JP5349009B2 - 時刻受信装置および電波修正時計 - Google Patents
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Description
そして、この”0”、”1”等の組み合わせで時刻情報が表わされるため、電波修正時計において、標準電波を受信し、その中からタイムコードを抽出することで、正確な時刻情報を得ることができる。
波形整形回路105は比較器112で構成されている。平均化回路109は抵抗110およびコンデンサ111で構成されている。検波回路から出力された検波信号は2つに分岐され、一方は平均化回路109を介して比較器112のマイナス入力へ接続され、他方はそのまま比較器112のプラス入力へと接続されている。平均化回路109を構成する抵抗110およびコンデンサ111はタイムコードに対して充分に大きい時定数を持ったローパスフィルタであるため、平均化回路109の出力は検波信号の平均値と等しいDC電圧となる。
電圧をまたぐことになり、確実に2値化を行うことができる。また、平均化回路109の遮断周波数は検波信号の周波数に比べて十分に低く設定されるため、検波信号に瞬間的に大きなノイズが現れたとしても、そのノイズは平均化回路109により平滑化され、出力波形への影響は小さくなる。
この様に図8に示した方式は、しきい値電圧が検波信号の直流成分の変動に自動的に追従する、耐ノイズ性に優れるなどの利点を有している一方、そのまま電波修正時計に適用すると重大な問題が発生する。それはしきい値電圧が最適な値からずれてしまうことである。
ここで特許文献1の図26に示した従来技術を、図10を用いて説明する。
なお、以下の説明においては、すでに説明した構成には同一の番号を付与して、重複する説明を省略することがある。
図10は、特許文献1の図26に示した従来技術を、理解しやすいようにその主旨が変わらない範囲で簡略化した図である。106はしきい値制御回路を示している。
例えば1対1で分圧すると、波形整形回路105へ出力する電圧はピーク電圧とボトム電圧の中心値となり、6対4で分圧すると、波形整形回路105へ出力する電圧はピーク電圧とボトム電圧の中心値よりピーク電圧寄りとなる。
この様なしきい値制御回路を用いることで、タイムコードのデューティー比によらず、最適なしきい値を生成することが可能となる。
マイコン108は受信する標準電波識別情報をしきい値選択回路107へと出力する。しきい値選択回路107はそれぞれの標準電波に対して最適なしきい値電圧を記憶しており、マイコン108から入力された標準電波識別情報にもとづいて、受信するタイムコードに最適なしきい値電圧を波形整形回路105へ出力する。
そして波形整形回路105は、しきい値選択回路107から入力されたしきい値電圧を使用して、検波信号を2値化する。
この様なしきい値制御回路を用いることで、タイムコードのデューティー比によらず、最適なしきい値電圧を選択することが可能となる。
まず図10に示した方式では、検波信号に突発的なノイズ(以降バーストノイズと呼ぶ)が重畳した場合に、ビットエラーレートが上昇してしまうといった問題がある。その様子を図11および図12を用いて説明する。
図11は、検波信号にノイズがない場合であり、検波信号のピーク電圧Vpとボトム電圧Vbをホールドして、しきい値電圧Vtを生成している様子を示している。しきい値電圧Vtはピーク電圧Vpとボトム電圧Vbを一定の割合で分圧して生成されるため、ノイズがない状態であれば、検波信号に対して任意の位置へしきい値を生成することができる。
しかし図12に示したように、検波信号にバーストノイズNbが乗った場合、ノイズのピーク電圧を検波信号のピーク電圧Vpとしてホールドしてしまう。そしてそのノイズによって作られたピーク電圧Vpを基準としてしきい値電圧Vtを生成するため、生成されるしきい値電圧は本来狙ったしきい値電圧から大きく外れたところに生成されてしまう。
これにより、波形整形回路105から出力されるパルス幅が予定していた幅よりも小さくなってしまう。
通常、しきい値電圧を充分に安定させるために、ホールドの際の時定数は通常、タイムコードの周波数に対して充分に大きく設定される。そのため、このようにバーストノイズをホールドした場合、しきい値が大きくずれた状態が数ビットにわたって保持されることになる。そしてその間のビットは誤認識されてしまうため、結果的にビットエラーレートの上昇を引き起こしてしまう。
すなわち、図10に示した方式は図7に示した方式に比べて耐ノイズ性という点で劣っているといえる。
図14は、検波波形の直流成分が想定通りに出てきた場合の図13に示した方式の動作を表わしている。しきい値選択回路107は受信するタイムコードに応じて固定のしきい値電圧を記憶しており、その時に受信しているタイムコードに対応したしきい値電圧を出力する。
