JP5380097B2 - Power circuit, power converter - Google Patents
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Description
本発明は電源回路および電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power supply circuit and a power conversion device.
従来、電気自動車などに搭載され、バッテリからの直流電力を交流電力に変換して駆動用モータに供給する電力変換装置が知られている（たとえば特許文献１）。こうした電力変換装置において、マイクロコンピュータ等によって構成される制御回路と、その制御回路に電源を供給するための電源回路とが搭載されていることがある。この電源回路は通常、トランジスタが行うスイッチング動作によって入力電圧を異なる電圧に変換し、電源として供給している。 2. Description of the Related Art Conventionally, a power conversion device that is mounted on an electric vehicle or the like, converts DC power from a battery into AC power, and supplies the AC power to a drive motor is known (for example, Patent Document 1). In such a power conversion device, a control circuit constituted by a microcomputer or the like and a power supply circuit for supplying power to the control circuit may be mounted. This power supply circuit usually converts an input voltage into a different voltage by a switching operation performed by a transistor and supplies it as a power supply.
上記のような電力変換装置に接続されるバッテリは、駆動用モータを駆動する必要があるため、高電圧、高電流のものが用いられる。したがって、このようなバッテリからの入力電圧に基づいて電源を供給する電源回路では、トランジスタに対して厳しい耐電流性能が要求される。しかし、トランジスタの耐電流性能を上げることは、電源回路の大型化および高コスト化につながるおそれがある。本発明の課題はトランジスタの耐電圧性能を軽減し、小型・低コストの電源回路を提供することである。 Since the battery connected to the power converter as described above needs to drive a driving motor, a battery having a high voltage and a high current is used. Therefore, in such a power supply circuit that supplies power based on the input voltage from the battery, severe current resistance performance is required for the transistor. However, increasing the current resistance performance of the transistor may lead to an increase in size and cost of the power supply circuit. An object of the present invention is to reduce the withstand voltage performance of a transistor and to provide a small-sized and low-cost power supply circuit.
本発明による電源回路は、入力電圧を異なる電圧に変換し電源として出力するものであって、所定のパルス電圧Voutの振幅で、所定の最小パルス幅Tonmin以上の可変のパルス幅を有するパルス信号を出力するパルス出力回路と、パルス出力回路により出力されるパルス信号に応じて変化するゲート電圧が所定のしきい値電圧Vthを超えるとオンし、ゲート電圧がしきい値電圧Vthを下回るとオフするスイッチング動作を行うトランジスタと、１次コイルと２次コイルとを有し、トランジスタが行うスイッチング動作に応じて１次コイルに流れる電流が制御されるトランスと、パルス出力回路とトランジスタの間に接続される入力抵抗とを備える。この電源回路において、入力抵抗の抵抗値Rgは、パルス電圧Vout、しきい値電圧Vth、最小パルス幅Tonminおよびトランジスタの最大蓄積電荷QGmaxに基づく下記の式を満たす。
Rg＞（Vout−Vth）×Tonmin／QGmax
本発明による電力変換装置は、電源回路と、電源が供給される制御回路と、制御回路から出力される制御信号に基づいて駆動信号を出力するドライバ回路と、ドライバ回路から出力される駆動信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子を有するパワーモジュールとを備える。
A power supply circuit according to the present invention converts an input voltage into a different voltage and outputs it as a power supply. A pulse signal having a variable pulse width equal to or larger than a predetermined minimum pulse width Tonmin at an amplitude of a predetermined pulse voltage Vout Turns on when the output pulse output circuit and the gate voltage that changes according to the pulse signal output from the pulse output circuit exceed a predetermined threshold voltage Vth, and turns off when the gate voltage falls below the threshold voltage Vth a transistor for performing a switching operation, and a primary coil and a secondary coil, a transformer current flowing through the primary coil in accordance with a switching operation of the transistor conducts is controlled, it is connected between the pulse output circuit and the transistor Input resistance. In this power supply circuit, the resistance value Rg of the input resistance satisfies the following expression based on the pulse voltage Vout, the threshold voltage Vth, the minimum pulse width Tonmin, and the maximum accumulated charge QGmax of the transistor.
Rg> (Vout−Vth) × Tonmin / QGmax
A power converter according to the present invention includes a power supply circuit, a control circuit to which power is supplied, a driver circuit that outputs a drive signal based on a control signal output from the control circuit, and a drive signal output from the driver circuit. And a power module having a switching element that performs a switching operation based on the power module.
本発明によれば、トランジスタに要求される耐電流性能を軽減することができる。 According to the present invention, the withstand current performance required for a transistor can be reduced.
本発明の実施形態に係る電源回路および電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電源回路を備えた電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車や純粋な電気自動車に適用可能であるが、代表例として、本発明の実施形態に係る電源回路を備えた電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図１と図２を用いて説明する。図１はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。 A power supply circuit and a power converter according to an embodiment of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. The power conversion device including the power supply circuit according to the embodiment of the present invention can be applied to a hybrid vehicle or a pure electric vehicle. As a representative example, the power conversion device includes the power supply circuit according to the embodiment of the present invention. A control configuration and a circuit configuration of the power conversion device when the conversion device is applied to a hybrid vehicle will be described with reference to FIGS. 1 and 2. FIG. 1 is a diagram showing a control block of a hybrid vehicle.
本発明の実施形態に係る電源回路を備えた電力変換装置について、自動車に搭載される車載電機システムの車載用電力変換装置、特に、車両駆動用電機システムに用いられ、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用インバータ装置を例に挙げて説明する。車両駆動用インバータ装置は、車両駆動用電動機の駆動を制御する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられ、車載電源を構成する車載バッテリあるいは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を車両駆動用電動機に供給して車両駆動用電動機の駆動を制御する。また、車両駆動用電動機は発電機としての機能も有しているので、車両駆動用インバータ装置は運転モードに応じ、車両駆動用電動機の発生する交流電力を直流電力に変換する機能も有している。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。 About the power converter device provided with the power supply circuit which concerns on embodiment of this invention, it is used for the vehicle-mounted power converter device of the vehicle-mounted electrical system mounted in a motor vehicle, especially a vehicle drive electrical machine system, a mounting environment, an operational environment, etc. An example of an inverter device for driving a vehicle that is very strict will be described. A vehicle drive inverter device is provided in a vehicle drive electrical system as a control device that controls the drive of a vehicle drive motor, and a DC power supplied from an onboard battery or an onboard power generator that constitutes an onboard power source is a predetermined AC power. Then, the AC power obtained is supplied to the vehicle drive motor to control the drive of the vehicle drive motor. Further, since the vehicle drive motor also has a function as a generator, the vehicle drive inverter device also has a function of converting the AC power generated by the vehicle drive motor into DC power according to the operation mode. Yes. The converted DC power is supplied to the on-vehicle battery.
なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用電力変換装置に備えられる電源回路として最適であるが、これら以外の電力変換装置に備えられる電源回路、例えば電車や船舶、航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する電動機の制御装置として用いられる産業用電力変換装置、あるいは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する電動機の制御装置に用いられたりする家庭用電力変換装置に備えられる電源回路に対しても適用可能である。また、電力変換装置以外の様々な装置に備えられる電源回路に対しても適用可能である。 The configuration of the present embodiment is optimal as a power supply circuit provided in a power conversion device for driving a vehicle such as an automobile or a truck, but a power supply circuit provided in a power conversion device other than these, such as a train, a ship, an aircraft, etc. Power converters, industrial power converters used as motor control devices for driving plant equipment, or household control devices for motors driving household solar power generation systems and household electrical appliances The present invention can also be applied to a power supply circuit provided in a power converter for an automobile. Moreover, it is applicable also to the power supply circuit with which various apparatuses other than a power converter device are equipped.
