範囲で「平坦領域の比率」を設定することで、無負荷誘起電圧の低下を１０％以下に抑えつつ、トルクリップルの１２ｆ成分を低減することが可能となる。
Therefore, in accordance with the
以上のように、実施の形態１によれば、ティース部のフランジ部の形状に応じて、「平坦領域の比率」を適切な範囲内で設定することにより、径の小さなモータにラジアル異方性リング磁石を用いた場合にも、無負荷誘起電圧の低下を１０％以下に抑えつつ、トルクリップルの１２ｆ成分を低減することができる。 As described above, according to the first embodiment, the radial anisotropy is applied to a motor having a small diameter by setting the “ratio of the flat region” within an appropriate range in accordance with the shape of the flange portion of the tooth portion. Even when a ring magnet is used, the 12f component of the torque ripple can be reduced while suppressing the decrease in the no-load induced voltage to 10% or less.
実施の形態２．
先の実施の形態１では、隣り合うティース部１１の間に隙間部分（いわゆるスロット開口部）がない形状の、径の小さなモータにラジアル異方性リング磁石を用いた場合について説明した。これに対して、本実施の形態２では、隣り合うティース部１１の間に隙間部分（いわゆるスロット開口部１３）がある形状の、径の小さなモータにラジアル異方性リング磁石を用いる場合について説明する。
In the first embodiment, the case where a radial anisotropic ring magnet is used for a motor having a small diameter and no gap (so-called slot opening) between adjacent teeth 11 has been described. On the other hand, in the second embodiment, a case where a radial anisotropic ring magnet is used for a motor having a small diameter and having a gap portion (so-called slot opening portion 13) between adjacent teeth portions 11 will be described. To do.
図７は、本発明の実施の形態２における永久磁石式同期モータの軸方向に垂直な断面を示す断面図であり、Ｚ＝１２、２Ｐ＝１０の場合の１０極１２スロットのモータを例示している。従って、Ｚ／（３（相）×２Ｐ）の値は、１２／（３×１０）＝２／５に相当する。図７の永久磁石式同期モータは、ステータコア１０、ロータコア２０、およびラジアル異方性リング磁石３０を備えており、ステータコア１０は、複数のティース部１１を有している。
FIG. 7 is a cross-sectional view showing a cross section perpendicular to the axial direction of the permanent magnet synchronous motor according to
図８は、本発明の実施の形態２における永久磁石式同期モータのステータコア２０の拡大図であり、図７のティース部分の拡大図に相当する。図７に示した１０極１２スロットのモータにおいては、図８に示すように、隣り合うティース部１１の間に隙間部分（いわゆるスロット開口部１３）がある形状となっている。なお、各ティース部１１は、ロータコア２０の周方向に沿ったフランジ部１２を有しており、図８中の符号「ｈ」は、フランジ部１２の先端の幅を示し、符号「ｔｗ」は、フランジ部１２の根元の幅を示している。さらに、図８中の符号「ｂｇ」は、スロット開口部１３の幅を示している。
FIG. 8 is an enlarged view of the
このようなティース形状においては、スロット開口部１３が存在することから、磁石のパーミアンスの変化が、先の実施の形態１における図２の場合に比べて大きい。このため、スロット数と永久磁石の磁極数の最小公倍数の脈動分発生するコギングトルクは、先の実施の形態１における図２のティース形状の場合よりも大きくなる。しかし、その一方で、過負荷時においては、スロット間の漏れ磁束が低下し、先の実施の形態１における図２のティース形状の場合と比較して、トルクの線形性が改善されることとなる。 In such a tooth shape, since the slot opening 13 exists, the change in the permeance of the magnet is larger than that in the case of FIG. 2 in the first embodiment. For this reason, the cogging torque generated by the pulsation of the least common multiple of the number of slots and the number of magnetic poles of the permanent magnet is larger than in the case of the tooth shape of FIG. However, on the other hand, the leakage magnetic flux between the slots decreases at the time of overload, and the linearity of the torque is improved as compared with the case of the tooth shape of FIG. 2 in the first embodiment. Become.
