JP5364466B2 - Ultrasonic motor drive circuit device - Google Patents

Ultrasonic motor drive circuit device Download PDF

Info

Publication number
JP5364466B2
JP5364466B2 JP2009150380A JP2009150380A JP5364466B2 JP 5364466 B2 JP5364466 B2 JP 5364466B2 JP 2009150380 A JP2009150380 A JP 2009150380A JP 2009150380 A JP2009150380 A JP 2009150380A JP 5364466 B2 JP5364466 B2 JP 5364466B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
signal
drive
voltage
drive signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2009150380A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2011005402A (en
Inventor
徹 廣橋
守 坂本
勉 増田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Taiyo Yuden Co Ltd
Original Assignee
Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Taiyo Yuden Co Ltd filed Critical Taiyo Yuden Co Ltd
Priority to JP2009150380A priority Critical patent/JP5364466B2/en
Publication of JP2011005402A publication Critical patent/JP2011005402A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP5364466B2 publication Critical patent/JP5364466B2/en
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • General Electrical Machinery Utilizing Piezoelectricity, Electrostriction Or Magnetostriction (AREA)
  • Apparatuses For Generation Of Mechanical Vibrations (AREA)

Description

本発明は、超音波モータの駆動回路装置に関する。特に、リーケージトランスの出力を利用した超音波モータの駆動回路装置に関する。   The present invention relates to an ultrasonic motor drive circuit device. In particular, the present invention relates to a drive circuit device for an ultrasonic motor using the output of a leakage transformer.

最近はデジタル一眼レフカメラが安価になってきたことを受けてマニヤの間で流行している。このような一眼レフカメラの自動焦点位置合わせ装置に超音波モータが使用されている。さらには一般向けの一眼レフカメラも出現するなど価格が安いものにも超音波モータが使用されるようになってきた。このような超音波モータは、リング状の圧電性セラミック板の区間を区切って厚み方向に方向の異なる分極がされ、それぞれの分極ごとに電極が設けられている圧電振動子を回転源とするものである。この圧電振動子上の二組の電極に９０°位相の異なる交流駆動電圧をそれぞれ印加すると、厚み方向に楕円運動の振動が生じ、圧電振動子上に歯車の歯状突起が整列形成されたリング状の弾性体を介して、板バネなどで押圧された円盤状のロータを接触させると、ロータが回転駆動することを利用したものである。そこで、超音波モータ自体はもちろんのこと、その周辺の駆動回路装置も安価で制御精度の高いものが要求されるようになってきている。   Recently, the popularity of digital single-lens reflex cameras has become popular among Maniyah. An ultrasonic motor is used in such an automatic focus alignment device of a single-lens reflex camera. Furthermore, ultrasonic motors have come to be used for low-priced devices such as the appearance of general-purpose single-lens reflex cameras. Such an ultrasonic motor uses a piezoelectric vibrator whose rotation source is polarized in different directions in the thickness direction by dividing a section of a ring-shaped piezoelectric ceramic plate and in which an electrode is provided for each polarization. It is. When AC drive voltages of 90 ° phase are applied to the two sets of electrodes on this piezoelectric vibrator, elliptical vibrations are generated in the thickness direction, and gear teeth are formed on the piezoelectric vibrator. When a disk-shaped rotor pressed by a leaf spring or the like is brought into contact via a cylindrical elastic body, the rotor is driven to rotate. Therefore, not only the ultrasonic motor itself but also the peripheral drive circuit devices are required to be inexpensive and have high control accuracy.

現在の超音波モータの駆動回路装置は、基準周波数発振回路、駆動信号発生回路（パルス幅変調回路）、ドライバ回路、検出回路、などの基本回路を有する装置構成が一般的である。このような装置の技術開発は、約二十年の歴史があり時代の要求に応じてきているが、まだまだ改良の余地があり、新しい時代の要求に対応していく必要がある。改善・改良の歴史の中で生まれた本発明に関連する特許文献を以下に紹介する。   Current ultrasonic motor drive circuit devices generally have a device configuration having basic circuits such as a reference frequency oscillation circuit, a drive signal generation circuit (pulse width modulation circuit), a driver circuit, and a detection circuit. The technological development of such devices has a history of about 20 years and has responded to the demands of the times, but there is still room for improvement and it is necessary to respond to the demands of the new times. Patent documents related to the present invention born in the history of improvement and improvement are introduced below.

例えば、図１６に示す特許文献１には、次のような駆動回路が開示されている。すなわち、基準周波数の発振回路である超音波モータ駆動用の高周波を発生する発振器１００と、発振器の高周波を受けて駆動回路を構成する各スイッチングトランジスタを駆動するためのバッファー１０２の群と、バッファーを介して高周波の導通をオン・オフするフル・ブリッジ方式のスイッチングトランジスタ１０４，１０５と、駆動用高周波電力の低電圧を昇圧するためにトランス１０７と、トランスの出力波形を整形するためのコイル１０９と、からなる超音波モータの駆動回路装置が示されている。まだ、パルス幅変調回路がなく、周波数の変動、駆動電圧の変動のコントロールについては考慮されていない初期の回路装置である。 For example, Patent Document 1 shown in FIG. 16 discloses the following drive circuit. That is, an oscillator 100 that generates a high frequency for driving an ultrasonic motor, which is an oscillation circuit of a reference frequency, a group of buffers 102 for driving each switching transistor that constitutes the drive circuit in response to the high frequency of the oscillator, and a buffer Full-bridge switching transistors 104 and 105 for turning on and off high-frequency conduction, a transformer 107 for boosting a low voltage of driving high-frequency power, and a coil 109 for shaping the output waveform of the transformer, The drive circuit device of the ultrasonic motor which consists of these is shown. There is no pulse width modulation circuit yet, and it is an initial circuit device that does not consider control of frequency fluctuations and driving voltage fluctuations.

また、図１７に示す特許文献２には、超音波モータの回転駆動源である圧電振動子１１４に印加する高周波電力のデューティ比の可変制御手段１２０を設け、負荷変動による速度変化を補償することで電圧制御用のチョッパ回路（ＤＣ−ＤＣ変換回路）を不要とする駆動回路１１２が開示されている。すなわち、圧電体１１４に高周波電力を供給するインバータ回路１１６は、電源分離型のハーフ・ブリッジを組み合わせ出力する回路が示されている。また、インバータ回路１１６の出力パルスは昇圧用のトランスＴａ、Ｔｂを介して圧電体１１４に印加されている。この圧電体１１４に印加する高周波電力は降圧トランスを介して帰還させ、インバータ回路１１６の出力周波数を可変制御し、負荷の外乱に対する変動補正をする周波数制御手段１１８が設けられている。さらに、この周波数制御手段１１８の出力と圧電体１１４の振動状態検出手段１１４ａの検出電圧とから方形波パルスの幅を可変するパルス幅制御手段１２０の出力をインバータ回路１１６に入力するものが開示されている。回転速度が下がったときは方形波のパルス幅を大きくし、回転速度が上がったときは方形波のパルス幅を小さくするようになっていることが記載されている。 Further, Patent Document 2 shown in FIG. 17 includes a variable control means 120 for duty ratio of high frequency power applied to the piezoelectric vibrator 114 which is a rotational drive source of the ultrasonic motor to compensate for speed change due to load fluctuation. A drive circuit 112 that eliminates the need for a voltage control chopper circuit (DC-DC conversion circuit) is disclosed. That is, the inverter circuit 116 that supplies high-frequency power to the piezoelectric body 114 is a circuit that outputs a combination of power supply separation type half bridges. Further, the output pulse of the inverter circuit 116 is applied to the piezoelectric body 114 via the step-up transformers Ta and Tb. A high frequency power applied to the piezoelectric body 114 is fed back through a step-down transformer, and a frequency control means 118 is provided for variably controlling the output frequency of the inverter circuit 116 and correcting fluctuations for a load disturbance. Further, an inverter circuit 116 is disclosed in which the output of the pulse width control means 120 for changing the width of the square wave pulse from the output of the frequency control means 118 and the detection voltage of the vibration state detection means 114a of the piezoelectric body 114 is input to the inverter circuit 116. ing. It is described that the pulse width of the square wave is increased when the rotation speed is decreased, and the pulse width of the square wave is decreased when the rotation speed is increased.

そして、図１８に示す特許文献３には、パルス列からなる基準信号を出力する発信器２１０と、この発信器２１０から出力される基準信号の周波数が超音波モータの最適駆動周波数になるように制御する周波数追尾回路２２８と、超音波モータ２１２の回転部の回転速度を検出するフォトセンサ２２６と、このフォトセンサ２２６によって検出された回転速度が目標の回転速度となるように基準信号のパルス幅を変調するパルス幅変調手段２１４と、このパルス幅変調手段２１４のパルス幅の変調に応じた振幅の駆動信号を圧電体の電極に供給する電力増幅器２６２、２６４と、を有する駆動回路２１０が開示されている。この開示の駆動回路２１０は、基準信号のパルス幅を変調することにより電力増幅器２６２、２６４すなわち昇圧トランスから出力される超音波モータ駆動電圧の振幅が変化し、回転数の制御を正確にするため、フォトセンサ２２６と周波数追尾回路２２８のフィードバック信号で、パルス幅の制御と、発振周波数の制御とを行い細やかに精度の高い制御を行う超音波モータの回転速度を制御する駆動回路装置が紹介されている。 In Patent Document 3 shown in FIG. 18, a transmitter 210 that outputs a reference signal composed of a pulse train, and control is performed so that the frequency of the reference signal output from the transmitter 210 becomes the optimum driving frequency of the ultrasonic motor. Frequency tracking circuit 228, a photosensor 226 for detecting the rotation speed of the rotating portion of the ultrasonic motor 212, and a pulse width of the reference signal so that the rotation speed detected by the photosensor 226 becomes a target rotation speed. Disclosed is a drive circuit 210 having a pulse width modulation unit 214 for modulating, and power amplifiers 262 and 264 for supplying a drive signal having an amplitude corresponding to the modulation of the pulse width of the pulse width modulation unit 214 to the electrodes of the piezoelectric body. ing. The drive circuit 210 of the present disclosure changes the amplitude of the ultrasonic motor drive voltage output from the power amplifiers 262, 264, that is, the step-up transformer by modulating the pulse width of the reference signal, so that the rotation speed is accurately controlled. Introduces a drive circuit device that controls the rotational speed of an ultrasonic motor that performs fine and precise control by controlling the pulse width and the oscillation frequency using feedback signals from the photosensor 226 and the frequency tracking circuit 228. ing.

特開平１−１０７６８０号公報Japanese Patent Laid-Open No. 1-107680 特開平４−２２２４７７号公報JP-A-4-222477 特開平５−２２２２６７号公報JP-A-5-222267

超音波モータの駆動は、入力側の高周波電力が変動しても回転制御を確実に行えるようにすることが求められる。しかしながら、バッテリが使われる機器などは、使用時間が経過してくると、例えば６．５Ｖの電源が時間とともに２．６Ｖのように降圧してくる。このような場合、アダプタ電源の例えば７Ｖに切り替えることなどがよく行なわれる。このような状況により入力側の電圧が変動すると、超音波モータの高周波駆動電圧も入力側の高周波電力に応じ、出力側に電圧変動が生じる。上述の先行公知技術において、超音波モータの駆動電圧が変動しないようにスイッチング回路などを使用して、超音波モータの回転変動がしないように、発信器の基準周波数や出力電圧の変動に応じた制御信号のパルス幅を変調してスイッチング制御している。 The driving of the ultrasonic motor is required to ensure that the rotation control can be performed even if the high frequency power on the input side fluctuates. However, in a device using a battery, for example, when the usage time elapses, the power supply of 6.5 V, for example, decreases to 2.6 V with time. In such a case, the adapter power supply is often switched to, for example, 7V. When the voltage on the input side fluctuates due to such a situation, the high-frequency drive voltage of the ultrasonic motor also varies on the output side according to the high-frequency power on the input side. In the above-described prior art, a switching circuit or the like is used so that the driving voltage of the ultrasonic motor does not fluctuate, and the fluctuation of the reference frequency or output voltage of the transmitter is adjusted so as not to fluctuate the rotation of the ultrasonic motor. Switching control is performed by modulating the pulse width of the control signal.