図１において、ハイブリッド電気自動車（以下、「ＨＥＶ」と記述する）１１０は１つの電動車両であり、２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステムである。エンジンシステムは、主としてＨＥＶの駆動源として用いられる。もう１つは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システムである。車載電機システムは、主としてＨＥＶの駆動源およびＨＥＶの電力発生源として用いられる。モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。
In FIG. 1, a hybrid electric vehicle (hereinafter referred to as “HEV”) 110 is one electric vehicle and includes two vehicle drive systems. One of them is an engine system that uses an
車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。
A
前輪車軸１１４の中央部には前輪側デファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側およびモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。なお、モータジェネレータ１９２，１９４および動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。
A front wheel side differential gear (hereinafter referred to as “front wheel side DEF”) 116 is provided at the center of the
モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機であり、固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置１４０，１４２によって制御されることによりモータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。インバータ装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されており、バッテリ１３６とインバータ装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。
The
本実施形態では、モータジェネレータ１９２およびインバータ装置１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４およびインバータ装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備え、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。
In the present embodiment, two motor generator units, a first motor generator unit composed of a
また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニットまたは第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力あるいは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６の充電ができる。
In the present embodiment, the vehicle can be driven only by the power of the
バッテリ１３６はさらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。補機としてはたとえばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータであり、バッテリ１３６からインバータ装置４３に直流電力が供給され、インバータ装置４３で交流の電力に変換されてモータ１９５に供給される。インバータ装置４３はインバータ装置１４０や１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。たとえばモータ１９５の回転子の回転に対し進み位相の交流電力を供給することにより、モータ１９５はトルクを発生する。一方、遅れ位相の交流電力を発生することで、モータ１９５は発電機として作用し、モータ１９５は回生制動状態の運転となる。このようなインバータ装置４３の制御機能はインバータ装置１４０，１４２の制御機能と同様である。モータ１９５の容量がモータジェネレータ１９２，１９４の容量より小さいので、インバータ装置４３の最大変換電力がインバータ装置１４０，１４２より小さいが、インバータ装置４３の回路構成は基本的にインバータ装置１４０や１４２の回路構成と同じである。
The
インバータ装置１４０、インバータ装置１４２およびインバータ装置４３さらにコンデンサモジュール５００は電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から以下で詳述する電力変換装置は、インバータ装置１４０，１４２およびインバータ装置４３さらにコンデンサモジュール５００を電力変換装置の筐体内に内蔵している。この構成により、小型で信頼性の高い装置が実現できる。
The
またインバータ装置１４０、インバータ装置１４２およびインバータ装置４３さらにコンデンサモジュール５００を一つの筐体に内蔵することで、配線の簡素化やノイズ対策で効果がある。またコンデンサモジュール５００とインバータ装置１４０、インバータ装置１４２およびインバータ装置４３との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できると共に、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。
Further, by incorporating the
次に、図２を用いてインバータ装置１４０、インバータ装置１４２あるいはインバータ装置４３の電気回路構成を説明する。尚、図１〜図２に示す実施形態では、インバータ装置１４０、インバータ装置１４２あるいはインバータ装置４３をそれぞれ個別に構成する場合を例に挙げて説明する。インバータ装置１４０、インバータ装置１４２あるいはインバータ装置４３は同様の構成で同様の作用を為し、同様の機能を有しているので、ここでは、代表例としてインバータ装置１４０の説明を行う。
Next, the electric circuit configuration of the
本実施形態に係る電力変換装置２００は、バッテリ１３６から供給される直流電力を交流電力に変換し、モータジェネレータ１９２へ供給すると共に、モータジェネレータ１９２によって発電された交流電力を直流電力に変換してバッテリ１３６へ供給し、バッテリ１３６を充電する。電力変換装置２００は、インバータ装置１４０とコンデンサモジュール５００とを備え、インバータ装置１４０は、半導体回路であるインバータ回路１４４と制御部１７０とを有している。また、インバータ回路１４４は、上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）およびダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０およびダイオード１６６と、からなる上下アーム直列回路１５０を複数有し（図２の例では３つの上下アーム直列回路１５０）、それぞれの上下アーム直列回路１５０の中点部分（中間電極１６９）から交流端子１５９を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続する構成である。また、制御部１７０はインバータ回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、制御回路１７２およびドライバ回路１７４へ電源線１７９を介して電源を供給する電源回路１７８とを有している。
The
上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０は、スイッチング用パワー半導体素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。
The
インバータ回路１４４は３相ブリッジ回路により構成されており、３相分の上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ、バッテリ１３６の正極側と負極側に電気的に接続されている直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間に電気的に並列に接続されている。
The
本実施形態では、スイッチング用パワー半導体素子としてＩＧＢＴ３２８，３３０を用いることを例示している。ＩＧＢＴ３２８，３３０は、コレクタ電極１５３，１６３、エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子１５５，１６５）、ゲート電極（ゲート電極端子１５４，１６４）を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間にはダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極およびアノード電極の２つの電極を備えており、ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング用パワー半導体素子としてはＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい、この場合はダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。
In the present embodiment, the use of
上下アーム直列回路１５０は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の各相巻線に対応して３相分設けられている。３つの上下アーム直列回路１５０はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応し、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極１６３とを接続する中間電極１６９、交流端子１５９を介してモータジェネレータ１９２へのＵ相、Ｖ相、Ｗ相を形成している。上下アーム直列回路は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にそれぞれ電気的に接続（直流バスバーで接続）されている。各アームの中点部分（上アームのＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極と下アームのＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極との接続部分）にあたる中間電極１６９は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の対応する相巻線に、交流端子１５９および交流コネクタ１８８を介して電気的に接続されている。
Upper and lower
コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。すなわち、コンデンサモジュール５００は、バッテリ１３６からの直流電力を平滑化してＩＧＢＴ３２８，３３０へ供給するために、電力変換装置２００に搭載されている。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の負極側がそれぞれ直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間で接続され、バッテリ１３６と上下アーム直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。
制御部１７０はＩＧＢＴ３２８，３３０を作動させるためのものであり、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路１７２と、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライブ回路１７４と、バッテリ１３６からの入力電圧を異なる電圧に変換し、電源として出力する電源回路１７８とを備えている。
The
制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンには入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値、上下アーム直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、およびモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力されている。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。
The
制御回路１７２内のマイコンは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、マイコンは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路１７４に出力する。すなわち、制御回路１７２は、マイコンが行う演算の結果に基づいて、ドライバ回路１７４の動作を制御するための制御信号であるＰＷＭ信号をドライバ回路１７４に出力する。
The microcomputer in the
ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に、上アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極にそれぞれ出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。その結果、インバータ回路１４４においてバッテリ１３６からの直流電力が交流電力に変換、またはモータジェネレータ１９２からの交流電力が直流電力に変換される。すなわち、ドライバ回路１７４は、制御回路１７２からＰＷＭ信号として出力される制御信号に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８，３３０を駆動するための駆動信号であるドライブ信号を出力する。このドライブ信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０は、直流電力を交流電力に変換、または交流電力を直流電力に変換するためのスイッチング動作を行う。
When driving the lower arm, the
電源回路１７８は、バッテリ１３６から直流コネクタ１３８およびコンデンサモジュール５００を介して入力された直流電圧を異なる電圧、たとえば１５Ｖに変換することにより、制御回路１７２およびドライバ回路１７４が動作するための電源を生成する。電源回路１７８によって生成された電源は、電源線１７９を介して制御回路１７２およびドライバ回路１７４へ供給され、制御回路１７２およびドライバ回路１７４内の各種回路の動作に用いられる。
The
また、制御部１７０は、異常検知（過電流、過電圧、過温度など）を行い、上下アーム直列回路１５０を保護している。このため、制御部１７０にはセンシング情報が入力されている。たとえば、各アームの信号用エミッタ電極端子１５５，１６５からは各ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を過電流から保護する。上下アーム直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは上下アーム直列回路１５０の温度の情報がマイコンに入力されている。また、マイコンには上下アーム直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイコンは、それらの情報に基づいて過温度検知および過電圧検知を行い、過温度あるいは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、上下アーム直列回路１５０（引いては、この回路１５０を含む半導体モジュール）を過温度あるいは過電圧から保護する。
In addition, the
インバータ回路１４４の上下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０の導通および遮断動作が一定の順で切り替わり、この切り替わり時にモータジェネレータ１９２の固定子巻線に発生する電流は、ダイオード１５６，１６６を含む回路を流れる。
The conduction and cut-off operations of the
上下アーム直列回路１５０は、図示するように、Ｐｏｓｉｔｉｖｅ端子（Ｐ端子、正極端子）１５７、Ｎｅｇａｔｉｖｅ端子（Ｎ端子、負極端子）１５８、上下アームの中間電極１６９に接続されている交流端子１５９、上アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１５５、上アームのゲート電極端子１５４、下アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１６５、下アームのゲート端子電極１６４、を備えている。また、電力変換装置２００は、入力側に直流コネクタ１３８を有し、出力側に交流コネクタ１８８を有して、それぞれのコネクタ１３８と１８８を通してバッテリ１３６とモータジェネレータ１９２にそれぞれ接続される。また、モータジェネレータへ出力する３相交流の各相の出力を発生する回路として、各相に２つの上下アーム直列回路を並列接続するようにした回路構成の電力変換装置であってもよい。
As shown in the figure, the upper and lower
図３、４において、２００は電力変換装置、１０は上部ケース、１１は金属ベース板、１２は金属製の筐体、１３は冷却水入口配管、１４は冷却水出口配管、４２０は下カバー、１６は下部ケース、１７は交流ターミナルケース、１８は交流ターミナル、１９Ａは冷却ジャケット、１９は冷却ジャケット１９Ａ内の冷却水流路、２０は制御回路基板で制御回路１７２を保持している。２１は外部との接続のためのコネクタ、２２は駆動回路基板でドライバ回路１７４および電源回路１７８を保持している。３００はパワーモジュール（半導体モジュール部）で２個設けられており、それぞれのパワーモジュールにはインバータ回路１４４が内蔵されている。７００は積層導体板、８００はＯリング、３０４は金属ベース、１８８は交流コネクタ、３１４は直流正極端子、３１６は直流負極端子、５００はコンデンサモジュール、５０２はコンデンサケース、５０４は正極側コンデンサ端子、５０６は負極側コンデンサ端子、５１４はコンデンサセル、をそれぞれ表す。
3 and 4, 200 is a power converter, 10 is an upper case, 11 is a metal base plate, 12 is a metal casing, 13 is a cooling water inlet pipe, 14 is a cooling water outlet pipe, 420 is a lower cover,
図３は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の全体構成の外観斜視図を示す。本実施形態に係る電力変換装置２００は、上面あるいは底面が略長方形の筐体１２と、筐体１２の短辺側の外周の１つに設けられた冷却水入口配管１３および冷却水出口配管１４と、筐体１２の上部開口を塞ぐための上部ケース１０と、筐体１２の下部開口を塞ぐための下部ケース１６とを有する。筐体１２の底面あるいは上面の形状を略長方形としたことで、車両への取り付けが容易となり、また生産し易い効果がある。
FIG. 3 is an external perspective view of the overall configuration of the power conversion device according to the embodiment of the present invention. The
電力変換装置２００の長辺側の外周にはモータジェネレータ１９２や１９４との接続に用いる２組の交流ターミナルケース１７が設けられる。交流ターミナル１８は、パワーモジュール３００とモータジェネレータ１９２、１９４とを電気的に接続するために用いられる。パワーモジュール３００から出力される交流電流は、パワーモジュール３００と接続された交流ターミナル１８を介して、電力変換装置２００の外部にあるモータジェネレータ１９２、１９４へ出力および伝達される。交流ターミナル１８は、正極側コンデンサ端子５０４および負極側コンデンサ端子５０６から最も近い筐体１２の側面と対向する筐体１２の側面に配置されている。このような配置とすることで、パワーモジュール３００から出力される交流電力と、バッテリ１３６からコンデンサモジュール５００を介して入力される直流電力とが相互に影響し合うのを防止できる。
Two sets of
コネクタ２１は、筐体１２に内蔵された制御回路基板２０（制御回路１７２）に接続されている。外部からの各種信号は、コネクタ２１を介して、制御回路基板２０に搭載された制御回路１７２に伝送される。直流（バッテリ）負極側接続端子部５１０と直流（バッテリ）正極側接続端子部５１２は、バッテリ１３６からの直流電力をコンデンサモジュール５００へ入力するための直流入力端子であって、バッテリ１３６とコンデンサモジュール５００とを電気的に接続する。ここで本実施形態では、コネクタ２１は、筐体１２の短辺側の外周面の一方側に設けられる。一方、直流（バッテリ）負極側接続端子部５１０と直流（バッテリ）正極側接続端子部５１２は、コネクタ２１が設けられた面とは反対側の短辺側の外周面に設けられる。つまり、コネクタ２１と、直流（バッテリ）負極側接続端子部５１０および直流（バッテリ）正極側接続端子部５１２とは、互いに対向する筐体１２の側面にそれぞれ離れて配置されている。これにより、直流（バッテリ）負極側接続端子部５１０から筐体１２に侵入し、さらにコネクタ２１まで伝播するノイズを低減することができ、制御回路基板２０によるモータの制御性を向上させることができる。
The
図４は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の全体構成を各構成要素に分解した斜視図である。 FIG. 4 is a perspective view in which the entire configuration of the power conversion device according to the embodiment of the present invention is disassembled into components.