このように、検波波形に対して最適なしきい値電圧をあらかじめ記憶しておくことで、タイムコードに応じて最適なしきい値電圧を得ることができる。
しかし実際の検波信号は、受信機の出来上がりや受信環境によってその直流成分が変動する。その様子を図15に示す。良好な感度を得るためには、検波信号の直流成分が変動したら、それに合わせてしきい値電圧を追従させる必要がある。しかし図13に示した方式では、しきい値電圧はタイムコードによって固定の電圧となっている。そのため検波波形の直流成分が変動すると、波形から見たしきい値電圧が相対的に下方へ変動してしまうことになる。つまりしきい値電圧が最適値からずれてしまうのである。その結果ビットエラーレートの上昇を引き起こしてしまう。
すなわち、図13に示した方式は図7に示した方式に比べて検波信号の直流成分への追従性という点で劣っているといえる。
時刻情報を含む標準電波を送信する送信局を選択する選局手段と、
この選局手段により選択された送信局から送信された標準電波を受信して検波する受信検波手段と、
前記受信検波手段により検波され出力された検波信号に基づいてしきい値信号を出力するように制御するしきい値生成手段と、
前記検波信号と前記しきい値生成手段により出力されたしきい値信号とに基づいて2値の値から成るタイムコード信号を生成する波形整形手段と、
この波形整形手段により生成されたタイムコード信号から時刻情報を抽出する時刻情報抽出手段と、を有し、
前記しきい値生成手段は前記選局手段により選択された送信局に対応して充放電の時定数を設定することでしきい値を可変に制御する。
を有しており、
前記設定記憶手段は、前記選局手段から入力される選局信号と、記憶されているしきい値設定情報とに基づいて、しきい値選択信号を前記しきい値生成手段へ出力することができる。
前記誤り率測定手段によって測定された誤り率を記憶する誤り率記憶手段と、
前記誤り率記憶手段が記憶している誤り率と、前記設定記憶手段に記憶されているしきい値設定情報とから、前記しきい値選択信号を生成する選択制御手段とを有しており、
前記選択制御手段は、前記誤り率が最低となるようにしきい値選択信号を生成して、前記しきい値生成手段へ出力することができる。
第1の抵抗および第1のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗およびスイッチで構成され、
前記しきい値選択信号によって、前記複数のスイッチのいずれかを入切することにより、前記複数の抵抗を、前記第1の抵抗に対して選択的に並列接続する時定数選択回路と、前記時定数選択回路を前記第1の抵抗に並列接続する第1のスイッチとから成り、
前記第1のスイッチは、波形整形手段の2値の出力レベルに応じて、入切状態を制御することができる。
第1の抵抗および第1のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗およびスイッチで構成され、
前記しきい値選択信号によって前記複数のスイッチのいずれかを入切することにより、前記複数の抵抗を、前記第1の抵抗に対して選択的に並列接続する時定数選択回路と、前記時定数選択回路はダイオードを介して前記第1の抵抗に並列に接続されており、
前記検波信号のレベルに応じて前記時定数選択回路に流れる電流を制御することができる。
第1の抵抗および第1のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗と複数のスイッチと演算増幅器とで構成され、
前記しきい値選択信号によってスイッチのいずれかを入切することにより、前記複数の抵抗を前記演算増幅器の出力と負入力の間に選択的に接続する反転増幅器と、前記第1の抵抗に並列接続されている可変インピーダンス手段とからなり、
前記可変インピーダンス手段は前記反転増幅器の出力レベルに応じて、インピーダンス値を制御することができる。
時刻を計時する時刻計時手段と、
この時刻計時手段により計時された時刻を表示する時刻表示手段と、を有し、
前記時刻計時手段は、内部で計時した時刻を、前記時刻受信装置から入力した時刻情報で修正することができる。
このような構成とすることにより、複数の標準電波を受信する際に、タイムコードに応じた最適なしきい値を生成することができ、あらゆるタイムコードにおいて良好な受信感度を得ることが可能となる。
[時刻受信装置の構成]
まず、本発明の第1の実施例における時刻受信装置の構成を図1に示す。
図1において、1はアンテナ、2は受信検波手段、3は波形整形手段、4は時刻情報抽出手段、5は選局手段、6はしきい値生成手段である。