しかしながら、たとえ出力側の電圧変動に応じたフィードバック信号によってスイッチング回路の駆動信号が正確に制御されたとしても、直流の入力電源Ｖｉｎの低下があれば、パルス電圧のＥＴ積、すなわち、電力量は変動してしまうのである。このような交流電力をトランスの一次側へ供給すると、トランスの二次側の超音波モータの駆動電圧はパルス幅が異なった分に応じた電圧の変化として現れることになる。このような電圧の変化は回転速度に影響し、入力側の正確なスイッチング制御の信号に関係のない回転速度の変化になって現れる。特に、電源を切り替えたときなど電圧が上昇したときはパルス幅を小さく制御することになるが、パルス幅が小さくなるに従い波形歪みが増加し、超音波モータの駆動エネルギーの変換効率が悪くなる。このように、スイッチング回路を使用して出力側の電圧を一定にする制御だけでは、新たな問題を生むことになる。すなわち、複数のフィードバック信号回路で細やかなスイッチング制御をしても、トランスでパルス電圧を電力増幅する以上、一次側の回路における制御では制御しきれない問題となり、パルス電圧のＥＴ積から生じる二次側の電圧変動の解決は、今日までの発想のままでは困難となるのである。 However, even if the drive signal of the switching circuit is accurately controlled by the feedback signal corresponding to the voltage fluctuation on the output side, if the DC input power source Vin decreases, the ET product of the pulse voltage, that is, the electric energy is It will fluctuate. When such AC power is supplied to the primary side of the transformer, the driving voltage of the ultrasonic motor on the secondary side of the transformer appears as a change in voltage corresponding to the difference in pulse width. Such a change in voltage affects the rotation speed and appears as a change in the rotation speed that is not related to an accurate switching control signal on the input side. In particular, when the voltage increases, such as when the power source is switched, the pulse width is controlled to be small. However, as the pulse width decreases, the waveform distortion increases and the conversion efficiency of the drive energy of the ultrasonic motor deteriorates. In this way, a new problem arises only by controlling the voltage on the output side to be constant using the switching circuit. In other words, even if fine switching control is performed with a plurality of feedback signal circuits, the pulse voltage is amplified by the transformer, so that it cannot be controlled by the control on the primary side circuit, and the secondary voltage generated from the ET product of the pulse voltage. The solution of the voltage fluctuation on the side becomes difficult if the idea to date is used.

そこで本発明は、入力側の電圧安定化のためのパルス幅変調回路を具備することを前提として、昇圧トランスにリーケージトランスを使用し、超音波モータの駆動電力供給側にこのリーケージトランスのリーケージインダクタと、超音波モータの回転源となるリング状圧電振動子の制動容量との共振回路を意図的に発生させ、先の共振回路の共振点を越える周波数の擬似共振領域で動作させ、リング状圧電振動子の電極に一定電圧の交流電力を供給し、圧電振動子を励振させる構成である。この構成を見れば誰でもわかるような組み合わせでありながら、今まで誰も気がついていなかった新たな課題を解決する発明であることを理解する必要がある。 Therefore, the present invention uses a leakage transformer as a step-up transformer on the premise that a pulse width modulation circuit for stabilizing the voltage on the input side is provided, and a leakage inductor of this leakage transformer on the drive power supply side of the ultrasonic motor. And a ring-type piezoelectric element that intentionally generates a resonance circuit with the damping capacity of the ring-shaped piezoelectric vibrator that is the rotation source of the ultrasonic motor and operates in a quasi-resonant region having a frequency that exceeds the resonance point of the previous resonance circuit. In this configuration, AC power of a constant voltage is supplied to the electrodes of the vibrator to excite the piezoelectric vibrator. It is necessary to understand that the present invention solves a new problem that no one has noticed until now, although it is a combination that anyone can understand from this configuration.

本発明の第１の観点の超音波モータの駆動回路は、
基準周波数の信号を発生する発信回路と、
前記基準周波数の信号と第一のリーケージトランスの出力における第一の検出信号とを受けて第一の駆動信号と、前記基準周波数の信号と第二のリーケージトランスの出力における第二の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と９０°の位相差を有する第二の駆動信号と、を生成する駆動信号発生回路と、
前記第一の駆動信号で前記第一のスイッチング回路を駆動可能に調整する第一のドライバ回路と、
前記第二の駆動信号で前記第二のスイッチング回路を駆動可能に調整する第二のドライバ回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第一の駆動信号に基づいて制御する前記第一のスイッチング回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第二の駆動信号に基づいて制御する前記第二のスイッチング回路と、
前記第一のスイッチング回路で制御された前記入力電源に基づく高周波電力が入力側に印加される前記第一のリーケージトランスと、
前記第二のスイッチング回路で制御された前記入力電源に基づく高周波電力が入力側に印加される前記第二のリーケージトランスと、
前記第一のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第一のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ１と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路で共振させ、擬似共振周波数領域で動作する前記基準周波数に基づく第一の駆動電圧出力回路と、
前記第二のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第二のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ２と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路で共振させ、擬似共振周波数領域で動作させる前記基準周波数に基づく第二の駆動電圧出力回路と、
を有するものである。 The drive circuit of the ultrasonic motor according to the first aspect of the present invention is:
A transmission circuit for generating a reference frequency signal;
A first drive signal in response to the reference frequency signal and a first detection signal at the output of the first leakage transformer; a second detection signal at the reference frequency signal and the output of the second leakage transformer; And a drive signal generation circuit that generates a second drive signal having a phase difference of 90 ° with the first drive signal,
A first driver circuit that adjusts the first switching circuit to be drivable with the first drive signal;
A second driver circuit for adjusting the second switching circuit to be drivable with the second drive signal;
The first switching circuit for controlling the application of the primary-side input power supply based on the first drive signal;
The second switching circuit for controlling the application of the input power on the primary side based on the second drive signal;
The first leakage transformer to which high-frequency power based on the input power source controlled by the first switching circuit is applied to the input side;
The second leakage transformer to which high-frequency power based on the input power source controlled by the second switching circuit is applied to the input side;
The high-frequency voltage amplified by the first leakage transformer is resonated by a resonance circuit of a leakage inductance Lk1 of the first leakage transformer and a braking capacitor Co of the piezoelectric vibrator, and operates in a pseudo resonance frequency region. A first drive voltage output circuit based on a reference frequency;
The high-frequency voltage amplified by the second leakage transformer is resonated by a resonance circuit of a leakage inductance Lk2 of the second leakage transformer and a braking capacitor Co of the piezoelectric vibrator, and is operated in a pseudo resonance frequency region. A second drive voltage output circuit based on a reference frequency;
It is what has.

本発明の第１の観点の駆動回路装置の構成とすることにより、超音波モータの圧電振動子を励振させる駆動電圧を、リーケージトランスを使用して入力側のパルス電圧のＥＴ積に比例する電力量を、リーケージインダクタＬｋと圧電振動子の制動容量Ｃｏの共振回路で、正弦波状の交流電圧に増幅変換させることが可能になる。この結果として、入力側の高周波電力のパルス幅の変化による影響を受けない波形歪みのない変換効率の高い超音波モータの駆動回路装置を提供することができる。   With the configuration of the drive circuit device according to the first aspect of the present invention, the drive voltage for exciting the piezoelectric vibrator of the ultrasonic motor is a power proportional to the ET product of the input side pulse voltage using the leakage transformer. The amount can be amplified and converted into a sinusoidal AC voltage by the resonance circuit of the leakage inductor Lk and the braking capacity Co of the piezoelectric vibrator. As a result, it is possible to provide a drive circuit device for an ultrasonic motor that has no waveform distortion and is not affected by a change in the pulse width of high-frequency power on the input side and that has high conversion efficiency.

本発明の第２の観点の超音波モータの駆動回路装置は、
前記基準周波数の信号と第一のリーケージトランスの出力における第一の検出信号とを受けて第一の駆動信号と、前記基準周波数の信号と第二のリーケージトランスの出力における第二の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と９０°の位相差を有する第二の駆動信号と、前記基準周波数の信号と前記第一の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と１８０°の位相差を有する第三の駆動信号と、前記基準周波数の信号と前記第二の検出信号とを受けて前記第二の駆動信号と１８０°の位相差を有する第四の駆動信号と、を生成する駆動信号発生回路と、
前記第一の駆動信号で前記第一のスイッチング回路を駆動可能に調整する第一のドライバ回路と、
前記第二の駆動信号で前記第二のスイッチング回路を駆動可能に調整する第二のドライバ回路と、
前記第三の駆動信号で前記第三のスイッチング回路を駆動可能に調整する第三のドライバ回路と、
前記第四の駆動信号で前記第四のスイッチング回路を駆動可能に調整する第四のドライバ回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第一の駆動信号に基づいて制御する前記第一のスイッチング回路と、一次側の入力電源の印加を前記第三の駆動信号に基づいて制御する第三のスイッチング回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第二の駆動信号に基づいて制御する第二のスイッチング回路と、一次側の入力電源の印加を前記第四の駆動信号に基づいて制御する第四のスイッチング回路と、
前記第一のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が入力側の一端に印加され、前記第三のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が前記入力側の他端に印加される第一のリーケージトランスと、
前記第二のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が入力側の一端に印加され、前記第四のスイッチング回路で制御された前記直流入力電圧に基づく高周波電力が入力側の他端に印加される第二のリーケージトランスと、
前記第一のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第一のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ１と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路で共振させ、擬似共振周波数領域で動作する前記基準周波数に基づく第一の駆動電圧出力回路と、
前記第二のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第二のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ２と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路で共振させ、擬似共振周波数領域で動作させる前記基準周波数に基づく第二の駆動電圧出力回路と、
を有する。 An ultrasonic motor drive circuit device according to a second aspect of the present invention is:
A first drive signal in response to the reference frequency signal and a first detection signal at the output of the first leakage transformer; a second detection signal at the reference frequency signal and the output of the second leakage transformer; Receiving the second drive signal having a phase difference of 90 ° with respect to the first drive signal, the signal of the reference frequency and the first detection signal, and 180 ° with respect to the first drive signal. A third drive signal having a phase difference; and a fourth drive signal having a phase difference of 180 ° with respect to the second drive signal in response to the reference frequency signal and the second detection signal. A driving signal generating circuit for
A first driver circuit that adjusts the first switching circuit to be drivable with the first drive signal;
A second driver circuit for adjusting the second switching circuit to be drivable with the second drive signal;
A third driver circuit for adjusting the third switching circuit so as to be driven by the third drive signal;
A fourth driver circuit that adjusts the fourth switching circuit so as to be driven by the fourth drive signal;
The first switching circuit that controls the application of the primary-side input power supply based on the first drive signal, and the third switching that controls the application of the primary-side input power supply based on the third drive signal Circuit,
A second switching circuit for controlling the application of the primary-side input power supply based on the second drive signal; and a fourth switching circuit for controlling the application of the primary-side input power supply based on the fourth drive signal. When,
High frequency power based on the DC input power source controlled by the first switching circuit is applied to one end of the input side, and high frequency power based on the DC input power source controlled by the third switching circuit is applied to the input side A first leakage transformer applied to the other end;
High frequency power based on the DC input power source controlled by the second switching circuit is applied to one end of the input side, and high frequency power based on the DC input voltage controlled by the fourth switching circuit is applied to the other input side. A second leakage transformer applied to the end;
The high-frequency voltage amplified by the first leakage transformer is resonated by a resonance circuit of a leakage inductance Lk1 of the first leakage transformer and a braking capacitor Co of the piezoelectric vibrator, and operates in a pseudo resonance frequency region. A first drive voltage output circuit based on a reference frequency;
The high-frequency voltage amplified by the second leakage transformer is resonated by a resonance circuit of a leakage inductance Lk2 of the second leakage transformer and a braking capacitor Co of the piezoelectric vibrator, and is operated in a pseudo resonance frequency region. A second drive voltage output circuit based on a reference frequency;
Have

このような本発明の第２の観点の駆動回路装置の構成とすることにより、超音波モータの圧電振動子を励振させる駆動電圧を、第１の観点の発明に比較し、巻数比のより小さいリーケージトランスとすることが可能になる。このようなリーケージトランスを使用して入力側のパルス電圧のＥＴ積に比例する電力量を、リーケージインダクタＬｋと圧電振動子の制動容量Ｃｏの共振回路で、正弦波状の交流電圧に増幅変換させることが可能になる。この結果として、入力側の高周波電力のパルス幅の変化による影響を受けない波形歪みのない変換効率の高い超音波モータの駆動回路装置として提供することができる。   By adopting the configuration of the drive circuit device according to the second aspect of the present invention, the drive voltage for exciting the piezoelectric vibrator of the ultrasonic motor is smaller than that of the first aspect of the invention. It becomes possible to use a leakage transformer. Using such a leakage transformer, the amount of power proportional to the ET product of the input side pulse voltage is amplified and converted into a sinusoidal AC voltage by a resonance circuit of the leakage inductor Lk and the braking capacity Co of the piezoelectric vibrator. Is possible. As a result, it can be provided as a drive circuit device for an ultrasonic motor with high conversion efficiency without waveform distortion that is not affected by the change in pulse width of high-frequency power on the input side.