図４に示すように、筐体１２の中ほどには、内部に冷却水流路１９が形成される冷却ジャケット１９Ａが設けられる。この冷却ジャケット１９Ａ（冷却水流路１９）は、パワーモジュール３００とコンデンサモジュール５００の間に設置される。冷却ジャケット１９Ａの上面には流れの方向に並んで２組の開口４００と４０２が形成されている。２組の開口４００と４０２を塞ぐように２個のパワーモジュール３００が冷却ジャケット１９Ａの上面に固定されている。各パワーモジュール３００には放熱のためのフィンが設けられており、各パワーモジュール３００のフィンはそれぞれ冷却ジャケット１９Ａの開口４００と４０２から冷却水流路１９中に突出している。
As shown in FIG. 4, a cooling
冷却ジャケット１９Ａの下面にはアルミ鋳造を行いやすくするための開口４０４が形成されており、開口４０４は下カバー４２０で塞がれている。また冷却ジャケット１９Ａの下面には補機用のインバータ装置４３が取り付けられている。補機用のインバータ装置４３は、図２に示すインバータ回路１４４と同様の回路が内蔵されており、インバータ回路１４４を構成しているパワー半導体素子を内蔵したパワーモジュールを有している。補機用のインバータ装置４３は、内蔵しているパワーモジュールの放熱金属面が冷却水流路１９の下面に対向するようにして、冷却ジャケット１９Ａの下面に固定されている。また、パワーモジュール３００と筐体１２との間には、シールをするためのＯリング８００が設けられ、さらに下カバー４２０と筐体１２との間にもＯリング８０２が設けられる。本実施形態ではシール材をＯリングとしているが、Ｏリングの代わりに樹脂材・液状シール・パッキンなどを代用しても良く、特に液状シールを用いた場合には電力変換装置２００の組立性を向上させることができる。
An
さらに冷却ジャケット１９Ａの下方には、下部ケース１６が設けられ、下部ケース１６にはコンデンサモジュール５００が設けられている。コンデンサモジュール５００は、その金属製ケースの放熱面が下部ケース１６の底板内面に接するように、下部ケース１６の底板内面に固定されている。この構造により、冷却ジャケット１９Ａの上面と下面とを利用して、パワーモジュール３００およびインバータ装置４３を効率良く冷却することができ、電力変換装置全体の小型化に繋がる。コンデンサモジュール５００には、複数の正極側コンデンサ端子５０４と負極側コンデンサ端子５０６が交互に設けられている。
Further, a
冷却水入出口配管１３，１４からの冷却水が冷却水流路１９を流れることによって、併設されている２個のパワーモジュール３００が有する放熱フィンが冷却され、２個のパワーモジュール３００全体が冷却される。冷却ジャケット１９Ａの下面に設けられた補機用のインバータ装置４３も同時に冷却する。
When the cooling water from the cooling water inlet /
さらに冷却水流路１９が設けられている筐体１２が冷却されることにより、筐体１２の下部に設けられた下部ケース１６が冷却され、コンデンサモジュール５００の熱が下部ケース１６および筐体１２を介して冷却水に熱的に伝導され、コンデンサモジュール５００が冷却される。
Further, the
パワーモジュール３００の上方には、パワーモジュール３００とコンデンサモジュール５００とを電気的に接続するための積層導体板７００が配置される。すなわち、コンデンサモジュール５００は、正極側コンデンサ端子５０４、負極側コンデンサ端子５０６および積層導体板７００を介してパワーモジュール３００と接続される。正極側コンデンサ端子５０４、負極側コンデンサ端子５０６および積層導体板７００は、後述する金属ベース板１１によって分割された筐体１２内の２つの空間のうち、駆動回路基板２２（ドライバ回路１７４）、パワーモジュール３００およびコンデンサモジュール５００が搭載されている空間内に設けられている。この積層導体板７００は、２つのパワーモジュール３００に跨って、２つのパワーモジュール３００の幅方向に幅広に構成されている。さらに、積層導体板７００は、コンデンサモジュール５００の正極側端子と接続される正極側導体板と、負極側端子と接続される負極側導体板と、正極側端子と負極側端子との間に配置される絶縁部材によって構成される。これにより積層導体板７００の積層面積を広げることができるので、パワーモジュール３００からコンデンサモジュール５００までの寄生インダクタンスの低減を図ることができる。また、一つの積層導体板７００を２つのパワーモジュール３００に載置した後、積層導体板７００とパワーモジュール３００とコンデンサモジュール５００との電気的な接続を行うことが出来るので、パワーモジュール３００を２つ備える電力変換装置であっても、その組立工数を抑えることができる。
A
積層導体板７００の上方には制御回路基板２０と駆動回路基板２２とが配置されている。駆動回路基板２２には図２に示すドライバ回路１７４および電源回路１７８が搭載され、制御回路基板２０には図２に示すＣＰＵを有する制御回路１７２が搭載されている。また、駆動回路基板２２と制御回路基板２０の間には金属ベース板１１が配置されている。このような配置により、筐体１２の内部空間が金属ベース板１１によって２つの空間に分割される。また、分割された２つの空間のうち、一方の空間内には制御回路基板２０（制御回路１７２）が搭載され、もう一方の空間内には駆動回路基板２２（ドライバ回路１７４、電源回路１７８）、パワーモジュール３００およびコンデンサモジュール５００が搭載される。なお、ドライバ回路１７４および電源回路１７８は、制御回路１７２とパワーモジュール３００の間に搭載される。
A
金属ベース板１１は、両基板２２，２０に搭載される回路群の電磁シールドの機能を奏すると共に、駆動回路基板２２と制御回路基板２０とに発生する熱を逃がし、冷却する作用を有している。なお、金属ベース板１１は、上部ケース１０と筐体１２の間に挟みこまれて設置される。このように筐体１２の中央部に冷却ジャケット１９Ａを設け、その一方の側に車両駆動用のパワーモジュール３００を配置し、また他方の側に補機用のパワーモジュール４３を配置することで、少ない空間で効率良く冷却でき、電力変換装置全体の小型化が可能となる。冷却ジャケット１９Ａを、筐体１２と一体にアルミ鋳造で作ることにより、冷却ジャケット１９Ａは冷却効果に加え機械的強度を強くする効果がある。またアルミ鋳造により筐体１２と冷却ジャケット１９Ａとを一体成型構造としたので、熱伝導が良くなり冷却効率が向上する。
The metal base plate 11 functions as an electromagnetic shield for a circuit group mounted on both the
駆動回路基板２２には、金属ベース板１１を通り抜けて、制御回路基板２０の回路群との接続を行う基板間コネクタ２３が設けられている。また、制御回路基板２０には外部との電気的接続を行うコネクタ２１が設けられている。コネクタ２１を利用して、電力変換装置の外部に設けた車載バッテリ１３６、すなわちリチウム電池モジュールとの間で信号の伝送が行われる。リチウム電池モジュールから電池の状態を表す信号やリチウム電池の充電状態などの信号が制御回路基板２０に送られてくる。図２に示す信号線１７６および電源線１７９（図４では不図示）が基板間コネクタ２３に結線され、制御回路基板２０からインバータ回路のスイッチングタイミング信号が駆動回路基板２２に伝達され、駆動回路基板２２はゲート駆動信号を発生してパワーモジュールのそれぞれのゲート電極に印加する。
The
