JP5332641B2

JP5332641B2 - Motor control device, motor device and positioning device

Info

Publication number: JP5332641B2
Application number: JP2009010186A
Authority: JP
Inventors: 耕太郎田上
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 2009-01-20
Filing date: 2009-01-20
Publication date: 2013-11-06
Anticipated expiration: 2029-01-20
Also published as: JP2010172066A

Description

本発明は、全波整流回路、平滑回路及びインバータ回路を含んで構成される交流サーボモータの制御装置に係り、特に、交流サーボモータの位置決め完了時におけるインバータ回路を構成するスイッチング素子のスイッチング動作によって発生する振動を抑制するのに好適なモータ制御装置、モータ装置及び位置決め装置に関する。 The present invention relates to an AC servomotor control device including a full-wave rectifier circuit, a smoothing circuit, and an inverter circuit, and more particularly, by switching operation of a switching element that constitutes an inverter circuit when positioning of the AC servomotor is completed. The present invention relates to a motor control device , a motor device, and a positioning device suitable for suppressing generated vibrations.

従来、例えば、交流電源からの入力を整流且つ平滑化して直流出力を得て、該直流出力をインバータ回路において交流出力に変換して交流サーボモータに供給するモータ制御装置がある（例えば、特許文献１を参照）。
以下、図９に基づき、従来のモータ制御装置の構成を説明する。
ここで、図９は、従来のモータ制御装置の構成を示す回路図である。また、図１０は、ＤＣリンク電圧の分圧の様子を示す図である。また、図１１は、電源電圧がインバータの出力電圧以下になるときの電流経路を示す図である。また、図１２は、電源電圧がインバータの出力電圧より大きくなるときの電流経路を示す図である。 2. Description of the Related Art Conventionally, for example, there is a motor control device that rectifies and smoothes an input from an AC power source to obtain a DC output, converts the DC output to an AC output in an inverter circuit, and supplies the AC output to an AC servo motor (for example, Patent Documents) 1).
Hereinafter, based on FIG. 9, the structure of the conventional motor control apparatus is demonstrated.
Here, FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional motor control device. FIG. 10 is a diagram illustrating how the DC link voltage is divided. FIG. 11 is a diagram illustrating a current path when the power supply voltage is equal to or lower than the output voltage of the inverter. FIG. 12 is a diagram showing a current path when the power supply voltage becomes larger than the output voltage of the inverter.

従来のモータ制御装置は、図９に示すように、ＡＣ電源、整流部、平滑部、インバータ部の４つの構成部を含んで構成されている。
ＡＣ電源は、ＡＣ１００[Ｖ]の交流電源を２つ直列に接続し、その接続部をフレームグラウンド（以下、ＦＧと称す）に接続した構成の交流２００Ｖの電源であり、それぞれの電力供給線が整流部に接続されている。整流部は、ブリッジ接続された４つのダイオードを含んで構成されており、ＡＣ電源からの交流入力を全波整流して出力する。平滑部は、１つの平滑コンデンサＣを含んで構成され、整流部からの全波整流出力を平滑化して直流出力を生成する。更に、平滑コンデンサの負極側のＤＣリンク基準点ＮとＦＧとの間（Ｎ−ＦＧ間）には、電源ラインからのノイズを抑制する働きを持ったコンデンサ（以下、Ｃ_ＮＦＧと称す）が接続されている。このＣ_ＮＦＧのチャージによってＮ−ＦＧ間電圧（以下、Ｖ_ＮＦＧと称す）が発生する。 As shown in FIG. 9, the conventional motor control device is configured to include four components, that is, an AC power source, a rectifying unit, a smoothing unit, and an inverter unit.
The AC power source is an AC 200 V power source having a configuration in which two AC 100 [V] AC power sources are connected in series and the connection portion is connected to a frame ground (hereinafter referred to as FG). It is connected to the rectifier. The rectifying unit includes four diodes connected in a bridge, and performs full-wave rectification on an AC input from an AC power supply and outputs the rectified output. The smoothing unit is configured to include one smoothing capacitor C, and smoothes the full-wave rectified output from the rectifying unit to generate a DC output. Further, a capacitor (hereinafter referred to as C_NFG) having a function of suppressing noise from the power supply line is connected between the DC link reference point N and FG on the negative side of the smoothing capacitor (between N and FG). ing. A voltage between N-FG (hereinafter referred to as V_NFG) is generated by the charging of C_NFG.

インバータ部は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのトランジスタを各２つずつ直列接続した構成の３つのハーフ・ブリッジ回路を含んで構成され、平滑部の直流出力をトランジスタのスイッチングによって交流出力に変換して制御対象の交流サーボモータである３相ブラシレスモータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相を構成する各巻線に供給する。また、不図示の制御部からのＰＷＭ信号によって、各ハーフ・ブリッジ回路を構成するトランジスタのスイッチング動作を制御することで３相ブラシレスモータの可変速駆動を行う。また、図９の例では、インバータ部の出力（各２つのトランジスタの接続部）は、電気ケーブルを介して３相ブラシレスモータの各相の巻線に電気的に接続されている。 The inverter unit is configured to include three half-bridge circuits in which two transistors such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) are connected in series, and the DC output of the smoothing unit is converted to AC output by switching the transistors. And supplied to each winding constituting the U phase, V phase, and W phase of the three-phase brushless motor that is the AC servo motor to be controlled. Further, the three-phase brushless motor is driven at a variable speed by controlling the switching operation of the transistors constituting each half bridge circuit by a PWM signal from a control unit (not shown). In the example of FIG. 9, the output of the inverter unit (the connection part of each two transistors) is electrically connected to the windings of each phase of the three-phase brushless motor via an electric cable.

この各相の巻線と接続する電気ケーブルの各相の接続ライン及びＦＧへの接続ラインは、図９に示すように、厳密には抵抗成分とインダクタンス成分とを有している。
上記構成のモータ制御装置においては、３相ブラシレスモータとＦＧとの間、及び電気ケーブルとＦＧとの間に浮遊静電容量（ストレイキャパシタ）Ｃｓが発生するため、この浮遊静電容量Ｃｓを介して各構成部に電流が流れる。しかし、ＦＧに対する交流電源電圧（Ｖ１、Ｖ２）と、交流電力の出力部となるインバータ部の各２つのトランジスタの接続部ＯとＦＧとの間（Ｏ−ＦＧ間）の電圧（Ｖ_ＯＦＧ）との大きさの関係によって、電流の流れる経路が変化する。 Strictly speaking, the connection line of each phase of the electric cable connected to the winding of each phase and the connection line to the FG have a resistance component and an inductance component as shown in FIG.
In the motor control device having the above configuration, a stray capacitance (stray capacitor) Cs is generated between the three-phase brushless motor and the FG and between the electric cable and the FG. Current flows through each component. However, the AC power supply voltage (V1, V2) with respect to FG and the voltage (V_OFG) between the connection parts O and FG (between O-FG) of each of the two transistors of the inverter part serving as the output part of AC power The path through which the current flows changes depending on the magnitude relationship.

まず、（ａ）Ｖ１、Ｖ２の絶対値がＶ_ＯＦＧの絶対値以下の大きさ（｜Ｖ１｜，｜Ｖ２｜≦｜Ｖ_ＯＦＧ｜）となるとき、の電流経路を説明する。
この場合に、例えば３相ブラシレスモータの位置決め完了時において、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路のハイサイド側のトランジスタがスイッチングしたときは、図１０に示すように、コンデンサＣ_ＮＦＧと浮遊静電容量Ｃｓとによって、Ｏ−ＦＧ間には、静電容量に応じたＤＣリンク電圧が分圧される。一方、各ハーフ・ブリッジ回路のローサイド側のトランジスタがスイッチングしたときは、コンデンサＣ_ＮＦＧと浮遊静電容量Ｃｓとを介したループが形成される。なお、図９中のＰは、平滑コンデンサの正極側のＤＣリンク点である。また、平滑コンデンサがチャージされると、Ｐ−Ｎ間の電圧Ｖ_ＤＣは約２８２[Ｖ]となる。
具体的に、｜Ｖ１｜、｜Ｖ２｜が、｜Ｖ_ＯＦＧ｜以下のときに、ハイサイド側がスイッチングしたときに流れる電流の経路は、図１１に示すように、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｃ_ＮＦＧ→Ｎ（実線）」となる。また、ローサイド側がスイッチングしたときに流れる電流の経路は、「Ｎ→Ｃ_ＮＦＧ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（一点鎖線）」となる。 First, (a) the current path when the absolute values of V1 and V2 are equal to or smaller than the absolute value of V_OFG (| V1 |, | V2 | ≦ | V_OFG |) will be described.
In this case, for example, when the high-side transistor of each half bridge circuit of the inverter unit is switched when the positioning of the three-phase brushless motor is completed, as shown in FIG. 10, the capacitor C_NFG and the floating capacitance Cs Thus, a DC link voltage corresponding to the capacitance is divided between O-FG. On the other hand, when the transistor on the low side of each half-bridge circuit is switched, a loop is formed via the capacitor C_NFG and the floating capacitance Cs. In addition, P in FIG. 9 is a DC link point on the positive electrode side of the smoothing capacitor. When the smoothing capacitor is charged, the voltage V_DC between PN becomes about 282 [V].
Specifically, when | V1 | and | V2 | are equal to or smaller than | V_OFG |, the path of the current that flows when the high side switches is as shown in FIG. 11 is “P → O → Cs → FG → C_NFG → N (solid line) ”. Further, the path of the current that flows when the low side is switched is “N → C_NFG → FG → Cs → O → N (dashed line)”.

次に、（ｂ）Ｖ１、Ｖ２の絶対値がＶ_ＯＦＧの絶対値より大きい値となる（｜Ｖ１｜，｜Ｖ２｜＞｜Ｖ_ＯＦＧ｜）とき、の電流経路を説明する。
この場合は、Ｖ１、Ｖ２が浮遊静電容量Ｃｓに印加されるＤＣリンク電圧の分圧電圧を超えるため、整流部のダイオードが順方向にバイアスされてオン状態となる。これにより、ＦＧに対するＰ点、Ｎ点の電圧がＦＧに対するＶ１、Ｖ２と同電位となる。 Next, (b) the current path when the absolute values of V1 and V2 are larger than the absolute value of V_OFG (| V1 |, | V2 |> | V_OFG |) will be described.
In this case, since V1 and V2 exceed the divided voltage of the DC link voltage applied to the floating capacitance Cs, the diode of the rectifier is biased forward and turned on. As a result, the voltages at points P and N with respect to FG become the same potential as V1 and V2 with respect to FG.