また、本発明の第１の観点または第２の観点の超音波モータの駆動回路装置の発明に、
第一のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出してフィードバック信号を生成する第一の検出回路と、
第二のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出してフィードバック信号を生成する第二の検出回路と、
からなる回路のうちどちらか一方の検出回路を付加するものである。
このように検出回路を付加することにより、電圧または電流をフィードバックして入力側の駆動信号の補正指令信号となるため、さらに精度の良い出力側の圧電振動子の駆動電圧が得られるように寄与し、安定した超音波モータの回転制御が可能になる。 Further, the invention of the ultrasonic motor drive circuit device of the first aspect or the second aspect of the present invention,
A first detection circuit that detects a voltage or current on the output side of the first leakage transformer and generates a feedback signal;
A second detection circuit that detects a voltage or current on the output side of the second leakage transformer and generates a feedback signal;
One of the detection circuits is added.
By adding the detection circuit in this way, the voltage or current is fed back to become a correction command signal for the input side drive signal, which contributes to a more accurate drive voltage for the output side piezoelectric vibrator. Thus, stable rotation control of the ultrasonic motor becomes possible.

本発明は、トランスの入力側における高周波電力の直流の入力電源の変動による影響を受けないトランスの出力としての駆動電圧を一定にする正弦波に近い高周波駆動電力を発生させることが可能となり、波形歪みがなく変換効率の高い超音波モータの駆動回路を提供することができる。   The present invention makes it possible to generate high-frequency driving power close to a sine wave that makes the driving voltage constant as the output of the transformer that is not affected by fluctuations in the DC input power supply of the high-frequency power on the input side of the transformer. It is possible to provide a drive circuit for an ultrasonic motor that has no distortion and high conversion efficiency.

本発明における超音波モータの駆動回路の全体構成を説明する概略図Schematic explaining the entire configuration of the drive circuit of the ultrasonic motor in the present invention 発振回路の一例を示す説明図An explanatory diagram showing an example of an oscillation circuit 駆動信号発生回路の一例を示す説明図Explanatory diagram showing an example of a drive signal generation circuit 駆動信号のタイミング例を示すタイミングチャートTiming chart showing examples of drive signal timing ドライバ回路の一例を示す説明原理図Explanation principle diagram showing an example of driver circuit （Ａ）は電圧検出回路の一例を示す説明図、（Ｂ）は電流検出回路の一例を示す説明図(A) is explanatory drawing which shows an example of a voltage detection circuit, (B) is explanatory drawing which shows an example of a current detection circuit. 本発明の圧電振動子を駆動させる擬似共振周波数領域の説明図Explanatory drawing of the quasi-resonant frequency region for driving the piezoelectric vibrator of the present invention 本発明のリーケージトランスを使用した場合の入力と出力の波形図Waveform diagram of input and output when using the leakage transformer of the present invention 比較例を示す従来トランスを使用した場合の入力と出力の波形図Waveform diagram of input and output when using conventional transformer showing comparative example 本発明のリーケージトランスを使用した場合の入力と出力の波形図Waveform diagram of input and output when using the leakage transformer of the present invention 比較例を示す従来トランスを使用した場合の入力と出力の波形図Waveform diagram of input and output when using conventional transformer showing comparative example 本発明のリーケージトランスを使用した場合の入力と出力の波形図Waveform diagram of input and output when using the leakage transformer of the present invention 比較例を示す従来トランスを使用した場合の入力と出力の波形図Waveform diagram of input and output when using conventional transformer showing comparative example 本発明のリーケージトランスを使用した場合の入力と出力の波形図Waveform diagram of input and output when using the leakage transformer of the present invention 比較例を示す従来トランスを使用した場合の入力と出力の波形図Waveform diagram of input and output when using conventional transformer showing comparative example 特許文献１の超音波モータの駆動回路の全体構成を説明する概略図Schematic explaining the whole structure of the drive circuit of the ultrasonic motor of patent document 1 特許文献２の超音波モータの駆動回路の全体構成を説明する概略図Schematic explaining the whole structure of the drive circuit of the ultrasonic motor of patent document 2 特許文献３の超音波モータの駆動回路の全体構成を説明する概略図Schematic explaining the whole structure of the drive circuit of the ultrasonic motor of patent document 3

以下に、図１を参照して本発明に関連する構成概要を説明したうえで、図２〜図１５を使用して個々の部分を多少詳しく説明していく。なお、超音波モータを駆動するためには、基本となる高周波駆動電圧と、この高周波駆動電圧と９０°位相差のある高周波駆動電圧が少なくとも必要になる。このため、高周波電力増幅用のトランスは二つ必要になる。したがって、二つのトランスにそれぞれ入力するための回路が対で必要になるが、一方の回路装置のみの説明で他方の回路の説明を省略する。 In the following, an outline of the configuration related to the present invention will be described with reference to FIG. 1, and each part will be described in some detail with reference to FIGS. In order to drive the ultrasonic motor, at least a basic high-frequency drive voltage and a high-frequency drive voltage having a phase difference of 90 ° from the high-frequency drive voltage are required. For this reason, two transformers for high-frequency power amplification are required. Therefore, a pair of circuits for inputting to the two transformers is necessary, but the description of the other circuit is omitted in the description of only one circuit device.

まず、図１を参照して説明する。最初に本発明の回路で駆動する超音波モータの回転速度を制御する基準周波数、例えば７０〜７５ＫＨｚのパルス波、すなわち基準周波数の信号を発生する発振回路１が設けられている。この発振回路１は、次段の駆動信号発生回路２の比較器の反転端子に入力させる例えば７０〜７５ＫＨｚの三角波の生成回路である。この発振回路１の次段には、後段のスイッチング回路７Ａ、７Ｂを制御する駆動信号発生回路２が設けられている。 First, a description will be given with reference to FIG. First, an oscillation circuit 1 for generating a reference frequency for controlling the rotational speed of an ultrasonic motor driven by the circuit of the present invention, for example, a pulse wave of 70 to 75 KHz, that is, a signal of the reference frequency is provided. The oscillation circuit 1 is a triangular wave generation circuit of 70 to 75 KHz, for example, which is input to the inverting terminal of the comparator of the drive signal generation circuit 2 at the next stage. A drive signal generation circuit 2 for controlling the subsequent switching circuits 7A and 7B is provided at the next stage of the oscillation circuit 1.

駆動信号発生回路２は、前段の発振回路１から出力された三角波と後段のフィードバックの検出信号をうけて、超音波モータの回転速度を制御する高周波の駆動信号を発生させる機能を有する。すなわち、駆動信号発生回路２は、一例として説明すると、後段の検出回路１２，１３の検出信号を誤差増幅回路部分に入力させ、さらに誤差増幅回路部分の出力と前述の三角波を比較回路部分でデューティ比の異なるパルス波の制御信号に変換させる。このように駆動信号発生回路２は、ＰＷＭ（ＰＷＭはPulse Width Modulation の略語であり、パルス幅変調の意味である。）制御回路が使用される。このＰＷＭ制御回路は、超音波モータの回転速度を一定にするために、トランスＴ１、Ｔ２の出力される高周波電圧の高さに応じたパルス幅の制御をすることによって出力側の電圧を一定にする役割を担う。特に、先行する公知技術では、超音波モータの回転速度を一定にするために、パルス幅の制御をするが、結果的には二次側の電圧変化が別のメカニズムで起こる部分もあるため、ＰＷＭ制御回路は効率よく活かされない結果になる。この理由は前述した通りである。駆動信号発生回路２の出力は、次段のドライバ回路３、４、５および６に出力される。 The drive signal generation circuit 2 has a function of generating a high-frequency drive signal for controlling the rotational speed of the ultrasonic motor in response to the triangular wave output from the preceding oscillation circuit 1 and the detection signal of the subsequent feedback. That is, as an example, the drive signal generation circuit 2 inputs the detection signals of the detection circuits 12 and 13 in the subsequent stage to the error amplification circuit portion, and further, outputs the output of the error amplification circuit portion and the above-described triangular wave in the comparison circuit portion. It is converted into a control signal of a pulse wave with a different ratio. Thus, the drive signal generation circuit 2 uses a PWM (PWM is an abbreviation for Pulse Width Modulation, meaning pulse width modulation) control circuit. This PWM control circuit makes the output side voltage constant by controlling the pulse width according to the height of the high-frequency voltage output from the transformers T1 and T2 in order to make the rotation speed of the ultrasonic motor constant. To play a role. In particular, in the prior art, the pulse width is controlled in order to keep the rotation speed of the ultrasonic motor constant. As a result, there is a part where the voltage change on the secondary side occurs by another mechanism. As a result, the PWM control circuit is not utilized efficiently. The reason for this is as described above. The output of the drive signal generation circuit 2 is output to the driver circuits 3, 4, 5 and 6 in the next stage.

ドライバ回路、すなわち、ゲートドライブ回路３、４、５および６は、後段のスイッチング回路７Ａ、７Ｂの種類に応じた個数が設けられる。図１の例はスイッチング回路がフル・ブリッジ回路になっているので、合計４個のゲートドライブ回路が示されている。このようなゲートドライブ回路３、４、５および６は、前段の駆動信号発生回路２と後段のスイッチング出力回路とのインターフェースをする役割の回路である。すなわち、スイッチング回路７Ａ、７Ｂを構成するパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタのスイッチング回路で必要になるゲート電圧値に調整し、スイッチング回路７Ａ、７ＢのパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲートに出力される。 The number of driver circuits, that is, the gate drive circuits 3, 4, 5, and 6 is provided according to the type of the subsequent switching circuits 7A and 7B. In the example of FIG. 1, since the switching circuit is a full bridge circuit, a total of four gate drive circuits are shown. Such gate drive circuits 3, 4, 5, and 6 are circuits that serve as an interface between the drive signal generation circuit 2 in the previous stage and the switching output circuit in the subsequent stage. That is, the gate voltage value required for the switching circuit of the power MOSFET transistors constituting the switching circuits 7A and 7B is adjusted and output to the gates of the power MOSFET transistors of the switching circuits 7A and 7B.

スイッチング回路は、種類によって異なるが位相の異なる２系統の回路ごと２個ずつのスイッチング素子４個が必要になる。図１に示すフル・ブリッジ回路のように８個の場合もある。これらのスイッチング素子を駆動するために、後述する二種とか四種のタイミングの異なる駆動高周波信号に基づき駆動用の電源から供給される電力を、スイッチングにより高周波駆動電力として次段のトランスＴ１、Ｔ２の一次巻線へそれぞれ供給する役割を担う。この結果、トランスＴ１、Ｔ２の二次巻線側に巻数比に応じた高周波駆動電圧が誘導される。 The switching circuit requires four switching elements, two for each of two systems of circuits that differ in type but differ in phase. There may be eight as in the full bridge circuit shown in FIG. In order to drive these switching elements, the power supplied from the driving power source based on two or four types of driving high-frequency signals having different timings, which will be described later, is converted into high-frequency driving power by switching, and the next-stage transformers T1 and T2 It plays a role to supply to each primary winding. As a result, a high frequency drive voltage corresponding to the turn ratio is induced on the secondary winding side of the transformers T1 and T2.

