JP5365838B2 - Motor control device - Google Patents
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Description
本発明は、3相モータの駆動時に安定した電流制御を行うことが可能なモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device capable of performing stable current control when driving a three-phase motor.
従来、3相モータの駆動制御において、モータ電流をモータのロータが有する永久磁石が発生する磁界の方向であるd軸及び当該d軸に直交するq軸のベクトル成分に座標変換を行って3相モータの回転制御(駆動制御)を行っているものがある(例えば、非特許文献1)。非特許文献1に類する3相モータの駆動制御では、3相モータのコイル電流を座標変換してフィードバック制御するベクトル制御を行うことにより、モータの出力トルクに応じたコイル電流の制御を行っている。 Conventionally, in the drive control of a three-phase motor, the motor current is coordinate-converted into a vector component of the d-axis that is the direction of the magnetic field generated by the permanent magnet of the rotor of the motor and the q-axis vector component orthogonal to the d-axis. Some motors perform rotation control (drive control) (for example, Non-Patent Document 1). In the drive control of a three-phase motor similar to Non-Patent Document 1, the coil current is controlled according to the output torque of the motor by performing vector control that performs coordinate control on the coil current of the three-phase motor and performing feedback control. .
ここで、一般的なベクトル制御では、3相モータが備えるコイルのインダクタンス、抵抗値、角速度等により定まる電圧方程式に基づいて3相モータを制御する。しかしながら、これらのコイルのインダクタンス、抵抗値、角速度(3相モータのパラメータ)は、運転条件により変動するため、コイル電流(即ちモータ電流)の電流応答は非線形性を有することになる。このため、3相モータの回転制御に単純なPID制御を用いると、例えば、3相モータのパラメータが変動した際に、モータ電流の電流制御が安定しないといった問題があった。 Here, in general vector control, the three-phase motor is controlled based on a voltage equation determined by the inductance, resistance value, angular velocity, and the like of the coil included in the three-phase motor. However, since the inductance, resistance value, and angular velocity (parameters of the three-phase motor) of these coils vary depending on operating conditions, the current response of the coil current (that is, motor current) has nonlinearity. For this reason, when simple PID control is used for rotation control of a three-phase motor, there is a problem that current control of the motor current is not stable when, for example, the parameters of the three-phase motor fluctuate.
本発明の目的は、上記問題に鑑み、3相モータのパラメータが変動した際であっても、モータ電流の安定した電流制御を行うことが可能なモータ制御装置を提供することにある。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a motor control device capable of performing stable current control of a motor current even when parameters of a three-phase motor fluctuate.
上記目的を達成するための本発明に係るモータ制御装置の特徴構成は、3相モータのロータに配設された永久磁石が発生する磁界の方向であるd軸のd軸電流及び前記d軸に直交するq軸のq軸電流を演算する3相/2相変換部と、前記3相モータを回転するために必要な総トルクから設定された目標電流と、前記d軸電流及び前記q軸電流とに基づいて、前記d軸の電圧指令値と前記q軸の電圧指令値とを演算する積分制御部と、前記d軸の電圧指令値と前記q軸の電圧指令値とを3相各相の3相電圧指令値に変換する2相/3相変換部と、前記3相各相毎に、前記3相電圧指令値と前記3相モータに通電されたモータ電流とから前記3相モータのモータ電流の変化量を推定する状態量推定部と、を備える点にある。 In order to achieve the above object, the motor control device according to the present invention is characterized by a d-axis d-axis current, which is a direction of a magnetic field generated by a permanent magnet disposed in a rotor of a three-phase motor, and the d-axis. A three-phase / two-phase converter that calculates a q-axis current of the orthogonal q-axis, a target current set from the total torque required to rotate the three-phase motor, the d-axis current, and the q-axis current An integration control unit for calculating the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value, and the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value for each of the three phases. The three-phase motor is converted from the three-phase voltage command value and the motor current supplied to the three-phase motor for each of the three phases. And a state quantity estimation unit for estimating the change amount of the motor current .