従って、例えば３相ブラシレスモータの位置決め完了時において、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路のハイサイド側のトランジスタがスイッチングしたときに流れる電流の経路は、図１２に示すように、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｃ_ＮＦＧ→Ｎ（細実線）」及び「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｖ１，Ｖ２→整流ダイオード→Ｐ（一点鎖線）」となる。
一方、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路のローサイド側のトランジスタがスイッチングしたときに流れる電流の経路は、図１２に示すように、「Ｎ→Ｃ_ＮＦＧ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（実線（太））」及び「Ｎ→整流ダイオード→Ｖ１，Ｖ２→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（点線）」となる。 Therefore, for example, when the positioning of the three-phase brushless motor is completed, the path of the current that flows when the high-side transistor of each half-bridge circuit of the inverter unit is switched is “P → O → Cs → FG → C_NFG → N (thin solid line) ”and“ P → O → Cs → FG → V1, V2 → rectifier diode → P (one-dot chain line) ”.
On the other hand, as shown in FIG. 12, the path of the current that flows when the low-side transistor of each half bridge circuit of the inverter unit is switched is “N → C_NFG → FG → Cs → O → N (solid line (bold)). ) ”And“ N → rectifier diode → V1, V2 → FG → Cs → O → N (dotted line) ”.

特開平０９−０７４７９０号公報Japanese Patent Laid-Open No. 09-074790

しかしながら、上記従来技術においては、例えば、３相ブラシレスモータの位置決め完了時において、インバータ回路を構成するスイッチング素子のスイッチング動作によって、Ｖ１、Ｖ２の絶対値がＶ_ＯＦＧの絶対値より大きい値となるときに、上記したように、交流電源を通る電流経路が２通り形成され、ＦＧに対するＰ点、Ｎ点の電圧がＦＧに対するＶ１、Ｖ２と同電位となる。そのため、Ｖ１、Ｖ２の絶対値がＶ_ＯＦＧの絶対値より大きい値となる期間において、Ｐ−ＦＧ間電圧、Ｎ−ＦＧ間電圧が交流電圧Ｖ１、Ｖ２の変動と共に変動し、電源周期の１／２周期毎に山なりの形状となる。 However, in the above prior art, when the positioning of the three-phase brushless motor is completed, for example, when the absolute values of V1 and V2 become larger than the absolute value of V_OFG due to the switching operation of the switching elements constituting the inverter circuit. As described above, two current paths passing through the AC power supply are formed, and the voltages at the point P and the point N with respect to the FG have the same potential as the voltages V1 and V2 with respect to the FG. Therefore, during the period in which the absolute values of V1 and V2 are larger than the absolute value of V_OFG, the P-FG voltage and the N-FG voltage fluctuate with the fluctuations of the AC voltages V1 and V2, and ½ of the power cycle. It becomes a mountain shape every period.

ここで、図１３は、電源周期の１／２周期の高周波電流を観測するための３相ブラシレスモータ及びモータ制御装置のシミュレーションモデルを示す図である。また、図１４は、図１３のシミュレーションモデルにおいてＰＷＭ信号のデューティがＵ相のみ０．５[％]変動した場合のシミュレーション結果を示す図である。なお、図１４において、横軸は時間[ｍｓ]で、縦軸は電流[ｍＡ]，［Ａ］である。 Here, FIG. 13 is a diagram illustrating a simulation model of a three-phase brushless motor and a motor control device for observing a high-frequency current having a half cycle of the power supply cycle. FIG. 14 is a diagram illustrating a simulation result when the duty of the PWM signal varies by 0.5 [%] only in the U phase in the simulation model of FIG. In FIG. 14, the horizontal axis represents time [ms], and the vertical axis represents currents [mA] and [A].

図１３のシミュレーションモデルにおけるインバータ回路のスイッチング素子をスイッチングすると、図１４の上図の例では、モータに小さなトルク外乱が生じるなどして、ＰＷＭ信号のデューティがＵ相のみ０．５％変動しているためＵ相の巻線に流れる電流が変動する。そのため、図１４の上図に示すＵ相の巻線に流れる電流の変動位置において、図１４の下図に示すように、ＡＣ２００[Ｖ]の電源を構成する電源Ｖ１（ＡＣ１００Ｖ），Ｖ２（ＡＣ１００Ｖ）を介してこれらの電源周波数（５０［Ｈｚ］を想定）の１／２周期で電流ループが形成される。この電流ループによって、Ｎ−ＦＧ間のコンデンサＣ_ＮＦＧに流れる電流が周期的に変動する。 When the switching elements of the inverter circuit in the simulation model of FIG. 13 are switched, in the example of the upper diagram of FIG. 14, the duty of the PWM signal fluctuates by 0.5% only in the U phase because a small torque disturbance occurs in the motor. Therefore, the current flowing through the U-phase winding varies. Therefore, at the fluctuation position of the current flowing through the U-phase winding shown in the upper diagram of FIG. 14, as shown in the lower diagram of FIG. 14, power sources V1 (AC100V) and V2 (AC100V) constituting the power source of AC200 [V] A current loop is formed in 1/2 cycle of these power supply frequencies (assuming 50 [Hz]). Due to this current loop, the current flowing through the capacitor C_NFG between N-FG periodically varies.

このように上記従来技術においては、コンデンサＣ_ＮＦＧに流れる電流が周期的に変動するため、モータ線間電圧に電源周期の１／２の間隔で変動が発生し、これが巻線電流となってモータ位置偏差に微少振動を引き起こして、高精度位置決めの障害となる恐れがあった。
そこで、本発明は、このような従来の技術の有する未解決の課題に着目してなされたものであって、交流電源の電圧変動の影響によって生じる交流サーボモータへの交流出力の変動を抑えるのに好適なモータ制御装置、モータ装置及び位置決め装置を提供することを目的としている。 As described above, in the above prior art, since the current flowing through the capacitor C_NFG fluctuates periodically, the motor line voltage fluctuates at an interval of ½ of the power supply cycle, and this becomes a winding current and becomes the motor position. There was a risk of causing minute vibrations in the deviation and hindering high-precision positioning.
Therefore, the present invention has been made paying attention to such an unsolved problem of the conventional technology, and suppresses fluctuations in the AC output to the AC servomotor caused by the influence of voltage fluctuations in the AC power supply. It is an object of the present invention to provide a motor control device , a motor device, and a positioning device suitable for the above.

〔発明１〕上記目的を達成するために、発明１のモータ制御装置は、交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作させて、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、前記交流電力供給手段から前記整流回路への前記交流電力の供給経路に設けられた、フレームグランドから前記交流電力供給手段及び前記整流回路を介して流れる高周波電流を抑制する高周波電流抑制手段と、を備える。 [Invention 1] In order to achieve the above object, a motor control device of Invention 1 is a motor control device that controls the operation of an AC servomotor, and supplies AC power from an AC power supply to the motor control device. A smoothing unit configured to include a power supply unit, a plurality of diodes and rectifying an AC input from the AC power supply unit, and a smoothing capacitor to smooth the rectified input from the rectifier circuit An inverter circuit configured to include a circuit and a plurality of switching elements, switch the switching elements according to a control signal, and supply a DC input from the smoothing circuit to the AC servomotor as an AC output; A control signal for controlling the switching operation of the inverter circuit is generated, and the control signal is supplied to the switching element. And high-frequency current suppression for suppressing high-frequency current flowing from the frame ground through the AC power supply means and the rectifier circuit, provided in the AC power supply path from the AC power supply means to the rectifier circuit. Means.

このような構成であれば、交流電力供給手段によって、例えば、日本の商用電源などの２本の供給線の一方がフレーム接地された構成の交流電源からの交流電力が整流回路に供給されると、整流回路において交流電力が整流されて平滑回路へと出力される。平滑回路では、整流回路からの整流入力を平滑化して直流出力を生成する。
そして、ＤＣリンクとなる平滑コンデンサの端子からの直流出力がインバータ回路に供給される。
インバータ回路は、制御手段からの制御信号に基づいて、各スイッチング素子を適宜スイッチング動作し、平滑回路からの直流入力を交流出力に変換して交流サーボモータに供給する。 With such a configuration, when AC power is supplied from the AC power supply having a configuration in which one of two supply lines, such as Japanese commercial power supply, is frame grounded, to the rectifier circuit by the AC power supply means. The AC power is rectified in the rectifier circuit and output to the smoothing circuit. In the smoothing circuit, the rectified input from the rectifying circuit is smoothed to generate a DC output.
Then, a DC output from a smoothing capacitor terminal serving as a DC link is supplied to the inverter circuit.
The inverter circuit appropriately switches each switching element based on a control signal from the control means, converts the DC input from the smoothing circuit into an AC output, and supplies the AC servo motor.

更に、スイッチング素子のスイッチングによる浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介した高周波電流が交流電力供給手段を介して整流回路へと向かって流れると、交流電力供給手段から整流回路への交流電力の供給経路に設けられた高周波電流抑制手段によって、整流回路へと流れ込む高周波電流がその手前で抑制される。
これにより、整流回路へと流れ込む高周波電流が抑制され、インバータ回路には、この高周波電流によって生じる電源変動の影響が抑制された直流電圧を供給することができるので、交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を抑制することができる。 Furthermore, when a high-frequency current through the floating capacitances Cs and FG due to switching of the switching element flows toward the rectifier circuit via the AC power supply means, the supply path of AC power from the AC power supply means to the rectifier circuit The high-frequency current suppression means provided in the circuit suppresses the high-frequency current flowing into the rectifier circuit before that.
Thereby, the high frequency current flowing into the rectifier circuit is suppressed, and the inverter circuit can be supplied with a DC voltage in which the influence of the power supply fluctuation caused by the high frequency current is suppressed. It is possible to suppress the occurrence of minute vibration of the position deviation.

〔発明２〕更に、発明２のモータ制御装置は、発明１のモータ制御装置において、前記高周波電流抑制手段は、コイルを含んで構成される。
このような構成であれば、コイルは高周波領域において高インピーダンスとなるので、浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介した高周波電流は、整流回路の手前でコイルにおいて抑制される。
これにより、整流回路へと流れ込む高周波電流が抑制され、インバータ回路には、この高周波電流によって生じる電源変動の影響が抑制された直流電圧を供給することができるので、交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を抑制することができる。 [Invention 2] Further, the motor control device of Invention 2 is the motor control device of Invention 1, wherein the high-frequency current suppressing means includes a coil.
With such a configuration, since the coil has high impedance in the high frequency region, high frequency current via the floating capacitances Cs and FG is suppressed in the coil before the rectifier circuit.
Thereby, the high frequency current flowing into the rectifier circuit is suppressed, and the inverter circuit can be supplied with a DC voltage in which the influence of the power supply fluctuation caused by the high frequency current is suppressed. It is possible to suppress the occurrence of minute vibration of the position deviation.

