JP5412209B2

JP5412209B2 - 光周波数領域反射測定方法及び光周波数領域反射測定装置

Info

Publication number: JP5412209B2
Application number: JP2009184871A
Authority: JP
Inventors: 優介古敷谷; 文彦伊藤; ファン・シンユー
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2009-08-07
Filing date: 2009-08-07
Publication date: 2014-02-12
Anticipated expiration: 2029-08-07
Also published as: JP2011038839A

Description

本発明は、光部品や光伝送路からの反射光あるいは後方散乱光を高空間分解能で測定することが可能な光周波数領域反射測定方法及びこの方法を利用した光周波数領域反射測定装置に関する。

光部品や光伝送路からの反射光および後方散乱光を高空間分解能で測定することが可能な手法として、非特許文献１に示されるようなコヒーレント光を用いた光周波数領域反射測定法（Ｃ−ＯＦＤＲ法）がある。このＣ−ＯＦＤＲ法は、測定対象に周波数掃引されたコヒーレント光を入射し、測定対象からの反射光および後方散乱光と、予め分岐された参照光をコヒーレント検波し、これによって得られた測定ビート信号を周波数解析することで、測定対象内の任意の位置での反射光および後方散乱光強度を得て、測定対象の損失分布や故障点の特定を可能にする技術である。

ところで、Ｃ−ＯＦＤＲ法の従来の技術として、コヒーレント光源の周波数掃引を外部変調器によって生じる１次変調側波帯を用いて実現する方法がある（非特許文献２参照）。この方法において、Ｃ−ＯＦＤＲにおける空間分解能ΔZ_minは測定対象内での光速をv_g、１次変調側波帯の周波数掃引幅をΔF_1stとすると

で表され、高空間分解能を実現するためには１次変調側波帯の周波数掃引幅ΔF_1stを大きくすることが必要である。ここで、１次変調側波帯の周波数掃引幅は、変調器に入力する電気変調信号の周波数掃引幅ΔFと同一となる。
しかしながら、上記のような従来のＣ−ＯＦＤＲ法では、１次変調側波帯の周波数掃引幅ΔF_1stが変調器に入力される電気変調信号の周波数掃引幅ΔFと同一であるため、ΔF_1stは変調器に入力可能な変調信号の帯域によって制限されてしまい、通常20GHz程度（空間分解能約5mmに相当）が限界である。

W. Eickhoff and R. Ulrich, Applied Physics Letters, vol. 39, no. 9, pp. 693-695, Nov. 1981. Y. Koshikiya, X. Fan, and F. Ito, "Long range and cm-level spatial resolution measurement using coherent optical frequency domain reflectmetry with SSB-SC modulator and narrow linewidth fiber laser", IEEE/OSA J. Lightwave Technol. Vol. 26, No. 18, pp. 3287-3294 (2008).

以上のように、従来のＣ−ＯＦＤＲ法において、外部変調器を用いた周波数掃引では、空間分解能が変調器の帯域によって制限されるといった課題があった。
本発明は、上記の事情を鑑みてなされたもので、外部変調方式を用いて周波数掃引する場合でも、変調器の帯域に制限されることなく空間分解能を高めることのできる光周波数領域反射測定方法及びこの方法を用いた光周波数領域反射測定装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る光周波数領域反射測定方法は以下のような態様の構成とする。
（１）コヒーレント光源からの出力光を外部光変調処理を施して変調側波帯を発生させ、発生させた変調側波帯を時間に対して線形に周波数掃引し、周波数掃引した外部変調処理の出力光を２分岐し、一方を参照光とし、他方を信号光として被測定物に入射し、被測定物の各地点で反射または後方散乱された信号光と前記参照光を合波させて干渉ビート信号を生じさせ、これを受光して周波数解析することで、前記被測定物内の各地点における反射率または損失を測定する方法であって、前記外部光変調処理として、第１の光変調処理と第２の変調処理を順次行うようにし、一方の光変調処理の光波の位相差を0 radとし、他方の光変調処理の光波の位相差をπradとして、入力した光波の搬送波成分を抑圧し、＋３次および−３次の変調側波帯を他の側波帯よりも強く発生させ、前記＋３次および−３次の変調側波帯のいずれか一方を選択して干渉ビート信号の生成に用いる構成とする。

