JP5392582B2

JP5392582B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP5392582B2
Application number: JP2011128220A
Authority: JP
Inventors: 光次郎沢村; 彰久小野
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2011-06-08
Filing date: 2011-06-08
Publication date: 2014-01-22
Anticipated expiration: 2031-06-08
Also published as: CN102820837A; CN102820837B; JP2012257364A

Description

開示の実施形態は、ダイナミックブレーキ回路を備えたモータ制御装置に関する。 The disclosed embodiment relates to a motor control device including a dynamic brake circuit.

特許文献１には、モータへ給電するインバータ部の出力側に接続されたダイオードの３相ブリッジ回路と、この３相ブリッジ回路に並列接続した制動抵抗と半導体スイッチとの直列接続体とを有するダイナミックブレーキ回路と、上記半導体スイッチに並列接続したスナバコンデンサを含むスナバ回路とが開示されている。また、直流電圧を平滑するための平滑コンデンサの正極側から充電抵抗器を介して直流電力を上記スナバコンデンサに給電して上記平滑コンデンサとほぼ同電位まで充電させる技術が開示されている。 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-228561 has a dynamic structure including a three-phase bridge circuit of a diode connected to the output side of an inverter that supplies power to a motor, and a series connection body of a braking resistor and a semiconductor switch connected in parallel to the three-phase bridge circuit. A brake circuit and a snubber circuit including a snubber capacitor connected in parallel to the semiconductor switch are disclosed. In addition, a technique is disclosed in which DC power is supplied to the snubber capacitor through a charging resistor from the positive electrode side of a smoothing capacitor for smoothing a DC voltage, and charged to substantially the same potential as the smoothing capacitor.

特開２０００−２７０５７７号公報JP 2000-270577 A

上記従来技術は、平滑コンデンサからスナバコンデンサまでを接続する配線と充電抵抗器を設けることで全体の構成が煩雑となり、システムの大型化、高コスト化を招く要因となっていた。 In the above prior art, the entire configuration becomes complicated by providing the wiring and the charging resistor from the smoothing capacitor to the snubber capacitor, and this has been a factor in increasing the size and cost of the system.

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、平滑コンデンサからスナバコンデンサまで直接的に給電接続する特別な構成を設けることなくスナバコンデンサを十分に充電できるモータ制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such a problem, and provides a motor control device that can sufficiently charge a snubber capacitor without providing a special configuration for direct power supply connection from a smoothing capacitor to a snubber capacitor. With the goal.

上記課題を解決するため、本発明の一の観点によれば、直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、２つの半導体スイッチング素子を直列に接続した組を前記平滑コンデンサに対して３組並列に接続して３相としたインバータ部と、前記インバータ部の出力側に接続されたダイオードの３相ブリッジ回路で構成される整流部と、前記整流部に並列接続した制動抵抗とスイッチとの直列接続体と、を有するダイナミックブレーキ回路部と、前記スイッチに並列接続したスナバコンデンサを含むスナバ回路部と、前記インバータ部の各前記半導体スイッチング素子に対するゲート信号と前記ダイナミックブレーキ回路部の前記スイッチに対するブレーキ制動信号とを出力する駆動制御部と、を備えるモータ制御装置であって、前記駆動制御部が、モータを通常運転する前に、前記ブレーキ制動信号に基づいて作動しているダイナミックブレーキを解除する処理を行ない、前記ゲート信号に基づいて前記平滑コンデンサと前記スナバコンデンサの間に閉回路を形成して前記スナバコンデンサを充電制御する処理を行なうモータ制御装置が適用される。
In order to solve the above problem, according to one aspect of the present invention, three sets of a smoothing capacitor for smoothing a DC voltage and two semiconductor switching elements connected in series are connected in parallel to the smoothing capacitor. A three-phase inverter unit, a rectifying unit composed of a three-phase bridge circuit of a diode connected to the output side of the inverter unit, a series connection body of a braking resistor and a switch connected in parallel to the rectifying unit, A dynamic brake circuit unit including a snubber capacitor connected in parallel to the switch, a gate signal for each of the semiconductor switching elements of the inverter unit, and a brake braking signal for the switch of the dynamic brake circuit unit A drive control unit that outputs a motor control device, wherein the drive control unit The before normal operation, the performs processing for releasing the dynamic brake is working on the basis of the braking signal, to form a closed circuit between said snubber capacitor and said smoothing capacitor on the basis of the gate signal the A motor control device that performs processing for charging control of the snubber capacitor is applied.

本発明によれば、平滑コンデンサからスナバコンデンサまで直接的に給電接続する特別な構成を設けることなくスナバコンデンサを十分に充電できる。 According to the present invention, the snubber capacitor can be sufficiently charged without providing a special configuration in which power is directly connected from the smoothing capacitor to the snubber capacitor.

一実施形態に係るモータ駆動装置の構成を模式的に示したブロック図である。It is the block diagram which showed typically the structure of the motor drive device which concerns on one Embodiment. スナバコンデンサ充電制御を実行する際の電流の流通経路の変化を説明する図である。It is a figure explaining the change of the flow path of the electric current at the time of performing snubber capacitor charge control. 上位制御装置が備えるＣＰＵが、３相交流モータを起動、運転させてから制動停止させるまでの運転シーケンスで実行する制御手順のフローチャートである。It is a flowchart of a control procedure executed by a CPU provided in the host controller in an operation sequence from starting and operating a three-phase AC motor to stopping braking. 図３に示した運転シーケンスの各制御手順に沿って、モータ制御装置の各部及び各信号の状態が概略的にどのように変化するかをまとめて示す図である。It is a figure collectively showing how each part of a motor control device and the state of each signal change along each control procedure of the operation sequence shown in FIG. スナバコンデンサを充電するためのパルス状のゲート信号によってインバータ部の各相のスイッチング状態がどのように変化するかを時系列的に示した図である。It is the figure which showed in time series how the switching state of each phase of an inverter part changes with the pulse-shaped gate signals for charging a snubber capacitor. パルス状のゲート信号により実行するスナバコンデンサ充電処理の制御手順のフローチャートである。It is a flowchart of a control procedure of a snubber capacitor charging process executed by a pulsed gate signal.

以下、一実施形態を図面を参照しつつ説明する。 Hereinafter, an embodiment will be described with reference to the drawings.

図１において、モータ制御装置１００は、位置検出部（エンコーダ４）を備えた３相交流モータ２００を駆動するものであり、電源整流器１と、平滑コンデンサ２と、インバータ部３と、ダイナミックブレーキ回路部５と、スナバ回路部６と、駆動制御部７と、上位制御装置８とを備えている。なお、３相交流モータ２００は、永久磁石同期モータを前提とする。 In FIG. 1, a motor control device 100 drives a three-phase AC motor 200 including a position detection unit (encoder 4), and includes a power rectifier 1, a smoothing capacitor 2, an inverter unit 3, and a dynamic brake circuit. Unit 5, snubber circuit unit 6, drive control unit 7, and host control device 8. The three-phase AC motor 200 is assumed to be a permanent magnet synchronous motor.

電源整流器１は、この例ではダイオードの３相ブリッジ回路で構成されており、外部の交流電源３００から入力される３相交流電力を整流して直流電力を出力する。なお、電源整流器１は、交流電源３００が単相の場合、単相交流電力を整流して直流電力を出力するものであれば良い。 In this example, the power rectifier 1 is constituted by a diode three-phase bridge circuit, and rectifies three-phase AC power input from an external AC power supply 300 to output DC power. In addition, the power supply rectifier 1 should just rectify single phase alternating current power and output direct current power, when the alternating current power supply 300 is a single phase.

平滑コンデンサ２は、上記電源整流器１の出力端子間に並列に接続して、その直流電圧を平滑する。 The smoothing capacitor 2 is connected in parallel between the output terminals of the power rectifier 1 to smooth the DC voltage.