アンテナ1は標準電波を受信して電気信号に変換するとともに、変換した電気信号を受信検波手段2へと出力する。
選局手段5はあらかじめセットされた受信局情報を有しており、その受信局情報を選局
信号として受信検波手段2およびしきい値生成手段6へ出力する。
受信検波手段2は前記アンテナ1から入力された電気信号を増幅、検波し、検波信号を波形整形手段3およびしきい値生成手段6へと出力する。またアンテナ1から電気信号を受け取る際に、受信する局の標準電波の周波数に対して受信検波手段2のセッティングが最適となるように、前記選局手段5からの選局信号に応じて受信検波手段2のセッティングを切り替える。
しきい値生成手段6は受信検波手段2より入力された検波信号を基に、しきい値電圧を生成して波形整形手段3へ出力する。その際に、受信する局の標準電波に対してしきい値生成手段6のセッティングが最適となるように、前記選局手段5からの選局信号に応じてしきい値生成手段6のセッティングを切り替える。この切り替えの詳細については後で説明する。
波形整形手段3は、前記受信検波手段2から入力された検波信号と前記しきい値生成手段6から入力されたしきい値電圧を比較する。検波信号の方がしきい値電圧より大きければ正電圧(デジタルデータの1を表わす)を、しきい値電圧の方が検波信号より大きければ負電圧(デジタルデータの0を表わす)を出力することで、検波信号を1,0のデジタル信号へと変換する。そして変換したデジタル信号を時刻情報抽出手段4へと出力する。
時刻情報抽出手段4は、前記波形整形手段3より入力されたデジタル信号を処理し、そこに含まれる時刻情報を抽出して出力する。時刻情報抽出手段4はマイコンにより構成される。
図3は本実施例における波形整形手段3およびしきい値生成手段6の構成を示している。図3において61はコンデンサ、62は第1の抵抗、63は複数の抵抗、64は第1のスイッチ、65は複数のスイッチ、66は第1の制御線、67は第2の制御線、31は比較器である。
図3において、端子Xに入力された受信検波手段2からの入力信号は2つに分岐され、片方は第1の抵抗62へ、もう一方は比較器31のプラス端子に入力される。
第1の抵抗62とコンデンサ61とは直列に接続されており、その接点は比較器31のマイナス入力へと接続されている。
第1のスイッチ64と、複数のスイッチ65(sw21、sw22、sw23)
と、複数の抵抗63(R21、R22、R23)はそれぞれ直列に接続され、前記第1の抵抗と並列に接続されている。すなわち、sw21とR21、sw22とR22、sw23R23とは、各々が直列に接続された直列接続体をなしており、それら直列接続体が互いに並列に接続されるとともに、前記第1の抵抗とも並列に接続された構成となっている。
選局手段5と複数のスイッチ65の制御端子とは第1の制御線66で接続されており、比較器31の出力と第1のスイッチ64の制御端子とは第2の制御線67で接続されている。
ここで図1および図3を用いて、本実施例における波形整形手段3およびしきい値生成手段6の動作を説明する。
選局手段5は受信する局に応じた選局信号を第1の制御線66へと出力し、複数のスイッチ65を制御する。
入力端子Xには受信検波手段2から検波信号Vinが入力されている。そしてその検波信号を平均化した電圧Vyが第1の抵抗62とコンデンサ61との接点Yに現れる。なお、第1の抵抗62の抵抗値をR1、複数の抵抗63の中で、複数のスイッチ65で導通状態となっているスイッチに接続されている抵抗の合成抵抗値をR2と略記する。
まず始めに、Vyの初期値を0Vとする。この時入力端子Xに検波信号の電圧値(Vin)としてプラスの電圧をもった所定幅のパルス信号が入力されると、比較器31の出力はHiと
なり、第1のスイッチ64は導通状態となる。
この時、VinとVyとの差分の電圧が第1の抵抗62の両端へかかり、(Vin-Vy)/(R1//R2)の電流がコンデンサ61へ流れ込むため、Vyは上昇する。なお、(R1//R2)とは抵抗値R1とR2が並列に接続された場合の合計の抵抗値を表しており、(R1*R2)/(R1+R2)を意味している。
この時、VinとVyとの差分の電圧が第1の抵抗62の両端へかかり、(Vin-Vy)/R1の電流がコンデンサ61から流れ出るため、Vyは低下する。
つまり、図3の回路構成では、検波信号のパルスが入力されている期間は、R1とR2とが並列接続された抵抗値(R1//R2)によりコンデンサ61に充電が行われ、パルスの非入力期間は、抵抗値R1によりコンデンサ61から放電されることとなり、(R1//R2)<R1の関係からわかるように、コンデンサ61の充放電電流としては、検波信号のパルスが入力されている期間(充電期間)のほうが非入力期間(放電期間)に比べて長くなり、Vyは検波信号の平均値より高くなるため、例えばパルス幅が500msのタイムコードのようにデューティー50%のパルスの場合には、検波信号のピーク電圧とボトム電圧の中心値よりも高い値がVyとして出力されることになる。