このような特徴構成とすれば、3相電圧指令値と当該3相電圧指令値の印加に応じて3相モータに流れるモータ電流とから、容易に3相モータの状態量を推定することができるため、3相モータの運転に応じて変化する3相モータの状態量を適切に特定することが可能となる。したがって、3相モータの運転に応じてパラメータが変化した場合であってもモータ電流の安定した電流制御を行うことが可能となり、電流応答性の優れた制御を行うことができる。 With such a characteristic configuration, the state quantity of the three-phase motor can be easily estimated from the three-phase voltage command value and the motor current flowing through the three-phase motor in response to application of the three-phase voltage command value. Therefore, it is possible to appropriately specify the state quantity of the three-phase motor that changes according to the operation of the three-phase motor. Therefore, even when the parameter changes according to the operation of the three-phase motor, it is possible to perform stable current control of the motor current, and it is possible to perform control with excellent current response.
また、前記3相電圧指令値と、前記推定されたモータ電流の変化量とに基づいて、前記モータ電流をPWM制御により制御すると好適である。 Further, it is preferable that the motor current is controlled by PWM control based on the three-phase voltage command value and the estimated change amount of the motor current.
このような構成とすれば、3相電圧指令値と推定された状態量とにより、PWM制御を行うため、3相モータの状態に応じた運転制御を行うことが可能となる。したがって、3相モータの状態に応じた3相モータの電流制御ができるため、効率良く3相モータを運転することが可能となる。 With such a configuration, PWM control is performed based on the three-phase voltage command value and the estimated state quantity, so that it is possible to perform operation control according to the state of the three-phase motor. Therefore, since the current control of the three-phase motor can be performed according to the state of the three-phase motor, the three-phase motor can be operated efficiently.
また、前記状態量推定部は、前記3相モータの特性により定まるゲインを有すると好適である。 Further, it is preferable that the state quantity estimation unit has a gain determined by characteristics of the three-phase motor.
このような構成とすれば、3相モータの状態量の推定を行うにあたり、推定の信頼性を向上させることができる。したがって、3相モータの運転を効率良く行うことが可能となる。 With such a configuration, the estimation reliability can be improved in estimating the state quantity of the three-phase motor. Therefore, it is possible to efficiently operate the three-phase motor.
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図1は、本発明のモータ制御装置100の構成を示す概略図である。ここで、本発明に係るモータ制御装置100は、3相モータ10のロータに配設された永久磁石が発生する磁界の方向であるd軸及び当該d軸に直交するq軸の電圧指令値を3相各相の3相電圧指令値に変換し、当該3相電圧指令値に基づいた制御により3相モータ10を制御する機能を備えている。本モータ制御装置100は、このような機能を実現するために、目標電流設定部1、積分制御部2、2相/3相変換部3、PWM制御部4、周波数変換部5、3相/2相変換部6、回転角演算部7、状態量推定部8、感度調整部9、3相モータ10を備えて構成される(詳細は後述する)。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a schematic diagram showing a configuration of a
図2は、特に、PWM制御部4が他の機能部と共に構成されるECU50(後述する)と周波数変換部5と3相モータ10との構成を示した図である。3相モータ10は、図示はしないが、永久磁石を備えるロータと、当該ロータに回転力を与えるための磁界を発生させるステータとを備える。このステータは、U相、V相、W相の3相のステータコイル10u、10v、10wを備える。各ステータコイルの一端は、電気的に中性な中性点で共通に接続され、Y結線される。各ステータコイルの他端は、周波数変換部5に接続される。なお、本実施形態ではコイルはステータに備えられることからステータコイルとして記載するが、特に断りが無い限り、ステータコイルとコイルとは同義であるとして用いる。
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of an ECU 50 (described later), a