〔発明３〕一方、上記目的を達成するために、発明３のモータ制御装置は、交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作して、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、前記交流電力供給手段から前記整流回路への前記交流電力の供給経路に設けられた、フレームグランドから前記交流電力供給手段及び前記整流回路を介して流れる高周波電流を遮断する高周波電流遮断手段と、を備える。 [Invention 3] On the other hand, in order to achieve the above object, the motor control device of Invention 3 is a motor control device that controls the operation of an AC servo motor, and supplies AC power from an AC power supply to the motor control device. AC power supply means that includes a plurality of diodes, and includes a rectifier circuit that rectifies the AC input from the AC power supply means, and a smoothing capacitor, and smoothes the rectified input from the rectifier circuit. And an inverter circuit configured to include a plurality of switching elements, switching the switching elements according to a control signal, and supplying a DC input from the smoothing circuit to the AC servo motor as an AC output. ,
A control unit configured to generate a control signal for controlling the switching operation of the inverter circuit and supply the control signal to the switching element; and a supply path of the AC power from the AC power supply unit to the rectifier circuit. And high-frequency current blocking means for blocking high-frequency current flowing from the frame ground via the AC power supply means and the rectifier circuit.

このような構成であれば、交流電力供給手段によって、日本の商用電源などの交流電源からの交流電力が整流回路に供給されると、整流回路において交流電力が整流されて平滑回路へと出力される。平滑回路では、整流回路からの整流入力を平滑化して直流出力を生成する。
そして、ＤＣリンクとなる平滑コンデンサの端子からの直流出力がインバータ回路に供給される。
インバータ回路は、制御手段からの制御信号に基づいて、各スイッチング素子を適宜スイッチング動作し、平滑回路からの直流入力を交流出力に変換して交流サーボモータに供給する。 With such a configuration, when AC power from an AC power source such as a Japanese commercial power source is supplied to the rectifier circuit by the AC power supply means, the AC power is rectified in the rectifier circuit and output to the smoothing circuit. The In the smoothing circuit, the rectified input from the rectifying circuit is smoothed to generate a DC output.
Then, a DC output from a smoothing capacitor terminal serving as a DC link is supplied to the inverter circuit.
The inverter circuit appropriately switches each switching element based on a control signal from the control means, converts the DC input from the smoothing circuit into an AC output, and supplies the AC servo motor.

更に、スイッチング素子のスイッチングによる浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介した高周波電流が交流電力供給手段を介して整流回路に向かって流れると、交流電力供給手段から整流回路への交流電力の供給経路に設けられた高周波電流遮断手段によって、整流回路へと向かう高周波電流が遮断される。
これにより、整流回路には、スイッチング動作によって発生する高周波電流が流れ込まなくなるので、この高周波電流が原因で生じる交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を防止することができる。 Furthermore, when a high-frequency current through the floating capacitances Cs and FG due to switching of the switching element flows toward the rectifier circuit via the AC power supply means, the AC power supply path from the AC power supply means to the rectifier circuit The provided high-frequency current interrupting means interrupts the high-frequency current toward the rectifier circuit.
As a result, since the high frequency current generated by the switching operation does not flow into the rectifier circuit, it is possible to prevent the occurrence of minute vibration of the position deviation of the AC servo motor due to the fluctuation of the AC power source caused by the high frequency current.

〔発明４〕更に、発明４のモータ制御装置は、発明３のモータ制御装置において、前記高周波電流遮断手段は、絶縁トランスを含んで構成される。
このような構成であれば、浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介した高周波電流は絶縁トランスにおいて遮断される。
これにより、整流回路には、スイッチング動作によって発生する高周波電流が流れ込まなくなるので、この高周波電流が原因で生じる交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を防止することができる。 [Invention 4] Further, the motor control device of Invention 4 is the motor control device of Invention 3, wherein the high-frequency current interrupting means includes an insulating transformer.
With such a configuration, the high-frequency current via the floating capacitances Cs and FG is blocked by the insulating transformer.
As a result, since the high frequency current generated by the switching operation does not flow into the rectifier circuit, it is possible to prevent the occurrence of minute vibration of the position deviation of the AC servo motor due to the fluctuation of the AC power source caused by the high frequency current.

〔発明５〕また、上記目的を達成するために、発明５のモータ制御装置は、交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、前記平滑回路の直流出力端のいずれか一端とフレームグランドとの間に接続されたコンデンサ素子と、複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作して、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、を備え、前記コンデンサ素子は、前記インバータ回路と前記交流サーボモータの各相とを接続するケーブルとフレームグランドとの間に生じる浮遊静電容量、及び前記多相サーボモータの各相とフレームグランドとの間に生じる浮遊静電容量よりも大きい容量のコンデンサ素子である。 [Invention 5] In order to achieve the above object, the motor control device of Invention 5 is a motor control device that controls the operation of an AC servomotor, and supplies AC power from an AC power supply to the motor control device. AC power supply means that includes a plurality of diodes, and includes a rectifier circuit that rectifies the AC input from the AC power supply means, and a smoothing capacitor, and smoothes the rectified input from the rectifier circuit. And a capacitor element connected between one end of the DC output terminal of the smoothing circuit and the frame ground, and a plurality of switching elements. The switching element is switched according to a control signal. An inverter circuit that operates and supplies a DC input from the smoothing circuit to the AC servomotor as an AC output; and the inverter Control means for generating a control signal for controlling the switching operation of the road and supplying the control signal to the switching element, and the capacitor element connects the inverter circuit and each phase of the AC servo motor The capacitor element has a capacitance larger than the floating capacitance generated between the cable and the frame ground and the floating capacitance generated between each phase of the multiphase servo motor and the frame ground.

更に、平滑回路を構成する平滑コンデンサのいずれか一端とフレームグランドとの間に接続されたコンデンサ素子が、交流サーボモータ及びその接続ケーブルにおいて生じる浮遊静電容量よりも大きい容量に設定されているため、スイッチング素子のスイッチングによる浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介した高周波電流の発生頻度を低減することができる。
これにより、交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を抑制することができる。 Furthermore, the capacitor element connected between one end of the smoothing capacitor constituting the smoothing circuit and the frame ground is set to a capacitance larger than the floating electrostatic capacitance generated in the AC servo motor and its connection cable. The frequency of generation of high-frequency current via the floating capacitances Cs and FG due to switching of the switching element can be reduced.
Thereby, generation | occurrence | production of the minute vibration of the position deviation of an AC servomotor by the fluctuation | variation of AC power supply can be suppressed.

〔発明６〕また、上記目的を達成するために、発明６のモータ装置は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、前記モータ制御装置からの交流入力に基づき動作する交流サーボモータと、を備える。
このような構成であれば、上記発明１乃至５のいずれか１に記載のモータ制御装置と同等の作用及び効果を得ることができる。 [Invention 6] In order to achieve the above object, a motor device according to Invention 6 is provided with the motor control device according to any one of claims 1 to 5 and AC input from the motor control device. And an AC servo motor that operates based on the above.
With such a configuration, an operation and effect equivalent to that of the motor control device according to any one of the first to fifth aspects of the invention can be obtained.

以上説明したように、発明１〜２のモータ制御装置及び発明６のモータ装置によれば、高周波電流抑制手段によって、整流回路へと流れ込む、スイッチング動作によって発生する高周波電流が抑制され、インバータ回路には、この高周波電流によって生じる電源変動の影響が抑制された直流電圧を供給することができるので、交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を抑制することができるという効果が得られる。 As explained above, according to the motor control device of the invention 1-2 and the motor device of the invention 6, the high-frequency current generated by the switching operation flowing into the rectifier circuit is suppressed by the high-frequency current suppression means, and the inverter circuit Since it is possible to supply a DC voltage in which the influence of power supply fluctuations caused by this high-frequency current is suppressed, it is possible to suppress the occurrence of minute vibrations in the position deviation of the AC servomotor due to fluctuations in the AC power supply. can get.

また、発明３〜４のモータ制御装置及び発明６のモータ装置によれば、高周波電流遮断手段によって、整流回路には、スイッチング動作によって発生する高周波電流が流れ込まなくなるので、この高周波電流が原因で生じる交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を防止することができるという効果が得られる。
また、発明５のモータ制御装置及び発明６のモータ装置によれば、浮遊静電容量よりも大きい容量に設定されたコンデンサ素子によって、スイッチング素子のスイッチングによる浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介して流れる高周波電流の発生頻度を低減することができるので、交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を抑制することができるという効果が得られる。 Further, according to the motor control device of the inventions 3 to 4 and the motor device of the invention 6, the high frequency current interrupting means prevents the high frequency current generated by the switching operation from flowing into the rectifier circuit. An effect is obtained that it is possible to prevent the occurrence of minute vibrations in the position deviation of the AC servomotor due to fluctuations in the AC power supply.
Further, according to the motor control device of the invention 5 and the motor device of the invention 6, the capacitor element set to a capacity larger than the floating electrostatic capacity flows through the floating electrostatic capacitances Cs and FG by switching of the switching element. Since the occurrence frequency of the high-frequency current can be reduced, the effect of suppressing the occurrence of minute vibrations of the position deviation of the AC servo motor can be obtained.

第１の実施の形態のモータ装置１の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the motor apparatus 1 of 1st Embodiment. 第１の実施の形態のインバータ回路１５のスイッチング動作時に流れる電流の経路を示す図である。It is a figure which shows the path | route of the electric current which flows at the time of switching operation of the inverter circuit 15 of 1st Embodiment. シミュレーションで得られた電気子巻線に流れる電源２倍周波数とコイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the power supply double frequency which flows into the armature winding obtained by simulation, and the inductance value of coil L1, L2. 実機測定試験で得られた微少振動の振動幅とコイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the vibration width of the micro vibration obtained by the actual machine measurement test, and the inductance value of the coils L1, L2. 第２の実施の形態に係るモータ制御装置１００の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the motor control apparatus 100 which concerns on 2nd Embodiment. 第２の実施の形態のインバータ回路１５のスイッチング動作時に流れる電流の経路を示す図である。It is a figure which shows the path | route of the electric current which flows at the time of switching operation of the inverter circuit 15 of 2nd Embodiment. （ａ）〜（ｃ）は、第１の供給線及び第２の供給線に絶縁トランスを入れた場合の、図１３のシミュレーションモデルにおいてＰＷＭ信号のデューティがＵ相のみ０．５[％]変動した場合のシミュレーション結果を示す図である。(A) to (c) show that the duty of the PWM signal varies by 0.5 [%] only in the U phase in the simulation model of FIG. 13 when an insulation transformer is inserted in the first supply line and the second supply line. It is a figure which shows the simulation result in the case of doing. （ａ）及び（ｂ）は、モータ装置１の他の構成例を示す図である。(A) And (b) is a figure which shows the other structural example of the motor apparatus 1. FIG. 従来のモータ制御装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the conventional motor control apparatus. ＤＣリンク電圧の分圧の様子を示す図である。It is a figure which shows the mode of the voltage division of DC link voltage. 電源電圧がインバータの出力電圧以下になるときの電流経路を示す図である。It is a figure which shows a current pathway when a power supply voltage becomes below the output voltage of an inverter. 電源電圧がインバータの出力電圧より大きくなるときの電流経路を示す図である。It is a figure which shows a current pathway when a power supply voltage becomes larger than the output voltage of an inverter. 従来構成のモータ制御装置に対するシミュレーションモデルを示す図である。It is a figure which shows the simulation model with respect to the motor control apparatus of a conventional structure. 図１３のシミュレーションモデルを用いた電流測定結果を示す図である。It is a figure which shows the electric current measurement result using the simulation model of FIG.