インバータ部３は、例えばＩＧＢＴなどの半導体で構成する６つのアームスイッチング素子１１をブリッジ接続したデバイスである。詳しくは、２つのアームスイッチング素子１１を直列に接続した組を上記平滑コンデンサ２に対して３組並列に接続した構成であり、各アームスイッチング素子１１にそれぞれ後述するゲート信号が入力されることで、各組の中間接続位置からの出力を各相の出力としてスイッチングする。なお、各相（各組）において、上記平滑コンデンサ２の正極側に接続するアームスイッチング素子を上アームスイッチング素子１１ａといい、上記平滑コンデンサ２の負極側に接続するアームスイッチング素子を下アームスイッチング素子１１ｂという。当該インバータ部３の各相の出力は、それぞれ対応する３相交流モータ２００の入力相に接続される。 The inverter unit 3 is a device in which six arm switching elements 11 formed of a semiconductor such as an IGBT are bridge-connected. Specifically, the configuration is such that three sets of two arm switching elements 11 connected in series are connected in parallel to the smoothing capacitor 2, and a gate signal to be described later is input to each arm switching element 11. The output from the intermediate connection position of each set is switched as the output of each phase. In each phase (each set), the arm switching element connected to the positive side of the smoothing capacitor 2 is referred to as an upper arm switching element 11a, and the arm switching element connected to the negative side of the smoothing capacitor 2 is referred to as a lower arm switching element. 11b. The output of each phase of the inverter unit 3 is connected to the input phase of the corresponding three-phase AC motor 200.

エンコーダ４は、３相交流モータ２００の回転子の回転位置を検出するセンサであり、具体的にはロータリエンコーダやレゾルバで構成される。なお、エンコーダ４は、３相交流モータ２００がリニアモータの場合、その可動子の移動位置を検出するセンサであれば良く、具体的にはリニアスケールやリニアレゾルバで構成される。 The encoder 4 is a sensor that detects the rotational position of the rotor of the three-phase AC motor 200, and specifically includes a rotary encoder or a resolver. When the three-phase AC motor 200 is a linear motor, the encoder 4 may be any sensor that detects the moving position of the mover, and specifically includes a linear scale or a linear resolver.

ダイナミックブレーキ回路部５は、ブレーキ回路整流器２１と、制動スイッチング素子２２と、制動抵抗器２３と、点弧制御回路部２４とを備えている。 The dynamic brake circuit unit 5 includes a brake circuit rectifier 21, a braking switching element 22, a braking resistor 23, and an ignition control circuit unit 24.

ブレーキ回路整流器２１は、上述した電源整流器１と同様のダイオードの３相ブリッジ回路で構成されており、上記インバータ部３の３相出力（もしくは上記３相交流モータ２００の３相入力）に接続して入力される３相交流電力を整流して直流電力を出力する。 The brake circuit rectifier 21 is composed of a diode three-phase bridge circuit similar to the power rectifier 1 described above, and is connected to the three-phase output of the inverter unit 3 (or the three-phase input of the three-phase AC motor 200). The three-phase AC power input is rectified to output DC power.

制動スイッチング素子２２は、この例ではサイリスタで構成されており、上記ブレーキ回路整流器２１に対して並列に、制動抵抗器２３とともに直列接続されている。このサイリスタで構成されている制動スイッチング素子２２のゲート電極に点弧電流を流すことで、アノード電極とカソード電極が通電し、上記ブレーキ回路整流器２１の出力端子間を制動抵抗器２３で短絡させることができる。なお、制動スイッチング素子２２は、上記ブレーキ回路整流器２１の出力端子間を制動抵抗器２３で短絡させることができるものであれば良いので、トライアック、トランジスタ等の半導体スイッチング素子、機械的スイッチ（例えば、リレー）でも良い。 The braking switching element 22 is formed of a thyristor in this example, and is connected in series with the braking circuit rectifier 21 in parallel with the braking resistor 23. By applying an ignition current to the gate electrode of the braking switching element 22 composed of the thyristor, the anode electrode and the cathode electrode are energized, and the output terminal of the brake circuit rectifier 21 is short-circuited by the braking resistor 23. Can do. The braking switching element 22 may be any element that can short-circuit the output terminals of the brake circuit rectifier 21 with the braking resistor 23. Therefore, a semiconductor switching element such as a triac or transistor, a mechanical switch (for example, Relay).

点弧制御回路部２４は、この例ではパルストランスを用いた構成（特に詳細な説明は省略する）となっており、２次側の出力端子が上記制動スイッチング素子２２のゲート電極とカソード電極に接続されている。この点弧制御回路部２４は、１次側と２次側の間の絶縁を維持しつつ、後述する駆動制御部７から制動スイッチング素子２２を通電させる高レベルのブレーキ制動信号が１次側に入力されることで、２次側から制動スイッチング素子２２のゲート電極に点弧電流を入力する。なお、点弧制御回路部２４は、上記制動スイッチング素子２２が上記半導体スイッチング素子や機械的スイッチである場合、これらスイッチをオン／オフ（通電／遮断）可能な構成であれば良く、例えば、フォトカプラ、パルストランス、リレーコイルに電流を流す構成でも良い。 In this example, the ignition control circuit unit 24 uses a pulse transformer (particularly, detailed description is omitted), and the secondary output terminal is connected to the gate electrode and the cathode electrode of the braking switching element 22. It is connected. The ignition control circuit unit 24 maintains a high-level brake braking signal for energizing a braking switching element 22 from a drive control unit 7 described later while maintaining insulation between the primary side and the secondary side. By being input, an ignition current is input to the gate electrode of the braking switching element 22 from the secondary side. The ignition control circuit unit 24 may be configured to be able to turn on / off (energize / shut off) these switches when the braking switching element 22 is a semiconductor switching element or a mechanical switch. A configuration may be used in which a current is passed through a coupler, a pulse transformer, and a relay coil.

スナバ回路部６は、上記制動スイッチング素子２２に対して並列に接続するスナバコンデンサ３１とスナバ抵抗器３２との直列接続体で構成されている。スナバコンデンサ３１は、当該制動スイッチング素子２２の点弧に伴うサージ電流を吸収してサージの発生を抑制する。 The snubber circuit unit 6 is configured by a series connection body of a snubber capacitor 31 and a snubber resistor 32 that are connected in parallel to the braking switching element 22. The snubber capacitor 31 absorbs a surge current associated with the ignition of the braking switching element 22 and suppresses the occurrence of a surge.

駆動制御部７は、インバータ部３の各アームスイッチング素子１１に対してそれぞれ出力するゲート信号を制御するとともに、ダイナミックブレーキ回路部５の点弧制御回路部２４に対して出力するブレーキ制動信号を制御する。 The drive control unit 7 controls the gate signal output to each arm switching element 11 of the inverter unit 3 and also controls the brake braking signal output to the ignition control circuit unit 24 of the dynamic brake circuit unit 5. To do.

ここで、当該駆動制御部７による各信号の具体的な制御パターンについて説明する。３相交流モータ２００の駆動制御時の制御パターン（通常運転）としては、まず当該駆動制御部７がダイナミックブレーキ回路部５の制動スイッチング素子２２を遮断させるようブレーキ制動信号を出力し、ダイナミックブレーキを解除する。その後に、当該駆動制御部７が、上位制御装置８からの制御指令信号、および上記エンコーダ４で検出された３相交流モータ２００の回転子の回転位置に応じて、ｄｑ軸電流ベクトル制御に基づくＰＷＭ制御を含む制御演算を実行し、各ゲート信号を切り替え、インバータ部３の各アームスイッチング素子１１のうち所望のアームスイッチング素子１１を選択通電するようにゲート信号を出力する。これによりインバータ部３は、平滑コンデンサ２からの直流電力を３相交流電力に変換するよう各アームスイッチング素子１１をスイッチングして３相交流モータ２００に給電する。 Here, a specific control pattern of each signal by the drive control unit 7 will be described. As a control pattern (normal operation) at the time of drive control of the three-phase AC motor 200, first, the drive control unit 7 outputs a brake braking signal so as to shut off the braking switching element 22 of the dynamic brake circuit unit 5, and the dynamic brake is activated. To release. Thereafter, the drive control unit 7 is based on the dq axis current vector control in accordance with the control command signal from the host control device 8 and the rotational position of the rotor of the three-phase AC motor 200 detected by the encoder 4. A control calculation including PWM control is executed, each gate signal is switched, and a gate signal is output so as to selectively energize a desired arm switching element 11 among the arm switching elements 11 of the inverter unit 3. As a result, the inverter unit 3 switches each arm switching element 11 so as to convert the DC power from the smoothing capacitor 2 into three-phase AC power and supplies power to the three-phase AC motor 200.