図９は、本発明の実施の形態２における１磁極の平坦領域の比率に対する無負荷誘起電圧の比率の関係を示した図である。ここで、横軸の「平坦領域の比率」とは、１磁極の領域Ａ３に対する平坦領域Ａ１の比率に相当する。本実施の形態２においても、先の実施の形態１と同様に、磁束密度波形の平坦領域Ａ１の比率が大きいほど（すなわち、遷移領域Ａ２の比率が小さいほど）、図９に示すように、無負荷誘起電圧が大きくなる。 FIG. 9 is a diagram showing the relationship of the ratio of the no-load induced voltage to the ratio of the flat area of one magnetic pole in the second embodiment of the present invention. Here, the “ratio of the flat region” on the horizontal axis corresponds to the ratio of the flat region A1 to the region A3 of one magnetic pole. Also in the second embodiment, as in the first embodiment, as the ratio of the flat area A1 of the magnetic flux density waveform is larger (that is, the ratio of the transition area A2 is smaller), as shown in FIG. The no-load induced voltage increases.
このため、無負荷誘起電圧の低下を１０％以下に抑える場合（すなわち、図９において、無負荷誘起電圧の比率を９０％以上とするには）、平坦領域Ａ１の比率を５５％以上にしなければならない。なお、この図９に示した平坦領域の比率に対する無負荷誘起電圧の比率の関係は、ティース部１１のフランジ部１２の形状には依存せず、先の図８に示したティース部１１のフランジ部１２における先端の幅ｈに対する根元の幅ｔｗの比率、およびスロット開口部の幅ｂｇがどのような値であっても、同様の関係を有する。
For this reason, when the decrease in the no-load induced voltage is suppressed to 10% or less (that is, in FIG. 9, the ratio of the no-load induced voltage is 90% or more), the ratio of the flat region A1 must be 55% or more. I must. The relationship of the ratio of the no-load induced voltage to the ratio of the flat region shown in FIG. 9 does not depend on the shape of the
そこで、ティース部１１のフランジ部１２における先端の幅ｈに対する根元の幅ｔｗの比率がどのような値のときに、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させることができるかについて、次に説明する。なお、本実施の形態２では、ティース部１１のフランジ部１２における先端の幅ｈに対する根元の幅ｔｗの比率以外に、スロット開口部１３の幅ｂｇもパラメータとして含んでいる。このため、ｈ／ｂｇの値が次の３条件である場合に分けて、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させることができる条件を検討する。
［条件１］ｈ／ｂｇ＝１ （７）
［条件２］１＜ｈ／ｂｇ＜３ （８）
［条件３］３≦ｈ／ｂｇ （９）
Therefore, what value the ratio of the root width tw to the width h of the tip of the
[Condition 1] h / bg = 1 (7)
[Condition 2] 1 <h / bg <3 (8)
[Condition 3] 3 ≦ h / bg (9)
まず、上式（７）のように、ｈ／ｂｇ＝１とした場合について検討する。図１０は、本発明の実施の形態２における永久磁石式同期モータのティース先端形状が条件１（ｈ／ｂｇ＝１）の場合の１磁極における磁束密度波形の平坦領域の比率と、トルクリップル１２ｆ成分の大きさとの関係を示した図である。この図１０は、ｈ／ｂｇ＝１という条件下で、先の実施の形態１における図６と同様に、数式（１）〜（３）の各パターンにおける平坦領域の比率とトルクリップルの１２ｆ成分の大きさとの関係を示したものである。 First, the case where h / bg = 1 is considered as in the above equation (7) will be considered. FIG. 10 shows the ratio of the flat area of the magnetic flux density waveform in one magnetic pole when the tooth tip shape of the permanent magnet type synchronous motor according to the second embodiment of the present invention is condition 1 (h / bg = 1), and the torque ripple 12f. It is the figure which showed the relationship with the magnitude | size of a component. FIG. 10 shows the ratio of the flat area and the 12f component of torque ripple in each pattern of the formulas (1) to (3), similarly to FIG. 6 in the first embodiment under the condition that h / bg = 1. It shows the relationship with the size of.