〔第１の実施の形態〕
以下、本発明に係るモータ制御装置及びモータ装置の第１の実施の形態を図面に基づき説明する。図１〜図４は、本発明に係るモータ制御装置及びモータ装置の第１の実施の形態を示す図である。
まず、本発明の第１の実施の形態に係るモータ装置の構成を図１に基づき説明する。図１は、本実施の形態に係るモータ装置１の構成を示す図である。 [First Embodiment]
Hereinafter, a motor control device and a motor device according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. 1 to 4 are views showing a motor control device and a motor device according to a first embodiment of the present invention.
First, the configuration of the motor device according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor device 1 according to the present embodiment.

モータ装置１は、図１に示すように、モータ制御装置１００と、３相ブラシレスモータ２００（上記各発明の交流サーボモータに対応）と、モータ制御装置１００と３相ブラシレスモータ２００とを接続する電気ケーブル３００とを含んで構成される。
モータ制御装置１００は、交流（ＡＣ）２００Ｖの商用交流電源からの交流電力を後段の回路に供給する交流電力供給部１０（上記各発明の交流電力供給手段に対応）と、この交流電力供給部１０の交流電力の供給経路に設けられた高周波電流抑制回路１１（上記発明１の高周波電流抑制手段に対応）と、高周波電流抑制回路１１を介して入力される交流電力に基づき３相ブラシレスモータを制御するモータ制御部１２とを含んで構成される。 As shown in FIG. 1, the motor device 1 connects the motor control device 100, the three-phase brushless motor 200 (corresponding to the AC servo motor of each of the above inventions), and the motor control device 100 and the three-phase brushless motor 200. And an electric cable 300.
The motor control device 100 includes an AC power supply unit 10 (corresponding to the AC power supply means of each of the above inventions) that supplies AC power from a commercial AC power supply of alternating current (AC) 200V to a subsequent circuit, and this AC power supply unit. A high-frequency current suppression circuit 11 (corresponding to the high-frequency current suppression means of the first aspect of the invention) provided in the 10 AC power supply path and a three-phase brushless motor based on the AC power input through the high-frequency current suppression circuit 11 And a motor control unit 12 to be controlled.

交流電力供給部１０は、２つのＡＣ１００Ｖの交流電源１０ａ及び１０ｂを直列接続した構成となっており、交流電源１０ａ及び１０ｂの各２本の電力供給線のうちの１本がフレームグラウンド（ＦＧ）に接続されており、各２本の電力供給線のうちの交流電源１０ａの他方の１本が第１の供給線を、交流電源１０ｂの他方の１本が第２の供給線を構成している。
高周波電流抑制回路１１は、第１の供給線とモータ制御部１２との間に接続されたコイルＬ１と、第２の供給線とモータ制御部１２との間に接続されたコイルＬ２とを含んで構成される。 The AC power supply unit 10 has a configuration in which two AC 100V AC power supplies 10a and 10b are connected in series, and one of the two power supply lines of each of the AC power supplies 10a and 10b is a frame ground (FG). Of the two power supply lines, the other one of the AC power supplies 10a constitutes a first supply line, and the other one of the AC power supplies 10b constitutes a second supply line. Yes.
The high-frequency current suppression circuit 11 includes a coil L1 connected between the first supply line and the motor control unit 12, and a coil L2 connected between the second supply line and the motor control unit 12. Consists of.

モータ制御部１２は、高周波電流抑制回路１１を介して入力される交流電力を全波整流する全波整流回路１３（上記各発明の整流回路に対応）と、この全波整流回路１３からの整流入力を平滑化して直流出力を生成する平滑回路１４と、平滑回路１４で生成された直流出力を交流出力に変換し、この交流出力を電気ケーブル３００を介して３相ブラシレスモータ２００に供給するインバータ回路１５と、マイクロコンピュータ１７（以下、マイコン１７と称す）からの指令信号に基づき、インバータ回路１５の動作を制御する制御信号を生成して、これをインバータ回路１５に供給する制御回路１６と、３相ブラシレスモータ２００のロータ回転位置を検出するためのホール素子からの位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づき指令信号を生成し、該生成した指令信号を制御回路１６に供給するマイコン１７とを含んで構成される。 The motor control unit 12 is a full-wave rectifier circuit 13 (corresponding to the rectifier circuit of each of the above inventions) for full-wave rectification of AC power input via the high-frequency current suppression circuit 11 and rectification from the full-wave rectifier circuit 13 A smoothing circuit 14 that smoothes the input to generate a DC output, and an inverter that converts the DC output generated by the smoothing circuit 14 into an AC output and supplies the AC output to the three-phase brushless motor 200 via the electric cable 300 A control circuit 16 that generates a control signal for controlling the operation of the inverter circuit 15 based on a command signal from the circuit 15 and the microcomputer 17 (hereinafter referred to as the microcomputer 17), and supplies the control signal to the inverter circuit 15; A command signal is generated based on the position signals Hu, Hv, Hw from the Hall elements for detecting the rotor rotational position of the three-phase brushless motor 200, Configured to include a supply microcomputer 17 the generated command signal to the control circuit 16.

全波整流回路１３は、４つの整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を含み、該４つのダイオードＤ１〜Ｄ４の各２つのダイオードＤ１及びＤ２、Ｄ３及びＤ４が互いに順方向に直列接続され、ダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ４のアノードとが電気的に接続され、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ３のカソードとが電気的に接続されてダイオード・ブリッジ回路を構成している。 The full-wave rectifier circuit 13 includes four rectifier diodes D1 to D4. The two diodes D1 and D2, D3 and D4 of the four diodes D1 to D4 are connected in series in the forward direction, and the anode of the diode D2 The anode of the diode D4 is electrically connected, and the cathode of the diode D1 and the cathode of the diode D3 are electrically connected to form a diode bridge circuit.

更に、ダイオード・ブリッジ回路を構成する整流ダイオードＤ１及びＤ２の直列接続部は、交流電力供給部１０の第１の供給線と電気的に接続され、整流ダイオードＤ３及びＤ４の直列接続部は、交流電力供給部１０の第２の供給線と電気的に接続された構成となっている。
平滑回路１４は、平滑コンデンサＣを含み、その正極側の端子は交流電力供給部１０の第１の供給線と全波整流回路１３の整流ダイオードＤ１及びＤ３のカソード側の端子とそれぞれ電気的に接続されている。以下、この接続部をＤＣリンク点Ｐと称す。 Further, the series connection part of the rectifier diodes D1 and D2 constituting the diode bridge circuit is electrically connected to the first supply line of the AC power supply part 10, and the series connection part of the rectification diodes D3 and D4 is AC current. The power supply unit 10 is configured to be electrically connected to the second supply line.
The smoothing circuit 14 includes a smoothing capacitor C, and the positive-side terminal thereof is electrically connected to the first supply line of the AC power supply unit 10 and the cathode-side terminals of the rectifier diodes D1 and D3 of the full-wave rectifier circuit 13, respectively. It is connected. Hereinafter, this connection portion is referred to as a DC link point P.

更に、平滑コンデンサＣの負極側の端子は、整流ダイオードＤ２及びＤ４のアノード側の端子と電気的に接続されている。以下、この接続部をＤＣリンク点Ｎと称す。
また、ＤＣリンク点ＮとＦＧとの間には、電源ラインからのノイズを抑制する働きを持ったコンデンサＣ＿ＮＦＧが接続されている。
なお、平滑コンデンサＣは、３相ブラシレスモータ２００を安定動作させるのに必要な容量及び耐圧を備えたコンデンサである。 Further, the negative terminal of the smoothing capacitor C is electrically connected to the anode terminals of the rectifier diodes D2 and D4. Hereinafter, this connection portion is referred to as a DC link point N.
A capacitor C_NFG having a function of suppressing noise from the power supply line is connected between the DC link point N and the FG.
The smoothing capacitor C is a capacitor having a capacity and a withstand voltage necessary for stably operating the three-phase brushless motor 200.

また、先述したように商用電源はＡＣ２００Ｖであり、上記図１０と同様に、コンデンサＣ_ＮＦＧと浮遊静電容量Ｃｓとによって、Ｏ−ＦＧ間には、静電容量に応じたＤＣリンク電圧が分圧される。従って、Ｐ−Ｎ間の電圧は２８２[Ｖ]となる。
インバータ回路１５は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｔｒ１〜Ｔｒ６を備えている。Ｔｒ１とＴｒ２とはＴｒ１のエミッタ端子とＴｒ２のコレクタ端子とが接続されて第１のハーフ・ブリッジ回路を構成し、Ｔｒ３とＴｒ４とはＴｒ３のエミッタ端子とＴｒ４のコレクタ端子とが接続されて第２のハーフ・ブリッジ回路を構成し、Ｔｒ５とＴｒ６とはＴｒ５のエミッタ端子とＴｒ６のコレクタ端子とが接続されて第３のハーフ・ブリッジ回路を構成している。 Further, as described above, the commercial power supply is AC200V, and the DC link voltage corresponding to the electrostatic capacity is divided between the O-FG by the capacitor C_NFG and the floating electrostatic capacity Cs as in FIG. Is done. Therefore, the voltage between P and N is 282 [V].
The inverter circuit 15 includes insulated gate bipolar transistors (IGBTs) Tr1 to Tr6. Tr1 and Tr2 are connected to the emitter terminal of Tr1 and the collector terminal of Tr2 to form a first half-bridge circuit, and Tr3 and Tr4 are connected to the emitter terminal of Tr3 and the collector terminal of Tr4. The Tr5 and Tr6 are connected to the emitter terminal of the Tr5 and the collector terminal of the Tr6 to form a third half bridge circuit.

更に、これら第１〜第３のハーフ・ブリッジ回路は並列に接続され、Ｔｒ１、Ｔｒ３及びＴｒ５側の並列接続部は、ＤＣリンク点Ｐと接続され、Ｔｒ２、Ｔｒ４及びＴｒ６側の並列接続部は、ＤＣリンク点Ｎと接続されている。
更に、Ｔｒ１とＴｒ２との接続部は、電気ケーブル３００を介して３相ブラシレスモータ２００のＵ相の電気子巻線に電気的に接続され、Ｔｒ３とＴｒ４との接続部は、電気ケーブル３００を介して３相ブラシレスモータ２００のＶ相の電気子巻線に電気的に接続され、Ｔｒ５とＴｒ６との接続部は、電気ケーブル３００を介して３相ブラシレスモータ２００のＷ相の電気子巻線に電気的に接続されている。以下、これら接続部を電力出力部Ｏと称し、Ｏ−ＦＧ間の電圧をＶ_ＯＦＧと称す。 Further, these first to third half bridge circuits are connected in parallel, the parallel connection on the Tr1, Tr3 and Tr5 side is connected to the DC link point P, and the parallel connection on the Tr2, Tr4 and Tr6 side is Are connected to the DC link point N.
Further, the connection portion between Tr1 and Tr2 is electrically connected to the U-phase electric winding of the three-phase brushless motor 200 via the electric cable 300, and the connection portion between Tr3 and Tr4 is connected to the electric cable 300. Is electrically connected to the V-phase electric element winding of the three-phase brushless motor 200, and the connection portion between Tr5 and Tr6 is connected to the W-phase electric element winding of the three-phase brushless motor 200 via the electric cable 300. Is electrically connected. Hereinafter, these connection portions are referred to as a power output portion O, and the voltage between O and FG is referred to as V_OFG.