筐体１２の上端部と下端部には開口が形成されている。これら開口は、それぞれ上部ケース１０と下部ケース１６を、例えばネジやボルト等の締結部品で筐体１２に固定することにより塞がれる。筐体１２の高さ方向の中央には、内部に冷却水流路１９が設けられる冷却ジャケット１９Ａが形成されている。冷却ジャケット１９Ａの上面開口をパワーモジュール３００で覆い、下面開口を下カバー４２０で覆うことにより、冷却ジャケット１９Ａの内部に冷却水流路１９が形成される。組み立て途中に冷却水流路１９の水漏れ試験を行う。水漏れ試験に合格した場合に、次に筐体１２の上部と下部の開口から基板やコンデンサモジュール５００を取り付ける作業を行うことができる。このように筐体１２の中央に冷却ジャケット１９Ａを配置し、次に筐体１２の上端部と下端部の開口から必要な部品を固定する作業が行える構造を採用しており、生産性が向上する。また冷却水流路１９を最初に完成させ、水漏れ試験の後その他の部品を取り付けることが可能となり、生産性と信頼性の両方が向上する。
Openings are formed in the upper end and lower end of the
電源回路１７８の回路構成を図５に示す。電源回路１７８は、パルス出力回路２０１、ゲート抵抗２０２、トランジスタ２０３、トランス２０４、ダイオード２０５、電解コンデンサ２０６、ブリーダ抵抗２０７、分圧抵抗２０８、電流検知抵抗２１１、ローパスフィルタ２１２、抵抗２１３、コンデンサ２１４、抵抗２１５、コンデンサ２１６、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）２１９、ツェナーダイオード２２０、抵抗２２１、ダイオード２２２、ダイオード２２３、抵抗２２４、コンデンサ２２６およびツェナーダイオード２２７を備える。
A circuit configuration of the
パルス出力回路２０１は、トランジスタ２０３へ所定の最小パルス幅以上のパルス幅を有するパルス信号（ＰＷＭ信号）を出力するための回路であり、複数の入出力端子を有するＩＣにより構成される。パルス出力回路２０１の入出力端子の構成を図６に示す。パルス出力回路２０１は、ＣＯＭＰ端子２５１、ＦＢ端子２５２、ＣＳ端子２５３、ＲＣ端子２５４、ＧＮＤ端子２５５、ＯＵＴ端子２５６、Ｖｃｃ端子２５７およびＲＥＦ端子２５８を有する。
The
ＣＯＭＰ端子２５１およびＦＢ端子２５２は、分圧抵抗２０８から信号線２１０を介してフィードバック信号を入力するための端子である。ＣＯＭＰ端子２５１に接続された抵抗２１３の抵抗値およびコンデンサ２１４の容量値により、フィードバック信号のゲインが決定される。ＣＳ端子２５３は、電流検知抵抗２１１の電圧をローパスフィルタ２１２を介して検出するための端子である。この電圧に基づいて、電流検知抵抗２１１に流れる電流値（トランジスタ２０３に流れる電流値）が求められる。ＲＣ端子２５４およびＲＥＦ端子２５８は、抵抗２１５の抵抗値とコンデンサ２１６の容量値に応じてパルス出力回路２０１が出力するパルス信号の周期を決定するための端子である。ＯＵＴ端子２５６は、パルス信号を出力するための端子である。ＯＵＴ端子２５６から出力されるパルス信号のパルス幅は、ＣＳ端子２５３において検出される電圧値と、ＣＯＭＰ端子２５１およびＦＢ端子２５２において検出されるフィードバック信号とに基づいて決定される。ＧＮＤ端子２５５はグランド２１８に接続され、Ｖｃｃ端子２５７にはパルス出力回路２０１が動作するための電源が供給される。
The COMP terminal 251 and the
ゲート抵抗２０２は、パルス出力回路２０１とトランジスタ２０３の間に接続されている。パルス出力回路２０１のＯＵＴ端子２５６から出力されたパルス信号は、ゲート抵抗２０２を介してトランジスタ２０３のゲート端子に入力される。すなわち、ゲート抵抗２０２は、ゲート端子を入力端子としてトランジスタ２０３へパルス信号が入力される際の入力抵抗として作用する。
The
トランジスタ２０３は、高耐電圧型の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、ゲート端子はゲート抵抗２０２を介してパルス出力回路２０１のＯＵＴ端子２５６に、ソース端子は電流検知抵抗２１１を介してグランド２１８に、ドレイン端子はトランス２０４の１次コイルを介してバッテリ１３６にそれぞれ接続されている。トランジスタ２０３は、パルス出力回路２０１のＯＵＴ端子２５６からゲート端子に入力されるパルス信号に基づいて、オン状態とオフ状態とを交互に切り換えるスイッチング動作を行う。
The transistor 203 is a high withstand voltage type field effect transistor (FET). The gate terminal is connected to the
トランス２０４は、１次コイルと２次コイルとを有する。１次コイル側にはバッテリ１３６とトランジスタ２０３が接続されており、２次コイル側には出力端子２０９が設けられている。出力端子２０９は、図２の電源線１７９に接続されている。トランジスタ２０３のゲート端子にパルス信号が入力されているとき、すなわちゲート端子の電圧がＨレベルであるときには、トランジスタ２０３がオン状態となり、トランス２０４の１次コイルに電流が流れる。一方、トランジスタ２０３のゲート端子にパルス信号が入力されていないとき、すなわちゲート端子の電圧がＬレベルであるときには、トランジスタ２０３がオフ状態となり、トランス２０４の１次コイルに電流が流れない。このようにして、トランジスタ２０３が行うスイッチング動作に応じてトランス２０４の１次コイルの電流が制御される。
The
ダイオード２０５は、トランス２０４の２次コイル側に流れる電流の向きを制限する。電解コンデンサ２０６は、トランス２０４の２次コイル側に流れる電流によって電荷が蓄積される。電解コンデンサ２０６に蓄積された電荷は、出力端子２０９における電源の出力に用いられる。ブリーダ抵抗２０７は、無負荷時に出力端子２０９における電源出力を安定化する。分圧抵抗２０８は、前述のフィードバック信号の出力に用いられる。
The
電流検知抵抗２１１は、前述のようにパルス出力回路２０１において電流値を検出するために用いられる。ローパスフィルタ２１２は、パルス出力回路２０１のＣＳ端子２５３における検出値から高周波成分を除去する。抵抗２１３およびコンデンサ２１４は前述のようにフィードバック信号のゲインを決定し、抵抗２１５およびコンデンサ２１６は前述のようにパルス信号の周期を決定する。
The current detection resistor 211 is used for detecting the current value in the
ＦＥＴ２１９、ツェナーダイオード２２０、抵抗２２１およびダイオード２２２は、後述するように、電源回路１７８の起動時にバッテリ１３６からの電力を用いてパルス出力回路２０１のＶｃｃ端子２５７に電源を供給するための回路を構成する。ダイオード２２３は、電源回路１７８の起動後に、パルス出力回路２０１のＶｃｃ端子２５７に対する電源の供給元をバッテリ１３６から出力端子２０９へと切り替える。抵抗２２４は、パルス出力回路２０１のＶｃｃ端子２５７における電源の電圧を調節する。コンデンサ２２６は、パルス出力回路２０１の電源バイパスコンデンサであり、ツェナーダイオード２２７は、パルス出力回路２０１のＶｃｃ端子２５７の電圧を安定化する。
The
トランジスタ２０３がオン状態になったときのトランス２０４の１次コイルに流れる電流Ｉは、下記の式（１）によって表される。式（１）において、Ｖはトランス２０４の１次コイル側に印加される電圧、Ｌはトランス２０４のインダクタンス、ｔはトランジスタ２０３がオン状態となってからの経過時間である。
Ｉ＝（Ｖ／Ｌ）×ｔ （１）
A current I flowing through the primary coil of the