ここで、一般的にモータ制御で利用される上記ｄｑ軸電流ベクトル制御は、３相モータ電流を、励磁電流成分（ｄ軸）とトルク寄与電流成分（ｑ軸）の直交２軸に分解して励磁とトルクとを独立して制御し、モータトルクを制御する技術である。 Here, the dq-axis current vector control generally used in motor control is to decompose the three-phase motor current into two orthogonal axes of an excitation current component (d-axis) and a torque-contributing current component (q-axis). This is a technique for controlling motor torque by independently controlling excitation and torque.

また、上記ＰＷＭ制御は変調方法の一つであり、パルス波のデューティー比を変化させて変調させるように制御、すなわちパルス幅変調制御する技術である。一般的にモータ制御で利用される上記ＰＷＭ制御は、インバータ部３の各アームスイッチング素子１１に対してそれぞれ出力するゲート信号のタイミングを決定する。例えば、搬送波と呼ばれる三角波と基本波と呼ばれる正弦波との振幅比較を行ない、その振幅の大小関係に基づき上記アームスイッチング素子１１をオン／オフ（通電／遮断）するゲート信号のタイミングを決定する。 The PWM control is one of the modulation methods, and is a technique for performing control by changing the duty ratio of the pulse wave, that is, pulse width modulation control. The PWM control generally used in motor control determines the timing of the gate signal output to each arm switching element 11 of the inverter unit 3. For example, the amplitude of a triangular wave called a carrier wave and a sine wave called a fundamental wave are compared, and the timing of the gate signal for turning on / off (energizing / cutoff) the arm switching element 11 is determined based on the magnitude relationship of the amplitude.

また、３相交流モータ２００の制動制御時の制御パターンとしては、まず当該駆動制御部７がインバータ部３の各相に対していずれも下アームスイッチング素子１１ｂのみ通電させる（いずれの上アームスイッチング素子１１ａを遮断させる）よう各ゲート信号を出力することで、３相交流モータ２００への給電を停止する。その後に、ダイナミックブレーキ回路部５の制動スイッチング素子２２を通電させるようブレーキ制動信号を出力し、ダイナミックブレーキによる３相交流モータ２００の制動を行う。このとき、永久磁石同期モータである３相交流モータ２００の惰性回転によって生じる３相交流電力が、ブレーキ回路整流器２１で整流されて高抵抗値の制動抵抗器２３で短絡される。このように回生電力を制動抵抗器２３で熱エネルギーとして消費された３相交流モータ２００は、その電力消費が負荷となって制動トルクが働き、惰性回転が制動される。 Further, as a control pattern at the time of braking control of the three-phase AC motor 200, first, the drive control unit 7 energizes only the lower arm switching element 11b for each phase of the inverter unit 3 (any upper arm switching element). The power supply to the three-phase AC motor 200 is stopped by outputting each gate signal so as to cut off 11a. Thereafter, a brake braking signal is output so as to energize the braking switching element 22 of the dynamic brake circuit unit 5, and the three-phase AC motor 200 is braked by dynamic braking. At this time, the three-phase AC power generated by inertial rotation of the three-phase AC motor 200 that is a permanent magnet synchronous motor is rectified by the brake circuit rectifier 21 and short-circuited by the high-resistance braking resistor 23. In this way, the three-phase AC motor 200 in which the regenerative power is consumed as thermal energy by the braking resistor 23 is braked by inertial rotation, with the power consumption acting as a load and braking torque.

また、駆動制御部７は、ダイナミックブレーキを解除するだけの制御パターンも行う。これは、当該駆動制御部７がダイナミックブレーキ回路部５の制動スイッチング素子２２を遮断させるようブレーキ制動信号を出力してダイナミックブレーキを解除するとともに、インバータ部３の各相に対して全てのアームスイッチング素子１１を遮断させるよう各ゲート信号を出力して３相交流モータ２００への給電を停止する。 The drive control unit 7 also performs a control pattern that only releases the dynamic brake. This is because the drive control unit 7 outputs a brake braking signal so as to shut off the braking switching element 22 of the dynamic brake circuit unit 5 to release the dynamic brake, and performs all arm switching for each phase of the inverter unit 3. Each gate signal is output so as to shut off the element 11, and power supply to the three-phase AC motor 200 is stopped.

なお、駆動制御部７はどのような制御パターンにおいても、同相の上アームスイッチング素子１１ａと下アームスイッチング素子１１ｂを同時に通電させることはない。 In any control pattern, the drive control unit 7 does not energize the upper arm switching element 11a and the lower arm switching element 11b in the same phase at the same time.

また、上位制御装置８は、例えばコントローラで構成されており、３相交流モータ２００に所望の駆動をさせるための例えば位置指令、速度指令、トルク指令等、および上記駆動制御部７に対して各ゲート信号とブレーキ制動信号の出力制御をどの制御パターンに基づいて行うか、またはどのように個別に制御するかを指令する制御指令信号を出力する。 Further, the host controller 8 is constituted by, for example, a controller, and for example, a position command, a speed command, a torque command, and the like for causing the three-phase AC motor 200 to perform a desired drive, and the drive control unit 7. A control command signal is output for instructing which control pattern is used for output control of the gate signal and the brake braking signal, or how to control them individually.

なお、インバータ部３の各アームスイッチング素子１１が各請求項記載の半導体スイッチング素子に相当し、ブレーキ回路整流器２１が各請求項記載の整流部に相当し、制動抵抗器２３が各請求項記載の制動抵抗に相当し、制動スイッチング素子２２が各請求項記載のスイッチに相当する。 Each arm switching element 11 of the inverter unit 3 corresponds to the semiconductor switching element described in each claim, the brake circuit rectifier 21 corresponds to the rectifying unit described in each claim, and the braking resistor 23 corresponds to each claim. It corresponds to a braking resistance, and the braking switching element 22 corresponds to a switch described in each claim.

そして本実施形態のモータ制御装置１００では、上位制御装置８が駆動制御部７に対して指令する制御パターンとして、上述した駆動制御パターン、制動制御パターン、及びダイナミックブレーキ解除制御パターンの他にも、スナバコンデンサ３１を平滑コンデンサ２とほぼ同電位まで充電させるようゲート信号とブレーキ制動信号を制御するスナバコンデンサ充電制御の制御パターンも指令する。 In the motor control device 100 of the present embodiment, as the control pattern instructed by the host control device 8 to the drive control unit 7, in addition to the drive control pattern, the brake control pattern, and the dynamic brake release control pattern described above, The control pattern of the snubber capacitor charging control for controlling the gate signal and the brake braking signal is also commanded to charge the snubber capacitor 31 to substantially the same potential as the smoothing capacitor 2.

次に、図２を用いてスナバコンデンサ充電制御を実行する際の電流の流通経路の変化を説明する。なお、この図２では、上記図１のうち特定の１つの相においてスナバコンデンサ充電制御に関係する構成部だけを示し、他は適宜省略している。 Next, a change in the current flow path when executing the snubber capacitor charging control will be described with reference to FIG. In FIG. 2, only the components related to the snubber capacitor charging control in a specific phase in FIG. 1 are shown, and the others are omitted as appropriate.

まずスナバコンデンサ充電制御を行う前には、事前に上記ダイナミックブレーキ解除制御パターンでダイナミックブレーキを解除するとともに３相交流モータ２００への給電を停止しておく必要がある。具体的には、駆動制御部７がインバータ部３の各相に対して全てのアームスイッチング素子１１を遮断させ、制動スイッチング素子２２を遮断させるようゲート信号とブレーキ制動信号を出力する。これにより、インバータ部３、ダイナミックブレーキ回路部５、及びスナバ回路部６のいずれにも平滑コンデンサ２からの直流電流が流れない（図２中ではこの状態の図示を省略）。なお、制動スイッチング素子２２については、これ以降のスナバコンデンサ充電制御中において遮断状態を維持するため、この図２中での図示を省略している。 First, before performing the snubber capacitor charging control, it is necessary to release the dynamic brake in advance using the dynamic brake release control pattern and stop the power supply to the three-phase AC motor 200. Specifically, the drive control unit 7 outputs a gate signal and a brake braking signal so as to block all the arm switching elements 11 and block the braking switching element 22 for each phase of the inverter unit 3. Thereby, the direct current from the smoothing capacitor 2 does not flow in any of the inverter unit 3, the dynamic brake circuit unit 5, and the snubber circuit unit 6 (illustration of this state is omitted in FIG. 2). Note that the braking switching element 22 is not shown in FIG. 2 in order to maintain the cutoff state during the subsequent snubber capacitor charging control.