制御回路１６は、マイコン１７からの指令信号に基づき、Ｔｒ１〜Ｔｒ６をオン・オフ制御する制御信号を生成し、該生成した制御信号をＴｒ１〜Ｔｒ６の駆動端子であるゲート端子（電極）に供給する。本実施の形態においては、制御信号としてＰＷＭ信号を生成する。
マイコン１７は、ホール素子からの位置信号Ｈｕ、Ｈｖ及びＨｗに基づき、３相ブラシレスモータ２００に回転動作、停止動作などを行わせるための指令信号を生成し、該生成した指令信号を制御回路１６に供給する。つまり、制御回路１６とマイコン１７とによって、３相ブラシレスモータ２００のフィードバック制御を行う。
なお、モータ制御装置１００を構成する上記各回路は、共通のＦＧに接続されている。 The control circuit 16 generates a control signal for controlling on / off of Tr1 to Tr6 based on a command signal from the microcomputer 17, and supplies the generated control signal to a gate terminal (electrode) that is a drive terminal of Tr1 to Tr6. To do. In the present embodiment, a PWM signal is generated as a control signal.
The microcomputer 17 generates a command signal for causing the three-phase brushless motor 200 to perform a rotation operation, a stop operation, and the like based on the position signals Hu, Hv, and Hw from the hall elements, and the generated command signal is used as the control circuit 16. To supply. That is, feedback control of the three-phase brushless motor 200 is performed by the control circuit 16 and the microcomputer 17.
Note that each of the circuits constituting the motor control device 100 is connected to a common FG.

一方、３相ブラシレスモータ２００は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応する電気子巻線を有する３相のブラシレスモータであり、各相に対応したモータロータの位置信号を出力するホール素子（不図示）を備えている。
また、電気ケーブル３００は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応する３本のＵ相接続ライン、Ｖ相接続ラインと及びＷ相接続ラインと、ＦＧに対応する１本のＦＧ接続ラインとの計４本のラインで、３相ブラシレスモータ２００と、モータ制御装置１００のインバータ回路１５とを電気的に接続するものである。 On the other hand, the three-phase brushless motor 200 is a three-phase brushless motor having an armature winding corresponding to each of the U-phase, V-phase, and W-phase, and a hall that outputs a position signal of the motor rotor corresponding to each phase. An element (not shown) is provided.
The electric cable 300 includes three U-phase connection lines, V-phase connection lines, and W-phase connection lines corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase, and one FG connection corresponding to the FG. The three-phase brushless motor 200 and the inverter circuit 15 of the motor control device 100 are electrically connected by a total of four lines.

Ｕ相接続ラインは、抵抗成分ｒ１と、インダクタンス成分Ｌ３とが直列接続された負荷成分を有し、Ｖ相接続ラインは、抵抗成分ｒ２とインダクタンス成分Ｌ４とが直列接続された負荷成分を有し、Ｗ相接続ラインは、抵抗成分ｒ３とインダクタンス成分Ｌ５とが直列接続された負荷成分を有している。更に、ＦＧ接続ラインは、抵抗成分ｒ４とインダクタンス成分Ｌ６とが直列接続された負荷成分を有している。
更に、Ｕ相接続ライン、Ｖ相接続ライン及びＷ相接続ラインの各ラインとＦＧ接続ラインとの間と、３相ブラシレスモータ２００のＵ相、Ｖ相、Ｗ相とＦＧとの間とには浮遊静電容量Ｃｓが発生する。 The U-phase connection line has a load component in which a resistance component r1 and an inductance component L3 are connected in series, and the V-phase connection line has a load component in which a resistance component r2 and an inductance component L4 are connected in series. The W-phase connection line has a load component in which a resistance component r3 and an inductance component L5 are connected in series. Further, the FG connection line has a load component in which a resistance component r4 and an inductance component L6 are connected in series.
Further, between the U-phase connection line, the V-phase connection line, and the W-phase connection line and the FG connection line, and between the U-phase, V-phase, W-phase, and FG of the three-phase brushless motor 200. A floating capacitance Cs is generated.

次に、図２に基づき、上記構成のモータ装置１の実際の動作を説明する。
ここで、図２は、インバータ回路１５のスイッチング動作時に流れる電流の経路を示す図である。
モータ制御装置１００の電源スイッチ（不図示）が押下され、商用電源からの交流電力が、交流電力供給部１０の第１及び第２の供給線及び高周波電流抑制回路１１のコイルＬ１及びＬ２を介して全波整流回路１３に供給されると、全波整流回路１３のダイオード・ブリッジ回路において、該交流入力が全波整流される。この全波整流された整流電力は、平滑回路１４に入力されその平滑コンデンサＣをチャージし、これにより平滑化される。 Next, the actual operation of the motor apparatus 1 having the above configuration will be described with reference to FIG.
Here, FIG. 2 is a diagram illustrating a path of a current that flows during the switching operation of the inverter circuit 15.
When a power switch (not shown) of the motor control device 100 is pressed, AC power from the commercial power source is supplied via the first and second supply lines of the AC power supply unit 10 and the coils L1 and L2 of the high-frequency current suppression circuit 11. When supplied to the full-wave rectifier circuit 13, the AC input is full-wave rectified in the diode bridge circuit of the full-wave rectifier circuit 13. The full-wave rectified rectified power is input to the smoothing circuit 14 and charges the smoothing capacitor C, thereby being smoothed.

具体的に、ＤＣリンク点Ｐの電位を＋１４１[Ｖ]の定電位に、ＤＣリンク点Ｎの電位を−１４１[Ｖ]の定電位にする。以下、ＤＣリンク点Ｐの直流出力（＋１４１[Ｖ]）を第１の直流出力と称し、ＤＣリンク点Ｎの直流出力（−１４１[Ｖ]）を第２の直流出力と称す。
ＤＣリンク点Ｐは、第１〜第３のハーフ・ブリッジ回路の高電位側のトランジスタＴｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５のコレクタ端子と接続されており、ＤＣリンク点Ｎは、第１〜第３のハーフ・ブリッジ回路の低電位側のトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６のエミッタ端子と接続されているので、Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５がオンになると、第１〜第３のハーフ・ブリッジ回路のＶ_ＯＦＧは「＋１４１[Ｖ]」に、Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６がオンになると、第１〜第３のハーフ・ブリッジ回路のＶ_ＯＦＧは「−１４１[Ｖ]」になる。 Specifically, the potential of the DC link point P is set to a constant potential of +141 [V], and the potential of the DC link point N is set to a constant potential of −141 [V]. Hereinafter, the DC output at the DC link point P (+141 [V]) is referred to as a first DC output, and the DC output at the DC link point N (−141 [V]) is referred to as a second DC output.
The DC link point P is connected to the collector terminals of the transistors Tr1, Tr3, Tr5 on the high potential side of the first to third half-bridge circuits, and the DC link point N is connected to the first to third half-bridge circuits. Since it is connected to the emitter terminals of the transistors Tr2, Tr4, Tr6 on the low potential side of the bridge circuit, when Tr1, Tr3, Tr5 are turned on, V_OFG of the first to third half bridge circuits is “+141 [V ], When Tr2, Tr4 and Tr6 are turned on, V_OFG of the first to third half-bridge circuits becomes “−141 [V]”.

一方、マイコン１７は、３相ブラシレスモータ２００のホール素子からの位置信号Ｈｕ、Ｈｖ及びＨｗを受信すると、該受信した位置信号に基づき、３相ブラシレスモータ２００のロータを回転させると共に所望の回転位置で停止させるための指令信号を生成し、該生成した指令信号を制御回路１６に供給する。
制御回路１６は、マイコン１７からの指令信号が供給されると、該指令信号に基づきＰＷＭ信号を生成し、該生成したＰＷＭ信号をインバータ回路１５のＴｒ１〜Ｔｒ６のゲート端子に供給する。このＰＷＭ信号は、必ず、Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５のいずれかがオンのときは、Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６のうちオンとなったものと直列接続されたものがオフとなるように生成される。 On the other hand, when the microcomputer 17 receives the position signals Hu, Hv, and Hw from the hall elements of the three-phase brushless motor 200, the microcomputer 17 rotates the rotor of the three-phase brushless motor 200 based on the received position signals, and a desired rotational position. A command signal for stopping at is generated, and the generated command signal is supplied to the control circuit 16.
When the command signal from the microcomputer 17 is supplied, the control circuit 16 generates a PWM signal based on the command signal, and supplies the generated PWM signal to the gate terminals of Tr1 to Tr6 of the inverter circuit 15. This PWM signal is always generated so that when one of Tr1, Tr3, and Tr5 is on, the one that is turned on among Tr2, Tr4, and Tr6 is turned off.

Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲート端子にＰＷＭ信号が供給されると、Ｔｒ１〜Ｔｒ６がオン・オフしてスイッチング動作を行なう。これにより、第１の直流出力と第２の直流出力とが交互に切り替わって３相ブラシレスモータ２００の各相の電気子巻線に供給される。つまり、３相ブラシレスモータ２００の各電気子巻線には、３相交流信号が供給される。この３相交流信号は速度指令信号としての機能を果たし、ＰＷＭ信号のパルス幅を広くすればするほどモータの回転速度を低速に、狭くすればするほどモータの回転速度を高速にすることができる。 When a PWM signal is supplied to the gate terminals of Tr1 to Tr6, Tr1 to Tr6 are turned on / off to perform a switching operation. As a result, the first DC output and the second DC output are alternately switched and supplied to the electric coil of each phase of the three-phase brushless motor 200. That is, a three-phase AC signal is supplied to each armature winding of the three-phase brushless motor 200. The three-phase alternating current signal functions as a speed command signal, and the rotation speed of the motor can be decreased as the pulse width of the PWM signal is increased, and the rotation speed of the motor can be increased as the width is decreased. .