I = (V / L) × t (1)
上記の式（１）によって表される電流Ｉがトランス２０４の１次コイルに流れ始めると、２次コイルの巻き方向とは逆方向の電圧が２次コイル側に生じる。しかし、この電圧はダイオード２０５の逆方向電圧であるため、２次コイル側には電流が流れない。一方、電流Ｉの増加に伴って電流検知抵抗２１１の電圧が上昇する。この電圧は前述のようにパルス出力回路２０１のＣＳ端子２５３において検出され、その検出結果に基づいて電流Ｉが求められる。
When the current I represented by the above formula (1) starts to flow through the primary coil of the
パルス出力回路２０１は、ＣＳ端子２５３において検出した電圧が所定のしきい値を超えると、ＯＵＴ端子２５６からのパルス信号を停止して、トランジスタ２０３のゲート端子の電圧をＬレベルとする。すると、トランジスタ２０３がオン状態からオフ状態に切り換えられ、トランス２０４の１次コイルに流れていた電流が遮断される。このとき、２次コイルの巻き方向と同じ方向の電圧が、１次コイルと２次コイルの巻数比に応じた変圧比で２次コイル側に生じる。この電圧はダイオード２０５の順方向電圧であるため、２次コイル側に電流が流れ、電解コンデンサ２０６に電荷が蓄積される。その結果、出力端子２０９の電圧が上昇する。出力端子２０９の電圧は、分圧抵抗２０８および信号線２１０を介して、パルス出力回路２０１のＣＯＭＰ端子２５１およびＦＢ端子２５２へフィードバック信号として入力される。このフィードバック信号に基づいて、パルス出力回路２０１はＯＵＴ端子２５６から出力するパルス信号のパルス幅、すなわちＰＷＭ信号のデューティを、たとえば出力端子２０９の電圧が１５Ｖとなるように制御する。
When the voltage detected at the
以上説明したような動作が電源回路１７８において所定の周期で繰り返し行われることにより、バッテリ１３６からの入力電圧が異なる電圧に変換され、２次コイル側の出力端子２０９に伝えられる。これにより、バッテリ１３６の電圧とは異なる電圧の電源が出力端子２０９から出力され、電源線１７９を介して制御回路１７２およびドライバ回路１７４へ供給される。
By repeatedly performing the operation as described above at a predetermined cycle in the
なお、電源回路１７８に入力されるバッテリ１３６からの電圧は、前述のように図１，２のモータジェネレータ１９２の駆動にも用いられる。すなわち、電源回路１７８への入力電圧は、モータジェネレータ１９２を駆動するための駆動電圧と共用されている。この入力電圧はモータジェネレータ１９２の駆動に応じて変動するが、上記のような電源回路１７８の動作により、電源出力の電圧を一定に制御することができる。
The voltage from
ところで、パルス出力回路２０１がＯＵＴ端子２５６から出力するパルス信号には、前述のように最小パルス幅が予め設定されている。この最小パルス幅でパルス信号が出力されたときの、トランジスタ２０３のゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）Vgと、ドレイン端子に流れる電流Idとの関係を図７、８に示す。図７は、ゲート抵抗２０２がないときのパルス信号電圧Vout、ゲート電圧Vgおよびドレイン電流Idの例を示す図であり、図８は、ゲート抵抗２０２があるときのパルス信号電圧Vout、ゲート電圧Vgおよびドレイン電流Idの例を示す図である。なお、ドレイン電流Idは、前述の式（１）によって表されるトランス２０４の１次コイルに流れる電流Ｉと等しい。
By the way, the minimum pulse width is preset for the pulse signal output from the
図７の例において、符号２６１に示すようにパルス信号電圧VoutがＬレベルからＨレベルに変化すると、ゲート電圧Vgが符号２６２に示すように変化する。すなわち、パルス信号電圧Voutの立ち上がりと同時にゲート電圧Vgが上昇した後、所定のゲートオンしきい値電圧Vthを超えると、ゲート電圧Vgの傾きが変化して小さくなる。その後、図７に示す期間Tterを経過した後に、ゲート電圧Vgの傾きが変化して再び大きくなり、パルス信号電圧Voutの立ち下り時点まで上昇する。このゲート電圧Vgの傾きが小さくなっている期間Tterは、テラス期間と呼ばれる。なお、テラス期間の長さは、トランジスタ２０３のゲート−ドレイン間およびゲート−ソース間の寄生容量に応じて決定される。
In the example of FIG. 7, when the pulse signal voltage Vout changes from L level to H level as indicated by
パルス信号が出力されてから最小パルス幅Tomminが経過して、パルス信号電圧VoutがＨレベルからＬレベルに変化すると、その時点からゲート電圧Vgが下降していく。このゲート電圧Vgは、ゲートオンしきい値電圧Vth付近で一旦停止して一定期間維持された後、再び下降していく。 When the minimum pulse width Tommin elapses after the pulse signal is output and the pulse signal voltage Vout changes from the H level to the L level, the gate voltage Vg decreases from that point. The gate voltage Vg temporarily stops near the gate-on threshold voltage Vth, is maintained for a certain period, and then decreases again.
上記のようなゲート電圧Vgの変化により、ドレイン電流Idは符号２６３に示すように変化する。すなわち、ゲート電圧Vgがゲートオンしきい値電圧Vthを超えた時点からドレイン電流Idが上昇していく。このドレイン電流Idの上昇は、ゲート電圧Vgが下降に転じた後も、ゲート電圧Vgがゲートオンしきい値電圧Vthを下回るまで継続する。ゲート電圧Vgがゲートオンしきい値電圧Vthを下回ると、ドレイン電流Idが急激に下降し、アンダーシュートを生じた後に０となる。
Due to the change in the gate voltage Vg as described above, the drain current Id changes as indicated by
ゲート電圧Vgがゲートオンしきい値電圧Vthを超えてから下降に転じるまでの上記のドレイン電流Idは、ゲート電圧Vgおよびゲートオンしきい値電圧Vthを用いて、以下の式（２）によって表される。式（２）において、ｋは定数である。
Ｉｄ＝ｋ（Ｖｇ−Ｖｔｈ）２ （２）
The drain current Id from when the gate voltage Vg exceeds the gate-on threshold voltage Vth to when the gate voltage Vg starts to decrease is expressed by the following equation (2) using the gate voltage Vg and the gate-on threshold voltage Vth. . In Expression (2), k is a constant.