このダイナミックブレーキ解除制御パターンの状態から、駆動制御装置が所定の１つの相（図２中に示す相）に対して上アームスイッチング素子１１ａを通電させるようゲート信号を切り替えると、平滑コンデンサ２の正極側から図中の経路Ｉを通過して直流電流が流れる。つまり、平滑コンデンサ２の正極側から上アームスイッチング素子１１ａ、インバータ部３の出力線、ブレーキ回路整流器２１の正極側のダイオードＤｐ、制動抵抗器２３、スナバ抵抗器３２、スナバコンデンサ３１の正極側の順で直流電流が流れる。また同時に、図２中に示さない他の相においては、下アームスイッチング素子１１ｂの１つまたは２つを通電させ、平滑コンデンサ２とスナバコンデンサ３１との間で負極側の接続状態が維持されている。これにより図示しない他の相では、スナバコンデンサ３１の負極側から図中の経路IIIを通過して直流電流が流れる。つまり、スナバコンデンサ３１の負極側からブレーキ回路整流器２１の負極側のダイオードＤｍ、インバータ部３の出力線、下アームスイッチング素子１１ｂ、平滑コンデンサ２の負極側の順で直流電流が流れる。 From this state of the dynamic brake release control pattern, when the drive control device switches the gate signal to energize the upper arm switching element 11a for a predetermined one phase (phase shown in FIG. 2), the positive electrode of the smoothing capacitor 2 A direct current flows from the side through the path I in the figure. That is, from the positive electrode side of the smoothing capacitor 2 to the upper arm switching element 11a, the output line of the inverter unit 3, the diode Dp on the positive electrode side of the brake circuit rectifier 21, the braking resistor 23, the snubber resistor 32, and the positive electrode side of the snubber capacitor 31. Direct current flows in order. At the same time, in other phases not shown in FIG. 2, one or two of the lower arm switching elements 11 b are energized, and the connection state on the negative electrode side is maintained between the smoothing capacitor 2 and the snubber capacitor 31. Yes. As a result, in other phases not shown, a direct current flows from the negative electrode side of the snubber capacitor 31 through the path III in the figure. That is, a direct current flows from the negative electrode side of the snubber capacitor 31 to the diode Dm on the negative electrode side of the brake circuit rectifier 21, the output line of the inverter unit 3, the lower arm switching element 11 b, and the negative electrode side of the smoothing capacitor 2.

以上のようにして、平滑コンデンサ２とスナバコンデンサ３１との間に閉回路が形成されることで、スナバコンデンサ３１を充電させることができる。なお、本実施形態の例では、上述したように上アームスイッチング素子１１ａを通電させて平滑コンデンサ２からの充電電流を流す方法としては、３相交流モータ２００の回転子に回転トルクを与えないいわゆるｄ軸方向のみの直流電流（ｑ軸方向電流はゼロ）を流して行う。これにより、３相交流モータ２００の回転子に駆動力を与えることなく（トルクを発生させることなく）スナバコンデンサ３１の充電だけを行うことができる。なお、通電させる上アームスイッチング素子の相は１つまたは２つであり、この場合、通電させる下アームスイッチング素子の相は上記上アームスイッチング素子の相とは異なる相であれば良い。 The snubber capacitor 31 can be charged by forming a closed circuit between the smoothing capacitor 2 and the snubber capacitor 31 as described above. In the example of the present embodiment, as described above, as a method of flowing the charging current from the smoothing capacitor 2 by energizing the upper arm switching element 11a, a so-called rotation torque is not applied to the rotor of the three-phase AC motor 200. This is performed by flowing a direct current only in the d-axis direction (the q-axis direction current is zero). As a result, only the snubber capacitor 31 can be charged without applying a driving force to the rotor of the three-phase AC motor 200 (without generating torque). The upper arm switching element to be energized has one or two phases. In this case, the phase of the lower arm switching element to be energized may be different from the phase of the upper arm switching element.

また、スナバコンデンサ充電制御開始から予め定められた時間経過後、または別途設けた電圧検出部によりスナバコンデンサ３１の充電電位を逐次検出し、平滑コンデンサ２と同等の電位まで充電されたか否かにより判定した後、スナバコンデンサ３１への充電が完了して充電制御を停止する場合には、上記ダイナミックブレーキ解除制御パターンと同様に、駆動制御部７がインバータ部３の全ての相のアームスイッチング素子１１を遮断させるようゲート信号を出力すればよい。もしくは、３相交流モータ２００の駆動制御時の制御パターン（通常運転）に移行しても良い。なお、上記予め定められた時間は、スナバコンデンサ３１容量と、制動抵抗器２３とスナバ抵抗器３２の積算抵抗値（Ｒｙｄｂ＋Ｒｄｂ）とにより求められる充電時定数で決定されるものである。 Further, after a predetermined time has elapsed from the start of the snubber capacitor charging control, or by separately detecting the charging potential of the snubber capacitor 31 by a separately provided voltage detection unit, and determining whether or not the potential has been charged to the same potential as the smoothing capacitor 2 After that, when charging to the snubber capacitor 31 is completed and charging control is stopped, the drive control unit 7 controls the arm switching elements 11 of all phases of the inverter unit 3 in the same manner as the dynamic brake release control pattern. What is necessary is just to output a gate signal so that it may interrupt | block. Or you may transfer to the control pattern (normal operation) at the time of drive control of the three-phase AC motor 200. The predetermined time is determined by a charging time constant determined by the capacity of the snubber capacitor 31 and the integrated resistance value (Rydb + Rdb) of the braking resistor 23 and the snubber resistor 32.

以上のスナバコンデンサ充電制御パターンによって、スナバコンデンサ３１を平滑コンデンサ２とほぼ同じ電位まで充電させる。この充電状態のスナバコンデンサ３１は、制動スイッチング素子２２の点弧に伴うサージ電流を吸収するという本来の機能を維持できるとともに、３相交流モータ２００の駆動制御時に制動スイッチング素子２２に付加されるインバータ出力電力の急激な変化を緩和して、当該制動スイッチング素子２２の誤作動を防ぐことができる。 The snubber capacitor 31 is charged to substantially the same potential as the smoothing capacitor 2 by the above snubber capacitor charge control pattern. This charged snubber capacitor 31 can maintain the original function of absorbing a surge current accompanying the ignition of the braking switching element 22 and is an inverter added to the braking switching element 22 during drive control of the three-phase AC motor 200. A sudden change in output power can be mitigated, and malfunction of the braking switching element 22 can be prevented.

次に、図３を用いて上位制御装置８が備えるＣＰＵ（図示省略）が、３相交流モータ２００を起動、運転させてから制動停止させるまでの運転シーケンスで実行する制御手順について説明する。なお、このフローの処理を開始させる際には、平滑コンデンサ２が電源整流器１を介して外部交流電源３００に接続されて満充電状態となっている必要がある。 Next, a control procedure executed by the operation sequence from the start and operation of the three-phase AC motor 200 to the stop of braking by the CPU (not shown) provided in the host control device 8 will be described with reference to FIG. When starting the processing of this flow, it is necessary that the smoothing capacitor 2 is connected to the external AC power supply 300 via the power supply rectifier 1 and is in a fully charged state.

まずステップＳ５で、駆動制御部７に対して上記ダイナミックブレーキ解除制御パターンを指令する。これにより駆動制御部７は、インバータ部３の全ての相に対してアームスイッチング素子１１を遮断させるよう各ゲート信号を出力し、ダイナミックブレーキ回路部５の制動スイッチング素子２２を遮断させるようブレーキ制動信号を出力する。この結果、３相交流モータ２００への給電を停止し、ダイナミックブレーキを解除する。なお、このときのスナバコンデンサ３１の充電電位は不定である。 First, in step S5, the dynamic brake release control pattern is commanded to the drive control unit 7. As a result, the drive control unit 7 outputs each gate signal so as to shut off the arm switching element 11 for all phases of the inverter unit 3, and the brake braking signal so as to shut off the braking switching element 22 of the dynamic brake circuit unit 5. Is output. As a result, power supply to the three-phase AC motor 200 is stopped and the dynamic brake is released. Note that the charging potential of the snubber capacitor 31 at this time is indefinite.