各パターン１〜３のすべてに対して、横軸の「平坦領域の比率」が約９７％のときに、先の図９に示したように、無負荷誘起電圧が最大となる。そこで、図１０の各パターン１〜３の波形において、「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」が、「平坦領域の比率」が約９７％のときの大きさよりも小さくなるための「平坦領域の比率」の範囲を求めると、以下のようになる。
［パターン１］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜９５％ （１０）
［パターン２］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜９５％ （１１）
［パターン３］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜８０％ （１２）
For all of the
Range of “flat area ratio” in [Pattern 1] = 55% to 95% (10)
Range of “flat area ratio” in [Pattern 2] = 55% to 95% (11)
Range of “flat area ratio” in [Pattern 3] = 55% to 80% (12)
すなわち、パターン１、２では、「平坦領域の比率」が９５％以下の範囲での「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」は、「平坦領域の比率」が約９７％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」よりも小さくなっている。このため、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させるために妥当な「平坦領域の比率」の範囲は、上式（１０）、（１１）に示したように、５５％〜９５％となる。
That is, in
一方、パターン３では、「平坦領域の比率」の範囲が８５％〜９５％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」は、「平坦領域の比率」が約９７％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」よりも大きくなっている。このため、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させる効果が得られないこととなり、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させるために妥当な「平坦領域の比率」の範囲は、上式（１２）に示したように、５５％〜８０％となる。
On the other hand, in the
従って、ｈ／ｂｇ＝１とした場合に、ティース部１１のフランジ部１２の形状が異なる上式（１）〜（３）のパターン１〜３に応じて、それぞれ上式（１０）〜（１２）の範囲で「平坦領域の比率」を設定することで、無負荷誘起電圧の低下を１０％以下に抑えつつ、トルクリップルの１２ｆ成分を低減することが可能となる。
Therefore, when h / bg = 1, according to the
次に、上式（８）のように、１＜ｈ／ｂｇ＜３とした場合について検討する。図１１は、本発明の実施の形態２における永久磁石式同期モータのティース先端形状が条件２（１＜ｈ／ｂｇ＜３）の場合の１磁極における磁束密度波形の平坦領域の比率と、トルクリップル１２ｆ成分の大きさとの関係を示した図である。この図１１は、１＜ｈ／ｂｇ＜３という条件下で、先の実施の形態１における図６と同様に、数式（１）〜（３）の各パターンにおける平坦領域の比率とトルクリップルの１２ｆ成分の大きさとの関係を示したものである。
Next, a case where 1 <h / bg <3 as in the above equation (8) will be considered. FIG. 11 shows the ratio of the flat area of the magnetic flux density waveform in one magnetic pole when the tooth tip shape of the permanent magnet type synchronous motor in
各パターン１〜３のすべてに対して、横軸の「平坦領域の比率」が約９７％のときに、先の図９に示したように、無負荷誘起電圧が最大となる。そこで、図１１の各パターン１〜３の波形において、「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」が、「平坦領域の比率」が約９７％のときの大きさよりも小さくなるための「平坦領域の比率」の範囲を求めると、以下のようになる。
［パターン１］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜８０％ （１３）
［パターン２］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜９５％ （１４）
［パターン３］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜９５％ （１５）
For all of the
Range of “flat area ratio” in [Pattern 1] = 55% to 80% (13)
Range of “flat area ratio” in [Pattern 2] = 55% to 95% (14)
Range of “flat area ratio” in [Pattern 3] = 55% to 95% (15)
すなわち、パターン１では、「平坦領域の比率」の範囲が８５％〜９５％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」は、「平坦領域の比率」が約９７％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」よりも大きくなっている。このため、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させる効果が得られないこととなり、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させるために妥当な「平坦領域の比率」の範囲は、上式（１３）に示したように、５５％〜８０％となる。
That is, in the