周波数変換部5は、3相モータ10を制御対象とし、直流電圧を交流電圧に変換する。直流電圧は、周波数変換部5に接続される電源20から供給される。図2に示されるように、周波数変換部5は、電源20の正電圧側に接続されたハイサイドのトランジスタQ1、Q3、Q5と、電源20の負電圧側に接続されたローサイドのトランジスタQ2、Q4、Q6と、の合計6つのトランジスタQ1〜Q6で構成される。例えば、トランジスタQ1及びトランジスタQ4のみを同時にオンさせると、電源20から第1電源ライン21、トランジスタQ1、ステータコイル10v、ステータコイル10w、トランジスタQ4を介して第2電源ライン22に電流が流れる。一方、トランジスタQ3及びトランジスタQ2のみを同時にオンさせると、電源20から第1電源ライン21、トランジスタQ3、ステータコイル10w、ステータコイル10v、トランジスタQ2を介して第2電源ライン22に電流が流れる。このように、周波数変換部5は、電源20の出力を交流電圧に変換する。
The
また、トランジスタQ1及びトランジスタQ4のみをオンさせた場合と、トランジスタQ3及びトランジスタQ2のみをオンさせた場合とでは、ステータコイル10v及びステータコイル10wに流れる電流の方向が異なる。そのため、各ステータコイルには電流の流れる方向に応じた電磁力が働き、当該電磁力とロータが備える永久磁石との間で引力及び斥力が発生することとなる。したがって、トランジスタQ1〜Q6の中から選択されたハイサイドのトランジスタとローサイドのトランジスタとで形成される上下対トランジスタを順次オンさせることにより、ロータが回転力を得ることができる。
The direction of the current flowing through the
尚、トランジスタQ1〜Q6には、コレクタ端子にカソード端子が、またエミッタ端子にアノード端子が接続されるように夫々ダイオードD1〜D6が配設されている。ここで、各ステータコイルには、通電中にエネルギーが蓄えられるが、これらのダイオードD1〜D6は各ステータコイルの通電を停止した際に当該エネルギーに起因して発生する逆起電力によって周辺部品に悪影響を及ぼさないようにするために配設されるものである。 The transistors Q1 to Q6 are provided with diodes D1 to D6 so that the cathode terminal is connected to the collector terminal and the anode terminal is connected to the emitter terminal. Here, energy is stored in each stator coil during energization, but these diodes D1 to D6 are applied to peripheral components by back electromotive force generated due to the energy when the energization of each stator coil is stopped. It is arranged to prevent adverse effects.
このようなトランジスタQ1〜Q6に対する一連の制御は、PWM制御部4により行われる。PWM制御部4は、詳細は後述するが、目標電流設定部1、積分制御部2、2相/3相変換部3、3相/2相変換部6、状態量推定部8、感度調整部9と共に、ECU50により構成される(図1参照)。PWM制御部4は、周波数変換部5が有するスイッチング素子をPWM(Pulse Width Modulation)制御によって制御する。周波数変換部5が有するスイッチング素子とは、本実施形態では、トランジスタQ1〜Q6が相当する。したがって、PWM制御部4は、周波数変換部5が有するトランジスタQ1〜Q6をPWM制御によって動作させる。
A series of control for the transistors Q1 to Q6 is performed by the PWM controller 4. As will be described in detail later, the PWM control unit 4 includes a target current setting unit 1, an integration control unit 2, a 2-phase / 3-
3相モータ10には、ロータの回転角を検出する位置センサ10aが備えられている。位置センサ10aは、ロータの回転角を電気角θに変換し、電気角θに応じた信号を出力する。回転角演算部7は、この出力された信号に基づいて3相モータ10の回転角を検出する。ECU50は、回転角演算部7が算出した回転角と、周波数変換部5及び各ステータコイルの間の電流とをモニタしている。尚、3相モータ制御装置100の全体構成から鑑みた場合には、上記モニタは、図1に示されるように各機能部を介して行われるが、閉ループであるためPWM制御に対して、何等問題が発生するものではない。
The three-
ECU50は、例えば、2.5Vや3.3V等の低電圧で動作するマイクロコンピュータによって構成される。そのため、トランジスタQ1〜Q6に流れる電流やトランジスタQ1〜Q6の電気的特性によっては、トランジスタQ1〜Q6をオンさせるためのドライブ能力が不足する虞がある。したがって、ECU50と周波数変換部5との間には、ECU50のPWM信号のドライブ能力を上げるドライバ51(図1においては図示せず)が配設されている。尚、ドライバ51は、ドライバICで構成しても良いし、トランジスタで組まれたプッシュプル回路で構成しても良い。もちろん、ECU50から出力されるPWM信号のドライブ能力が高い場合には、ドライバ51を備えずに構成することも当然に可能である。
The ECU 50 is configured by a microcomputer that operates at a low voltage such as 2.5 V or 3.3 V, for example. Therefore, depending on the current flowing through the transistors Q1 to Q6 and the electrical characteristics of the transistors Q1 to Q6, there is a possibility that the drive capability for turning on the transistors Q1 to Q6 may be insufficient. Therefore, a driver 51 (not shown in FIG. 1) for increasing the drive capability of the PWM signal of