そして、ステップＳ１０に移り、駆動制御部７に対して上記制動制御パターンを指令する。これにより駆動制御部７は、インバータ部３の全ての相に対して下アームスイッチング素子１１ｂのみを通電させるよう各ゲート信号を出力し、ダイナミックブレーキ回路部５の制動スイッチング素子２２を通電させるようブレーキ制動信号を出力する。この結果、３相交流モータ２００への給電を停止し、ダイナミックブレーキを作動させる。なお、このとき上記ステップＳ５から移行してモータ制御装置１００の起動の場合には、スナバコンデンサ３１を完全に放電させて充電電位をリセットするだけとなる。また、後述するステップＳ２５から移行して３相交流モータ２００の制動停止が必要である場合には、ダイナミックブレーキの機能により３相交流モータ２００の制動を行い、スナバコンデンサ３１もまた完全放電される。 Then, the process proceeds to step S <b> 10, and the braking control pattern is commanded to the drive control unit 7. As a result, the drive control unit 7 outputs each gate signal to energize only the lower arm switching element 11b for all phases of the inverter unit 3, and brakes to energize the braking switching element 22 of the dynamic brake circuit unit 5. A braking signal is output. As a result, power supply to the three-phase AC motor 200 is stopped and the dynamic brake is activated. At this time, in the case of starting the motor control device 100 from the above step S5, the snubber capacitor 31 is completely discharged to reset the charging potential. Further, when it is necessary to stop the braking of the three-phase AC motor 200 from Step S25 described later, the braking of the three-phase AC motor 200 is performed by the dynamic brake function, and the snubber capacitor 31 is also completely discharged. .

そして、ステップＳ１５に移り、上記ステップＳ５と同様に駆動制御部７に対して上記ダイナミックブレーキ解除制御パターンを指令する。これにより駆動制御部７は、３相交流モータ２００への給電停止とダイナミックブレーキの解除により、ダイナミックブレーキ作動状態から３相交流モータ２００の通常運転状態に遷移する過程において、スナバコンデンサ３１を充電させる前の安定した状態とする。このときは、スナバコンデンサ３１が完全に放電している状態が確定している。 Then, the process proceeds to step S15, and the dynamic brake release control pattern is commanded to the drive control unit 7 as in step S5. Accordingly, the drive control unit 7 charges the snubber capacitor 31 in the process of transition from the dynamic brake operation state to the normal operation state of the three-phase AC motor 200 by stopping the power supply to the three-phase AC motor 200 and releasing the dynamic brake. The previous stable state is assumed. At this time, the state in which the snubber capacitor 31 is completely discharged is determined.

そして、ステップＳ１００に移り、駆動制御部７に対して上記スナバコンデンサ充電制御パターンを指令する。これにより、駆動制御部７は、スナバコンデンサ３１を充電させるスナバコンデンサ充電処理を実行する。 Then, the process proceeds to step S100, and the drive control unit 7 is commanded with the snubber capacitor charging control pattern. Accordingly, the drive control unit 7 executes a snubber capacitor charging process for charging the snubber capacitor 31.

そして、ステップＳ２０に移り、駆動制御部７に対して上記駆動制御パターンを指令する。これにより、駆動制御部７が、上位制御装置８からの制御指令信号、および上記エンコーダ４で検出された３相交流モータ２００の回転子の回転位置に応じて、ｄｑ軸電流ベクトル制御に基づくＰＷＭ制御を含む制御演算を実行し、各ゲート信号を切り替え、インバータ部３の各アームスイッチング素子１１のうち所望のアームスイッチング素子１１を選択通電するようにゲート信号を出力する。これによりインバータ部３は、平滑コンデンサ２からの直流電力を３相交流電力に変換するよう各アームスイッチング素子１１をスイッチングして３相交流モータ２００に給電する。なお、上記ステップＳ１００においてスナバコンデンサ３１は充電状態となっており、制動スイッチング素子２２に付加されるインバータ出力電力の急激な変化を緩和して、当該制動スイッチング素子２２の誤作動を防ぐことができる。 Then, the process proceeds to step S20, and the drive control pattern is commanded to the drive control unit 7. As a result, the drive control unit 7 performs PWM based on dq-axis current vector control in accordance with the control command signal from the host controller 8 and the rotational position of the rotor of the three-phase AC motor 200 detected by the encoder 4. A control calculation including control is performed, each gate signal is switched, and a gate signal is output so as to selectively energize a desired arm switching element 11 among the arm switching elements 11 of the inverter unit 3. As a result, the inverter unit 3 switches each arm switching element 11 so as to convert the DC power from the smoothing capacitor 2 into three-phase AC power and supplies power to the three-phase AC motor 200. In step S100, the snubber capacitor 31 is in a charged state, and a sudden change in the inverter output power applied to the braking switching element 22 can be alleviated to prevent malfunction of the braking switching element 22. .

そして、ステップＳ２５に移り、ダイナミックブレーキを作動させて３相交流モータ２００を制動制御すべき状況であるか否かを判定する。３相交流モータ２００の駆動制御を継続すべき状況である場合には、判定は満たされず、上記ステップＳ２０に戻って３相交流モータ２００の駆動制御を継続する。一方、３相交流モータ２００を停止すべき状況となった場合には、判定が満たされ、上記ステップＳ１０に戻って３相交流モータ２００の制動制御を行う。なお、制動制御すべき状況は、例えば、モータ制御装置１００自体が検出する異常状態におけるアラーム発生状況に相当するものである。 Then, the process proceeds to step S25, in which it is determined whether or not the dynamic brake is activated to control the braking of the three-phase AC motor 200. If the drive control of the three-phase AC motor 200 is to be continued, the determination is not satisfied, and the process returns to step S20 to continue the drive control of the three-phase AC motor 200. On the other hand, if the situation is such that the three-phase AC motor 200 should be stopped, the determination is satisfied, and the process returns to step S10 to perform the braking control of the three-phase AC motor 200. The situation where the braking control should be performed corresponds to, for example, an alarm occurrence situation in an abnormal state detected by the motor control device 100 itself.

以上において、上記図３のフローにおけるステップＳ１５の手順で制動スイッチング素子２２の通電と遮断を制御するブレーキ制動信号の出力操作が、各請求項記載のブレーキ制動信号に基づいて作動しているダイナミックブレーキを解除する処理に相当し、ステップＳ１００の手順が、各請求項記載のゲート信号に基づいてスナバコンデンサを充電制御する処理に相当し、ステップＳ２０の手順が、各請求項記載のモータの通常運転に相当する。 In the above description, the operation of outputting the brake braking signal for controlling the energization and shut-off of the braking switching element 22 in the procedure of step S15 in the flow of FIG. 3 is the dynamic brake that is operated based on the brake braking signal according to each claim. The procedure of step S100 corresponds to the processing of charging control of the snubber capacitor based on the gate signal described in each claim, and the procedure of step S20 is the normal operation of the motor described in each claim. It corresponds to.

次に、図４を用いて、上記図３に示した運転シーケンスの各制御手順に沿って、当該モータ制御装置１００の各部及び各信号の状態が概略的にどのように変化するかを説明する。上述したように上位制御装置８は、最初のステップＳ５でダイナミックブレーキ解除制御パターンを指令し、次のステップＳ１０で制動制御パターンを指令し、次のステップＳ１５で再度ダイナミックブレーキ解除制御パターンを指令し、次のステップＳ１００でスナバコンデンサ充電制御パターンを指令し、次のステップＳ２０で駆動制御パターンを指令し、上記のステップＳ１０〜ステップＳ２０の指令を繰り返す。そして、駆動制御部７が、各制御パターンの指令に対応してゲート信号とブレーキ信号を出力する。 Next, with reference to FIG. 4, it will be described how each part of the motor control device 100 and the state of each signal change roughly in accordance with each control procedure of the operation sequence shown in FIG. . As described above, the host controller 8 commands a dynamic brake release control pattern in the first step S5, commands a brake control pattern in the next step S10, and commands a dynamic brake release control pattern again in the next step S15. In the next step S100, a snubber capacitor charging control pattern is commanded, in the next step S20, a drive control pattern is commanded, and the above-described commands in steps S10 to S20 are repeated. And the drive control part 7 outputs a gate signal and a brake signal corresponding to the command of each control pattern.