一方、パターン２、３では、「平坦領域の比率」が９５％以下の範囲での「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」は、「平坦領域の比率」が約９７％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」よりも小さくなっている。このため、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させるために妥当な「平坦領域の比率」の範囲は、上式（１４）、（１５）に示したように、５５％〜９５％となる。
On the other hand, in the
従って、１＜ｈ／ｂｇ＜３とした場合に、ティース部１１のフランジ部１２の形状が異なる上式（１）〜（３）のパターン１〜３に応じて、それぞれ上式（１３）〜（１５）の範囲で「平坦領域の比率」を設定することで、無負荷誘起電圧の低下を１０％以下に抑えつつ、トルクリップルの１２ｆ成分を低減することが可能となる。
Therefore, when 1 <h / bg <3, according to the
次に、上式（９）のように、３≦ｈ／ｂｇとした場合について検討する。図１２は、本発明の実施の形態２における永久磁石式同期モータのティース先端形状が条件３（３≦ｈ／ｂｇ）の場合の１磁極における磁束密度波形の平坦領域の比率と、トルクリップル１２ｆ成分の大きさとの関係を示した図である。この図１２は、３≦ｈ／ｂｇという条件下で、先の実施の形態１における図６と同様に、数式（１）〜（３）の各パターンにおける平坦領域の比率とトルクリップルの１２ｆ成分の大きさとの関係を示したものである。
Next, a case where 3 ≦ h / bg as in the above equation (9) is examined. FIG. 12 shows the ratio of the flat region of the magnetic flux density waveform in one magnetic pole when the tooth tip shape of the permanent magnet type synchronous motor according to
各パターン１〜３のすべてに対して、横軸の「平坦領域の比率」が約９７％のときに、先の図９に示したように、無負荷誘起電圧が最大となる。そこで、図１２の各パターン１〜３の波形において、「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」が、「平坦領域の比率」が約９７％のときの大きさよりも小さくなるための「平坦領域の比率」の範囲を求めると、以下のようになる。
［パターン１］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜９０％ （１６）
［パターン２］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜９５％ （１７）
［パターン３］における「平坦領域の比率」の範囲＝５５％〜９５％ （１８）
For all of the
Range of “flat area ratio” in [Pattern 1] = 55% to 90% (16)
Range of “flat area ratio” in [Pattern 2] = 55% to 95% (17)
Range of “ratio of flat area” in [Pattern 3] = 55% to 95% (18)
すなわち、パターン１では、「平坦領域の比率」が９５％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」は、「平坦領域の比率」が約９７％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」よりも大きくなっている。このため、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させる効果が得られないこととなり、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させるために妥当な「平坦領域の比率」の範囲は、上式（１６）に示したように、５５％〜９０％となる。
That is, in
一方、パターン２、３では、「平坦領域の比率」が９５％以下の範囲での「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」は、「平坦領域の比率」が約９７％のときの「トルクリップル１２ｆ成分の大きさ」よりも小さくなっている。このため、トルクリップル１２ｆ成分の値を低減させるために妥当な「平坦領域の比率」の範囲は、上式（１７）、（１８）に示したように、５５％〜９５％となる。
On the other hand, in the
従って、３≦ｈ／ｂｇとした場合に、ティース部１１のフランジ部１２の形状が異なる上式（１）〜（３）のパターン１〜３に応じて、それぞれ上式（１６）〜（１８）の範囲で「平坦領域の比率」を設定することで、無負荷誘起電圧の低下を１０％以下に抑えつつ、トルクリップルの１２ｆ成分を低減することが可能となる。
Therefore, when 3 ≦ h / bg, the above formulas (16) to (18) are respectively used according to the
以上のように、実施の形態２によれば、スロット開口部がある場合にも、ティースのフランジ部の形状およびスロット開口部の形状に応じて、「平坦領域の比率」を適切な範囲内で設定することにより、径の小さなモータにラジアル異方性リング磁石を用いた場合にも、スロット開口部があることでトルクの線形性を改善した上で、無負荷誘起電圧の低下を１０％以下に抑えつつ、トルクリップルの１２ｆ成分を低減することができる。 As described above, according to the second embodiment, even when there is a slot opening, the “flat area ratio” is within an appropriate range depending on the shape of the flange portion of the tooth and the shape of the slot opening. By setting, even when a radial anisotropic ring magnet is used for a motor with a small diameter, the slot linearity improves the linearity of the torque, and the decrease in no-load induced voltage is 10% or less. It is possible to reduce the 12f component of the torque ripple while suppressing the torque.