図1に戻り、目標電流設定部1は、3相モータ10を回転するために必要な総トルクから、目標電流の設定を行う。この目標電流設定部1が設定した目標電流は、積分制御部2に伝達されるが、積分制御部2には3相/2相変換部6からの出力も帰還信号として伝達される。この3相/2相変換部6からの出力は、詳細は後述するが、3相モータ10に通電されたモータ電流に基づいて演算された演算結果が相当する。
Returning to FIG. 1, the target current setting unit 1 sets the target current from the total torque required to rotate the three-
ここで、本モータ制御装置100は、モータ電流iu、iv、iwを、3相モータ10のロータに配設された永久磁石が発生する磁界の方向であるd軸及び当該d軸に直交するq軸のベクトル成分Id及びIqに座標変換を行って、3相モータ10の回転制御を行う。図3は、この座標変換の原理を示す図である。図3に示す3相モータでは、2極の永久磁石mを有するロータ10rを備え、ロータ10rの回転角と電気角θとが一致する。図3(a)はモータ電流(3相交流電流)波形と電気角θとの関係を示した図であり、図3(b)は図3(a)の時刻t1におけるロータ10rとステータ10sとの位置関係及び座標変換前後の電流ベクトルを示す図である。尚、図3(b)においては、ステータ10sのU相の磁極位置を基準として、ロータ10rの磁極位置となる電気角θが示されている。
Here, the
図3(b)に示されるように、永久磁石mが発生する磁界の方向をd軸とし、当該d軸に直交する方向をq軸とする。図3(a)に示すように、ロータ10rの磁極位置に応じて、ステータコイル10u、10v、10wに3相交流電流iu、iv、iwを流すことにより、トルクが発生する。図3(a)の時刻t1での電気角θにおける電機子電流の総和を示すベクトルia(Ia)は、図3(a)よりW相電流(W相のモータ電流)iwが零であるため、U相電流(U相のモータ電流)iuとV相電流(V相のモータ電流)ivとのベクトル和となる。この電気角θにおける電流ベクトルiaをd軸及びq軸に対して分解すると、d軸電流Idとq軸電流Iqとが得られる。このように、3相のモータ電流iu、iv、iwは、d軸のd軸電流Id及びq軸のq軸電流Iqに座標変換される。
As shown in FIG. 3B, the direction of the magnetic field generated by the permanent magnet m is defined as the d axis, and the direction orthogonal to the d axis is defined as the q axis. As shown in FIG. 3A, torque is generated by flowing three-phase alternating currents iu, iv, iw through the
ここで、特に永久磁石埋め込み型の同期モータでは、ステータコイル10u、10v、10wから見たインダクタンスが、ロータ10rとの関係、即ち磁極位置との関係で変化する。磁極の方向であるd軸方向では、永久磁石が持つ透磁率の大きさの逆数に比例した磁気抵抗を持つために磁路が妨げられてしまう。一方、q軸方向では、透磁率が大きいケイ素鋼などの磁性体を通るため、磁気抵抗の値は永久磁石に比べると著しく小さくなり、磁路が妨げられにくくなる。そのため、q軸インダクタンスLqは、d軸インダクタンスLdよりも大きな値となる。ステータコイル10u、10v、10wから見てd軸及びq軸は磁極位置との関係で変化するので、ステータコイル10u、10v、10wから見たインダクタンスが変化することになる。
Here, in particular, in the permanent magnet embedded type synchronous motor, the inductance viewed from the
したがって、永久磁石によるマグネットトルク(主トルク)に加えて、q軸インダクタンスLqとd軸インダクタンスLdとの差によるリラクタンストルクも発生する。表面磁石型の同期モータなど、リラクタンストルクを積極的に利用しない場合には、Id=0とする制御を行うと効率が良い。しかし、永久磁石埋め込み型の同期モータなどでリラクタンストルクも利用する場合には、Id≠0とする制御を行う方が効率が良くなる。永久磁石埋め込み型の同期モータでは、図4で示されるd軸電流Idとq軸電流Iqとの電流位相角βにより最高効率を出す動作点が変わる((1)式参照)。 Therefore, in addition to the magnet torque (main torque) by the permanent magnet, reluctance torque is also generated due to the difference between the q-axis inductance Lq and the d-axis inductance Ld. When reluctance torque is not actively used, such as a surface magnet type synchronous motor, it is efficient to perform control with Id = 0. However, when using reluctance torque in a permanent magnet embedded synchronous motor or the like, it is more efficient to perform control with Id ≠ 0. In the permanent magnet embedded type synchronous motor, the operating point at which the maximum efficiency is obtained varies depending on the current phase angle β between the d-axis current Id and the q-axis current Iq shown in FIG. 4 (see equation (1)).