インバータ回路１５からの３相交流信号が３相ブラシレスモータ２００の各相の電気子巻線に供給されると、ロータが供給信号のパルス幅に応じた速度で回転し、３相交流信号の供給を停止することで、ロータの回転が停止する。つまり、ＰＷＭ信号によって３相交流信号を生成し、該３相交流信号によって３相ブラシレスモータ２００を可変速駆動して所望の回転位置まで回転させ、３相交流信号の供給を止めて所望の位置で停止させることで位置決めが完了する。 When the three-phase AC signal from the inverter circuit 15 is supplied to the electric windings of each phase of the three-phase brushless motor 200, the rotor rotates at a speed corresponding to the pulse width of the supply signal, and the three-phase AC signal is supplied. The rotation of the rotor is stopped by stopping. That is, a three-phase AC signal is generated by the PWM signal, and the three-phase brushless motor 200 is driven at a variable speed by the three-phase AC signal to rotate to a desired rotation position, and the supply of the three-phase AC signal is stopped to a desired position. Positioning is completed by stopping at.

この位置決めが完了時において、Ｔｒ１〜Ｔｒ６のいずれかがスイッチング動作をすると、電気ケーブル３００とＦＧとの間に発生する浮遊静電容量ＣｓとＦＧとを介してモータ制御装置１００の各回路を高周波電流が流れる。
この高周波電流の経路は、図２に示すように、高電位側のＴｒ１がスイッチング時においては、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｃ_ＮＦＧ→Ｎ（細実線）」及び「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→１０ａ，１０ｂ→Ｌ１，Ｌ２→Ｄ１，Ｄ３→Ｐ（一点鎖線）」となる。 When this positioning is completed, if any of Tr1 to Tr6 performs a switching operation, each circuit of the motor control device 100 is made to operate at high frequency via the floating capacitances Cs and FG generated between the electric cable 300 and FG. Current flows.
As shown in FIG. 2, when the high potential Tr1 is switched, the high-frequency current path is “P → O → Cs → FG → C_NFG → N (thin solid line)” and “P → O → Cs → FG → 10a, 10b → L1, L2 → D1, D3 → P (one-dot chain line) ”.

一方、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路の低電位側のトランジスタがスイッチングしたときに流れる電流の経路は、図２に示すように、「Ｎ→Ｃ_ＮＦＧ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（実線（太））」及び「Ｎ→Ｄ２，Ｄ４→Ｌ１，Ｌ２→１０ａ，１０ｂ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（点線）」となる。
従って、高電位側のＴｒ１がスイッチング時においては、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→１０ａ，１０ｂ→Ｌ１，Ｌ２→Ｄ１，Ｄ３→Ｐ（一点鎖線）」の経路において、高周波電流は、高周波電流抑制回路１１のコイルＬ１，Ｌ２を通過することになる。また、低電位側のＴｒ２がスイッチング時においては、「Ｎ→Ｄ２，Ｄ４→Ｌ１，Ｌ２→１０ａ，１０ｂ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（点線）」の経路において、高周波電流は、高周波電流抑制回路１１のコイルＬ１，Ｌ２を通過することになる。 On the other hand, as shown in FIG. 2, the path of the current that flows when the transistor on the low potential side of each half bridge circuit of the inverter unit is switched is “N → C_NFG → FG → Cs → O → N (solid line (bold) )) ”And“ N → D2, D4 → L1, L2 → 10a, 10b → FG → Cs → O → N (dotted line) ”.
Therefore, when Tr1 on the high potential side is switched, the high-frequency current in the path of “P → O → Cs → FG → 10a, 10b → L1, L2 → D1, D3 → P (one-dot chain line)” It passes through the coils L1 and L2 of the suppression circuit 11. Further, when Tr2 on the low potential side is switched, the high-frequency current is suppressed in the high-frequency current in the path of “N → D2, D4 → L1, L2 → 10a, 10b → FG → Cs → O → N (dotted line)”. It passes through the coils L1 and L2 of the circuit 11.

コイルＬ１及びＬ２は、交流信号に対してはインピーダンス素子として働き、且つ高周波数の信号に対して高インピーダンスとなるので、これらのインダクタンス値を、発生する高周波電流に合わせて適切な値に設定することで、高周波電流を流れ難くすることができる。その結果、電気子巻線に流れる電源周波数の２倍の周波数（以下、電源２倍周波数と称す）の電流成分が抑制され、位置偏差の微少振動を抑制することができる。 The coils L1 and L2 function as impedance elements for AC signals and have high impedance for high-frequency signals, so that these inductance values are set to appropriate values in accordance with the generated high-frequency current. Thus, it is possible to make it difficult for a high-frequency current to flow. As a result, a current component having a frequency twice that of the power supply frequency flowing through the armature winding (hereinafter referred to as a power supply double frequency) is suppressed, and the minute vibration of the position deviation can be suppressed.

以下、図３及び図４に基づき、コイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値と微少振動の抑制効果との関係を検証する。
ここで、図３は、シミュレーションで得られた電気子巻線に流れる電源２倍周波数成分とコイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値との関係を示す図である。また、図４は、実機測定試験で得られた微少振動の振動幅とコイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値との関係を示す図である。 Hereinafter, based on FIGS. 3 and 4, the relationship between the inductance values of the coils L <b> 1 and L <b> 2 and the effect of suppressing minute vibration will be verified.
Here, FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the power source double frequency component flowing in the electric winding obtained by the simulation and the inductance values of the coils L1 and L2. FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the vibration width of the minute vibration obtained in the actual machine measurement test and the inductance values of the coils L1 and L2.

ここで、図３は、コイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値を０〜１００[μＨ]まで変動させたときのシミュレーション結果である。図３において、横軸がコイルＬ１又はＬ２のインダクタンス値、縦軸が電気子巻線に流れる電流における電源２倍周波数成分（高周波電流）である。図３より、２種類のデューティー変動に対して、インダクタンス値１０〜３０[μＨ]において、電気子巻線を流れる電源２倍周波数成分の量が比較的低く推移している。 Here, FIG. 3 shows a simulation result when the inductance values of the coils L1 and L2 are varied from 0 to 100 [μH]. In FIG. 3, the horizontal axis represents the inductance value of the coil L1 or L2, and the vertical axis represents the power source double frequency component (high frequency current) in the current flowing through the armature winding. From FIG. 3, the amount of the double frequency component of the power source flowing through the armature winding is relatively low at an inductance value of 10 to 30 [μH] with respect to two types of duty fluctuations.

また、図４は、コイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値を０〜５０[μＨ]まで変動させたときの、観測点１〜４における振動幅の実機の測定結果である。図４において、横軸がコイルＬ１又はＬ２のインダクタンス値、縦軸が振動幅である。図４より、インダクタンス値１５〜３０[μＨ]において、観測点１〜４のいずれにおいても振動幅が比較的低く推移している。 FIG. 4 shows the actual measurement results of the vibration width at the observation points 1 to 4 when the inductance values of the coils L1 and L2 are varied from 0 to 50 [μH]. In FIG. 4, the horizontal axis represents the inductance value of the coil L1 or L2, and the vertical axis represents the vibration width. From FIG. 4, the vibration width is relatively low at any of the observation points 1 to 4 at an inductance value of 15 to 30 [μH].

以上より、コイルＬ１及びＬ２を、１０〜３０[μＨ]に設定することで、電源周期の１／２の間隔でＡＣ電源ラインを回り込む高周波電流を抑制することができ、その結果、電機子巻線に流れる電源２倍周波数成分を抑制することができる。但し、モータの種類や回路を構成する素子の特性によってはこの限りではない。
上記第１の実施の形態において、制御回路１６及びマイクロコンピュータ１７は、発明１、３及び５のいずれか１に記載の制御手段に対応する。 As described above, by setting the coils L1 and L2 to 10 to 30 [μH], it is possible to suppress the high-frequency current that wraps around the AC power supply line at intervals of ½ of the power supply cycle. As a result, the armature winding The power source double frequency component flowing in the line can be suppressed. However, this does not apply depending on the type of motor and the characteristics of the elements constituting the circuit.
In the first embodiment, the control circuit 16 and the microcomputer 17 correspond to the control means according to any one of the first, third, and fifth aspects.

〔第２の実施の形態〕
次に、本発明に係るモータ制御装置及びモータ装置の第２の実施の形態を図面に基づき説明する。図５〜図６は、本発明に係るモータ制御装置及びモータ装置の第２の実施の形態を示す図である。
本実施の形態のモータ装置は、上記第１の実施の形態のモータ装置１におけるコイルＬ１及びＬ２を含んで構成された高周波電流抑制回路１１が、絶縁トランスを含んで構成される高周波電流遮断回路１８（高周波電流遮断手段に対応）に変更されている。それ以外は、上記第１の実施の形態と同様の構成となる。 [Second Embodiment]
Next, a motor control device and a second embodiment of the motor device according to the present invention will be described with reference to the drawings. 5-6 is a figure which shows 2nd Embodiment of the motor control apparatus and motor apparatus based on this invention.
The motor device according to the present embodiment is a high-frequency current cutoff circuit in which the high-frequency current suppression circuit 11 configured to include the coils L1 and L2 in the motor device 1 according to the first embodiment includes an insulating transformer. 18 (corresponding to the high-frequency current interrupting means). Other than that, the configuration is the same as that of the first embodiment.

従って、上記第１の実施の形態と異なる部分を詳細に説明し、それ以外の部分は同じ符号を付して適宜説明を省略する。
まず、図５に基づき、本実施の形態のモータ制御装置１００の構成を説明する。
ここで、図５は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００の構成を示す図である。
本実施の形態のモータ制御装置１００は、図５に示すように、交流電力供給部１０と、この交流電力供給部１０の交流電力の供給経路に設けられた高周波電流遮断回路１８（上記発明３の高周波電流遮断手段に対応）と、高周波電流遮断回路１８を介して入力される交流電力に基づき３相ブラシレスモータを制御するモータ制御部１２とを含んで構成される。 Accordingly, parts different from those of the first embodiment will be described in detail, and the other parts will be denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted as appropriate.
First, based on FIG. 5, the structure of the motor control apparatus 100 of this Embodiment is demonstrated.
Here, FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of the motor control device 100 according to the present embodiment.
As shown in FIG. 5, the motor control device 100 of the present embodiment includes an AC power supply unit 10 and a high-frequency current cutoff circuit 18 provided in the AC power supply path of the AC power supply unit 10 (the invention 3 described above). And a motor control unit 12 that controls the three-phase brushless motor based on the AC power input through the high-frequency current cutoff circuit 18.