このような動作を充分に繰り返すと、図3に示した回路は、1周期内でのコンデンサ61の充電量と放電量とが検波信号のパルス幅に応じた所定のVyにおいて平衡状態となる。
ここで受信する局を切り替えた場合の動作について、図3を用いて説明する。なお、前述で説明した複数の抵抗63および複数のスイッチ65は、抵抗RS21、RS22およびRS23の3つの抵抗と、それら各抵抗に対応して直列に配置されたスイッチSW21、SW22およびSW23で表しており、各スイッチの入切状態によって、複数の抵抗63の合成抵抗値R2を、R21、R22あるいはR23などと表すこととする。
まず日本のタイムコード、すなわちJJYを受信する場合を説明する。JJYのタイムコードは、パルス幅が200ms、500ms、800msの3種類のパルスを用いて時刻情報を表わしているが、一般に200msのパルスの出現確率が高いため、検波波形を単純に平均化すると、検波信号のピーク電圧とボトム電圧の中心値より低い値が出力される。
そこで複数のスイッチ65は選局手段5によって、SW21のみが導通状態となるように制御される。
そのためコンデンサ充電時の充電電流値は(Vin−Vy)/(R1//R21)となる。放電時の放電電流値は(Vin-Vy)/R1となるため、平衡状態におけるVyの値は、Vinの平均値よりも高い値となる。これによってVyは検波信号の中心値に設定することができるようになり、その値を用いて出力されるデジタル信号は、タイムコードを正しく復元可能となる。
そこで複数のスイッチ65を選局手段5によってSW21およびSW22が導通状態となるように制御する。
そのためコンデンサ充電時の充電電流値は(Vin−Vy)/(R1//R21//R22)となる。これはJJY受信時の充電電流値に比べて大きな値となる。放電時の放電電流値はJJY受信時と変わらずに(Vin−Vy)/R1となるため、平衡状態におけるVyの値は、JJY受信時よりも高い値となる。このようにして、VyはDCFに対して最適な値とすることができる。
次に本発明における第2の実施例について説明する。
第2の実施例において、時刻受信装置の構成は図1と同様であり、その動作も第1の実施例と同様であるため、説明を省略する。
図4は本実施例における波形整形手段3およびしきい値生成手段6の構成を示している。
図4の回路が実施例1の図3の回路と異なる点は、図3の第1のスイッチ64に代わり、ダイオード68が使用されている点である。
ダイオード68のアノード端子は入力端子Xへと接続されており、ダイオード68のカソード端子は複数のスイッチ65の片端へと接続されている。すなわち、ダイオード68と複数のスイッチ65と複数の抵抗63は直列に接続されており、それらと第1の抵抗62とは並列に接続されている。
ここで図1および図4を用いて、本実施例における波形整形手段3およびしきい値生成手段6の動作を説明する。
まずVyの初期値を0Vとする。この時入力端子Xに検波信号の電圧としてプラスの電圧をもった所定幅のパルス信号が入力される。この時ダイオード68のアノード電圧はダイオード68のカソード電圧よりも高くなるため、ダイオード68は導通状態となる。また、比較器31の出力はHiとなり、第1のスイッチ64は導通状態となる。そして(Vin-Vy)/(R1//R2)の電流がコンデンサ61へ流れ込むため、Vyは上昇する。
このような動作を充分に繰り返すと、図4に示した回路は、1周期内でのコンデンサ61の充電量と放電量とが検波信号のパルス幅に応じた所定のVyにおいて平衡状態となる。このように、図3における第1のスイッチ64のかわりにダイオード68を用いることで、実施例1と同様の効果を得ることができる。
次に本発明における第3の実施例について説明する。
第3の実施例においても、時刻受信装置の構成は図1と同様であり、その動作も第1の実施例と同様であるため、説明を省略する。
図5は本実施例における波形整形手段3およびしきい値生成手段6の構成を示している。図5において69はMOS抵抗、610は演算増幅器、611はVI(電圧電流)変換用抵抗を示している。VI変換用抵抗611の片端は演算増幅器610のマイナス入力へと接続されている。また演算増幅器610のマイナス入力には複数のスイッチ65の片端が接続されており、複数のスイッチ65のもう片端が複数の抵抗63へと接続されている。複数の抵抗63の他端は演算増幅器610の出力へと接続されている。演算増幅器610のプ