3相モータ10の総合トルクTは、Pn:極対数、ψa:電機子の鎖交磁束、ia:電機子電流、Ld:d軸インダクタンス、Lq:q軸インダクタンス、β:電流位相角とすると、(2)式に示すトルク方程式よって表される。
The total torque T of the three-
(2)式において、中括弧内の第1項がマグネットトルクを示し、第2項がリラクタンストルクを示す。また、図4から、下記(3)〜(5)式であることが明らかであるから、(2)式のトルク方程式は、下記(6)式のように表すこともできる。 In the formula (2), the first term in the braces indicates the magnet torque, and the second term indicates the reluctance torque. Moreover, since it is clear from FIG. 4 that the following equations (3) to (5) are obtained, the torque equation of the equation (2) can also be expressed as the following equation (6).
このように、電機子電流Iaはd軸電流Idとq軸電流Iqとを含んでいる。従って、(2)式及び(6)式に示すトルク方程式は、鎖交磁束と、d軸及びq軸のインダクタンスと、d軸及びq軸の電流とを用いて3相モータ10のトルクを表す式であるということができる。このd軸電流Id及びq軸電流Iqは、上述の3相/2相変換部6により演算される。
As described above, the armature current Ia includes the d-axis current Id and the q-axis current Iq. Therefore, the torque equations shown in the equations (2) and (6) represent the torque of the three-
図1に戻り、積分制御部2は、目標電流設定部1により設定された目標電流と、3相モータ10に流れるモータ電流に基づいて、3相/2相変換部6が座標変換を行うことにより求められたd軸電流Id及びq軸電流Iqとから、d軸電流指令値Idr及びq軸電流指令値Iqrを演算する。例えば、上記(2)式に示すトルク方程式は、電機子電流Iaの式に変形できる。積分制御部2は、目標トルクや他のパラメータを代入して変形後のトルク方程式を解き、位相角βによってベクトル分解することによってd軸電流指令値Idr及びq軸電流指令値Iqrを算出することが可能である。又は、(6)式からd軸電流指令値Idr及びq軸電流指令値Iqrを算出することも当然に可能である。更に、積分制御部2は、d軸電流指令値Idr及びq軸電流指令値Iqrから、電圧方程式に基づいて、d軸の電圧指令値Vdrとq軸の電圧指令値Vqrとを演算する。即ち、積分制御部2は、3相モータ10を回転するために必要な総トルクから設定された目標電流と、d軸電流Id及びq軸電流Iqとに基づいて、d軸の電圧指令値Vdrとq軸の電圧指令値Vqrとを演算することが可能となる。
Returning to FIG. 1, the integration control unit 2 causes the three-phase / two-phase conversion unit 6 to perform coordinate conversion based on the target current set by the target current setting unit 1 and the motor current flowing through the three-
d軸の電圧Vd及びq軸の電圧Vqを表す電圧方程式は、ψa:電機子の鎖交磁束、ω:角速度、Id:d軸電流、Iq:q軸電流、Ld:d軸インダクタンス、Lq:q軸インダクタンス、Ra:電機子抵抗、p:微分演算子として、以下の(7)式のように表される。 The voltage equations representing the d-axis voltage Vd and the q-axis voltage Vq are: ψa: armature linkage flux, ω: angular velocity, Id: d-axis current, Iq: q-axis current, Ld: d-axis inductance, Lq: The q-axis inductance, Ra: armature resistance, p: differential operator is expressed as the following equation (7).