この結果、インバータ部３はステップＳ１００とステップＳ２０でそれぞれ入力されるゲート信号に基づいてアームスイッチング素子１１のスイッチングを行い、ダイナミックブレーキ回路部５はステップＳ１０においてのみ作動する。また、スナバコンデンサ３１は、モータ制御装置１００の起動時のステップＳ５では電位が不定であったところ、他のステップで放電状態と充電状態が任意に制御される。なお、３相交流モータ２００については、ステップＳ５とステップＳ１５のダイナミックブレーキ解除制御時、またはステップ１００の充電制御時に回転子が回転自在な状態となっているものの、ステップＳ１０の制動制御時にはダイナミックブレーキの作動により回転子が停止状態となり、ステップＳ２０の駆動制御時には所定の回転数で回転駆動される。 As a result, the inverter unit 3 performs switching of the arm switching element 11 based on the gate signals respectively input in step S100 and step S20, and the dynamic brake circuit unit 5 operates only in step S10. Further, the potential of the snubber capacitor 31 is indefinite in step S5 when the motor control device 100 is started, but the discharge state and the charge state are arbitrarily controlled in other steps. For the three-phase AC motor 200, the rotor is rotatable during the dynamic brake release control in step S5 and step S15 or during the charge control in step 100, but the dynamic brake is applied during the braking control in step S10. As a result, the rotor is stopped, and is driven to rotate at a predetermined rotational speed during the drive control in step S20.

以上説明したように、本実施形態のモータ制御装置１００によれば、通常の３相交流モータ２００の駆動制御と制動制御とは別に、上位制御装置８と駆動制御部７によって実行される上記ステップＳ１００のスナバコンデンサ充電処理が、ダイナミックブレーキ回路部５の作動を制御する制動スイッチング素子２２に並列に接続されるスナバコンデンサ３１に対し、平滑コンデンサ２とほぼ同電位まで充電させるよう各ゲート信号を制御する。つまり、スナバコンデンサ充電処理は、平滑コンデンサ２に蓄電された直流電力を、３相交流モータ２００の駆動に対してではなくスナバコンデンサ３１の充電に対して給電するよう、インバータ部３のスイッチングを制御する。そしてスナバコンデンサ３１が充電されることで、通常の３相交流モータ２００の駆動制御時においても、制動スイッチング素子２２に付加されるインバータ出力の給電電力の急激な変化を緩和し、当該制動スイッチング素子２２を含むダイナミックブレーキ回路部５の誤作動を防ぐことができる。 As described above, according to the motor control device 100 of the present embodiment, the above steps executed by the host control device 8 and the drive control unit 7 separately from the drive control and braking control of the normal three-phase AC motor 200. The snubber capacitor charging process of S100 controls each gate signal so that the snubber capacitor 31 connected in parallel to the braking switching element 22 that controls the operation of the dynamic brake circuit unit 5 is charged to substantially the same potential as the smoothing capacitor 2. To do. That is, the snubber capacitor charging process controls the switching of the inverter unit 3 so as to supply the DC power stored in the smoothing capacitor 2 to the charging of the snubber capacitor 31 instead of driving the three-phase AC motor 200. To do. Further, when the snubber capacitor 31 is charged, a sudden change in the feeding power of the inverter output added to the braking switching element 22 is alleviated even during the drive control of the normal three-phase AC motor 200, and the braking switching element The malfunction of the dynamic brake circuit unit 5 including 22 can be prevented.

このように、本実施形態によれば、一般的に備えられる上位制御装置８、駆動制御部７、及びインバータ部３による制御だけでスナバコンデンサ３１への十分な充電が可能であるため、平滑コンデンサ２からスナバコンデンサ３１まで給電接続するための特別な構成を設けることなくスナバコンデンサ３１を十分に充電できる。 As described above, according to the present embodiment, the snubber capacitor 31 can be sufficiently charged only by the control by the host control device 8, the drive control unit 7, and the inverter unit 3 that are generally provided. The snubber capacitor 31 can be sufficiently charged without providing a special configuration for power feeding connection from 2 to the snubber capacitor 31.

また、本実施形態によれば、上記ステップＳ２０で３相交流モータ２００を通常に駆動制御する前に、一度ステップＳ１５のダイナミックブレーキ解除制御により制動スイッチング素子２２を遮断してスナバコンデンサ３１を充電可能な状態とする。その後に、ステップＳ１００のスナバコンデンサ充電処理を行うことで、確実にスナバコンデンサ３１を満充電させることができ、その後にステップＳ２０の通常運転を行う。これにより、スナバコンデンサ３１が放電状態のまま通常運転させた場合に生じる、インバータ部３の負荷である３相交流モータ２００に流れる過渡的な電流（スナバコンデンサ３１への充電電流に起因）による、トルク変動を避けることができる。 Further, according to the present embodiment, before the three-phase AC motor 200 is normally driven and controlled in step S20, the braking switching element 22 can be shut off once by the dynamic brake release control in step S15 to charge the snubber capacitor 31. State. Thereafter, the snubber capacitor charging process in step S100 can be performed to ensure that the snubber capacitor 31 is fully charged, and thereafter the normal operation in step S20 is performed. Thereby, due to the transient current (due to the charging current to the snubber capacitor 31) flowing in the three-phase AC motor 200 that is the load of the inverter unit 3, which occurs when the snubber capacitor 31 is normally operated in the discharged state, Torque fluctuation can be avoided.

また、この実施形態では特に、スナバコンデンサ充電処理で、ｄ軸方向のみの直流電流（ｑ軸方向電流はゼロ）を流すために、当該ｄ軸方向に対応する１つ又は２つの相で平滑コンデンサ２の正極側に接続する上アームスイッチング素子１１ａだけを通電させ、他のアームスイッチング素子１１を遮断させる。これにより、３相交流モータ２００に駆動力を与えることなく（トルクを発生させることなく）スナバコンデンサ３１の充電だけを行うことができる。このようにｄｑ軸電流ベクトル制御に基づいてアームスイッチング素子１１の選択通電を行うことで、スナバーコンデンサ充電処理中における３相交流モータ２００のトルクの発生を制御できる。 Further, in this embodiment, in particular, in the snubber capacitor charging process, in order to flow a direct current only in the d-axis direction (q-axis direction current is zero), a smoothing capacitor is used in one or two phases corresponding to the d-axis direction. Only the upper arm switching element 11a connected to the positive electrode side of 2 is energized and the other arm switching elements 11 are shut off. Thereby, it is possible to charge only the snubber capacitor 31 without applying a driving force to the three-phase AC motor 200 (without generating torque). Thus, by performing selective energization of the arm switching element 11 based on the dq-axis current vector control, generation of torque of the three-phase AC motor 200 during the snubber capacitor charging process can be controlled.

なお、上記実施形態に限られるものではなく、その趣旨及び技術的思想を逸脱しない範囲内で種々の変形が可能である。以下、そのような変形例を順を追って説明する。 In addition, it is not restricted to the said embodiment, A various deformation | transformation is possible within the range which does not deviate from the meaning and technical idea. Hereinafter, such modifications will be described in order.

（１）スナバコンデンサの充電をパルス状のゲート信号で行う場合
上記実施形態においては、スナバコンデンサ充電処理をｄ軸方向のみの直流電流（ｑ軸方向電流はゼロ）を通電させて行った例を説明したが、これに限られない。例えば、パルス状のゲート信号により、いずれか１つの相において所定の時間幅で通電させ、この通電させる相を切り替えながら繰り返すことによりスナバコンデンサ３１を充電させてもよい。 (1) When the snubber capacitor is charged with a pulsed gate signal In the above embodiment, the snubber capacitor charging process is performed by applying a DC current only in the d-axis direction (the q-axis direction current is zero). Although explained, it is not limited to this. For example, the snubber capacitor 31 may be charged by energizing in any one phase by a pulsed gate signal for a predetermined time width and repeating this energized phase while switching.

図５において、インバータ部３の各相（図中のＵ相、Ｖ相、及びＷ相）はそれぞれ上アームスイッチング素子１１ａを通電させる状態と、遮断させる状態のいずれかにスイッチングされる。ある相の上アームスイッチング素子１１ａが通電している場合、同相の下アームスイッチング素子１１ｂを遮断させる状態、異なる相の下アームスイッチング素子１１ｂは通電させる状態にスイッチングされる。 In FIG. 5, each phase (U phase, V phase, and W phase in the figure) of the inverter unit 3 is switched to either a state in which the upper arm switching element 11 a is energized or a state in which it is shut off. When the upper arm switching element 11a of a certain phase is energized, the lower arm switching element 11b of the same phase is switched off, and the lower arm switching element 11b of a different phase is switched to the energized state.

この例では、所定期間Ｔ１のうちの所定の時間幅Ｔ２だけ１つの相の上アームスイッチング素子１１ａのみ通電させ、同じ所定期間Ｔ１の間に他の相では下アームスイッチング素子１１ｂのみの通電を維持する充電パターンが繰り返し行われる。図示する例では、上アームスイッチング素子１１ａを通電させる相が、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順で繰り返すよう切り替えられる。このように１つの相だけ所定の時間幅Ｔ２のパルス状に上アームスイッチング素子１１ａのみ通電させるパターンを、当該１つの相を切り替えながら繰り返す制御を行なう。 In this example, only the upper arm switching element 11a is energized for one phase for a predetermined time width T2 in the predetermined period T1, and only the lower arm switching element 11b is maintained for the other phases during the same predetermined period T1. The charging pattern is repeated. In the example shown in the figure, the phase for energizing the upper arm switching element 11a is switched to repeat in the order of the U phase, the V phase, and the W phase. In this way, a pattern in which only the upper arm switching element 11a is energized in a pulse shape having a predetermined time width T2 for only one phase is repeatedly controlled while switching the one phase.

パルス状のゲート信号による充電制御の場合、１回につき上アームスイッチング素子１１ａを通電させる時間幅Ｔ２やその時間間隔、つまり充電パルス幅及びパルス間隔や順次相切替する回数は、３相交流モータ２００のインダクタンスや巻線抵抗値、スナバ抵抗器３２と制動抵抗器２３の積算抵抗値に基づいて算出する。この場合、スナバコンデンサ３１への充電電流は、通常運転時と同様、ｑ軸方向の電流が流れるように制御すれば良い。すなわち、充電電流が３相交流モータ２００にトルクを発生させるｑ軸方向の電流であったとしても、上記のようなパルス状の電力が所定時間幅で各相に順次供給されるに過ぎず、実際に３相交流モータ２００にトルクを発生させずにスナバコンデンサ３１への充電制御を行なうことができる。 In the case of charge control using a pulsed gate signal, the time width T2 for energizing the upper arm switching element 11a at one time and the time interval thereof, that is, the charge pulse width and pulse interval, and the number of times of sequential phase switching are set to And the integrated resistance value of the snubber resistor 32 and the braking resistor 23 are calculated. In this case, the charging current to the snubber capacitor 31 may be controlled so that a current in the q-axis direction flows as in the normal operation. That is, even if the charging current is a current in the q-axis direction that generates torque in the three-phase AC motor 200, the pulsed power as described above is merely supplied to each phase sequentially in a predetermined time width. Actually, charging control to the snubber capacitor 31 can be performed without generating torque in the three-phase AC motor 200.

次に、図６を用いて本変形例の場合に実行するスナバコンデンサ充電処理の制御手順について説明する。 Next, the control procedure of the snubber capacitor charging process executed in the case of this modification will be described with reference to FIG.

まずステップＳ１０５Ａで、３相交流モータ２００のインダクタンスや巻線抵抗値、スナバ抵抗器３２と制動抵抗器２３の積算抵抗値に基づいて、上記の充電パルス幅及びパルス間隔や順次相切替する回数を算出する。 First, in step S105A, based on the inductance and winding resistance value of the three-phase AC motor 200, the integrated resistance value of the snubber resistor 32 and the braking resistor 23, the charging pulse width, the pulse interval, and the number of times of sequential phase switching are determined. calculate.

そして、ステップＳ１１０Ａに移り、上記ステップＳ１０５Ａで算出した充電パルス幅の間、インバータ部３のＵ相で上アームスイッチング素子１１ａのみ通電させて他相で下アームスイッチング素子１１ｂのみ通電させるよう各ゲート信号を出力し、スナバコンデンサ３１を充電する。その後には、上記ステップＳ１０５Ａで算出したパルス間隔の間、全ての相のアームスイッチング素子１１を遮断させるよう各ゲート信号を出力し、次のステップＳ１１５Ａに移る。 Then, the process proceeds to step S110A, and during the charging pulse width calculated in step S105A, each gate signal is applied so that only the upper arm switching element 11a is energized in the U phase of the inverter unit 3 and only the lower arm switching element 11b is energized in the other phase. And the snubber capacitor 31 is charged. Thereafter, during the pulse interval calculated in step S105A, each gate signal is output so as to shut off the arm switching elements 11 of all phases, and the process proceeds to the next step S115A.

ステップＳ１１５Ａでは、同じ充電パルス幅の間、インバータ部３のＶ相で上アームスイッチング素子１１ａのみ通電させて他相で下アームスイッチング素子１１ｂのみ通電させるよう各ゲート信号を出力し、スナバコンデンサ３１を充電する。その後に、同じパルス間隔の間、全ての相のアームスイッチング素子１１を遮断させるよう各ゲート信号を出力し、次のステップＳ１２０Ａに移る。 In step S115A, during the same charge pulse width, each gate signal is output so that only the upper arm switching element 11a is energized in the V phase of the inverter unit 3 and only the lower arm switching element 11b is energized in the other phase, and the snubber capacitor 31 is turned on. Charge. Thereafter, during the same pulse interval, each gate signal is output so as to shut off the arm switching elements 11 of all phases, and the process proceeds to the next step S120A.

ステップＳ１２０Ａでは、同じ充電パルス幅の間、インバータ部３のＷ相で上アームスイッチング素子１１ａのみ通電させて他相で下アームスイッチング素子１１ｂのみ通電させるよう各ゲート信号を出力し、スナバコンデンサ３１を充電する。その後に、同じパルス間隔の間、全ての相のアームスイッチング素子１１を遮断させるよう各ゲート信号を出力し、次のステップＳ１２５Ａに移る。 In step S120A, during the same charging pulse width, each gate signal is output so that only the upper arm switching element 11a is energized in the W phase of the inverter unit 3 and only the lower arm switching element 11b is energized in the other phase, and the snubber capacitor 31 is turned on. Charge. Thereafter, during the same pulse interval, each gate signal is output so as to shut off the arm switching elements 11 of all phases, and the process proceeds to the next step S125A.

ステップＳ１２５Ａでは、スナバコンデンサ３１の充電が完了したか否かを判定する。スナバコンデンサ３１の充電がまだ完了していない場合には、判定は満たされず、上記ステップＳ１１０Ａに戻ってスナバコンデンサ３１の充電制御を継続する。一方、スナバコンデンサ３１の充電が完了した場合には、判定が満たされ、次のステップＳ１３０Ａに移る。なお、上記判定は、スナバコンデンサ３１の容量と、制動抵抗器２３とスナバ抵抗器３２の積算抵抗値（Ｒｙｄｂ＋Ｒｄｂ）とにより求められる充電時定数で決定される充電時間と、上記充電パルス幅時間とに基づいて行なう。 In step S125A, it is determined whether charging of the snubber capacitor 31 is completed. If charging of the snubber capacitor 31 is not yet completed, the determination is not satisfied, and the control returns to step S110A to continue charging control of the snubber capacitor 31. On the other hand, when the charging of the snubber capacitor 31 is completed, the determination is satisfied, and the routine goes to the next Step S130A. Note that the above determination is based on the charging time determined by the charging time constant determined by the capacity of the snubber capacitor 31, the integrated resistance value (Rydb + Rdb) of the braking resistor 23 and the snubber resistor 32, and the charging pulse width time. Based on.

ステップＳ１３０Ａでは、インバータ部３の全ての相のアームスイッチング素子１１を遮断させるよう各ゲート信号を出力し、スナバコンデンサ３１への充電を終了する。そして、このフローを終了する。 In step S <b> 130 </ b> A, each gate signal is output so as to cut off the arm switching elements 11 of all phases of the inverter unit 3, and the charging of the snubber capacitor 31 is finished. Then, this flow ends.

以上説明したように、本変形例のモータ制御装置１００によれば、上位制御装置８及び駆動制御部７がステップＳ１００Ａのスナバコンデンサ充電処理を実行することで、所定の時間幅で選択通電するアームスイッチング素子１１の相を、所定の時間間隔で順次切替える。つまり、３相交流モータ２００を駆動制御することのないパルス状のゲート信号でインバータ部３をスイッチングできるため、充電電流がｑ軸電流であっても３相交流モータ２００に駆動力を与えることなくスナバコンデンサ３１の充電だけを行うことができる。 As described above, according to the motor control device 100 of the present modification, the host control device 8 and the drive control unit 7 perform the snubber capacitor charging process in step S100A, thereby selectively energizing the arm with a predetermined time width. The phase of the switching element 11 is sequentially switched at a predetermined time interval. That is, since the inverter unit 3 can be switched by a pulsed gate signal that does not control the driving of the three-phase AC motor 200, the driving force is not applied to the three-phase AC motor 200 even if the charging current is a q-axis current. Only the snubber capacitor 31 can be charged.

なお、上記変形例では、充電パルスで通電させる相を順に切り替えながら繰り返したが、これに限られず、例えば１つの相に固定して断続的に通電させる充電パルスを繰り返し出力するようにしてもよい。この場合でも、上記変形例と同様の効果が得られる。 In the above modification, the phase to be energized by the charging pulse is repeated while being sequentially switched. However, the present invention is not limited to this. For example, a charging pulse that is intermittently energized while being fixed to one phase may be repeatedly output. . Even in this case, the same effect as the above-described modification can be obtained.

また、以上既に述べた以外にも、上記実施形態や各変形例による手法を適宜組み合わせて利用しても良い。 In addition to those already described above, the methods according to the above-described embodiments and modifications may be used in appropriate combination.

その他、一々例示はしないが、その趣旨を逸脱しない範囲内において、種々の変更が加えられて実施されるものである。 In addition, although not illustrated one by one, the present invention is implemented with various modifications within a range not departing from the gist thereof.

１電源整流器
２平滑コンデンサ
３インバータ部
４エンコーダ
５ダイナミックブレーキ回路部
６スナバ回路部
７駆動制御部
８上位制御装置
１１ａ上アームスイッチング素子（半導体スイッチング素子）
１１ｂ下アームスイッチング素子（半導体スイッチング素子）
２１ブレーキ回路整流器（整流部）
２２制動スイッチング素子（スイッチ）
２３制動抵抗器（制動抵抗）
２４点弧制御回路部
３１スナバコンデンサ
３２スナバ抵抗器
１００モータ制御装置
２００３相交流モータ
３００外部交流電源

DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power supply rectifier 2 Smoothing capacitor 3 Inverter part 4 Encoder 5 Dynamic brake circuit part 6 Snubber circuit part 7 Drive control part 8 High-order control apparatus 11a Upper arm switching element (semiconductor switching element)
11b Lower arm switching element (semiconductor switching element)
21 Brake circuit rectifier (rectifier)
22 Braking switching element (switch)
23 Braking resistor (braking resistor)
24 ignition control circuit section 31 snubber capacitor 32 snubber resistor 100 motor control device 200 three-phase AC motor 300 external AC power supply

Claims

直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
２つの半導体スイッチング素子を直列に接続した組を前記平滑コンデンサに対して３組並列に接続して３相としたインバータ部と、
前記インバータ部の出力側に接続されたダイオードの３相ブリッジ回路で構成される整流部と、前記整流部に並列接続した制動抵抗とスイッチとの直列接続体と、を有するダイナミックブレーキ回路部と、
前記スイッチに並列接続したスナバコンデンサを含むスナバ回路部と、
前記インバータ部の各前記半導体スイッチング素子に対するゲート信号と前記ダイナミックブレーキ回路部の前記スイッチに対するブレーキ制動信号とを出力する駆動制御部と、を備えるモータ制御装置であって、
前記駆動制御部が、モータを通常運転する前に、前記ブレーキ制動信号に基づいて作動しているダイナミックブレーキを解除する処理を行ない、前記ゲート信号に基づいて前記平滑コンデンサと前記スナバコンデンサの間に閉回路を形成して前記スナバコンデンサを充電制御する処理を行なうことを特徴とするモータ制御装置。 A smoothing capacitor that smoothes the DC voltage;
An inverter unit in which two sets of semiconductor switching elements are connected in series and three sets are connected in parallel to the smoothing capacitor to form three phases;
A dynamic brake circuit unit including a rectification unit configured by a three-phase bridge circuit of a diode connected to the output side of the inverter unit, and a series connection body of a braking resistor and a switch connected in parallel to the rectification unit;
A snubber circuit unit including a snubber capacitor connected in parallel to the switch;
A drive control unit that outputs a gate signal for each semiconductor switching element of the inverter unit and a brake braking signal for the switch of the dynamic brake circuit unit,
Before the normal operation of the motor, the drive control unit performs a process of releasing the dynamic brake that is operating based on the brake braking signal, and between the smoothing capacitor and the snubber capacitor based on the gate signal. A motor control device that performs a process of charging control of the snubber capacitor by forming a closed circuit .

前記駆動制御部が、ｄｑ軸電流ベクトル制御に基づいて前記ゲート信号を生成し、前記半導体スイッチング素子のうち所望の半導体スイッチング素子を選択通電するように、前記ゲート信号を出力して前記スナバコンデンサを充電制御することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。 The drive control unit generates the gate signal based on dq-axis current vector control, and outputs the gate signal so as to selectively energize a desired semiconductor switching element among the semiconductor switching elements. The motor control device according to claim 1, wherein charge control is performed.

前記駆動制御部が、前記インバータ部のいずれか１つ又は２つの相における前記平滑コンデンサの正極側に接続する半導体スイッチング素子を選択通電、かつ該選択通電された半導体スイッチング素子とは異なる相の前記平滑コンデンサの負極側に接続する半導体スイッチング素子を選択通電するように前記ゲート信号を出力することで、ｄ軸電流のみをスナバ回路部に流すことを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。 The drive control unit selectively energizes a semiconductor switching element connected to the positive side of the smoothing capacitor in any one or two phases of the inverter unit, and the phase of the semiconductor switching element different from the selectively energized semiconductor switching element 3. The motor control device according to claim 2, wherein only the d-axis current is caused to flow through the snubber circuit unit by outputting the gate signal so as to selectively energize the semiconductor switching element connected to the negative electrode side of the smoothing capacitor.

前記駆動制御部が、前記インバータ部のいずれか１つの相における前記平滑コンデンサの正極側に接続する半導体スイッチング素子を所定の時間幅で選択通電、かつ該選択通電された半導体スイッチング素子とは異なる２つの相の前記平滑コンデンサの負極側に接続する半導体スイッチング素子を選択通電するように前記ゲート信号を出力することで、ｑ軸電流のみをスナバ回路部に流すことを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。 The drive control unit selectively energizes the semiconductor switching element connected to the positive side of the smoothing capacitor in any one phase of the inverter unit with a predetermined time width, and is different from the selectively energized semiconductor switching element 2 3. The q-axis current is allowed to flow through a snubber circuit section by outputting the gate signal so as to selectively energize a semiconductor switching element connected to the negative electrode side of the smoothing capacitor of one phase. Motor control device.

前記駆動制御部が、前記所定の時間幅で選択通電する半導体スイッチング素子の相を、所定の時間間隔で順次切替えることを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置。 5. The motor control device according to claim 4, wherein the drive control unit sequentially switches the phases of the semiconductor switching elements selectively energized in the predetermined time width at predetermined time intervals.

前記駆動制御部が、固定相の半導体スイッチング素子に対して、前記所定の時間幅で選択通電を繰り返すことを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置。
5. The motor control device according to claim 4, wherein the drive control unit repeats selective energization with respect to the stationary phase semiconductor switching element within the predetermined time width.