次に、トランスＴ１、Ｔ２について簡単に説明する。トランスＴ１、Ｔ２は、本発明の対象回路には、今まで使用されたことがないリーケージトランスを用いる。このリーケージトランスＴ１、Ｔ２は、今日まで使用されなかった理由は、二次側巻線に鎖交しない一次側巻線側の磁束が発生し変換効率に寄与せず損失を発生するからである。本発明は、今までの発想と異なる考え方から生まれた。すなわち、リーケージトランスＴ１、Ｔ２の一次巻線が発生する磁束のうち、二次巻線と鎖交しないオーバー磁束を等価回路的に二次巻線に直列に接続されるようなチョークコイルの働きを積極的に利用することが可能であることに気づいたことにある。過去において、チョークコイルの働きを積極的に利用する蛍光灯やネオン灯、その他放電灯の電流安定器などに利用されているが、超音波モータの駆動回路装置のように二次巻線に並列にコンデンサ素子など余分な部品を接続しない回路では、このような発想は一般的に考えない。しかしながら、本発明者等は、後述する超音波モータの回転駆動源であるリング状圧電振動子を等価回路としたとき、制動容量Ｃｏがあり、この容量を使用できないかと考えたことに始まった。要するに新たな部品を使用せずに従来の回路のままトランスをリーケージトランスとしてリーケージインダクタを適切な値に設計することにより思いもよらない共振回路効果を得られることがわかったからである。リーケージトランスＴ１とリーケージトランスＴ２のそれぞれの一次巻線には、少なくとも９０°の位相差のある高周波電圧がそれぞれのスイッチング回路の制御によって入力される。二つのリーケージトランスＴ１、Ｔ２は同じものが使用される。これらのトランスＴ１、Ｔ２の二次巻線は、フル・ブリッジ方式のスイッチング回路から入力される駆動高周波電圧の電圧値を、超音波モータの回転駆動源であるリング状圧電振動子を駆動する電圧値、例えば７０Ｖ〜１２０Ｖのような高周波の高電圧値にするための巻数が必要となる。このような高周波の高電圧は、圧電振動子１５の仕様によって決まってくる。先の場合、一次側の巻線へ供給される駆動高周波電力の電圧値が例えば、６Ｖ程度あれば、一次側巻線と二次側巻線との比は１：１１〜２０くらいになる。ただし、ハーフ・ブリッジ方式のスイッチング回路の場合の巻数比は、１：２２〜４０のように２倍の巻数比が必要になる。リーケージインダクタＬｋは、リング状圧電振動子の制動容量Ｃｏと共振周波数ｆｏとが決定できれば、Ｌｋ ＝ １／（ｆｏ２×４π２×Ｃｏ）の式から導き出し、設計することが可能になる。 Next, the transformers T1 and T2 will be briefly described. For the transformers T1 and T2, a leakage transformer that has never been used is used for the target circuit of the present invention. The reason why the leakage transformers T1 and T2 have not been used up to now is that a magnetic flux on the primary side winding side not interlinked with the secondary side winding is generated, and a loss is generated without contributing to the conversion efficiency. The present invention was born from an idea different from the conventional idea. That is, the choke coil works such that, among the magnetic fluxes generated by the primary windings of the leakage transformers T1 and T2, an over magnetic flux not linked to the secondary winding is connected in series to the secondary winding in an equivalent circuit. It has been realized that it can be actively used. In the past, it has been used in fluorescent lamps, neon lamps, and other discharge lamp current stabilizers that actively use the choke coil, but in parallel with the secondary winding as in the drive circuit device of an ultrasonic motor. Such a concept is generally not considered in a circuit in which no extra components such as a capacitor element are connected. However, the present inventors have begun to consider that when a ring-shaped piezoelectric vibrator, which is a rotational drive source of an ultrasonic motor described later, is used as an equivalent circuit, there is a braking capacity Co, and this capacity can be used. In short, it has been found that an unexpected resonance circuit effect can be obtained by using a transformer as a leakage transformer and designing a leakage inductor to an appropriate value without using new components. A high frequency voltage having a phase difference of at least 90 ° is input to the primary windings of the leakage transformer T1 and the leakage transformer T2 under the control of each switching circuit. The two leakage transformers T1 and T2 are the same. The secondary windings of these transformers T1 and T2 use the voltage value of the driving high-frequency voltage input from the full-bridge switching circuit as the voltage for driving the ring-shaped piezoelectric vibrator that is the rotational drive source of the ultrasonic motor. A value, for example, the number of turns for a high voltage value of a high frequency such as 70V to 120V is required. Such a high frequency high voltage is determined by the specifications of the piezoelectric vibrator 15. In the former case, if the voltage value of the driving high frequency power supplied to the primary side winding is, for example, about 6V, the ratio of the primary side winding to the secondary side winding is about 1: 11-20. However, the turn ratio in the case of a half-bridge type switching circuit requires a double turn ratio such as 1: 22-40. The leakage inductor Lk can be designed by deriving from the equation Lk = 1 / (fo 2 × 4π 2 × Co) if the damping capacity Co and the resonance frequency fo of the ring-shaped piezoelectric vibrator can be determined.

次に、超音波モータの回転駆動源であるリング状圧電振動子について簡単に説明する。超音波モータの大きさにより異なるが、例えば一眼レフカメラのレンズ駆動装置に組み込まれるリング状圧電振動子は、一方の主面に厚み方向に一定区域ごとに交互に分極された区域に合わせて分割された多数の電極１５ａ、１５ｂが設けられている。他方の主面には、二分されたあるいはリング状の共通電極１５ｃが設けられている。分割された電極１５ａ群と共通電極１５ｃの電極との間、分割された電極１５ｂ群と共通電極１５ｃの電極との間に別々のトランスから９０°位相の異なる駆動高周波電力がそれぞれ印加されるように接続されている。 Next, a ring-shaped piezoelectric vibrator that is a rotational drive source of the ultrasonic motor will be briefly described. Depending on the size of the ultrasonic motor, for example, the ring-shaped piezoelectric vibrator incorporated in the lens driving device of a single-lens reflex camera is divided into one main surface according to the area alternately polarized in a certain direction in the thickness direction. A large number of electrodes 15a and 15b are provided. The other main surface is provided with a bisected or ring-shaped common electrode 15c. Driving high-frequency power having a phase difference of 90 ° is applied between the divided electrode 15a group and the electrode of the common electrode 15c, and between the divided electrode 15b group and the electrode of the common electrode 15c, from different transformers. It is connected to the.

以上、図１に基づいた本発明の構成の概要を説明したが、それぞれの構成を図２〜図１５に基づいて、原理または実施態様としてもう少し詳しく説明する。 まず、図１の発振回路１は、図２に示すような原理に基づき基準周波数の三角波を発生させる。図２に示した例は、オペアンプ２０によるシュミット回路１８とオペアンプ２１による積分回路の組み合わせで三角波を発生させる回路ある。このような回路を使用することにより、時間に比例した電圧上昇をし、オペアンプ２０の帰還抵抗Ｒ２０とＲ２２の比によりピーク電圧が決定される。ただし、これらの帰還抵抗の関係は、Ｒ２０＞Ｒ２２とする。このピーク電圧まで時間とともに電圧が上昇し。ピーク電圧になると比較電圧の０電位になる。基本的には三角波ができればどのような回路でも良く、機能を求めれば、種々の付設回路が必要になる。三角波の上昇していくリニアリティ性が次段のＰＭＷ制御に影響するので、単なるＣＲ積分回路ではなく、図２のようなオペアンプと組み合わせた積分回路が実用的な回路として使用されている。 また、位相比較器、ループフィルタ、電圧制御発振回路（ＶＣＯ回路）、分周器からなる位相同期回路（ＰＬＬ回路）を利用することも可能である。さらには、次段の駆動信号発生回路２に合わせて、基準周波数の三角波以外の信号を基準周波数の信号とする場合もある。例えば、次段の駆動信号発生回路２に合う信号において、基準周波数の方形波信号を作成する場合もある。 The outline of the configuration of the present invention based on FIG. 1 has been described above, but each configuration will be described in more detail as a principle or an embodiment based on FIGS. First, the oscillation circuit 1 shown in FIG. 1 generates a triangular wave having a reference frequency based on the principle shown in FIG. The example shown in FIG. 2 is a circuit that generates a triangular wave by a combination of a Schmitt circuit 18 using an operational amplifier 20 and an integrating circuit using an operational amplifier 21. By using such a circuit, the voltage rises in proportion to time, and the peak voltage is determined by the ratio of the feedback resistors R20 and R22 of the operational amplifier 20. However, the relationship between these feedback resistors is R20> R22. The voltage rises with time until this peak voltage. When the peak voltage is reached, the comparison voltage becomes zero potential. Basically, any circuit may be used as long as a triangular wave can be generated. If a function is required, various additional circuits are required. Since the increasing linearity of the triangular wave affects the PMW control at the next stage, an integrating circuit combined with an operational amplifier as shown in FIG. 2 is used as a practical circuit, not a simple CR integrating circuit. It is also possible to use a phase locked loop (PLL circuit) comprising a phase comparator, loop filter, voltage controlled oscillation circuit (VCO circuit), and frequency divider. In addition, a signal other than a triangular wave having a reference frequency may be used as a reference frequency signal in accordance with the drive signal generation circuit 2 in the next stage. For example, a square wave signal having a reference frequency may be created in a signal suitable for the drive signal generation circuit 2 in the next stage.

次に、図３を参照して駆動信号発生回路２の原理的な説明をする。この回路の基本的な機能は、発振回路１で作られた三角波を使用して、リーケージトランスＴ１、Ｔ２の出力が一定電圧になるように検出回路１２、１３からの検出信号に基づいて、入力側の高周波電力の供給時間を調整する駆動信号を発生することにある。したがって、検出信号をパルス幅調整の変調信号にするための誤差増幅回路２５と比較回路２６との組み合わせによって基本的な回路が構成されている。超音波モータの使用中に負荷が軽くなると二次側に流れる駆動電流は小さくなり、駆動電圧は上昇する。例えば、電流検出回路の検出信号の電圧は下がる。誤差増幅回路のオペアンプ２８の反転端子の電圧が下がり、その出力電圧は上昇する。この出力電圧を比較回路のオペアンプ３０の非反転端子に入力させると、三角波と比較し三角波のほうが高い期間だけハイレベルの出力となるため、Ｈレベルの期間が短くなり、パルス幅が狭くなる。この結果、一次側の高周波電圧の供給は、短くなる。この説明と逆の場合、オペアンプ３０の出力は、Ｈレベルの期間が長くなり、パルス幅が広くなる。このようにして後段のスイッチング制御の信号を生成することができる。このように生成された信号は、図１における駆動信号発生回路２の出力を次段のドライバ回路３、４、５および６へ、それぞれ異なる駆動信号１Ａ、１Ｂ、２Ａおよび２Ｂとしてそれぞれ出力する。以上、図面に基づいた説明をしたが、ＰＷＭ制御は、三角波を指令信号に基づいて、行う説明をしたが、デジタル的な制御方法で、信号を生成する場合もある。例えば、アナログ信号である検出信号をデジタル信号に変換することにより、デジタル信号値が決める。この決められたデジタル信号値にあったオン時間を計算する。あるいは、ＩＣ内のテーブルの値でオン時間を決めておく。そうすることによりクロックのカウントでオン時間を出力することができる。このようにしてＰＷＭ変調された駆動信号の生成が可能である。 Next, the principle of the drive signal generation circuit 2 will be described with reference to FIG. The basic function of this circuit is to use a triangular wave generated by the oscillation circuit 1 based on the detection signals from the detection circuits 12 and 13 so that the outputs of the leakage transformers T1 and T2 become a constant voltage. The drive signal for adjusting the supply time of the high frequency power on the side is generated. Therefore, a basic circuit is constituted by a combination of the error amplification circuit 25 and the comparison circuit 26 for converting the detection signal into a modulation signal for pulse width adjustment. When the load is reduced during use of the ultrasonic motor, the drive current flowing on the secondary side is reduced and the drive voltage is increased. For example, the voltage of the detection signal of the current detection circuit decreases. The voltage at the inverting terminal of the operational amplifier 28 of the error amplifier circuit decreases, and the output voltage increases. When this output voltage is input to the non-inverting terminal of the operational amplifier 30 of the comparison circuit, the high level output is produced only during the period when the triangular wave is higher than the triangular wave, so the H level period is shortened and the pulse width is narrowed. As a result, the supply of the high frequency voltage on the primary side is shortened. In the opposite case, the output of the operational amplifier 30 has a long H level period and a wide pulse width. In this way, a subsequent switching control signal can be generated. The signals generated in this way output the output of the drive signal generation circuit 2 in FIG. 1 to the driver circuits 3, 4, 5 and 6 in the next stage as different drive signals 1A, 1B, 2A and 2B, respectively. As described above, the description has been given based on the drawings, but the PWM control has been described to perform the triangular wave based on the command signal. However, the signal may be generated by a digital control method. For example, a digital signal value is determined by converting a detection signal that is an analog signal into a digital signal. The on-time corresponding to the determined digital signal value is calculated. Alternatively, the on-time is determined by the value in the table in the IC. By doing so, the on-time can be output by counting the clock. In this way, it is possible to generate a PWM-modulated drive signal.