高周波電流遮断回路１８は、１次巻線が第１の供給線及び第２の供給線と接続され、２次巻線が全波整流回路１３と接続された絶縁トランスＩＴＲを含んで構成され、第１の供給線及び第２の供給線を介して１次巻線に供給される交流電力を電磁誘導によって全波整流回路１３に伝えると共に、交流電力供給部１０とモータ制御部１２とを絶縁する役割を果たすものである。
以下、図６に基づき、上記構成のモータ制御装置１００の高周波電流の経路について説明する。ここで、図６は、インバータ回路１５のスイッチング動作時に流れる電流の経路を示す図である。 The high-frequency current cutoff circuit 18 includes an insulating transformer ITR in which the primary winding is connected to the first supply line and the second supply line, and the secondary winding is connected to the full-wave rectifier circuit 13. The AC power supplied to the primary winding via the first supply line and the second supply line is transmitted to the full-wave rectifier circuit 13 by electromagnetic induction, and the AC power supply unit 10 and the motor control unit 12 are insulated. To play a role.
Hereinafter, a high-frequency current path of the motor control device 100 having the above-described configuration will be described with reference to FIG. Here, FIG. 6 is a diagram illustrating a path of a current that flows during the switching operation of the inverter circuit 15.

上記構成のモータ制御装置１００によって、位置決めが完了時において、インバータ回路１５のＴｒ１〜Ｔｒ６のいずれかがスイッチング動作をすると、電気ケーブル３００とＦＧとの間に発生する浮遊静電容量ＣｓとＦＧとを介してモータ制御装置１００の各回路を高周波電流が流れる。
本実施の形態において、この高周波電流の経路は、図６に示すように、高電位側のＴｒ１がスイッチング時においては、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｃ_ＮＦＧ→Ｎ（細実線）」及び「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→１０ａ，１０ｂ→ＩＴＲの１次巻線側（一点鎖線）」となる。 When any of Tr1 to Tr6 of the inverter circuit 15 performs a switching operation when positioning is completed by the motor control device 100 configured as described above, the floating electrostatic capacitances Cs and FG generated between the electric cable 300 and the FG A high-frequency current flows through each circuit of the motor control device 100 via the.
In the present embodiment, as shown in FIG. 6, the high-frequency current path includes “P → O → Cs → FG → C_NFG → N (thin solid line)” and “ P → O → Cs → FG → 10a, 10b → ITR primary winding side (one-dot chain line) ”.

一方、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路の低電位側のトランジスタがスイッチングしたときに流れる電流の経路は、図６に示すように、「Ｎ→Ｃ_ＮＦＧ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（実線（太））」及び「Ｎ→Ｄ２，Ｄ４→ＩＴＲの２次巻線側（点線）」となる。
従って、高電位側のＴｒ１がスイッチング時においては、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→１０ａ，１０ｂ→ＩＴＲの１次巻線側（一点鎖線）」の経路において、高周波電流は、高周波電流遮断回路１８の１次巻線側で遮断されることになる。また、低電位側のＴｒ２がスイッチング時においては、「Ｎ→Ｄ２，Ｄ４→ＩＴＲの２次巻線側（点線）」の経路において、高周波電流は、高周波電流遮断回路１８の２次巻線側で遮断されることになる。 On the other hand, the path of the current that flows when the low-potential side transistor of each half-bridge circuit of the inverter unit is switched is “N → C_NFG → FG → Cs → O → N (solid line (thick )) ”And“ N → D2, D4 → ITR secondary winding side (dotted line) ”.
Therefore, when Tr1 on the high potential side is switched, the high-frequency current in the path “P → O → Cs → FG → 10a, 10b → ITR primary winding side (dashed line)” 18 is cut off at the primary winding side. Further, when Tr2 on the low potential side is switched, the high-frequency current is on the secondary winding side of high-frequency current cutoff circuit 18 in the path of “N → D2, D4 → ITR secondary winding side (dotted line)”. Will be cut off.

ここで、図７（ａ）〜（ｃ）は、第１の供給線及び第２の供給線に絶縁トランスを入れた場合の、上記図１３のシミュレーションモデルにおいてＰＷＭ信号のデューティがＵ相のみ０．５[％]変動した場合のシミュレーション結果を示す図である。
図７（ｃ）に示すように、絶縁トランスによって、全波整流回路に電源の１／２周期でスイッチングによる高周波電流が流れ込まないため、図７（ａ）に示すように、Ｕ相の巻線電流に電源周期の１／２周期の変化が生じず、この場合は、図７（ｂ）に示すように、コンデンサＣ_ＮＦＧに流れる電流が周期的に変化しない。
従って、本実施の形態のモータ装置１は、電源の１／２周期で高周波電流が交流電源を回り込んでモータ制御部１２に流れ込むのを、高周波電流遮断回路１８の絶縁トランスＩＴＲで阻止することができるので、電源２倍周波数の電流成分が３相ブラシレスモータの各巻線に流れるのを防止することができる。 Here, FIGS. 7A to 7C show that the duty of the PWM signal is 0 only in the U phase in the simulation model of FIG. 13 when an insulating transformer is inserted in the first supply line and the second supply line. It is a figure which shows the simulation result at the time of .5 [%] fluctuation.
As shown in FIG. 7C, since the high-frequency current due to switching does not flow into the full-wave rectifier circuit in a half cycle of the power source by the insulating transformer, as shown in FIG. The current does not change by 1/2 of the power cycle, and in this case, as shown in FIG. 7B, the current flowing through the capacitor C_NFG does not change periodically.
Therefore, the motor device 1 of the present embodiment prevents the high frequency current from flowing around the AC power source and flowing into the motor control unit 12 in the half cycle of the power supply by the insulating transformer ITR of the high frequency current cutoff circuit 18. Therefore, it is possible to prevent the current component having the double frequency of the power source from flowing through the windings of the three-phase brushless motor.

〔第３の実施の形態〕
次に、本発明に係るモータ制御装置及びモータ装置の第３の実施の形態を説明する。
本実施の形態のモータ装置は、上記第１の実施の形態におけるモータ装置１から高周波電流抑制回路１１を除去し、コンデンサＣ＿ＮＦＧ（上記発明５のコンデンサ素子に対応）の容量を特定の容量に設定した構成となる。それ以外は、上記第１の実施の形態と同様の構成となる。 [Third Embodiment]
Next, a motor control device and a motor device according to a third embodiment of the present invention will be described.
The motor device according to the present embodiment removes the high-frequency current suppression circuit 11 from the motor device 1 according to the first embodiment, and sets the capacitance of the capacitor C_NFG (corresponding to the capacitor element of the invention 5) to a specific capacitance. It becomes the composition which did. Other than that, the configuration is the same as that of the first embodiment.

従って、上記第１の実施の形態と異なる部分を詳細に説明し、それ以外の部分は同じ符号を付して適宜説明を省略する。
本実施の形態のモータ装置は、図１に示すモータ装置１から高周波電流抑制回路１１を除去し、更に、コンデンサＣ＿ＮＦＧの静電容量を、浮遊容量Ｃｓの静電容量よりも大きい容量とした構成となる。 Accordingly, parts different from those of the first embodiment will be described in detail, and the other parts will be denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted as appropriate.
The motor device of the present embodiment is configured such that the high-frequency current suppression circuit 11 is removed from the motor device 1 shown in FIG. 1, and the capacitance of the capacitor C_NFG is set larger than the capacitance of the stray capacitance Cs. It becomes.

つまり、コンデンサＣ＿ＮＦＧの静電容量が、電気ケーブル３００とＦＧとの間の浮遊静電容量Ｃｓと、３相ブラシレスモータ２００の各相とＦＧとの間の浮遊静電容量Ｃｓの静電容量よりも大きな値となるように、コンデンサ素子を選定してある。
ここで、高周波電流の経路は、上記図１２に示す従来技術と同様に、高電位側のＴｒ１がスイッチング時においては、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｃ_ＮＦＧ→Ｎ（細実線）」及び「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→１０ａ，１０ｂ→Ｄ１，Ｄ３→Ｐ（一点鎖線）」となる。 That is, the capacitance of the capacitor C_NFG is greater than the floating capacitance Cs between the electric cable 300 and FG and the floating capacitance Cs between each phase of the three-phase brushless motor 200 and FG. The capacitor element is selected so as to be a large value.
Here, the high-frequency current path is “P → O → Cs → FG → C_NFG → N (thin solid line)” and “when the high potential Tr1 is switched, as in the prior art shown in FIG. P → O → Cs → FG → 10a, 10b → D1, D3 → P (dashed line).

一方、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路の低電位側のトランジスタがスイッチングしたときに流れる電流の経路は、上記図１２に示す従来技術と同様に、「Ｎ→Ｃ_ＮＦＧ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（実線（太））」及び「Ｎ→Ｄ２，Ｄ４→１０ａ，１０ｂ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（点線）」となる。
本実施の形態のモータ装置１は、上記構成によって、コンデンサＣ＿ＮＦＧに印加されるＤＣリンク分圧電圧が小さくなり、対して浮遊静電容量Ｃｓに印加されるＤＣリンク分圧電圧が大きくなる。このため、交流電力供給部１０の電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖ１，Ｖ２が、Ｃｓに印加されるＤＣリンク分圧電圧を超えて、全波整流回路１３の整流ダイオードが順電圧にバイアスされオンとなる頻度が減少し、前述の、ＦＧから交流電力供給部１０、全波整流回路１３を介して流れる高周波電流の発生頻度を抑制することができ、モータ位置偏差の微小振動の発生を抑制することができる。 On the other hand, the path of the current that flows when the low-potential transistor of each half-bridge circuit of the inverter unit switches is “N → C_NFG → FG → Cs → O → N” as in the prior art shown in FIG. (Solid line (thick)) ”and“ N → D2, D4 → 10a, 10b → FG → Cs → O → N (dotted line) ”.
In the motor device 1 according to the present embodiment, the DC link divided voltage applied to the capacitor C_NFG is reduced and the DC link divided voltage applied to the floating capacitance Cs is increased by the above configuration. Therefore, the voltages V1 and V2 of the power supplies 10a and 10b of the AC power supply unit 10 exceed the DC link divided voltage applied to Cs, and the rectifier diode of the full-wave rectifier circuit 13 is biased to the forward voltage and turned on. The frequency of the high frequency current flowing from the FG through the AC power supply unit 10 and the full-wave rectifier circuit 13 can be suppressed, and the occurrence of minute vibration of the motor position deviation can be suppressed. Can do.

なお、上記各実施の形態において、高周波電流抑制回路１１、高周波電流遮断回路１８及びコンデンサＣ＿ＮＦＧを用いて、交流電源供給部１０及び全波整流回路１３を介して電源の１／２周期で流れ込む高周波電流を抑制又は阻止する構成としたが、この構成に限らない。
例えば、図８（ａ）に示すように、モータ装置１において、交流電力供給部１０に代えて、直流電源の直流電力を供給する直流電力供給部１９を設け、直流電力を直接、インバータ回路１５に供給する構成にしてもよい。この構成によって、電源２倍周波数の高周波電流の発生そのものを阻止することが可能である。これによって、モータ位置偏差の微小振動の発生を阻止することが可能である。なお、この構成のモータ装置１は、交流電源を不要とする例えばバッテリによって直流電力を発生して交流サーボモータを駆動するシステムにおいて有効である。 In each of the above-described embodiments, the high frequency current that flows in a half cycle of the power source via the AC power supply unit 10 and the full wave rectifier circuit 13 using the high frequency current suppression circuit 11, the high frequency current cutoff circuit 18, and the capacitor C_NFG. Although the configuration is such that the current is suppressed or blocked, the configuration is not limited to this.
For example, as shown in FIG. 8A, in the motor device 1, a DC power supply unit 19 that supplies DC power of a DC power supply is provided instead of the AC power supply unit 10, and the DC power is directly supplied to the inverter circuit 15. You may make it the structure supplied to. With this configuration, it is possible to prevent the generation of the high frequency current of the power source double frequency. As a result, it is possible to prevent the occurrence of minute vibrations of the motor position deviation. The motor device 1 having this configuration is effective in a system that does not require an AC power source, for example, generates DC power by a battery and drives an AC servo motor.

また、図８（ｂ）に示すように、３相ブラシレスモータ２００に交流電力を供給するラインとは別にＦＧとの接続ラインを設けると共に、電力供給ラインとＦＧ接続ラインとの距離を物理的に離し、浮遊静電容量の発生自体を低減することで、高周波電流をモータ側の浮遊静電容量を介して流れにくくすることが可能である。これによって、モータ位置偏差の微小振動の発生を抑制することが可能である。 Further, as shown in FIG. 8B, a connection line to the FG is provided in addition to the line for supplying AC power to the three-phase brushless motor 200, and the distance between the power supply line and the FG connection line is physically set. The high frequency current can be made difficult to flow through the floating capacitance on the motor side by separating and reducing the generation of the floating capacitance itself. As a result, it is possible to suppress the occurrence of minute vibrations of the motor position deviation.

また、上記各実施の形態においては、交流電源としてＡＣ２００Ｖの日本の商用電源を例に説明したがこれに限らず、他の国の商用電源や他の電圧に対応する交流電源からの交流電力を供給する構成としてもよい。
また、上記各実施の形態においては、モータの位置検出にホール素子を用いる構成としたが、この構成に限らず、レゾルバやロータリーエンコーダ等の他の位置検出装置を用いる構成としてもよい。 In each of the above-described embodiments, the AC power supply of 200 VAC in Japan has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and AC power from other countries or from other AC power sources corresponding to other voltages is used. It is good also as a structure to supply.
In each of the above embodiments, the Hall element is used for detecting the position of the motor. However, the present invention is not limited to this configuration, and other position detection devices such as a resolver and a rotary encoder may be used.

また、上記各実施の形態においては、交流サーボモータとして３相ブラシレスモータを例に挙げて説明したが、これに限らず、２相ブラシレスモータ、６相ブラシレスモータなどの他の構成の交流サーボモータに適用する構成としてもよい。
また、上記実施の形態においては、全波整流回路１３を４つのダイオードをブリッジ接続した構成としたが、これに限らず、全波整流の作用を有する構成であればダイオードを４つ未満、または５つ以上を用いた回路構成としてもよい。 In each of the above embodiments, a three-phase brushless motor has been described as an example of an AC servomotor. However, the present invention is not limited to this, and AC servomotors having other configurations such as a two-phase brushless motor and a six-phase brushless motor. It is good also as a structure applied to.
In the above embodiment, the full-wave rectifier circuit 13 has a configuration in which four diodes are bridge-connected. However, the configuration is not limited to this, and the number of diodes may be less than four as long as the configuration has a full-wave rectification function. A circuit configuration using five or more may be used.

また、上記各実施の形態においては、インバータ回路１５を構成するスイッチング素子をＩＧＢＴとしたが、これに限らず、耐圧特性や電流供給能力などの制御対象の交流サーボモータを駆動するのに必要な性能を満たすものであれば、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、ＭＯＳＦＥＴなど、他のトランジスタで構成してもよい。 In each of the above embodiments, the switching element constituting the inverter circuit 15 is an IGBT. However, the present invention is not limited to this, and is necessary for driving an AC servo motor to be controlled such as a withstand voltage characteristic and a current supply capability. Any other transistor such as a bipolar transistor, a field effect transistor (FET), or a MOSFET may be used as long as the performance is satisfied.

また、上記各実施の形態は、本発明の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、上記の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。また、上記の説明で用いる図面は、図示の便宜上、部材ないし部分の縦横の縮尺は実際のものとは異なる模式図である。
また、本発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。 Each of the above embodiments is a preferred specific example of the present invention, and various technically preferable limitations are given. However, the scope of the present invention is particularly limited in the above description. Unless otherwise stated, the present invention is not limited to these forms. In the drawings used in the above description, for convenience of illustration, the vertical and horizontal scales of members or parts are schematic views different from actual ones.
Further, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and modifications, improvements, and the like within the scope that can achieve the object of the present invention are included in the present invention.

本発明は、モータ位置決め時（零速）の位置決め精度が１秒以下のような超高精度位置決めが必要なシリコンウェハー切断を行うダイシング技術におけるダイシングブレードの位置決めを行う交流サーボモータ等の高精度位置決めを行うモータに特に有効である。 The present invention provides high-precision positioning such as an AC servo motor that positions a dicing blade in a dicing technique that performs silicon wafer cutting that requires ultra-high-precision positioning such that the positioning accuracy during motor positioning (zero speed) is 1 second or less. This is particularly effective for motors that perform

１モータ装置
１００モータ制御装置
２００３相ブラシレスモータ
３００電気ケーブル
１０交流電力供給部
１１高周波電流抑制回路
１２モータ制御部
１３全波整流回路
１４平滑回路
１５インバータ回路
１６制御回路
１７マイクロコンピュータ
１８高周波電流遮断回路
Ｃ平滑コンデンサ
Ｔｒ１〜Ｔｒ６ＩＧＢＴ
Ｃ＿ＮＦＧノイズ抑制用のコンデンサ
Ｃｓ浮遊静電容量 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Motor apparatus 100 Motor control apparatus 200 Three-phase brushless motor 300 Electric cable 10 AC power supply part 11 High frequency current suppression circuit 12 Motor control part 13 Full wave rectifier circuit 14 Smoothing circuit 15 Inverter circuit 16 Control circuit 17 Microcomputer 18 High frequency current interruption Circuit C Smoothing capacitors Tr1 to Tr6 IGBT
C_NFG Noise suppression capacitor Cs Floating capacitance

Claims

交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、
交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、
複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、
平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、
複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作させて、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、
前記交流電力供給手段から前記整流回路への前記交流電力の供給経路に設けられた、フレームグランドから前記交流電力供給手段及び前記整流回路を介して流れる高周波電流を抑制する高周波電流抑制手段と、を備え、
前記高周波電流抑制手段は、一端が前記交流電力供給手段の交流電力の供給線に電気的に接続され、他端が前記整流回路の交流電力の入力端に電気的に接続されたコイルから構成されることを特徴とするモータ制御装置。 A motor control device for controlling the operation of an AC servo motor,
AC power supply means for supplying AC power from an AC power source to the motor control device;
A rectifier circuit comprising a plurality of diodes and rectifying an AC input from the AC power supply means;
A smoothing circuit configured to include a smoothing capacitor and smoothing a rectified input from the rectifying circuit;
An inverter circuit configured to include a plurality of switching elements, switching the switching elements according to a control signal, and supplying a DC input from the smoothing circuit to the AC servomotor as an AC output;
Control means for generating a control signal for controlling the switching operation of the inverter circuit, and supplying the control signal to the switching element;
High-frequency current suppression means for suppressing high-frequency current flowing from the frame ground via the AC power supply means and the rectifier circuit, provided in the AC power supply path from the AC power supply means to the rectifier circuit; Prepared ,
The high-frequency current suppression means is composed of a coil having one end electrically connected to the AC power supply line of the AC power supply means and the other end electrically connected to the AC power input end of the rectifier circuit. The motor control apparatus characterized by the above-mentioned.

前記コイルのインダクタンス値を、１０〜３０[μＨ]の範囲内の値としたことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1, wherein an inductance value of the coil is set to a value in a range of 10 to 30 [μH].

交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、
交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、
複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、
平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、
複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作して、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、
前記交流電力供給手段から前記整流回路への前記交流電力の供給経路に設けられた、フレームグランドから前記交流電力供給手段及び前記整流回路を介して流れる高周波電流を遮断する高周波電流遮断手段と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。 A motor control device for controlling the operation of an AC servo motor,
AC power supply means for supplying AC power from an AC power source to the motor control device;
A rectifier circuit comprising a plurality of diodes and rectifying an AC input from the AC power supply means;
A smoothing circuit configured to include a smoothing capacitor and smoothing a rectified input from the rectifying circuit;
An inverter circuit configured to include a plurality of switching elements, switching the switching elements according to a control signal, and supplying a DC input from the smoothing circuit to the AC servomotor as an AC output;
Control means for generating a control signal for controlling the switching operation of the inverter circuit, and supplying the control signal to the switching element;
A high-frequency current blocking means provided on a supply path of the AC power from the AC power supply means to the rectifier circuit, for cutting off a high-frequency current flowing from the frame ground via the AC power supply means and the rectifier circuit; A motor control device comprising:

前記高周波電流遮断手段は、絶縁トランスを含んで構成されることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。 The motor control device according to claim 3, wherein the high-frequency current interrupting unit includes an insulating transformer.

交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、
交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、
複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、
平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、
前記平滑回路の直流出力端のいずれか一端とフレームグランドとの間に接続されたコンデンサ素子と、
複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作して、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、を備え、
前記コンデンサ素子は、前記インバータ回路と前記交流サーボモータの各相とを接続するケーブルとフレームグランドとの間に生じる浮遊静電容量、及び前記多相サーボモータの各相とフレームグランドとの間に生じる浮遊静電容量よりも大きい容量のコンデンサ素子であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 A motor control device for controlling the operation of an AC servo motor,
AC power supply means for supplying AC power from an AC power source to the motor control device;
A rectifier circuit comprising a plurality of diodes and rectifying an AC input from the AC power supply means;
A smoothing circuit configured to include a smoothing capacitor and smoothing a rectified input from the rectifying circuit;
A capacitor element connected between one end of the DC output terminal of the smoothing circuit and the frame ground;
An inverter circuit configured to include a plurality of switching elements, switching the switching elements according to a control signal, and supplying a DC input from the smoothing circuit to the AC servomotor as an AC output;
Control means for generating a control signal for controlling the switching operation of the inverter circuit, and supplying the control signal to the switching element, and
The capacitor element includes a stray capacitance generated between a cable connecting the inverter circuit and each phase of the AC servo motor and a frame ground, and between each phase of the multi-phase servo motor and the frame ground. The motor control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the motor control device is a capacitor element having a capacitance larger than a generated floating electrostatic capacitance.

請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置からの交流入力に基づき動作する交流サーボモータと、を備えることを特徴とするモータ装置。 The motor control device according to any one of claims 1 to 5,
An AC servomotor that operates based on an AC input from the motor control device.

請求項６に記載のモータ装置を備えた位置決め装置。 A positioning device comprising the motor device according to claim 6.