また、本発明に係る光周波数領域反射測定装置は以下のような態様の構成とする。
（２）コヒーレント光を発生する光源と、前記光源の出力光を入射して変調測波帯を発生する外部光変調部と、前記外部光変調部で発生させる変調側波帯を時間に対して線形に周波数掃引する周波数掃引手段と、前記周波数掃引された外部変調部からの出力光を２分岐する光分岐手段と、前記光分岐手段で分岐された一方を参照光とし、他方を信号光として被測定物に入射し、被測定物の各地点で反射または後方散乱された信号光と前記参照光を合波させて干渉ビート信号を生じさせる合波手段と、前記合波手段で得られた干渉ビート信号を受光して電気信号に変換する受光手段と、前記受光手段で得られた電気信号を周波数解析する周波数解析手段とを具備し、前記周波数解析の結果から前記被測定物内の各地点における反射率または損失を測定することを特徴とする光周波数領域測定装置であって、前記外部光変調部として、互いに直列に接続されるマッハ・ツェンダ干渉計型の第１及び第２の光変調器と、前記第１及び第２の光変調器に対して光周波数を掃引するための変調信号を発生する変調信号発生器と、前記変調信号発生器からの変調信号を前記第１及び第２の光変調器に分配するための分配器と、前記第１及び第２の光変調器に入力する変調信号間の遅延時間を調節する可変遅延手段と、前記第１及び第２の光変調器それぞれにおける出力光波の位相を制御するための第１及び第２の制御電圧を発生する第１及び第２の直流電圧源とを備え、前記一方の光変調器に供給する直流電圧を調整することで光波の位相差を0 radとし、他方の光変調器に供給する直流電圧を調整することで光波の位相差をπradとし、入力した光波の搬送波成分を抑圧し、＋３次および−３次の変調側波帯を他の側波帯よりも強く発生させる構成とする。

（３）（２）の構成において、直列に接続された前記第１及び第２の光変調器の後段に光フィルタを配置する。
（４）（２）または（３）に記載の光周波数領域反射測定装置において、前記参照光の光路上に音響光学周波数シフタを配置する。

以上のように、本発明では、外部変調部に２台のマッハ・ツェンダ干渉計型光変調器を用いて３次の変調側波帯のみを強く発生させ、変調器による周波数掃引幅を３倍にする。これは、空間分解能が１／３になる（３倍の改善）ことを意味する。したがって、本発明によれば、外部変調方式を用いて周波数掃引する場合でも、変調器の帯域に制限されることなく空間分解能を高めることのできる光周波数領域反射測定方法及びこの方法を用いた光周波数領域反射測定装置を提供することができる。

本発明の光周波数領域反射測定方法を採用した測定装置の第１の実施形態を示す構成図。本発明の光周波数領域反射測定方法を採用した測定装置の第２の実施形態を示す構成図。上記第２の実施形態における周波数掃引の概要を示す図。上記第２の実施形態において、ＡＯＭを参照光路上に配置しない場合に±３次の変調側波帯の掃引にて得られる干渉ビート信号周波数と光路長差ΔLの関係を示す図。上記第２の実施形態において、ＡＯＭを参照光路上に配置した場合に±３次の変調側波帯の掃引にて得られる干渉ビート信号周波数と光路長差ΔLの関係を示す図。上記第２の実施形態において、ＡＯＭを参照光路上に配置した場合に±３次の変調側波帯の掃引にて得られる干渉ビート信号周波数が占める領域を示す図。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明に係るＣ−ＯＦＤＲ法を採用した測定装置の第１の実施形態を示すブロック構成図である。図１において、コヒーレント光源１１から出力されたコヒーレント光は第１のマッハ・ツェンダ干渉計型（以下、ＭＺ）光変調器（MZ₁）１２に入射され、その出力光は第２のＭＺ光変調器（MZ₂）１３に入射される。ωを入射光の角周波数、Ωを変調信号の角周波数、φを変調度とすると、第１のＭＺ光変調器１２に入力する光波の電場はexp(iωt)と表され、第１のＭＺ光変調器１２の変調信号入力ポートRF₁には変調信号φ₁sin(Ωt)が供給され、第２のＭＺ光変調器１３の変調信号入力ポートRF₂には変調信号φ₂sin(Ωt)が供給される。これらの変調信号は変調信号発生器１４で発生され、アンプ１５で増幅され、分配器１６で２分配されて、それぞれ可変ＲＦディレイ１７，１８、アッテネータ１９，２０で任意に遅延され、振幅制御される。