図４を参照して駆動信号１Ａ、１Ｂ、２Ａおよび２Ｂについて説明する。駆動信号１Ａはドライバ回路３に出力し、駆動信号１Ｂはドライバ回路４に出力する。また、駆動信号２Ａはドライバ回路５に出力し、駆動信号２Ｂはドライバ回路６に出力する。次に、図４のタイミングチャートに基づいて、それぞれの駆動信号の位相差を説明する。駆動信号１Ａを基準にすると、駆動信号１Ｂは駆動信号１Ａと１８０°の位相差を有する。駆動信号２Ａは駆動信号１Ａと９０°の位相差を有する。駆動信号２Ａと駆動信号２Ｂとは駆動信号１Ａと駆動信号１Ｂとの関係と同様に１８０°の位相差を有する。このような関係を利用して、１Ａと２Ａの位相差をー９０°とすると、超音波モータは逆転させることができる。このような位相差のある駆動信号を後段のドライバ回路３、４、５および６に供給することになる。駆動信号１Ａおよび１Ｂは、後述する一方のトランスＴ１に供給する駆動高周波電力の制御信号となる。また、駆動信号２Ａおよび２Ｂは、後述する他方のトランスＴ２に供給する駆動高周波電力の制御信号となる。図１に記載しない二種の信号で駆動回路を構成させる場合、９０°位相の駆動信号１Ａと駆動信号２Ａのみの出力が駆動信号発生回路２に課せられる。 上述した駆動信号１Ａを基準として、他の駆動信号１Ｂ、２Ａおよび２Ｂは９０°位相シフト回路と、１８０°位相シフト回路などで、それぞれの信号を生成することができ、次段のドライバ回路３、４、５および６へＰＷＭ制御の駆動信号を出力することができる。 The drive signals 1A, 1B, 2A and 2B will be described with reference to FIG. The drive signal 1A is output to the driver circuit 3, and the drive signal 1B is output to the driver circuit 4. The drive signal 2A is output to the driver circuit 5, and the drive signal 2B is output to the driver circuit 6. Next, based on the timing chart of FIG. 4, the phase difference of each drive signal is demonstrated. With reference to the drive signal 1A, the drive signal 1B has a phase difference of 180 ° from the drive signal 1A. The drive signal 2A has a phase difference of 90 ° from the drive signal 1A. The drive signal 2A and the drive signal 2B have a phase difference of 180 ° as in the relationship between the drive signal 1A and the drive signal 1B. Using such a relationship, when the phase difference between 1A and 2A is −90 °, the ultrasonic motor can be reversed. A drive signal having such a phase difference is supplied to the driver circuits 3, 4, 5 and 6 in the subsequent stage. The drive signals 1A and 1B are drive high-frequency power control signals supplied to one transformer T1 described later. The drive signals 2A and 2B are control signals for driving high-frequency power supplied to the other transformer T2, which will be described later. When the drive circuit is configured with two types of signals not shown in FIG. 1, outputs of only the 90 ° phase drive signal 1A and the drive signal 2A are imposed on the drive signal generation circuit 2. With the above-described drive signal 1A as a reference, the other drive signals 1B, 2A and 2B can be generated by a 90 ° phase shift circuit, a 180 ° phase shift circuit, etc. 4, 5 and 6 can output a PWM control drive signal.

図１のドライバ回路、すなわち、ゲートドライブ回路３、４、５および６は、前
述した通りであるが、図５で回路例を説明する。ゲートドライブ回路３、４、５および６は、次段のスイッチング回路のパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタで必要になるゲート電圧値に調整する。このため、図５に示すように電圧増幅回路３２を組み込むことになる。すなわち、後段のスイッチング回路がパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタを使用する場合、ゲートーソース間電圧Ｖｇｓは一次側入力電圧Ｖｉｎより例えば１０Ｖほど高い電圧にする必要がある。このような電圧増幅回路３２の働きで、スイッチング回路の機能を果たすことが可能になる。前述の電圧増幅回路３２は、マイクロコンピュータで駆動されるトランジスタ、例えばバイポーラトランジスタが組み込まれることが多く、コレクター側の出力のインピーダンスが高くなるため、一般的にバッファー回路３４を組み込み、低インピ―ダンスで次段のパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタ駆動するようにして、スイッチング損失の増大化するのを防止することが多い。バイポーラトランジスタのスイッチング速度が遅いため、スイッチング速度を速める対策として、バイポーラトランジスタのベース入力側にベース駆動抵抗Ｒｂに並列にコンデンサＣｓｕを追加することなどが基本的に行われる。ゲートドライブ回路３、４、５および６の出力は前述したように、後段のスイッチング回路を構成するそれぞれのパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲートに出力する。 The driver circuit of FIG. 1, that is, the gate drive circuits 3, 4, 5 and 6 is as described above, and a circuit example will be described with reference to FIG. The gate drive circuits 3, 4, 5 and 6 are adjusted to a gate voltage value required for the power MOSFET transistor of the next stage switching circuit. For this reason, the voltage amplification circuit 32 is incorporated as shown in FIG. That is, when the switching circuit in the subsequent stage uses a power MOSFET transistor, the gate-source voltage Vgs needs to be higher than the primary side input voltage Vin, for example, by about 10V. Such a function of the voltage amplifier circuit 32 makes it possible to fulfill the function of a switching circuit. The above-described voltage amplification circuit 32 often incorporates a transistor driven by a microcomputer, for example, a bipolar transistor, and the impedance of the output on the collector side becomes high. Therefore, a buffer circuit 34 is generally incorporated to reduce the impedance. In many cases, an increase in switching loss is prevented by driving the power MOSFET transistor in the next stage. Since the switching speed of the bipolar transistor is low, as a measure for increasing the switching speed, a capacitor Csu is added in parallel to the base drive resistor Rb on the base input side of the bipolar transistor. As described above, the outputs of the gate drive circuits 3, 4, 5 and 6 are output to the gates of the respective power MOSFET transistors constituting the subsequent switching circuit.

図１に基づいてスイッチング回路７の説明をする。スイッチング回路７は、駆動信号発生回路２の駆動信号に基づいて後段の電圧増幅するトランスの入力側に供給する電圧Ｖｉｎを高周波パルスに変換するためのスイッチングをする役割を担う。このスイッチング回路７は、図１に示すフル・ブリッジ回路以外にハーフ・ブリッジ回路あるいはプッシュ・プル回路などが用いられる。このようなスイッチング回路７は、パワーＭＯＳＦＥＴトランジスタが４個もしくは８個の組み合わせ回路になる。一つのゲートドライブ回路に対応してハイサイドとローサイドのスイッチング素子の組み合わせが必要になる。図１のスイッチング回路７Ａ、７Ｂは、各スイッチング素子７Ｈおよび７Ｌ、８Ｈおよび８Ｌ、９Ｈおよび９Ｌ、１０Ｈおよび１０Ｌ、で構成されている。ハーフ・ブリッジのスイッチング回路では、各スイッチング素子のうち、８Ｈおよび８Ｌ、１０Ｈおよび１０Ｌがない回路となる。このため駆動信号１Ｂ、２Ｂがなく、ドライバ回路４および６のない回路になる。 図１のスイッチング回路７Ａ、７Ｂは、図４に示した駆動信号のタイミングでハイレベルのゲートーソース間電圧Ｖｇｓがそれぞれのスイッチング素子７Ｈおよび７Ｌ、８Ｈおよび８Ｌ、９Ｈおよび９Ｌ、１０Ｈおよび１０Ｌに印加される。そのときにそれぞれのスイッチング素子は、ゲートを開き回路をオン状態にする。そのタイミングに、駆動用の電源電圧Ｖｉｎがスイッチング回路の制御信号による通電時間の交流パルスの電力をリーケージトランスＴ１、Ｔ２の一次巻線に印加し、二次巻線に増幅された交流電圧が例えば７０〜１２０ボルトの電圧として誘導される。本発明では、単に電圧が誘導されるのではなく、二次巻線側に回路形成される共振回路による正弦波状の交流電圧になるが、この説明は後述する。 The switching circuit 7 will be described with reference to FIG. The switching circuit 7 plays a role of switching for converting the voltage Vin supplied to the input side of the transformer that amplifies the voltage of the subsequent stage based on the drive signal of the drive signal generation circuit 2 into a high frequency pulse. As the switching circuit 7, a half bridge circuit or a push-pull circuit is used in addition to the full bridge circuit shown in FIG. Such a switching circuit 7 is a combination circuit of four or eight power MOSFET transistors. A combination of high-side and low-side switching elements is required corresponding to one gate drive circuit. The switching circuits 7A and 7B in FIG. 1 are configured by switching elements 7H and 7L, 8H and 8L, 9H and 9L, 10H and 10L, respectively. The half-bridge switching circuit is a circuit without 8H and 8L, 10H and 10L among the switching elements. Therefore, there is no drive signal 1B, 2B, and the circuit without the driver circuits 4 and 6 is obtained. In the switching circuits 7A and 7B in FIG. 1, the high-level gate-source voltage Vgs is applied to the switching elements 7H and 7L, 8H and 8L, 9H and 9L, 10H and 10L at the timing of the drive signal shown in FIG. The At that time, each switching element opens the gate to turn on the circuit. At that timing, the power supply voltage Vin for driving applies the power of the AC pulse of the energization time by the control signal of the switching circuit to the primary windings of the leakage transformers T1 and T2, and the AC voltage amplified in the secondary winding is, for example, Induced as a voltage of 70-120 volts. In the present invention, the voltage is not simply induced, but becomes a sinusoidal AC voltage by a resonance circuit formed on the secondary winding side, which will be described later.

次に、リーケージトランスＴ１、Ｔ２の二次側に設けられる検出回路について、図６に基づき説明する。図６（Ａ）には電圧検出回路３６が示されている。一般的な電圧検出回路３６なので説明するまでもないが、分圧電圧を検出信号とする例である。また、図６（Ｂ）には電流検出回路３７が示されている。この場合も一般的な電流検出回路３７なので説明するまでもないが、検知電流を検知信号とする例である。これらの検知信号は、駆動信号発生回路２へ検出信号としてフィードバックされ、駆動信号発生回路２を構成する誤差増幅回路２５の入力信号とされる。 本発明ではリーケージトランスＴ１、Ｔ２の二次巻線に誘導される周波数が例えば７０〜７５ＫＨｚの交流パルス電圧は、リーケージインダクタＬｋと超音波モータの回転源の圧電振動子１５の等価回路で示される制動容量Ｃｏとの直列共振をする。図７を参照して説明をする。直列共振回路では、 Next, a detection circuit provided on the secondary side of the leakage transformers T1 and T2 will be described with reference to FIG. FIG. 6A shows a voltage detection circuit 36. Since it is a general voltage detection circuit 36, needless to say, this is an example in which a divided voltage is used as a detection signal. FIG. 6B shows a current detection circuit 37. In this case as well, since it is a general current detection circuit 37, it is needless to say that it is an example in which the detection current is used as a detection signal. These detection signals are fed back as detection signals to the drive signal generation circuit 2 and used as input signals to the error amplification circuit 25 that constitutes the drive signal generation circuit 2. In the present invention, an AC pulse voltage having a frequency of 70 to 75 KHz, for example, induced in the secondary windings of the leakage transformers T1 and T2 is represented by an equivalent circuit of the leakage inductor Lk and the piezoelectric vibrator 15 as a rotation source of the ultrasonic motor. Resonates in series with the braking capacity Co. This will be described with reference to FIG. In series resonant circuit,