Id = k (Vg−Vth) 2 (2)
式（２）で表されるように、ドレイン電流Idはゲート電圧Vgとゲートオンしきい値電圧Vthの差の２乗に比例する。したがって、ゲート電圧Vgがゲートオンしきい値電圧Vthを大きく超えると、ドレイン電流Idが急激に上昇して大電流となるため、トランジスタ２０３には高い耐電流性能が要求されることとなる。しかし、トランジスタ２０３の耐電流性能を上げることは、電源回路１７８の大型化および高コスト化につながるおそれがある。
As represented by Expression (2), the drain current Id is proportional to the square of the difference between the gate voltage Vg and the gate-on threshold voltage Vth. Therefore, when the gate voltage Vg greatly exceeds the gate-on threshold voltage Vth, the drain current Id rapidly rises to become a large current, so that the transistor 203 is required to have high current resistance. However, increasing the current resistance performance of the transistor 203 may lead to an increase in size and cost of the
一方、図８の例においては、符号２７１に示すようにパルス信号電圧VoutがＬレベルからＨレベルに変化すると、ゲート電圧Vgが符号２７２に示すように変化する。このゲート電圧Vgにおけるテラス期間Tterは図７の場合よりも長く、パルス信号電圧Voutの立ち下り時点の先まで続いている。すなわち、ゲート抵抗２０２をパルス出力回路２０１のＯＵＴ端子２５６とトランジスタ２０３のゲート端子の間に設けることにより、テラス期間Tterを延長することができる。このときのゲート抵抗２０２の抵抗値は、パルス出力回路２０１よりパルス信号が出力されてからトランジスタ２０３のゲート電圧Vgにおけるテラス期間Tterが終了するまでの時間が最小パルス幅Tonminを超えるように決定される。
On the other hand, in the example of FIG. 8, when the pulse signal voltage Vout changes from L level to H level as indicated by
具体的には、下記の式（３）を満たすようにゲート抵抗２０２の抵抗値Rgが決定される。式（３）において、Voutはパルス信号の電圧、Vthはトランジスタ２０３のスイッチング動作のしきい値電圧（ゲートオンしきい値電圧）、Tonminはパルス信号の最小パルス幅、QGmaxはトランジスタ２０３の最大蓄積電荷（ゲート端子において蓄積される電荷の最大値）をそれぞれ表す。なお、パルス信号電圧Vout、しきい値電圧Vth、最小パルス幅Tonminおよび最大蓄積電荷QGmaxは、トランジスタ２０３の特性に応じてそれぞれ定まる値である。
Rg＞（Vout−Vth）×Tonmin／QGmax （３）
Specifically, the resistance value Rg of the
Rg> (Vout−Vth) × Tonmin / QGmax (3)
式（３）を満たすゲート抵抗２０２の抵抗値を採用することで、パルス信号の出力からゲート電圧Vgにおけるテラス期間Tterの終了までの時間が最小パルス幅Tonminを超えると、ドレイン電流Idは符合２７３に示すように変化する。このドレイン電流Idは、図７のものに比べて上昇の度合いが小さく、最高点も低い。したがって、トランジスタ２０３に要求される耐電流性能を軽減することができる。
By adopting the resistance value of the
次に、電源回路１７８の起動時の動作について説明する。電源回路１７８が既に起動している状態では、パルス出力回路２０１のＶｃｃ端子２５７に対して、出力端子２０９から出力された電源がダイオード２２３および抵抗２２４を介して供給される。しかし、電源回路１７８の起動時には、まだ出力端子２０９において電源が出力されていないため、これを使用することができない。したがって、以下に説明するようにして、バッテリ１３６からの電力を用いてパルス出力回路２０１のＶｃｃ端子２５７に電源を供給する。
Next, an operation when the
バッテリ１３６が立ち上がると、抵抗２２１を介してＦＥＴ２１９のゲート電圧が上昇する。このゲート電圧が所定のしきい値を超えると、ＦＥＴ２１９がオン状態となる。すると、バッテリ１３６からの電圧がＦＥＴ２１９、ダイオード２２２および抵抗２２４を介して、パルス出力回路２０１のＶｃｃ端子２５７に供給される。こうして供給されたバッテリ１３６からの電圧を電源としてパルス出力回路２０１が動作を開始すると、バッテリ１３６からの入力電圧がトランス２０４により変換され、出力端子２０９へ出力される。なお、ＦＥＴ２１９のゲート電圧がツェナーダイオード２２０の降伏電圧を超えると、ツェナーダイオード２２０が導通してゲート電圧がそれ以上は上昇しなくなる。出力端子２０９において所定の出力電圧が得られた後は、ダイオード２２３が導通し、パルス出力回路２０１のＶｃｃ端子２５７に対する電源の供給元がバッテリ１３６から出力端子２０９へと切り替えられる。
When the
以上説明した実施の形態によれば、以下の効果を得ることができる。 According to the embodiment described above, the following effects can be obtained.
（１）電力変換装置２００に搭載された電源回路１７８は、バッテリ１３６からの入力電圧を異なる電圧に変換し、電源として出力する。この電源回路１７８において、パルス出力回路２０１によりパルス信号が出力されてからトランジスタ２０３のゲート−ソース端子間電圧Vgにおけるテラス期間Tterが終了するまでの時間が、パルス信号の最小パルス幅Tonminを超えるように、ゲート抵抗２０２の抵抗値Rgが決定される。このようにしたので、トランジスタ２０３のドレイン電流Idを下げることができ、その結果、トランジスタ２０３に要求される耐電流性能を軽減することができる。
(1) The
（２）トランジスタ２０３を電界効果トランジスタとし、ゲート抵抗２０２をそのゲート端子に接続することとしたので、トランジスタ２０３において良好なスイッチング動作特性を得ることができる。
(2) Since the transistor 203 is a field effect transistor and the
（３）ゲート抵抗２０２の抵抗値Rgは、パルス信号の電圧Vout、トランジスタ２０３のスイッチング動作のしきい値電圧Vth、最小パルス幅Tonminおよびトランジスタ２０３の最大蓄積電荷QGmaxに基づいて、式（３）を満たすように決定される。これにより、パルス信号が出力されてからトランジスタ２０３のゲート−ソース端子間電圧Vgにおけるテラス期間Tterが終了するまでの時間が確実に最小パルス幅Tonminを超えるように、電源回路１７８を設計することができる。
(3) The resistance value Rg of the
（４）バッテリ１３６から電源回路１７８への入力電圧は、モータジェネレータ１９２を駆動するための駆動電圧と共用される。したがって、モータジェネレータ１９２が駆動可能な状態である限り、電源回路１７８から電源を供給して電力変換装置２００を動作させることができる。
(4) An input voltage from
（５）なお、バッテリ１３６から電源回路１７８への入力電圧はモータジェネレータ１９２の駆動に応じて変動するが、電源回路１７８は出力する電源の電圧を一定に制御することができる。
(5) Although the input voltage from the
（６）電源回路１７８から出力される電源は、モータジェネレータ１９２の駆動を制御するための制御回路１７２に供給される。したがって、電力変換装置２００は、この電源を用いて制御回路１７２を動作させてモータジェネレータ１９２の駆動を制御することができる。
(6) The power output from the
なお、以上説明した実施形態と変形例の一つ、もしくは複数を組み合わせることも可能である。変形例をどのように組み合わせることも可能である。 Note that it is possible to combine one or a plurality of the embodiments and the modified examples described above. Any combination of the modified examples is possible.
以上の説明はあくまで一例であり、本発明は上記実施形態の構成に何ら限定されるものではない。 The above description is merely an example, and the present invention is not limited to the configuration of the above embodiment.