Claims (1)
前記永久磁石としてラジアル異方性リング磁石を適用し、隣り合うステータ先端部分の間にスロット開口部があり、前記ステータの先端部分を構成するフランジ部の先端の幅をｈ、根元の幅をｔｗ、前記スロット開口部の幅をｂｇとした際に、
前記ラジアル異方性リング磁石は、着磁波形の平坦領域と遷移領域との関係において、
（１）前記スロット開口部の幅ｂｇと前記フランジ部の先端の幅ｈとの関係がｈ／ｂｇ＝１を満たす際に、
前記ステータの形状がｔｗ／ｈ＝１の条件を満たす場合には、１磁極における前記平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように前記遷移領域を設けて着磁させ、
前記ステータの形状が１＜ｔｗ／ｈ＜３の条件を満たす場合には、１磁極における前記平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように前記遷移領域を設けて着磁させ、
前記ステータの形状が３≦ｔｗ／ｈの条件を満たす場合には、１磁極における前記平坦領域の比率が５５％〜８０％となるように前記遷移領域を設けて着磁させ、
（２）前記スロット開口部の幅ｂｇと前記フランジ部の先端の幅ｈとの関係が１＜ｈ／ｂｇ＜３を満たす際に、
前記ステータの形状がｔｗ／ｈ＝１の条件を満たす場合には、１磁極における前記平坦領域の比率が５５％〜８０％となるように前記遷移領域を設けて着磁させ、
前記ステータの形状が１＜ｔｗ／ｈ＜３の条件を満たす場合には、１磁極における前記平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように前記遷移領域を設けて着磁させ、
前記ステータの形状が３≦ｔｗ／ｈの条件を満たす場合には、１磁極における前記平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように前記遷移領域を設けて着磁させ、
（３）前記スロット開口部の幅ｂｇと前記フランジ部の先端の幅ｈとの関係が３≦ｈ／ｂｇを満たす際に、
前記ステータの形状がｔｗ／ｈ＝１の条件を満たす場合には、１磁極における前記平坦領域の比率が５５％〜９０％となるように前記遷移領域を設けて着磁させ、
前記ステータの形状が１＜ｔｗ／ｈ＜３の条件を満たす場合には、１磁極における前記平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように前記遷移領域を設けて着磁させ、
前記ステータの形状が３≦ｔｗ／ｈの条件を満たす場合には、１磁極における前記平坦領域の比率が５５％〜９５％となるように前記遷移領域を設けて着磁させ、
トルクリップルの１２ｆ成分を低減させる
ことを特徴とする永久磁石式同期モータ。 It has a Z-shaped (Z is a natural number) stator that is formed in an annular shape and has windings, and 2P poles (P is a natural number) permanent magnet, and the value of Z / (3 (phase) × 2P) is 2 In the permanent magnet synchronous motor that becomes / 5 or 2/7,
A radial anisotropic ring magnet is used as the permanent magnet, and there is a slot opening between adjacent stator tip portions, the tip width of the flange portion constituting the tip portion of the stator is h, and the root width is tw. When the width of the slot opening is bg,
In the relationship between the flat region of the magnetized waveform and the transition region, the radial anisotropic ring magnet is
(1) When the relationship between the width bg of the slot opening and the width h of the tip of the flange satisfies h / bg = 1,
When the shape of the stator satisfies the condition of tw / h = 1, the transition region is provided and magnetized so that the ratio of the flat region in one magnetic pole is 55% to 95%,
When the shape of the stator satisfies the condition of 1 <tw / h <3, the transition region is provided and magnetized so that the ratio of the flat region in one magnetic pole is 55% to 95%,
When the shape of the stator satisfies the condition of 3 ≦ tw / h, the transition region is provided and magnetized so that the ratio of the flat region in one magnetic pole is 55% to 80%,
(2) When the relationship between the width bg of the slot opening and the width h of the tip of the flange satisfies 1 <h / bg <3,
When the shape of the stator satisfies the condition of tw / h = 1, the transition region is provided and magnetized so that the ratio of the flat region in one magnetic pole is 55% to 80%,
When the shape of the stator satisfies the condition of 1 <tw / h <3, the transition region is provided and magnetized so that the ratio of the flat region in one magnetic pole is 55% to 95%,
When the shape of the stator satisfies the condition of 3 ≦ tw / h, the transition region is provided and magnetized so that the ratio of the flat region in one magnetic pole is 55% to 95%,
(3) When the relationship between the width bg of the slot opening and the width h of the tip of the flange satisfies 3 ≦ h / bg,