(7)式は、鎖交磁束と、d軸及びq軸のインダクタンスを含む3相モータ10のステータコイルのインピーダンスと、d軸及びq軸の電流とを用いて3相モータ10を駆動する電圧を表す電圧方程式となっていることが明らかである。積分制御部2は、(7)式に示される電圧方程式にd軸電流指令値Idr及びq軸電流指令値Iqrや、他のパラメータを代入することによって、d軸電圧Vd、q軸電圧Vqを算出する。算出されたd軸電圧Vd及びq軸電圧Vqは、d軸電圧指令値Vdr及びq軸電圧指令値Vqrとして出力される。
Equation (7) is a voltage for driving the three-
2相/3相変換部3は、d軸の電圧指令値Vdrとq軸の電圧指令値Vqrとを3相各相の3相電圧指令値vu、vv、vwに変換する。d軸の電圧指令値Vdr及びq軸の電圧指令値Vqrは、上述の積分制御部2により算出される。2相/3相変換部3は、d軸の電圧指令値Vdr及びq軸の電圧指令値Vqrを上述の座標変換とは逆の変換を行うことにより、3相電圧指令値vu、vv、vwに変換する。この逆の変換は、図3及び図4を用いて上述した座標変換の逆変換であるため、変換方法についての詳細な説明は省略する。
The two-phase / three-
2相/3相変換部3により求められた演算結果は、後述する状態量推定部8及び感度調整部9からの出力と共に、上述のPWM制御部4に入力される。したがって、PWM制御部4は、これらの入力に基づいて、PWM制御を行う。
The calculation result obtained by the two-phase / three-
本モータ制御装置100は、上述のように3相モータ10に流れるモータ電流から3相/2相変換部6が座標変換を行うことにより求められたd軸電流Id及びq軸電流Iqに基づいて、目標電流設定部1により設定された目標電流をフィードバック制御する。本モータ制御装置100は、更に、3相モータ10の電流制御の制御性を高める機能を備えている。この電流制御の制御性を高めるために、モータ制御装置100は、状態量推定部8と感度調整部9とを備えている。
The
状態量推定部8は、3相各相毎に、3相電圧指令値と3相モータ10に通電されたモータ電流とから3相モータ10の状態量を推定する。3相電圧指令値は、2相/3相変換部3から伝達される。モータ電流は、3相モータ10に通電された電流であり、3相モータ10から伝達される。なお、モータ電流は、図示しない電流検出部により検出された電流値が伝達されるような構成とすることも可能である。また、状態量とは、3相モータ10の状態を示す量である。本実施形態においては、2相/3相変換部3により演算された3相電圧指令値の3相モータ10への印加に応じた、3相モータ10のモータ電流の変化量が相当する。状態量推定部8は、このような状態量を推定し、当該推定された状態量をPWM制御部4に伝達する。
The state
図5に状態量推定部8及び感度調整部9の概略構成を示すブロック図を示す。ここで、例えば、U相における状態量を推定する場合には、U相の3相電圧指令値vuとU相のモータ電流iuとを用いて演算される。図5には、U相の3相電圧指令値vu及びU相のモータ電流iuが状態量推定部8に伝達されるように図示しているが、V相及びW相においても、U相と同様に、夫々の相の3相電圧指令値とモータ電流とを状態量推定部8に伝達し演算することが可能である。或いは、各相毎に、状態量推定部8及び感度調整部9を備える構成とすることも当然に可能である。状態量推定部8は、各相毎の状態量を推定する。この推定に係る演算処理は、各相で同様であるため、ここではU相について説明する。また、図1においては、2相/3相変換部3と3相モータ10との間には、PWM制御部4及び周波数変換部5が直列に挿入されるよう図示したが、図5においては、これらは省略している。これらの機能部は、状態量推定部8を介した閉ループ制御内にあるため、これらを考慮せずに説明しても、その作用効果については何等影響を与えるものではない。なお、状態量の推定は、所謂オブザーバフィードバック制御に基づくものであり、このオブザーバフィードバック制御については周知技術であるため、詳細説明は省略する。
FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of the state
状態量推定部8は、自由パラメータA、B及びCと、状態フィードバックゲインKと、オブザーバゲインGと、積分器8aとを有する。自由パラメータA、B及びCは、3相モータ10の特性により定まるゲインである。3相モータ10の特性とは、3相モータ10のコイルのインダクタンス値や抵抗値等であり、3相モータ10により一義的に定まるパラメータである。この自由パラメータA、B及びCは、モータ制御装置100の作製時に設定され、以降においては変更されるものではない。オブザーバゲインGは、自由パラメータA、B及びCと積分器8aとにより演算された演算結果をフィードバック制御する際の応答調整用のゲインである。また、状態フィードバックゲインKは、積分器8aにより演算された演算結果(即ち、状態量推定部8の演算出力)を2相/3相変換部3により演算されたPWM制御部4にフィードバックする際の応答調整用のゲインである。この状態フィードバックゲインK及びオブザーバゲインGを適切に調整することにより、夫々の出力の応答速度を変更して、オーバーシュートやアンダーシュートを抑制することができる。
The state
感度調整部9は、3相モータ10の特性のばらつきを抑制し、状態量推定部8の感度を調整する。上述のように、状態量推定部8は、3相モータ10の特性により定まる自由パラメータA、B及びCを備えている。しかしながら、これらの自由パラメータは、一義的に定まるものであるため、ばらつきを有してしまう。感度調整部9は、このようなばらつき(3相モータ10の特性上のばらつき)の影響を抑制し、状態量推定部8の出力感度を調整する。この感度調整部9は、上述の状態フィードバックゲインK及びオブザーバゲインGと同様に、状態量推定部8の出力の応答速度を変更して、オーバーシュートやアンダーシュートを抑制することが可能である。このように、状態量推定部8及び感度調整部9により演算された演算結果は、3相モータ10の状態量として、2相/3相変換部3から出力される3相電圧指令値をフィードバック制御するために用いられる。
The sensitivity adjustment unit 9 suppresses variations in characteristics of the three-
そして、PWM制御部4は、3相電圧指令値と、推定された状態量とに基づいて、モータ電流をPWM制御により制御する。即ち、PWM制御部4は、2相/3相変換部3により伝達される3相電圧指令値と、状態量推定部8及び感度調整部9により推定された状態量とに基づいて、PWM制御を行う。
The PWM control unit 4 controls the motor current by PWM control based on the three-phase voltage command value and the estimated state quantity. That is, the PWM control unit 4 performs PWM control based on the three-phase voltage command value transmitted by the two-phase / three-
このように、モータ制御装置100は、目標電流設定部1により設定された目標電流と、3相/2相変換部6により演算されたd軸電流Id及びq軸電流Iqとに基づいてフィードバック制御を行うと共に、2相/3相変換部3により伝達される3相電圧指令値と、状態量推定部8及び感度調整部9により推定された状態量とに基づいて、オブザーバフィードバック制御を行うことにより、3相モータ10のモータ電流が大きく変動した際であっても、安定した電流制御を行うことが可能となる。
Thus, the
〔その他の実施形態〕
上記実施形態では、コイルは、3相モータ10が有するステータに備えられるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲は、これに限定されるものではない。コイルがロータに備えてある3相モータ10に本発明を適用することも当然に可能である。
[Other Embodiments]
In the said embodiment, the coil was demonstrated as being provided in the stator which the three-
1:目標電流設定部
2:積分制御部
3:2相/3相変換部
4:PWM制御部
5:周波数変換部
6:3相/2相変換部
7:回転角演算部
8:状態量推定部
9:感度調整部
10:3相モータ
1: target current setting unit 2: integration control unit 3: 2-phase / 3-phase conversion unit 4: PWM control unit 5: frequency conversion unit 6: 3-phase / 2-phase conversion unit 7: rotation angle calculation unit 8: state quantity estimation Unit 9: Sensitivity adjustment unit 10: Three-phase motor
Claims (3)
前記3相モータを回転するために必要な総トルクから設定された目標電流と、前記d軸電流及び前記q軸電流とに基づいて、前記d軸の電圧指令値と前記q軸の電圧指令値とを演算する積分制御部と、
前記d軸の電圧指令値と前記q軸の電圧指令値とを3相各相の3相電圧指令値に変換する2相/3相変換部と、
前記3相各相毎に、前記3相電圧指令値と前記3相モータに通電されたモータ電流とから前記3相モータのモータ電流の変化量を推定する状態量推定部と、
を備えるモータ制御装置。 A three-phase / two-phase converter that calculates the d-axis d-axis current, which is the direction of the magnetic field generated by the permanent magnet disposed in the rotor of the three-phase motor, and the q-axis q-axis current orthogonal to the d-axis; ,
Based on the target current set from the total torque required to rotate the three-phase motor, the d-axis current, and the q-axis current, the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value An integration control unit for calculating
A two-phase / three-phase converter that converts the voltage command value for the d-axis and the voltage command value for the q-axis into a three-phase voltage command value for each of the three phases;
For each of the three phases, a state quantity estimating unit that estimates the amount of change in the motor current of the three-phase motor from the three-phase voltage command value and the motor current energized in the three-phase motor;
A motor control device comprising:
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