Figure 0005364466
の一般式で示される共振をする。したがって、圧電振動子の制動容量Ｃｏが決定されると、リーケージインダクタンスＬｋを決定することにより、所望の直列共振回路が得られる。図７に示すように、電気的共振周波数ｆｏは、６４．９ＫＨｚの例を示した。
超音波モータの圧電振動子の駆動周波数ｆｄは、電気的共振周波数ｆｏの近傍から外さなければならない。その理由は、周囲温度で変動する制動容量Ｃｏは安定しにくく、ゲインが下がったり上がったりすることになると、フィードバック制御ができなくなるからである。そこで、ゲインが比較的安定な周波数領域で駆動させる必要がある。また、電気的共振周波数ｆｏより低い側では圧電振動子の機械的共振周波数ｆｍより低くなる可能性が多く、低い場合は振動が止まるため駆動周波数ｆｄの範囲として相応しくない。
そこで、圧電振動子は、機械的共振周波数ｆｍより高く、振動の安定化しやすい周波数帯域で駆動させる必要がある。ただし、機械的共振周波数ｆｍよりあまり高くなると振動が小さくなるので、限度がある。
以上のような理由から、電気的共振周波数ｆｏと機械的共振周波数ｆｍが比較的近い範囲であれば、駆動周波数ｆｄの範囲はｆｏの＋３％〜２０％が好ましい範囲であり、ｆｏの＋５％〜１５％がより好ましい範囲である。このような範囲にすることにより、ゲインの安定化が図れると同時に、圧電振動子の十分な振動も得られ、超音波モータの駆動回路として実用の範囲を維持できるようになる。したがって、発振回路の基準周波数は、電気的共振周波数ｆｏの＋３％〜２０％が好ましい範囲であり、ｆｏの＋５％〜１５％がより好ましい範囲となるように設計することになる。
以上に説明したリーケージトランスＴ１、Ｔ２の二次側にできる回路が圧電振動子の駆動電圧生成回路となるのである。
Figure 0005364466
 Resonance represented by the general formula Therefore, when the braking capacity Co of the piezoelectric vibrator is determined, a desired series resonance circuit can be obtained by determining the leakage inductance Lk. As shown in FIG. 7, the electrical resonance frequency fo is 64.9 KHz.
The drive frequency fd of the piezoelectric vibrator of the ultrasonic motor must be removed from the vicinity of the electrical resonance frequency fo. The reason is that the braking capacity Co that fluctuates with the ambient temperature is difficult to stabilize, and feedback control cannot be performed if the gain decreases or increases. Therefore, it is necessary to drive in a frequency region where the gain is relatively stable. Further, on the side lower than the electrical resonance frequency fo, there is a high possibility that the frequency is lower than the mechanical resonance frequency fm of the piezoelectric vibrator.
Therefore, the piezoelectric vibrator needs to be driven in a frequency band that is higher than the mechanical resonance frequency fm and in which vibration is easily stabilized. However, if the frequency is much higher than the mechanical resonance frequency fm, the vibration is reduced, so there is a limit.
For the above reasons, if the electrical resonance frequency fo and the mechanical resonance frequency fm are relatively close to each other, the range of the drive frequency fd is preferably + 3% to 20% of fo, and + 5% of fo. -15% is a more preferable range. By setting this range, the gain can be stabilized, and at the same time, sufficient vibration of the piezoelectric vibrator can be obtained, so that the practical range of the ultrasonic motor drive circuit can be maintained. Accordingly, the reference frequency of the oscillation circuit is designed so that + 3% to 20% of the electrical resonance frequency fo is in a preferable range, and + 5% to 15% of fo is in a more preferable range.
The circuit formed on the secondary side of the leakage transformers T1 and T2 described above is a drive voltage generation circuit for the piezoelectric vibrator.

このようにリーケージトランスＴ１、Ｔ２の二次側に発生するリーケージインダクタンスＬｋと制動容量Ｃｏとの直列共振回路を利用することによって、二次側のトランス出力は、正弦波状の交流電圧として現れる。例えば、トランスの一次側の入力電圧が変化し、スイッチングによる駆動信号１Ａ、１Ｂのパルス幅が変化したとしても、トランスの一次側の入力パルスのＥＴ積が決まっていれば、二次側のトランス出力はほぼ一定電圧の正弦波交流電圧となる。したがって、負荷変動によるフィードバックがかかり、駆動信号のパルス幅を変化させて、制御してもままならなかったトランスの二次側の出力電圧をほぼ一定とすることができ、圧電振動子を安定して駆動することができる。すなわち、本発明によれば、より安定した超音波モータの回転を制御することが可能となる。   Thus, by using the series resonance circuit of the leakage inductance Lk generated on the secondary side of the leakage transformers T1 and T2 and the braking capacity Co, the transformer output on the secondary side appears as a sinusoidal AC voltage. For example, even if the input voltage on the primary side of the transformer changes and the pulse widths of the drive signals 1A and 1B due to switching change, if the ET product of the input pulses on the primary side of the transformer is determined, the transformer on the secondary side The output is a sinusoidal AC voltage having a substantially constant voltage. Therefore, feedback due to load fluctuation is applied, and the output voltage on the secondary side of the transformer that has not been controlled by changing the pulse width of the drive signal can be made almost constant, and the piezoelectric vibrator can be driven stably. can do. That is, according to the present invention, more stable rotation of the ultrasonic motor can be controlled.

本発明の回路装置の効果を実証するために、図１の実験回路における本発明の結果を図８、図１０、図１２および図１４と、比較例の結果を図９、図１１、図１３および図１５と、を対比して説明する。 本発明の実証をするリーケージトランスは、結合係数が０．８３９、リーケージインダクタンスが３．７６ｍＨ、の一次側のインダクタンス８１．０μＨ、の二次側のインダクタンス１２．７ｍＨである。なお、巻数比は１２．５である。比較のための従来どおりのトランスは、結合係数が０．９９１、リーケージインダクタンスが４３．０μＨ、一次側のインダクタンス３．９μＨ、二次側のインダクタンス２．４ｍＨである。なお、巻数比は２４．８である。 In order to demonstrate the effect of the circuit device of the present invention, the results of the present invention in the experimental circuit of FIG. 1 are shown in FIGS. 8, 10, 12 and 14, and the results of the comparative example are shown in FIGS. FIG. 15 is compared with FIG. The leakage transformer for demonstrating the present invention has a secondary side inductance of 12.7 mH with a coupling coefficient of 0.839, a leakage inductance of 3.76 mH, and a primary side inductance of 81.0 μH. The turn ratio is 12.5. A conventional transformer for comparison has a coupling coefficient of 0.991, a leakage inductance of 43.0 μH, a primary side inductance of 3.9 μH, and a secondary side inductance of 2.4 mH. The turn ratio is 24.8.

図８と図９とは、一次側の供給駆動電圧Ｖｉｎ３Ｖ、デューティ比２５％、駆動信号周波数７５ｋＨｚ、パルス電圧ＥＴ積１０．０ＶμＳとした。リーケージインダクタンスの共振を利用した場合、図８に示すように、トランス出力波形は、７０Ｖｒｍｓの正弦波形になっている。ところが、従来どおりのトランスで、出力側の共振を利用しない場合、巻数比が約２倍であるにもかかわらず、図９に示すように、ｐ−ｐ電圧＋７５〜−７５Ｖの電圧で入力側の供給駆動電圧Ｖｉｎをそのまま増幅したような波形であった。   8 and 9, the primary side supply drive voltage Vin3V, the duty ratio 25%, the drive signal frequency 75 kHz, and the pulse voltage ET product 10.0 VμS. When the resonance of leakage inductance is used, the transformer output waveform is a sine waveform of 70 Vrms, as shown in FIG. However, when the output side resonance is not used in the conventional transformer, the input side is applied with a voltage of pp voltage +75 to -75 V as shown in FIG. 9 even though the turns ratio is about twice. It was a waveform as if the supply drive voltage Vin was amplified as it was.

次に、図１０と図１１とは、一次側の供給駆動電圧Ｖｉｎ５Ｖ、デューティ比１５％、駆動信号周波数７５ｋＨｚ、パルスＥＴ積１０．０ＶμＳとした。リーケージインダクタンスの共振を利用した場合、図１０に示すように、トランス出力波形は、７０Ｖｒｍｓの正弦波形になっている。ところが、従来どおりのトランスで、出力側の共振を利用しない場合、巻数比が約倍数であるにもかかわらず、図１１に示すように、ｐ−ｐ＋１１０〜−１１０Ｖの電圧で入力側の供給駆動電圧Ｖｉｎの矩形波をそのまま増幅したような波形であった。 Next, in FIGS. 10 and 11, the primary side supply drive voltage Vin5V, the duty ratio is 15%, the drive signal frequency is 75 kHz, and the pulse ET product is 10.0 VμS. When the resonance of leakage inductance is used, the transformer output waveform is a sine waveform of 70 Vrms, as shown in FIG. However, when the output side resonance is not used in the conventional transformer, the supply driving on the input side is performed at a voltage of pp + 110 to −110V as shown in FIG. 11 even though the turns ratio is approximately a multiple. It was a waveform as if the rectangular wave of the voltage Vin was amplified as it was.

次に、図１２と図１３とは、一次側の供給駆動電圧Ｖｉｎ７Ｖ、デューティ比１０．７％、駆動信号周波数７５ｋＨｚ、パルスＥＴ積約１０．０ＶμＳとした。リーケージインダクタンスの共振を利用した場合、図１２に示すように、トランス出力波形は、７０Ｖｒｍｓの正弦波形になっている。ところが、従来どおりのトランスで、出力側の共振を利用しない場合、巻数比が約倍数であるにもかかわらず、図１３に示すように、ｐ−ｐ電圧＋１６０〜−１６０Ｖの電圧で入力側の供給駆動電圧Ｖｉｎの矩形波をそのまま増幅したトリガ状の波形であった。 Next, in FIG. 12 and FIG. 13, the primary side supply drive voltage Vin7V, the duty ratio 10.7%, the drive signal frequency 75 kHz, and the pulse ET product about 10.0 VμS. When the resonance of leakage inductance is used, the transformer output waveform is a sine waveform of 70 Vrms, as shown in FIG. However, when the output side resonance is not used in a conventional transformer, the input side is applied with a voltage of pp voltage +160 to -160 V as shown in FIG. 13 even though the turns ratio is approximately a multiple. It was a trigger-like waveform obtained by directly amplifying the rectangular wave of the supply drive voltage Vin.

次に、図１４と図１５とは、一次側の供給駆動電圧Ｖｉｎ９Ｖ、デューティ比８．３％、駆動信号周波数７５ｋＨｚ、パルスＥＴ積約１０．０ＶμＳとした。リーケージインダクタンスの共振を利用した場合、図１４に示すように、トランス出力波形は、７０Ｖｒｍｓの正弦波形になっている。ところが、従来どおりのトランスで、出力側の共振を利用しない場合、巻数比が約倍数であるにもかかわらず、図１５に示すように、ｐ−ｐ電圧＋１８０〜−１８０Ｖの電圧で入力側の供給駆動電圧Ｖｉｎの矩形波をそのまま増幅したトリガ状の波形であった。   Next, in FIG. 14 and FIG. 15, the primary side supply drive voltage Vin 9 V, the duty ratio 8.3%, the drive signal frequency 75 kHz, and the pulse ET product about 10.0 V μS. When the resonance of the leakage inductance is used, the transformer output waveform is a sine waveform of 70 Vrms as shown in FIG. However, when the output side resonance is not used in a conventional transformer, the input side is applied with a voltage of pp voltage +180 to -180 V as shown in FIG. 15 even though the turns ratio is approximately a multiple. It was a trigger-like waveform obtained by directly amplifying the rectangular wave of the supply drive voltage Vin.