When the shape of the stator satisfies the condition of tw / h = 1, the transition region is provided and magnetized so that the ratio of the flat region in one magnetic pole is 55% to 90%,
When the shape of the stator satisfies the condition of 1 <tw / h <3, the transition region is provided and magnetized so that the ratio of the flat region in one magnetic pole is 55% to 95%,
When the shape of the stator satisfies the condition of 3 ≦ tw / h, the transition region is provided and magnetized so that the ratio of the flat region in one magnetic pole is 55% to 95%,
A permanent magnet synchronous motor characterized by reducing a 12f component of torque ripple.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011541877A JP5419991B2 (en) | 2009-11-17 | 2010-11-04 | Permanent magnet synchronous motor |
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2009262334 | 2009-11-17 | ||
| JP2009262334 | 2009-11-17 | ||
| PCT/JP2010/069594 WO2011062064A1 (en) | 2009-11-17 | 2010-11-04 | Permanent-magnet synchronous motor |
| JP2011541877A JP5419991B2 (en) | 2009-11-17 | 2010-11-04 | Permanent magnet synchronous motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2011062064A1 JPWO2011062064A1 (en) | 2013-04-04 |
| JP5419991B2 true JP5419991B2 (en) | 2014-02-19 |
Family
ID=44059546
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011541877A Active JP5419991B2 (en) | 2009-11-17 | 2010-11-04 | Permanent magnet synchronous motor |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5419991B2 (en) |
| CN (1) | CN102668329B (en) |
| TW (1) | TWI454020B (en) |
| WO (1) | WO2011062064A1 (en) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IN2014CN03248A (en) * | 2011-10-14 | 2015-07-03 | Mitsubishi Electric Corp | |
| JPWO2013054439A1 (en) * | 2011-10-14 | 2015-03-30 | 三菱電機株式会社 | Permanent magnet type motor |
| JP2013132164A (en) * | 2011-12-22 | 2013-07-04 | Sharp Corp | Permanent magnet motor |
| JP5989154B2 (en) * | 2015-02-04 | 2016-09-07 | 三菱電機株式会社 | Permanent magnet type motor |
| WO2017195263A1 (en) | 2016-05-10 | 2017-11-16 | 三菱電機株式会社 | Permanent magnet motor |
| JP6727295B2 (en) | 2016-05-10 | 2020-07-22 | 三菱電機株式会社 | Permanent magnet type motor |
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| JP2008067561A (en) * | 2006-09-11 | 2008-03-21 | Yaskawa Electric Corp | Permanent-magnet electromotor |
-
2010
- 2010-11-04 JP JP2011541877A patent/JP5419991B2/en active Active
- 2010-11-04 CN CN201080051947.5A patent/CN102668329B/en active Active
- 2010-11-04 WO PCT/JP2010/069594 patent/WO2011062064A1/en active Application Filing
- 2010-11-08 TW TW099138307A patent/TWI454020B/en not_active IP Right Cessation
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TWI454020B (en) | 2014-09-21 |
| CN102668329A (en) | 2012-09-12 |
| CN102668329B (en) | 2014-09-17 |
| JPWO2011062064A1 (en) | 2013-04-04 |
| TW201131941A (en) | 2011-09-16 |
| WO2011062064A1 (en) | 2011-05-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20130709 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20130906 |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20131022 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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|
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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