ラス入力は接地されている。すなわち演算増幅器610と、複数の抵抗63と、複数のスイッチ65と、VI変換用抵抗611とで反転増幅器612を形成しているのである。そして反転増幅器612の入力端子は比較器31の出力端子へと接続されており、反転増幅器612の出力端子はMOS抵抗69のゲートへと接続されている。MOS抵抗69のソース端子は入力端子Xへ、ドレイン端子は第1の抵抗62へとそれぞれ接続されている。
ここで図1および図5を用いて、本実施例における波形整形手段3およびしきい値生成手段6の動作を説明する。
VI変換用抵抗611の抵抗値をR3、複数の抵抗63の中で、複数のスイッチ65で導通状態となっているスイッチに接続されている抵抗の合成抵抗値をR2と表わすと、反転増幅器612の増幅率は−(R2/R3)となる。
始めにVyの初期値を0Vとする。この時入力端子Xに検波信号の電圧値(Vin)としてプラスの電圧をもった所定幅のパルス信号が入力されると、比較器31の出力はHiとなり、反転増幅器612にはHiの電圧、すなわち電源電圧VDDが入力される。そのため反転増幅器612の出力は-(R2/R3)VDDとなり、この出力がMOS抵抗69のゲートへと入力される。
ここで、μは電子の移動度、Wはゲート幅、Lはゲート長、Vgsはゲートソース間電圧、Vtはしきい値電圧である。
ここで、K=1/μCox(W/L)とおく。
そして検波信号のパルス出力が終わりVinが低下して、VyがVinよりも大きくなると比較器31の出力はLow(VSS)となり、反転増幅器612の出力は-(R2/R3)VSSとなる。その時(Vin-Vy)/(R1+Rm)の電流がコンデンサ61から流れ出るが、Rmの値は、比較器31の出力がHi(VDD)の場合に比べて大きな値となるため、放電時の放電電流は充電時の充電電流よりも小さな値となる。
このような動作を充分に繰り返すと、図5に示した回路は、1周期内でのコンデンサ61の充電量と放電量とが検波信号のパルス幅に応じた所定のVyにおいて平衡状態となる。すなわち、充電時と放電時のMOS抵抗69の抵抗値を変化させて充電電流値と放電電流値に重み付けをすることで、タイムコードに応じた最適なしきい値を得ることができるのである。
このように、図3における第1のスイッチ64のかわりにMOS抵抗69を用いることで、実施例1と同様の効果を得ることができる。
制御することで、タイムコードに応じた最適なしきい値を得ることができる。
次に本発明における第4の実施例について図2を用いて説明する。
図2において7は設定記憶手段、8は誤り率測定手段、9は誤り率記憶手段、10は選択制御手段を示している。
設定記憶手段7は、選局手段の選択した制御信号を記憶する。すなわち、図3における複数のスイッチ65のオンとオフの組み合わせを記憶している。
誤り率測定手段8は時刻情報抽出手段4の出力から、誤り率を算出する。そして算出した誤り率を誤り率記憶手段9へと出力し、誤り率記憶手段9はその誤り率を記憶する。
そして設定記憶手段7に記憶した設定情報と、誤り率記憶手段9に記憶した誤り率とを選択制御手段10へ出力する。選択制御手段10は受信する局について、誤り率記憶手段に記憶されている誤り率の中で、最低の誤り率を検索する。そしてその時の設定を設定記憶手段7から参照し、その設定をしきい値生成手段6へと出力する。
次に本発明における第5の実施例について図6を用いて説明する。
図6は電波修正時計の構成を示している。図において、13は、上記実施例1から4のいずれか1つに記載された時刻受信装置であり、11は時刻計時手段、12は時刻表示手段である。
アンテナ1および受信検波手段2および波形整形手段3および時刻情報抽出手段4および選局手段5およびしきい値生成手段6は時刻受信装置13を構成しており、定期的に(例えば1日1回)標準電波を受信して正確な時刻情報を時刻計時手段11へ出力する。
時刻計時手段11は、例えば水晶振動子などの基準となる信号源を有しており、その信号源を基に時刻を計時する。そして電波受信装置13から時刻情報が入力された場合には、内部で計時している時刻と電波受信装置13から入力された時刻情報とを比較し、異なっている場合には内部で計時している時刻を、電波受信装置13から入力された時刻へと修正する。
時刻表示装置12は、時刻計時手段11から入力される時刻情報を表示する。
2 受信検波手段
3 波形整形手段
4 時刻情報抽出手段
5 選局手段
6 しきい値生成手段
7 設定記憶手段
8 誤り率測定手段
9 誤り率記憶手段
10 選択制御手段
61 コンデンサ
62 第1の抵抗
63 複数の抵抗
64 第1のスイッチ
65 複数のスイッチ
66 第1の制御線
67 第2の制御線
68 ダイオード
69 MOS抵抗
610 演算増幅器
611 VI(電圧電流)変換用抵抗
612 反転増幅器
101 アンテナ
102 アンプ
103 フィルタ回路
104 検波回路