上記第１、第２のＭＺ光変調器１２，１３は、互いに直列に接続されていることから、光変調器１２，１３間で同期を取る必要がある。具体的には、Ｎを０を含む正の整数、光波が第１のＭＺ光変調器１２にて変調を受けてから第２のＭＺ光変調器１３で再度変調されるまでの時間をτ₀、第１、第２のＭＺ光変調器１２，１３に入力される変調信号間の遅延時間をτ_Eとすると、τ₀ ＝τ_E ＋２πＮ／Ωとなるよう可変ＲＦディレイ１７，１８を調整する。また、第１のＭＺ光変調器１２ではその両アームを通過する光波間での位相差が０となるように入力ポートDC₁に直流電圧源２１で発生される直流電圧を印加し、第２のＭＺ光変調器１３ではその両アームを通過する光波間での位相差がπとなるように入力ポートDC₂に直流電圧源２２で発生される直流電圧を印加する。このとき、第２のＭＺ光変調器１３からは、±３次側波帯（詳細は後述する）の変調信号が得られる。

２台の光変調器１２，１３の後段には光フィルタ２３が設置され、＋３または−３次側波帯のどちらか一方が遮断される。光フィルタ２３からの出力光は、光方向性結合器２４によって分岐され、一方は信号光として測定対象２５に入射され、他方は参照光として用いられる。測定対象２５内で反射または後方散乱された信号光は光方向性結合器２４により取り出され、光方向性結合器２６により参照光と合波されて、受信器２７によって受信検波される。この時、信号光と参照光の干渉によって生じる干渉ビート信号を周波数解析装置２８によって周波数解析する。このようにして測定対象２５内の各位置からの反射光および後方散乱光強度分布を測定する。

上記構成において、以下、その測定方法について具体的に説明する。
まず、４次側波帯まで考慮し、第１のＭＺ光変調器１２の両アーム間に付与される電場は互いに逆向きであることから、第１のＭＺ光変調器１２から出力される光波の電場E₁(t)は以下のように表される。

ここでJ_n(φ)は一次のベッセル関数である。
上記電場E₁(t)は第２のＭＺ光変調器１３に入射されて変調を加えられ、さらに第２のＭＺ光変調器１３の両アーム間で位相差πを付与することで、第２のＭＺ光変調器１３からの出力光の電場E₂(t)は以下のようになる。

したがって、J₀(φ₁)−J₂(φ₁)＝0 （φ₁はおよそ1.84）とすることで、以下のように、±３次の側波帯に影響を与えずに±１次の側波帯を抑圧することができる。

この時、±５次側波帯は残存するが、φ₁ ＝1.84のとき、J₄(φ₁)／{J₂(φ₁)−J₄(φ₁)}＝0.08であり、±３次側波帯と比較して±５次側波帯は十分小さいため無視することができる。このように±３次側波帯を他の側波帯や搬送波よりも強く発生させることが可能となる。

ここで、変調信号発生器１４からの変調信号周波数を時間に対して掃引することで、＋３次および−３次側波帯を掃引することができる。これは式（４）のΩを時間に対して掃引することを意味する。このため、±３次側波帯の周波数掃引幅はΔF_3rd＝3ΔF＝3ΔF_1stとなり、１次側波帯を利用した周波数掃引と比較して３倍の周波数掃引幅および３倍の空間分解能の改善を実現することができる。

絶対値が同次数の側波帯を周波数掃引してＣ−ＯＦＤＲ測定を実施した場合、得られる干渉ビート信号は強度変調され、正確な波形が得られなくなる。これを回避するために、２台の光変調器１２，１３の後段に配置した光フィルタ２３によって、＋３または−３次側波帯のどちらか一方を遮断する。例えば、−３次側波帯を遮断したとすると、光フィルタ２３からの出力光は＋３次側波帯のみとなり、光方向性結合器２４によって分岐され、一方は信号光として測定対象２５に入射され、他方は参照光として用いられる。

測定対象２５内で反射または後方散乱された信号光は光方向性結合器２４により取り出され、光方向性結合器２６により参照光と合波されて、受信器２７によって受信検波される。この時、信号光と参照光の干渉によって干渉ビート信号が生じる。この干渉ビート信号を周波数解析装置２８によって周波数解析することで、測定対象２５内の各位置からの反射光および後方散乱光強度分布が測定される。

（第２の実施形態）
図２は、本発明に係るＣ−ＯＦＤＲ法を採用した測定装置の第２の実施形態を示すブロック構成図である。尚、図２において、図１と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分を中心に説明する。
図２に示す第２の実施形態の測定装置は、音響光学効果によって光波の光周波数をシフトさせる音響光学周波数シフタ（ＡＯＭ）２９を参照光路上に配置したもので、＋３および−３次側波帯によって生じる干渉ビート信号を周波数軸上で分離することで、上述した干渉ビート信号の強度変調を回避し、正しい干渉ビート信号を取得するための最適な構成である。図１の信号光路上に配置した光フィルタ２３の代わりに、参照光路上にＡＯＭ２９を配置する点以外は第１の実施形態と同様の構成である。

図３に示すように、＋３次側帯波の周波数掃引幅をΔF_3rd、掃引時間をTとしたとき＋３次側波帯の光周波数掃引速度γ_3rdは

と表される。また、−３次側波帯の光周波数掃引速度γ_-3rdはγ_-3rd=−γ_3rdで表される。
図４はＡＯＭ２９を参照光路上に配置しない場合の±３次の変調側波帯における光路長差ΔLと得られる干渉ビート信号の関係を表した図である。±３次変調側波帯による干渉ビート信号周波数ｆ_bは参照光路と信号光路の光路長差をΔLとすると以下のように表される。

それぞれの変調側波帯における干渉ビート信号は、光路長差ΔLが０から測定対象長Ｌ_tの２になるまでの周波数範囲で発生する。受信器で受光された際に負のビート信号は絶対値を取ることになるので、＋３次と−３次の干渉ビート信号は周波数軸上で重なってしまい、上述したように強度変調を受けて正しい周波数分布を得られない。一方、参照光がＡＯＭ２９にて周波数シフトを受ける場合は、図５に示すようなビート信号周波数が得られる。±３次変調側波帯による干渉ビート信号周波数はＡＯＭ２９による周波数シフトをＦ_AOMとすると、以下のように表される。

この時、図６に示すように負のビート信号周波数は絶対値で検出されるため、測定信号として使用しない−３次の干渉ビート信号を、測定信号として利用する＋３次の干渉ビート信号から分離するためには、式(9)が(ΔL,ｆ_b)=(L_t,0)を満足するようにF_AOMの値を決定すればよい。したがって、分離に必要なＡＯＭ２９による周波数シフトF_AOMの値は以下のように表される。

このように、参照光の光路にＡＯＭ２９を配置し、式(10)に従ってＡＯＭ２９の周波数シフト量を決定することで、図１の光フィルタ２３を用いずに＋３次側波帯による干渉ビート信号とそれ以外の変調側波帯による干渉ビート信号を周波数軸上で分離することができ、これによって強度変調を伴わない正しい干渉ビート信号を得ることができる。

尚、本発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより種々の発明を形成できる。例えば、第１の実施形態の光フィルタ２３と第２の実施形態のＡＯＭ２９とを組み合わせて構成してもよい。また、実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除しても良い。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１１…コヒーレント光源、１２…第１のＭＺ光変調器（MZ₁）、１３…第２のＭＺ光変調器（MZ₂）、１４…変調信号発生器、１５…アンプ、１６…分配器、１７，１８…可変ＲＦディレイ、１９，２０…アッテネータ、２１，２２…直流電圧源、２３…光フィルタ、２４…光方向性結合器、２５…測定対象、２６…光方向性結合器、２７…受信器、２８…周波数解析装置、２９…音響光学周波数シフタ（ＡＯＭ）。

Claims

コヒーレント光源からの出力光を外部光変調処理を施して変調側波帯を発生させ、発生させた変調側波帯を時間に対して線形に周波数掃引し、周波数掃引した外部変調処理の出力光を２分岐し、一方を参照光とし、他方を信号光として被測定物に入射し、被測定物の各地点で反射または後方散乱された信号光と前記参照光を合波させて干渉ビート信号を生じさせ、これを受光して周波数解析することで、前記被測定物内の各地点における反射率または損失を測定する光周波数領域測定方法であって、
前記外部光変調処理として、第１の光変調処理と第２の変調処理を順次行うようにし、
一方の光変調処理の光波の位相差を0 radとし、他方の光変調処理の光波の位相差をπradとして、入力した光波の搬送波成分を抑圧し、＋３次および−３次の変調側波帯を他の側波帯よりも強く発生させ、
前記＋３次および−３次の変調側波帯のいずれか一方を選択して干渉ビート信号の生成に用いることを特徴とする光周波数領域反射測定方法。
コヒーレント光を発生する光源と、
前記光源の出力光を入射して変調測波帯を発生する外部光変調部と、
前記外部光変調部で発生させる変調側波帯を時間に対して線形に周波数掃引する周波数掃引手段と、
前記周波数掃引された外部変調部からの出力光を２分岐する光分岐手段と、
前記光分岐手段で分岐された一方を参照光とし、他方を信号光として被測定物に入射し、被測定物の各地点で反射または後方散乱された信号光と前記参照光を合波させて干渉ビート信号を生じさせる合波手段と、
前記合波手段で得られた干渉ビート信号を受光して電気信号に変換する受光手段と、
前記受光手段で得られた電気信号を周波数解析する周波数解析手段とを具備し、
前記周波数解析の結果から前記被測定物内の各地点における反射率または損失を測定することを特徴とする光周波数領域測定装置であって、
前記外部光変調部として、互いに直列に接続されるマッハ・ツェンダ干渉計型の第１及び第２の光変調器と、
前記第１及び第２の光変調器に対して光周波数を掃引するための変調信号を発生する変調信号発生器と、
前記変調信号発生器からの変調信号を前記第１及び第２の光変調器に分配するための分配器と、
前記第１及び第２の光変調器に入力する変調信号間の遅延時間を調節する可変遅延手段と、
前記第１及び第２の光変調器それぞれにおける出力光波の位相を制御するための第１及び第２の制御電圧を発生する第１及び第２の直流電圧源とを備え、
前記一方の光変調器に供給する直流電圧を調整することで光波の位相差を0 radとし、
他方の光変調器に供給する直流電圧を調整することで光波の位相差をπradとし、入力した光波の搬送波成分を抑圧し、＋３次および−３次の変調側波帯を他の側波帯よりも強く発生させることを特徴とする光周波数領域反射測定装置。
請求項２に記載の光周波数領域反射測定装置において、直列に接続された前記第１及び第２の光変調器の後段に光フィルタを配置することを特徴とする光周波数領域反射測定装置。
請求項１または２に記載の光周波数領域反射測定装置において、前記参照光の光路上に音響光学周波数シフタを配置することを特徴とする光周波数領域反射測定装置。