以上、図８、図１０、図１２および図１４と、図９、図１１、図１３および図１５と、の比較により入力側の供給駆動電圧ＶｉｎのパルスＥＴ積を１０．０ＶμＳ一定にするため、供給駆動電圧Ｖｉｎを３Ｖから９Ｖ、駆動信号のデューティ比を２５％〜８．３％の間で変化させ、トランスの二次側の出力である圧電振動子の駆動電圧Ｖｄになる電圧波形を観察した結果、本発明による電圧波形は、７０Ｖｒｍｓ（一定値）の正弦波交流電圧となり、超音波モータをいつも一定の回転数で駆動が可能になることが実証された。
一方、従来どおりのトランスを使用した場合において、巻数比に応じた増幅電圧となり、駆動信号のパルス幅がトランス出力にそのまま出現され、パルス幅の狭い高周波電圧として圧電振動子に入力される場合、振動に寄与しない電圧となり損失が大きくなってしまう。例えば、トランスの出力電圧が上昇し、検出回路から電圧を下げるフィードバックがかかり、駆動信号発生回路に指令され、パルス幅の狭い駆動信号が生成され、スイッチング回路を駆動すると、結果的に波高値の高い高周波の出力電圧になる。このような場合、圧電振動子の破壊に至る自体も可能性としてあり得るので、注意を払わなければならないので、設計上の自由度が失われる。 8, 10, 12, and 14 and FIGS. 9, 11, 13, and 15 are compared so that the pulse ET product of the supply drive voltage Vin on the input side is constant 10.0 VμS. The voltage waveform which becomes the drive voltage Vd of the piezoelectric vibrator which is the output on the secondary side of the transformer is changed by changing the supply drive voltage Vin from 3V to 9V and the duty ratio of the drive signal between 25% to 8.3%. As a result of the observation, the voltage waveform according to the present invention is a sinusoidal AC voltage of 70 Vrms (constant value), and it has been demonstrated that the ultrasonic motor can always be driven at a constant rotational speed.
On the other hand, when a conventional transformer is used, it becomes an amplified voltage according to the turns ratio, the pulse width of the drive signal appears as it is in the transformer output, and is input to the piezoelectric vibrator as a high-frequency voltage with a narrow pulse width, The voltage does not contribute to vibration and the loss increases. For example, when the output voltage of the transformer rises, feedback is applied to lower the voltage from the detection circuit, a command is given to the drive signal generation circuit, a drive signal with a narrow pulse width is generated, and the switching circuit is driven. High frequency output voltage. In such a case, the piezoelectric vibrator itself may possibly be destroyed, so care must be taken and design freedom is lost.

以上本発明について、必要な説明をしてきたが、これまでの説明において、図１を中心に各部の説明をしてきたが、実用的で高級な部類に属す回路例であったが、駆動回路に要求される精度によっては回路を省略できる。検出回路３６や３７は、図１のようにそれぞれのトランスＴ１またはＴ２それぞれの出力ごとに設けてあることが好ましい。しかし、同様の出力が得られているものとみなし、一方の検出回路のみの信号で、基準信号を発生する回路にフィードバックすることで十分な場合もある。あるいは、必要な回路にそれぞれフィードバックすればよい場合もあり、本発明においてはそのような駆動回路であっても良い。   As described above, the present invention has been described as necessary. In the above description, each part has been described mainly with reference to FIG. 1. However, although the circuit example belongs to a practical and high-class category, Depending on the accuracy required, the circuit can be omitted. The detection circuits 36 and 37 are preferably provided for each output of each transformer T1 or T2 as shown in FIG. However, in some cases, it is sufficient to consider that the same output is obtained and feed back to the circuit that generates the reference signal using the signal of only one detection circuit. Alternatively, there may be a case where feedback is necessary for each necessary circuit, and such a drive circuit may be used in the present invention.

また、上記よりもさらに回路の省略をする場合もある。上記のように検出回路３６や３７をどちらか一方の回路のみにした上で、駆動信号発生回路２の誤差増幅回路２５の基準信号を発生する回路の一方のみに省略し、９０°の位相差を設けて他方の比較回路２６の制御信号とすることが可能であり、本発明においてはそのような駆動回路であっても良い。   Further, the circuit may be further omitted from the above. As described above, only one of the detection circuits 36 and 37 is used, and the detection circuit 36 or 37 is omitted from only one of the circuits that generate the reference signal of the error amplification circuit 25 of the drive signal generation circuit 2, and the phase difference of 90 ° Can be used as a control signal for the other comparison circuit 26. In the present invention, such a drive circuit may be used.

さらに、比較回路２６も一方のみに省略し、一方の回路から出力されるＰＷＭ制御信号を９０°位相回路を使用し、次段のドライバ４、６へ出力する簡易回路なども使用可能であり、本発明においてはそのような駆動回路であっても良い。   Further, the comparison circuit 26 is omitted for only one, and a simple circuit that outputs the PWM control signal output from one circuit to the drivers 4 and 6 in the next stage using a 90 ° phase circuit can be used. In the present invention, such a drive circuit may be used.

本発明においては、基準になる信号の生成できれば、その信号を、９０°位相シフト回路あるいは１８０°の位相シフト回路からの信号を利用することができるので、本発明では要求度に応じた簡易回路を組み込むことが可能である。いづれにしても、本発明においては、トランスＴ１、Ｔ２それぞれの出力側を共振させ、トランスＴ１、Ｔ２の一次側の駆動電力のパルス幅に左右されることなく、二次側にパルスＥＴ積に対応した正弦波出力を得ることができる。   In the present invention, if a reference signal can be generated, a signal from a 90 ° phase shift circuit or a 180 ° phase shift circuit can be used as the signal. Can be incorporated. In any case, in the present invention, the output sides of the transformers T1 and T2 are made to resonate, and the pulse ET product on the secondary side is not affected by the pulse width of the drive power on the primary side of the transformers T1 and T2. A corresponding sine wave output can be obtained.

本発明は解決課題を持たない限り発明することができない優れたものである。すなわち、新たな部品を加えるのではなく、トランスをリーケージトランスに変更し、設計定数を選定することにより完成させることがでるものであり、既存の回路の単なる組み合わせという範疇には属さない優れた発明である。   The present invention is an excellent one that cannot be invented unless it has a solution. In other words, instead of adding new parts, the transformer can be changed to a leakage transformer and completed by selecting design constants. It is.

以上、本発明に関連する超音波モータの回転源の圧電振動子を駆動する回路を公知の部分を含めて説明したが、本発明の要部に関する以外は、説明していないものも含むことは説明するに及ばず、それらの説明を省略する。 As mentioned above, although the circuit which drives the piezoelectric vibrator of the rotation source of the ultrasonic motor related to the present invention has been described including the publicly known part, it includes those which are not described except for the main part of the present invention. Although not described, the description thereof is omitted.

超音波モータは冒頭で述べたデジタル一眼レフカメラはもとより、光学機器のオートズーム、光学ヘッドの位置決め、車載用アンテナの位置決めなどの精密な駆動用モータとして使用され、本発明を十分利用できるとともに、今後も用途の拡大が可能になってくる。   The ultrasonic motor is used as a precise driving motor for auto zooming of optical equipment, positioning of an optical head, positioning of an in-vehicle antenna, etc. in addition to the digital single lens reflex camera described at the beginning, and the present invention can be fully utilized. In the future, it will be possible to expand applications.

１：発振回路（三角波発振回路）
２：駆動信号発生回路（ＰＷＭ制御回路）
３、４、５、６：ドライバ回路（ゲートドライブ回路）
７Ａ、７Ｂ：スイッチング回路
７Ｈ、７Ｌ、８Ｈ、８Ｌ：スイッチング素子
９Ｈ、９Ｌ、１０Ｈ、１０Ｌ：スイッチング素子
１２、１３：検出回路
１５：超音波モータの回転源の圧電振動子
２０、２１：発振回路の比較器
２５：駆動信号発生回路の誤差増幅回路
２６：駆動信号発生回路の比較回路
２８：誤差増幅回路の比較器
３０：比較回路の比較器
３２：ゲートドライブ回路の電圧増幅回路
３４：ゲートドライブ回路のバッファー回路 1: Oscillation circuit (triangular wave oscillation circuit)
2: Drive signal generation circuit (PWM control circuit)
3, 4, 5, 6: Driver circuit (gate drive circuit)
7A, 7B: Switching circuit 7H, 7L, 8H, 8L: Switching element 9H, 9L, 10H, 10L: Switching element 12, 13: Detection circuit 15: Piezoelectric vibrator as rotation source of ultrasonic motor 20, 21: Oscillation circuit Comparator 25: Drive signal generation circuit error amplification circuit 26: Drive signal generation circuit comparison circuit 28: Error amplification circuit comparator 30: Comparison circuit comparator 32: Gate drive circuit voltage amplification circuit 34: Gate drive Circuit buffer circuit

Claims (12)