１０・・・・・・上部ケース、１１・・・・・・金属ベース板、１２・・・・・・筐体、１３・・・・・・冷却水入口配管、１４・・・・・・冷却水出口配管、１６・・・・・・下部ケース、１７・・・・・・交流ターミナルケース、１８・・・・・・交流ターミナル、１９・・・・・・冷却水流路、２０・・・・・・制御回路基板、２１・・・・・・コネクタ、２２・・・・・・駆動回路基板、２３・・・・・・基板間コネクタ、４３・・・・・・補機用インバータ装置、１１０・・・・・・ハイブリッド電気自動車、１１２・・・・・・前輪、１１４・・・・・・前輪車軸、１１６・・・・・・前輪側ＤＥＦ、１１８・・・・・・変速機、１２０・・・・・・エンジン、１２２・・・・・・動力分配機構、１３６・・・・・・バッテリ、１３８・・・・・・直流コネクタ、１４０，１４２・・・・・・インバータ装置、１４４・・・・・・インバータ回路、１５０・・・・・・上下アームの直列回路、１５３・・・・・・上アームのコレクタ電極、１５４・・・・・・上アームのゲート電極端子、１５５・・・・・・上アームの信号用エミッタ電極端子、１５６・・・・・・上アームのダイオード、１５７・・・・・・正極（Ｐ）端子、１５８・・・・・・負極（Ｎ）端子、１５９・・・・・・交流端子、１６３・・・・・・下アームのコレクタ電極、１６４・・・・・・下アームのゲート電極端子、１６５・・・・・・下アームの信号用エミッタ電極端子、１６６・・・・・・下アームのダイオード、１６９・・・・・・中間電極、１７０・・・・・・制御部、１７２・・・・・・制御回路、１７４・・・・・・ドライバ回路、１７６・・・・・・信号線、１７８・・・・・・電源回路、１７９・・・・・・電源線、１８０・・・・・・検出部、１８２・・・・・・信号線、１８６・・・・・・交流電力線、１８８・・・・・・交流コネクタ、１９２・・・・・・モータジェネレータ、１９４・・・・・・モータジェネレータ、１９５・・・・・・モータ(補機用＝エアコン、オイルポンプ、冷却ポンプ)、２００・・・・・・電力変換装置、２０１・・・・・・パルス出力回路、２０２・・・・・・ゲート抵抗、２０３・・・・・・トランジスタ、２０４・・・・・・トランス、２０５・・・・・・ダイオード、２０６・・・・・・電解コンデンサ、２０７・・・・・・ブリーダ抵抗、２０８・・・・・・分圧抵抗、２１１・・・・・・電流検知抵抗、２１２・・・・・・ローパスフィルタ、２１３・・・・・・抵抗、２１４・・・・・・コンデンサ、２１５・・・・・・抵抗、２１６・・・・・・コンデンサ、２１９・・・・・・電界効果トランジスタ、２２０・・・・・・ツェナーダイオード、２２１・・・・・・抵抗、２２２・・・・・・ダイオード、２２３・・・・・・ダイオード、２２４・・・・・・抵抗、２２６・・・・・・コンデンサ、２２７・・・・・・ツェナーダイオード、２５１・・・・・・ＣＯＭＰ端子、２５２・・・・・・ＦＢ端子、２５３・・・・・・ＣＳ端子、２５４・・・・・・ＲＣ端子、２５５・・・・・・ＧＮＤ端子、２５６・・・・・・ＯＵＴ端子、２５７・・・・・・Ｖｃｃ端子、２５８・・・・・・ＲＥＦ端子、２６１・・・・・・パルス信号電圧、２６２・・・・・・ゲート電圧、２６３・・・・・・ドレイン電流、２７１・・・・・・パルス信号電圧、２７２・・・・・・ゲート電圧、２７３・・・・・・ドレイン電流、３００・・・・・・パワーモジュール（半導体モジュール）、３１４・・・・・・直流正極端子、３１６・・・・・・直流負極端子、３２８・・・・・・上アーム用ＩＧＢＴ、３３０・・・・・・下アーム用ＩＧＢＴ、４００・・・・・・開口部、４０２・・・・・・開口部、４０４・・・・・・開口部、４２０・・・・・・カバー、５００・・・・・・コンデンサモジュール、５０４・・・・・・負極側コンデンサ端子、５０６・・・・・・正極側コンデンサ端子、５１０・・・・・・直流（バッテリ）負極側接続端子部、５１２・・・・・・直流（バッテリ）正極側接続端子部、７００・・・・・・積層導体板、８００，８０２・・・・・・Ｏリング
10 .... Upper case, 11 .... Metal base plate, 12 .... Case, 13 .... Cooling water inlet pipe, 14 .... Cooling water outlet piping, 16 ... Lower case, 17 ... AC terminal case, 18 ... AC terminal, 19 ... Cooling water flow path, 20 ... ..... Control circuit board, 21 ... Connector, 22 ... Drive circuit board, 23 ... Board-to-board connector, 43 ...
Claims (6)
所定のパルス電圧Voutの振幅で、所定の最小パルス幅Tonmin以上の可変のパルス幅を有するパルス信号を出力するパルス出力回路と、
前記パルス出力回路により出力される前記パルス信号に応じて変化するゲート電圧が所定のしきい値電圧Vthを超えるとオンし、前記ゲート電圧が前記しきい値電圧Vthを下回るとオフするスイッチング動作を行うトランジスタと、
１次コイルと２次コイルとを有し、前記トランジスタが行う前記スイッチング動作に応じて前記１次コイルに流れる電流が制御されるトランスと、
前記パルス出力回路と前記トランジスタの間に接続される入力抵抗とを備え、
前記入力抵抗の抵抗値Rgは、前記パルス電圧Vout、前記しきい値電圧Vth、前記最小パルス幅Tonminおよび前記トランジスタの最大蓄積電荷QGmaxに基づく下記の式を満たすことを特徴とする電源回路。
Rg＞（Vout−Vth）×Tonmin／QGmax A power supply circuit that converts an input voltage into a different voltage and outputs it as a power supply,
A pulse output circuit for outputting a pulse signal having a variable pulse width equal to or greater than a predetermined minimum pulse width Tonmin at an amplitude of a predetermined pulse voltage Vout ;
A switching operation that turns on when a gate voltage that changes according to the pulse signal output by the pulse output circuit exceeds a predetermined threshold voltage Vth, and turns off when the gate voltage falls below the threshold voltage Vth. A transistor to perform,
A transformer having a primary coil and a secondary coil, the current flowing through the primary coil being controlled according to the switching operation performed by the transistor;
An input resistor connected between the pulse output circuit and the transistor;
The resistance value Rg of the input resistance satisfies the following expression based on the pulse voltage Vout, the threshold voltage Vth, the minimum pulse width Tonmin, and the maximum accumulated charge QGmax of the transistor.
Rg> (Vout−Vth) × Tonmin / QGmax
前記トランジスタは電界効果トランジスタであり、
前記入力抵抗は前記電界効果トランジスタのゲート端子に接続されていることを特徴とする電源回路。 The power supply circuit according to claim 1,
The transistor is a field effect transistor;
Power circuit the input resistance, characterized in that connected to the gate terminal of the field effect transistor.
前記入力電圧は、モータを駆動するための駆動電圧と共用されることを特徴とする電源回路。 The power supply circuit according to claim 1 or 2,
The power supply circuit according to claim 1, wherein the input voltage is shared with a drive voltage for driving the motor.
前記モータの駆動に応じて前記入力電圧が変動することを特徴とする電源回路。 The power supply circuit according to claim 3 ,
The power supply circuit according to claim 1, wherein the input voltage varies according to driving of the motor.
前記電源は、モータの駆動を制御するための制御回路に供給されることを特徴とする電源回路。 In the power supply circuit according to any one of claims 1 to 4 ,
A power supply circuit, wherein the power is supplied to a control circuit for controlling driving of a motor.
前記電源が供給される制御回路と、
前記制御回路から出力される制御信号に基づいて駆動信号を出力するドライバ回路と、
前記ドライバ回路から出力される駆動信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子を有するパワーモジュールとを備えることを特徴とする電力変換装置。
The power supply circuit according to any one of claims 1 to 5 ,
A control circuit to which the power is supplied;
A driver circuit that outputs a drive signal based on a control signal output from the control circuit;
A power conversion device comprising: a power module having a switching element that performs a switching operation based on a drive signal output from the driver circuit.
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