105 波形整形回路
106 しきい値制御回路
107 しきい値選択回路
108 マイコン
109 平均化回路
110 抵抗
111 コンデンサ
112 比較器
Claims (7)
- 時刻情報を含む標準電波を送信する送信局を選択する選局手段と、
この選局手段により選択された送信局から送信された標準電波を受信して検波する受信検波手段と、
前記受信検波手段により検波され出力された検波信号に基づいて、
しきい値信号を出力するように制御するしきい値生成手段と、
前記検波信号と、前記しきい値生成手段により出力されたしきい値信号と、に基づいて
2値の値から成るタイムコード信号を生成する波形整形手段と、
この波形整形手段により生成されたタイムコード信号から時刻情報を抽出する時刻情報抽出手段とを有し、
前記しきい値生成手段は
前記検波信号のパルスが入力されていない放電期間の放電電流が、
前記検波信号のパルスが入力されている充電期間の充電電流より小さく設定される
ことでしきい値を可変に制御することを特徴とする時刻受信装置。 - 前記選局手段によって前記パルス幅が短い送信局が選択された場合は、
前記パルス幅が長い送信局が選択された場合に比べ、前記充電電流値が大きな値となるように設定されることを特徴とする請求項1に記載の時刻受信装置。 - 受信する送信局ごとのしきい値設定情報を記憶する設定記憶手段を有しており、
前記設定記憶手段は、
前記選局手段から入力される選局信号と、記憶されているしきい値設定情報と、に基づいて、しきい値選択信号を前記しきい値生成手段へ出力する
ことを特徴とする請求項1から2のいずれか1項に記載の時刻受信装置。 - 前記しきい値生成手段は、
第1の抵抗および第1のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗およびスイッチで構
成され、
前記しきい値選択信号によって、前記複数のスイッチのいずれかを入切することにより、前記複数の抵抗を、前記第1の抵抗に対して選択的に並列接続する時定数選択回路と、
前記時定数選択回路を前記第1の抵抗に並列接続する第1のスイッチとから成り、
前記第1のスイッチは、波形整形手段の2値の出力レベルに応じて、入切状態を制御することを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載の時刻受信装置。 - 前記しきい値生成手段は、
第1の抵抗および第1のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗およびスイッチで構成され、
前記しきい値選択信号によって前記複数のスイッチのいずれかを入切することにより、
前記複数の抵抗を、前記第1の抵抗に対して選択的に並列接続する時定数選択回路と、
前記時定数選択回路はダイオードを介して前記第1の抵抗に並列に接続されており、
前記検波信号のレベルに応じて前記時定数選択回路に流れる電流を制御する
ことを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載の時刻受信装置。 - 前記しきい値生成手段は、
第1の抵抗および第1のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗と複数のスイッチと演算増幅器と、
で構成され、
前記しきい値選択信号によってスイッチのいずれかを入切することにより、
前記複数の抵抗を前記演算増幅器の出力と負入力の間に選択的に接続する反転増幅器と、前記第1の抵抗に並列接続されている可変インピーダンス手段とからなり、
前記可変インピーダンス手段は前記反転増幅器の出力レベルに応じて、インピーダンス値を制御することを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載の時刻受信装置。 - 請求項1から6のいずれか1項に記載の時刻受信装置と、
時刻を計時する時刻計時手段と、
この時刻計時手段により計時された時刻を表示する時刻表示手段と、を有し、
前記時刻計時手段は、内部で計時した時刻を、前記時刻受信装置から入力した時刻情報で修正することを特徴とする電波修正時計。
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---|---|---|---|
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JP2008284035A JP5349009B2 (ja) | 2008-11-05 | 2008-11-05 | 時刻受信装置および電波修正時計 |
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