圧電振動子により回転される超音波モータを駆動する駆動回路装置であって、
基準周波数の信号を発生する発信回路と、
前記基準周波数の信号と第一のリーケージトランスの出力における第一の検出信号とを受けて第一の駆動信号と、前記基準周波数の信号と第二のリーケージトランスの出力における第二の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と９０°の位相差を有する第二の駆動信号と、を生成する駆動信号発生回路と、
前記第一の駆動信号で第一のスイッチング回路を駆動可能に調整する第一のドライバ回路と、
前記第二の駆動信号で第二のスイッチング回路を駆動可能に調整する第二のドライバ回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第一の駆動信号に基づいて制御する前記第一のスイッチング回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第二の駆動信号に基づいて制御する前記第二のスイッチング回路と、
前記第一のスイッチング回路で制御された前記入力電源に基づく高周波電力が入力側に印加される前記第一のリーケージトランスと、
前記第二のスイッチング回路で制御された前記入力電源に基づく高周波電力が入力側に印加される前記第二のリーケージトランスと、
を備え、
前記第一のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第一のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ１及び前記圧電振動子の制動容量Ｃｏから成る直列共振回路で共振させるとともに、前記第二のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第二のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ２及び前記圧電振動子の制動容量Ｃｏから成る直列共振回路で共振させることにより得られる正弦波状の交流電圧によって前記圧電振動子を駆動する、
ことを特徴とする超音波モータの駆動回路装置。 A drive circuit device for driving an ultrasonic motor rotated by a piezoelectric vibrator,
A transmission circuit for generating a reference frequency signal;
A first drive signal in response to the reference frequency signal and a first detection signal at the output of the first leakage transformer; a second detection signal at the reference frequency signal and the output of the second leakage transformer; And a drive signal generation circuit that generates a second drive signal having a phase difference of 90 ° with the first drive signal,
A first driver circuit for adjusting the first switching circuit to be drivable with the first drive signal;
A second driver circuit for adjusting the second switching circuit to be drivable with the second drive signal;
The first switching circuit for controlling the application of the primary-side input power supply based on the first drive signal;
The second switching circuit for controlling the application of the input power on the primary side based on the second drive signal;
The first leakage transformer to which high-frequency power based on the input power source controlled by the first switching circuit is applied to the input side;
The second leakage transformer to which high-frequency power based on the input power source controlled by the second switching circuit is applied to the input side;
With
Wherein the first leakage high-frequency voltage which is power-amplified by the transformer, the first leakage transformer leakage inductance Lk1 and said to resonate with the series resonance circuit comprising the damping capacitance Co of the piezoelectric vibrator Rutotomoni, said second leakage a high frequency voltage which is power-amplified by the transformer, the piezoelectric by the second leakage transformer leakage inductance Lk2 and damping capacitance Co sinusoidal AC voltage obtained by Rukoto is resonated by series resonance circuit consisting of the piezoelectric vibrator Drive the vibrator ,
A drive circuit device for an ultrasonic motor. 前記第一のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第一の検出信号を生成する前記第一の検出回路と、
前記第二のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第二の検出信号を生成する前記第二の検出回路と、
からなる検出回路のうちどちらか一方の検出回路を付加することを特徴とする請求項１の超音波モータの駆動回路装置。 The first detection circuit for detecting the voltage or current on the output side of the first leakage transformer and generating the first detection signal;
The second detection circuit for detecting the voltage or current on the output side of the second leakage transformer and generating the second detection signal;
The drive circuit device for an ultrasonic motor according to claim 1, wherein either one of the detection circuits comprising: 前記第一のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第一の検出信号を生成する前記第一の検出回路と、
前記第二のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第二の検出信号を生成する前記第二の検出回路と、
からなる検出回路を付加することを特徴とする請求項１の超音波モータの駆動回路装置。 The first detection circuit for detecting the voltage or current on the output side of the first leakage transformer and generating the first detection signal;
The second detection circuit for detecting the voltage or current on the output side of the second leakage transformer and generating the second detection signal;
2. A drive circuit device for an ultrasonic motor according to claim 1, further comprising a detection circuit comprising: 前記第一の検出回路と前記第二の検出回路とをどちらか一方の検出回路で他方の検出回路を兼用することを特徴とする請求項３の超音波モータの駆動回路装置。 4. The ultrasonic motor drive circuit device according to claim 3, wherein either one of the first detection circuit and the second detection circuit is also used as the other detection circuit. 前記第二の駆動信号は、前記第一の駆動信号を９０°の位相シフト回路で位相シフトすることにより生成されることを特徴とする請求項１の超音波モータの駆動回路装置。 2. The ultrasonic motor drive circuit device according to claim 1, wherein the second drive signal is generated by phase-shifting the first drive signal by a 90 ° phase shift circuit. 3. 前記交流電圧の擬似共振周波数領域は、前記リーケージインダクタンスＬｋ２と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路の共振周波数ｆｏより高い周波数範囲にあることを特徴とする請求項１の超音波モータの駆動回路装置。 The quasi-resonant frequency range of the AC voltage of the ultrasonic motor according to claim 1, characterized in that in the higher frequency range than the resonance frequency fo of the resonant circuit of the damping capacitance Co of the piezoelectric vibrator and the leakage inductance Lk2 Drive circuit device. 圧電振動子により回転される超音波モータを駆動する駆動回路装置であって、
基準周波数の信号を発生する発信回路と、
前記基準周波数の信号と第一のリーケージトランスの出力における第一の検出信号とを受けて第一の駆動信号と、前記基準周波数の信号と第二のリーケージトランスの出力における第二の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と９０°の位相差を有する第二の駆動信号と、前記基準周波数の信号と前記第一の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と１８０°の位相差を有する第三の駆動信号と、前記基準周波数の信号と前記第二の検出信号とを受けて前記第二の駆動信号と１８０°の位相差を有する第四の駆動信号と、を生成する駆動信号発生回路と、
前記第一の駆動信号で第一のスイッチング回路を駆動可能に調整する第一のドライバ回路と、
前記第二の駆動信号で第二のスイッチング回路を駆動可能に調整する第二のドライバ回路と、
前記第三の駆動信号で第三のスイッチング回路を駆動可能に調整する第三のドライバ回路と、
前記第四の駆動信号で第四のスイッチング回路を駆動可能に調整する第四のドライバ回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第一の駆動信号に基づいて制御する前記第一のスイッチング回路と、一次側の入力電源の印加を前記第三の駆動信号に基づいて制御する第三のスイッチング回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第二の駆動信号に基づいて制御する第二のスイッチング回路と、一次側の入力電源の印加を前記第四の駆動信号に基づいて制御する第四のスイッチング回路と、
前記第一のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が入力側の一端に印加され、前記第三のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が前記入力側の他端に印加される第一のリーケージトランスと、
前記第二のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が入力側の一端に印加され、前記第四のスイッチング回路で制御された前記直流入力電圧に基づく高周波電力が入力側の他端に印加される第二のリーケージトランスと、
を備え、
前記第一のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第一のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ１と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏから成る直列共振回路で共振させるとともに、前記第二のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第二のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ２及び前記圧電振動子の制動容量Ｃｏから成る直列共振回路で共振させることにより得られる正弦波状の交流電圧によって前記圧電振動子を駆動する、
ことを特徴とする超音波モータの駆動回路装置。 A drive circuit device for driving an ultrasonic motor rotated by a piezoelectric vibrator,
A transmission circuit for generating a reference frequency signal;
A first drive signal in response to the reference frequency signal and a first detection signal at the output of the first leakage transformer; a second detection signal at the reference frequency signal and the output of the second leakage transformer; Receiving the second drive signal having a phase difference of 90 ° with respect to the first drive signal, the signal of the reference frequency and the first detection signal, and 180 ° with respect to the first drive signal. A third drive signal having a phase difference; and a fourth drive signal having a phase difference of 180 ° with respect to the second drive signal in response to the reference frequency signal and the second detection signal. A driving signal generating circuit for
A first driver circuit for adjusting the first switching circuit to be drivable with the first drive signal;
A second driver circuit for adjusting the second switching circuit to be drivable with the second drive signal;
A third driver circuit for adjusting the third switching circuit to be drivable with the third drive signal;
A fourth driver circuit for adjusting the fourth switching circuit so as to be driven by the fourth drive signal;
The first switching circuit that controls the application of the primary-side input power supply based on the first drive signal, and the third switching that controls the application of the primary-side input power supply based on the third drive signal Circuit,
A second switching circuit for controlling the application of the primary-side input power supply based on the second drive signal; and a fourth switching circuit for controlling the application of the primary-side input power supply based on the fourth drive signal. When,
High frequency power based on the DC input power source controlled by the first switching circuit is applied to one end of the input side, and high frequency power based on the DC input power source controlled by the third switching circuit is applied to the input side A first leakage transformer applied to the other end;
High frequency power based on the DC input power source controlled by the second switching circuit is applied to one end of the input side, and high frequency power based on the DC input voltage controlled by the fourth switching circuit is applied to the other input side. A second leakage transformer applied to the end;
With
Wherein the first leakage high-frequency voltage which is power-amplified by the transformer, resonate with the series resonant circuit and the first leakage transformer leakage inductance Lk1 consisting damping capacitance Co of the piezoelectric vibrator Rutotomoni, said second leakage a high frequency voltage which is power-amplified by the transformer, the piezoelectric by the second leakage transformer leakage inductance Lk2 and damping capacitance Co sinusoidal AC voltage obtained by Rukoto is resonated by series resonance circuit consisting of the piezoelectric vibrator Drive the vibrator ,
A drive circuit device for an ultrasonic motor. 前記第一のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第一の検出信号を生成する前記第一の検出回路と、
前記第二のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第二の検出信号を生成する前記第二の検出回路と、
からなる検出回路のうちどちらか一方の検出回路を付加することを特徴とする請求項７の超音波モータの駆動回路装置。 The first detection circuit for detecting the voltage or current on the output side of the first leakage transformer and generating the first detection signal;
The second detection circuit for detecting the voltage or current on the output side of the second leakage transformer and generating the second detection signal;
8. The drive circuit device for an ultrasonic motor according to claim 7, wherein either one of the detection circuits comprising: is added. 前記第一のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第一の検出信号を生成する前記第一の検出回路と、
前記第二のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第二の検出信号を生成する前記第二の検出回路と、
からなる検出回路を付加することを特徴とする請求項７の超音波モータの駆動回路装置。 The first detection circuit for detecting the voltage or current on the output side of the first leakage transformer and generating the first detection signal;
The second detection circuit for detecting the voltage or current on the output side of the second leakage transformer and generating the second detection signal;
A drive circuit device for an ultrasonic motor according to claim 7, further comprising a detection circuit comprising: 前記第一の検出回路と前記第二の検出回路とをどちらか一方の回路で兼用することを特徴とする請求項９の超音波モータの駆動回路装置。 10. The drive circuit device for an ultrasonic motor according to claim 9, wherein either one of the first detection circuit and the second detection circuit is shared. 前記第二の駆動信号は、前記第一の駆動信号を９０°の位相シフト回路で位相シフトすることにより生成され、前記第三の駆動信号は、前記第一の駆動信号を１８０°の位相シフト回路で位相シフトすることにより生成され、前記第四の駆動信号は前記第二の駆動信号を１８０°の位相シフト回路で位相シフトすることにより生成されることを特徴とする請求項７の超音波モータの駆動回路装置。 Said second drive signal, the first produced by the phase shift by the phase shift circuit of the drive signal 90 °, the third drive signal, the first driving phase shift signal 180 ° generated by phase-shift circuit, ultrasound of claim 7 wherein the fourth driving signal, characterized in that it is produced by the phase shift by the phase shift circuit of 180 ° of the second driving signal Motor drive circuit device. 前記交流電圧の擬似共振周波数領域はリーケージインダクタンスＬｋ２と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路の共振周波数ｆｏより高い周波数範囲であることを特徴とする請求項７の超音波モータの駆動回路装置。
8. The ultrasonic motor drive circuit according to claim 7, wherein the quasi-resonant frequency region of the AC voltage is a frequency range higher than a resonance frequency fo of a resonance circuit of a leakage inductance Lk2 and a braking capacitance Co of the piezoelectric vibrator. apparatus.
JP2009150380A 2009-06-24 2009-06-24 Ultrasonic motor drive circuit device Expired - Fee Related JP5364466B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009150380A JP5364466B2 (en) 2009-06-24 2009-06-24 Ultrasonic motor drive circuit device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009150380A JP5364466B2 (en) 2009-06-24 2009-06-24 Ultrasonic motor drive circuit device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2011005402A JP2011005402A (en) 2011-01-13
JP5364466B2 true JP5364466B2 (en) 2013-12-11

Family

ID=43562713

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2009150380A Expired - Fee Related JP5364466B2 (en) 2009-06-24 2009-06-24 Ultrasonic motor drive circuit device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP5364466B2 (en)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9450520B2 (en) * 2014-12-15 2016-09-20 Analog Devices, Inc. Space vector pulse modulation based motor driver
JP6258844B2 (en) * 2014-12-19 2018-01-10 株式会社日立建機ティエラ Construction machinery
JP5940184B2 (en) * 2015-02-05 2016-06-29 キヤノン株式会社 Vibration body drive circuit, device, and optical apparatus
JP2018143961A (en) * 2017-03-06 2018-09-20 ローム株式会社 Driving circuit of vibration motor, its calibration method, vibration device and electronic apparatus

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0787762A (en) * 1993-09-16 1995-03-31 Asmo Co Ltd Drive circuit of ultrasonic motor
JP2000092869A (en) * 1998-09-16 2000-03-31 Takata Kk Driving circuit for ultrasonic motor
JP2003153558A (en) * 2001-11-14 2003-05-23 Canon Inc Oscillatory wave motor drive controller

Also Published As

Publication number Publication date
JP2011005402A (en) 2011-01-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6198198B1 (en) Control circuit and method for piezoelectric transformer
US5329200A (en) Piezoelectric transformer converter for power use
JP3257505B2 (en) Piezoelectric transformer inverter
JP5104058B2 (en) Resonant switching power supply
JP2778554B2 (en) Piezo transformer drive circuit
JP2009011144A (en) Soft start circuit and power supply device including soft start circuit
US10270371B2 (en) Vibrating-element driving circuit, vibration-type actuator, image pickup apparatus, image generation apparatus, and dust removal apparatus
JP5364466B2 (en) Ultrasonic motor drive circuit device
US8040018B2 (en) Piezoelectric transformer type high-voltage power apparatus and image forming apparatus
JP2001085759A (en) Driving method of piezoelectric transformer and its driving circuit
JP2002017090A (en) Method and apparatus for driving piezoelectric transformer
JPH10285942A (en) Circuit and method for controlling piezoelectric transformer
JPH0963778A (en) Piezoelectric transformation type cold cathode fluorescent lamp driving device
US8063569B2 (en) Discharge tube power supply apparatus and semiconductor integrated circuit
JP3400257B2 (en) Piezoelectric transformer type inverter power supply
JP2005269819A (en) Piezoelectric transformer driving circuit, and cold-cathode tube lighting device equipped with it
JP4268013B2 (en) DC stabilized power supply
JPH11146655A (en) Method and equipment for driving piezoelectric transducer
JPH09271174A (en) Power supply equipment and control equipment of vibration wave actuator
JPWO2013024550A1 (en) DC-DC converter, DC-DC conversion method, and information device
JP4468846B2 (en) Piezoelectric transformer control circuit
JP2021013219A (en) Oscillatory driver, lens barrel, and electronic apparatus
JP2021027624A (en) Vibrating drive device, vibrating actuator, and electronic device
JP3322218B2 (en) Piezoelectric transformer driving device and method
JP2022016299A (en) Non-contact power supply inverter device, control method of non-contact power supply inverter device, non-contact power transmission device, non-contact power transmission and reception device, non-contact power supply system, and non-contact power transmission and reception system

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20120327

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20130417

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20130426

RD03 Notification of appointment of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423

Effective date: 20130619

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20130624

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20130723

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20130820

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20130909

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees