JP5297432B2 - 伝送線路および伝送装置 - Google Patents
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Description
図12(a)は、差動CPW(co-planer wave guide)型伝送線路120の構成図である。
この差動CPW型伝送線路120は、互いに略平行の関係に位置し、信号を伝送するための2本の信号線121および122と、信号線121および122を挟むように両横に配置されたグランド部123および124と、グランド部123および124にも接続される底面のグランドシールド(底面導体)125と、で構成されている。2本の信号線121および122は、両横及び底面の3方をグランド部123、124、および、125で囲まれている。
信号線は最上層のメタル(トップメタル、Top Metal)で構成され、グランド面はトップメタルを含む全てのメタル層(導体層)と各メタル同士を接続するビア(VIA)層とで構成されている。最下層のメタルはグランドシールドとして利用されている。
ここで、図12(a)について既述のとおり、wは信号線の幅、sは信号線の間隔、gは信号線とグランド部の側面との間隔、を示し、更に、図12(b)において、h1は信号線121および122と底面導体125との距離、h2は底面導体と基板(例えばSi基板)との距離、を示す。
シールドの観点から考えると、g≒h1≒s/2程度で設計するほうが、電界と磁界が一様に分散されるので好ましい。
差動モードとは、注目する信号成分やノイズ成分が2本の信号線を互いに逆方向に流れる状態にある場合のことをいう。ここで、矢印は電界及びその向きを表し、丸内に黒点印で表している部分は、信号線において信号成分が向こうから手前に向かってくる様子を表し、丸内にバツ印で表している部分は、信号線において信号成分が手前から向こうへ遠ざかる様子を表している。
次に、図13(b)は、図12(a)および図12(b)を参照して説明した差動CPW型伝送線路120における同相モードでの電界分布を示す図である。
同相モードとは、注目する信号成分やノイズ成分が2本の信号線を互いに同方向に流れる状態にある場合のことをいう。ここで、矢印は電界及びその向きを表し、丸内に×印で表している部分は、信号線において信号成分が手前から向こうへ遠ざかる様子を表している。
更に、図13(c)は、図12(a)および図12(b)を参照して説明した差動CPW型伝送線路における差動モードの磁界分布を示す図である。図13(d)は、図12(a)および図12(b)を参照して説明した差動CPW伝送線路における同相モードの磁界分布を示す図である。ここで、矢印は磁界及びその向きを表している。
図14(a)は、差動信号を印加したときの差動モードにおける伝送線路の挿入損失の周波数特性を示す。図14(b)は、同相信号を印加したときの同相モードにおける伝送線路の挿入損失の周波数特性を示す。
しかし、近年、伝送線路において、スキュー増加や電磁放射の主な原因でもある同相信号ノイズ(コモンモードノイズ)の除去が求められている。
この要請に応えるべく、例えば、特許文献1に示すようなコモンモードノイズフィルタが提案されている。このコモンモードノイズフィルタは、伝送線路に挿入することにより、差動の信号線を伝播する信号のコモンモードノイズを減少させることができる。
本発明は上述のような状況に鑑みてなされたものであり、コモンモードノイズを減衰することができ、通常のシリコン半導体製造プロセスにおいて実現でき、シリコン半導体回路と一体化するよう同一のチップ内に実装可能なコモンモードノイズフィルタとして機能する伝送線路および伝送装置を提供することを目的としている。
(1)第1の仮想平面の面内方向に沿って既定の間隔で並行に設けられ、差動信号が印加される2本の信号線と、
前記第1の仮想平面とは異なる第2の仮想平面の面内方向に沿って互いに所定の間隔で設けられ平面視で見て前記2本の信号線と交差する方向に配された各所定長の複数の導体である各フローティングシールド片を含んで構成されたシールド体と、
を備え、
前記各フローティングシールド片の長さと前記2本の信号線の間隔とに各対応する差の長さは、前記2本の信号線を伝播する前記差動信号から減衰される同相成分の周波数と比例関係にあることを特徴とする伝送線路。
上記(1)の伝送線路では、2本の信号線とシールド体との作用によってコモンモードノイズを減衰することができる。
また、上記(1)の伝送線路では、特に、各フローティングシールド片の長さと前記2本の信号線の間隔とに各対応する差の長さは、前記2本の信号線を伝播する信号から減衰される同相成分の周波数と比例関係にあるため、上記差の長さを選択することによって所望の信号減衰特性を得ることができる。
前記第1の仮想平面と平行な第2の仮想平面の面内方向に沿って互いに所定の間隔で平行に設けられ前記2本の信号線を前記第2の仮想平面に投影したときの投影像の延長方向と交差する方向に配された各所定長の複数の導体である各フローティングシールド片を含んで構成されたシールド体と、
を備え、
前記各フローティングシールド片の長さと前記2本の信号線の間隔とに各対応する差の長さは、前記2本の信号線を伝播する前記差動信号から減衰される同相成分の周波数と比例関係にあることを特徴とする伝送線路。
上記(2)の伝送線路では、2本の信号線とシールド体との作用によってコモンモードノイズを減衰することができる。
また、上記(2)の伝送線路では、特に、各フローティングシールド片の長さと前記2本の信号線の間隔とに各対応する差の長さは、前記2本の信号線を伝播する信号から減衰される同相成分の周波数と比例関係にあるため、上記差の長さを選択することによって所望の信号減衰特性を得ることができる。
上記(3)の伝送線路では、(1)または(2)の伝送線路において特に、伝送線路が通常のシリコン半導体製造プロセスによって形成される。
上記(4)の伝送線路では、(3)の伝送線路において特に、伝送線路が通常のシリコン半導体製造プロセスによって形成され量産に適し、品質の均一性を確保できる。
上記(5)の伝送線路では、(1)〜(4)の何れか一の伝送線路において特に、各フローティングシールド片は、2本の信号線を前記第2の仮想平面に投影したときの投影像の延長方向と交差する方向に沿った配置となるため2本の信号線に対する不必要な電磁界の鎖交が回避される。
上記(6)の伝送線路では、(1)〜(5)の何れか一の伝送線路において特に、各フローティングシールド片の長さを前記2本の信号線の間隔よりも長くなるように構成することによって、コモンモードノイズの抑圧がより低周波で顕著になるような特性を得ることができる。
前記シールド体は前記基板とは所定の間隔を設けて配置され、
前記2本の信号線は前記シールド体とさらに所定の間隔を設けて配置されていることを特徴とする(1)〜(6)の何れか一の伝送線路。
上記(7)の伝送線路では、(1)〜(6)の何れか一の伝送線路において特に、2本の信号線は前記シールド体とさらに所定の間隔を設けて配置されている。上記間隔に応じて特定の信号減衰特性を得ることができる。
前記伝送線路の両端に接続された終端器と、
を備えることを特徴とする伝送装置。
上記(8)の伝送装置では、2本の信号線とシールド体との作用によってコモンモードノイズを減衰することができる伝送装置が得られる。
上記(9)の伝送装置では、(8)の伝送装置において特に、効率的に同相成分を除去できると共に、伝送線路の波長短縮の効果により、伝送装置の端子間の長さを短くすることができ、小型化がはかれる。
上記(10)の伝送装置では、(8)又は(9)の伝送装置において特に、2本の信号線を伝播する信号の、差動成分は極力反射させず、同相成分はよく反射する特性の伝送装置が実現される。
図1(a)は、本発明の実施の形態としての伝送線路を示す図であり、基板に対して上部から見た図である。
図1(b)は、図1(a)の伝送線路を線Y−Y´に沿って切断した断面図である。
この伝送線路は、コモンモードノイズフィルタとして構成されており、コモンモードノイズを減衰させるフィルタ機能を有している。よって、以下ではこの伝送経路100を、適宜、コモンモードノイズフィルタと称する。
これら2本の信号線101、102は図1(b)に仮想線で表された第1の仮想平面VP1の面内方向に沿って設けられ、また、複数本のフローティングシールド(Floating Shield)片110−1、110−2、110−3、………、110−n−2、110−n−1、110−nは図1(b)に仮想線で表された第2の仮想平面VP2の面内方向に沿って設けられている。
図1において、X−X´はコモンモードノイズフィルタの線対称となる軸、tはフローティングシールド片の導体の幅、dはフローティングシールド片の導体の間隔、wは信号線の導体の幅、sは信号線の導体の間隔、ovはフローティングシールド片の突き出し部の長さ、を示す。
既述のフローティングシールド片110−1、110−2、110−3、………、110−n−2、110−n−1、110−nは、換言すれば、同一の仮想平面(第2の仮想平面VP2)上に形成されている。そして、これらフローティングシールド片が形成される面(第2の仮想平面VP2)と2本の信号線が形成される仮想平面(第1の仮想平面VP1)とは既述のように互いに平行となるよう配置されている。
ここで、wは信号線101、102の導体の幅、h1は信号線からフローティングシールド片(シールド体110)までの距離、h2はフローティングシールド片(シールド体110)から基板(例えばシリコン基板1200までの距離)となっている。
上記構成の、コモンモードノイズフィルタ100は、通常のシリコン半導体製造プロセスにおいて実現でき、例えば、フローティングシールド片を下層のメタル層で、また、信号線をその上層のメタル層でそれぞれ実現することができる。更にまた、シリコン半導体回路と一体化するよう同一のチップ内で実現できる。
図2(a)は、フローティングシールド(シールド体)がない場合の、単位長U0の無損失伝送線路の等価回路を示す。ここで、Lは伝送線路の単位長U0当たりのインダクタ、Cは伝送線路の単位長U0当たりの容量、を示す。このとき、特性インピーダンスZ0はZ0=√(L/C)である。尚、モデルを単純化するため、基板とグランドとの間の寄生抵抗は無視する。
この等価回路には、直列に接続されたC、L1、C1の部分が存在し、この直列接続部分の直列共振でコモンモードノイズを抑圧することになる。
(Vout−Vin)/jωL1=(Vout−0)/Z1=0
ここで、
Z1=jωL1−j(1/ωC−1/ωC1)
=j{(ω2C・C1・L1−(C+C1))/ωC・C1}
よって、
Vout・(1/jωL1−1/Z1)=Vin/jωL1
このとき、伝達関数は、
Vout/Vin=Z1/(Z1+jωL1)
と表せる。これから、Z1=0すなわち直列共振でコモンモード損失が最大になることが分かる。Z1=0の条件は、
ω2C・C1・L1−(C+C1)=0
より、
ω=√{(C+C1)/C・C1・L1}
である。上記の式より、C1、L1が大きくなると、ωが小さくなることが分かる。
即ち、各フローティングシールド片110−1,110−2,…,110−nの長さ(S+2×(W+ov))と、前記2本の信号線101,102の間隔Sとに各対応する差の長さ(突き出し部の長さov)は、2本の信号線101,102を伝播する信号が減衰される同相成分の周波数と比例関係にある。このため、上記差の長さovを選択することによって所望の信号減衰特性を得ることができる。
図3(a)は、本発明の実施の形態としての伝送線路を説明するために、信号線101、102に差動信号(差動電流)が流れる場合の様子を示す図である。また、図中、110はシールド体110である。
差動信号を、シリコン基板上に実現された、上掲の図1示す伝送線路に印加する。電界は図3(a)に示すように振舞う。一方の信号線101(102)から放射された電界は、リターンパスとなる他方の信号線102(101)に、信号線間の層(シリコン層や絶縁層等)中、及び、インピーダンスの低いフローティングシールド中を経由して、到達する。ここで、リターンパスとは、一般的に、信号電流の戻り道(戻り電流の経路)のことをいい、グランドへ至る最もインピーダンスの低い道がリターンパスになるといわれている。
ここで、一部の電界は他方の信号線に到達できずに損失となるために、伝送線路の挿入損失の周波数特性は、図4(a)に示すようになる。しかし、所定の長さの突き出し部を有するフローティングシールドによって、多くの電界を集めることができるため、挿入損失が少なくなっている。
図4(a)に示すように、突き出し部の長さovが100μm(図中「突出し長」と表記)とovが20μm(図中「突出し短」と表記)とを比較すると、突き出し部の長さovが長い程、より挿入損失が少なくなることが分かる。
図3(b)は、本発明の実施の形態としての伝送線路を説明するために、信号線に同相信号(差動電流)が流れる場合の様子を示す図である。
従って、伝送線路の挿入損失の周波数特性は、図4(b)に示すようになり、ダイポールアンテナとみなせるフローティングシールドにより、共振点を有するので、フローティングシールドを備えた伝送線路は、コモンモードノイズを選択的に抑圧することができる。即ち、波長選択性のあるコモンモードノイズフィルタとして機能することがわかる。
このように、フローティングシールドを備えた伝送線路は、同相信号を選択的に除去できる。さらに、差動信号のリターンパスと同相信号のリターンパスを分離したので、差動信号の低損失化および同相信号の高減衰化が同時に達成できる。
次に、既述の本発明の実施の形態に係る実施例1を図を参照して説明する。
図5は、本発明の実施の形態に係る実施例1に係る伝送装置を示す図である。この伝送装置は、入力端子及び出力端子を兼ねる両端の2つの伝送線路501および502の間に、図1で示した本発明の実施の形態としての伝送線路100であるコモンモードノイズフィルタを接続した構成を示している。
コモンモードノイズフィルタ100は、所望の周波数でのコモンモードノイズの減衰が最大となるように、フローティングシールド片の長さ(突き出し部の長さ)が調整されている。
図6において、差動信号に対しては周波数に対して単調減少な特性を示しているが、同相成分に対してはノッチを有し、同相成分が所定の周波数で減衰していることが分かり、ノッチ付近で同相信号除去比が大きいことが分かる。この例では、27GHzにおける同相信号除去比が20dBの場合を示しており、実使用上は十分な値である。本実施例では、特に、10GHz以上の高周波信号の帯域に適合した、シリコンチップ上に形成されるコモンモードノイズフィルタとして有用である。
以上のように、図5および図6を参照して説明した実施例では、同相信号を選択的に除去することができる。
次に、既述の本発明の実施の形態に係る実施例2を図を参照して説明する。
図7は、本発明の実施の形態に係る実施例2に係る伝送装置を示す図である。この伝送装置は、入力端子及び出力端子を兼ねる両端の2つの伝送線路501および502の間に、図1で示した本発明の伝送線路100であるコモンモードノイズフィルタを接続した構成であり、更に、両端の2つの伝送線路501および502に各対応して終端器701および702を付加している。
終端器701および702は、差動信号に対しては伝送線路の特性インピーダンスと整合させるように、同相信号に対しては反射させるようになっているものであり、更に、コモンモードフィルタ100を、終端器701および702により同相信号の定在波の大きくなったところに配置することで、同相成分をより減衰させることができる。
図8(a)に例示する終端器は、2本の信号線801および802の終端部に対し互いに接続される抵抗素子R81およびR82を有する。
終端器の条件としては、差動信号に対しては、差動成分が反射しないように、伝送線路の特性インピーダンスと整合がとれていることが求められる。同相信号に対しては、できるだけ多く反射するように、伝送線路の特性インピーダンスに比べ十分大きいか若しくは十分小さいことが求められる。
このように、減衰させたい周波数成分の定在波を発生させることができ、フィルタ内で発生する定在波の振幅に応じてフローティング導体群の長さを調節することで、同相信号の減衰を増大させることができる。
次に、既述の本発明の実施の形態に係る実施例3を図を参照して説明する。
図9は、本発明の実施の形態に係る実施例3に係る伝送装置を示す図である。この伝送装置は、入力端子及び出力端子を兼ねる両端の2つの伝送線路901および902の間に、図1で示した本発明の伝送線路100である複数個のコモンモードノイズフィルタ(図示の例では100a、100b、100cの3個)を接続し、両端の2つの伝送線路901および902に各対応して終端器903および904を付加している。
ここで、複数のコモンモードノイズフィルタ100a、100b、100cの夫々はフローティングシールド片の配置の間隔dが異なる。コモンモードフィルタ100bおよび100cのフローティングシールド片の配置の間隔はd1であり、コモンモードフィルタ100aのフローティングシールド片の配置の間隔はd2であり、d2<<d1となるように形成されている。
フローティングシールド片の間隔dが狭い程、実効比誘電率εrは高くなる。また、誘電体を通過する電磁波の波長λeffは、真空中の波長をλ0とすれば、
λeff=λ0/εr
と表され、誘電体の実効比誘電率εrが高くなるほどこの波長λeffが短くなることが知られている。
従って、フローティングシールド片の間隔dを狭くする程、信号の波長が短くなる、すなわち、限られた長さの中によりたくさんの波が分布できることがわかる。
このように、或る一の伝送線路における定在波の波長に対応するフローティングシールド片の間隔(密度)が、該一の伝送線路の前後に接続された伝送線路における定在波の波長に対応するフローティングシールド片の間隔(密度)とは異なるように構成することによって、実効比誘電率を変化させ、それに付随する電磁界閉じ込め効果を利用することによって、一層顕著に同相信号を減衰させることができる。
さらに、定在波の振幅と、フローティングシールド片の長さを調節することによって、決められた面積内での同相信号減衰を極大化する事が可能になる。
101,102…………………………………信号線
110……………………………………………シールド体
110−1,110−2,…,110−n…フローティングシールド片
120……………………………………………差動CPW型伝送線路
121,122…………………………………信号線
123,124,125………………………グランド部
501,502…………………………………伝送線路
701,702…………………………………終端器
801,802…………………………………信号線
901,902…………………………………伝送線路
903,904…………………………………終端器
1200…………………………………………シリコン基板
Claims (10)
- 第1の仮想平面の面内方向に沿って既定の間隔で並行に設けられ、差動信号が印加される2本の信号線と、
前記第1の仮想平面とは異なる第2の仮想平面の面内方向に沿って互いに所定の間隔で設けられ平面視で見て前記2本の信号線と交差する方向に配された各所定長の複数の導体である各フローティングシールド片を含んで構成されたシールド体と、
を備え、
前記各フローティングシールド片の長さと前記2本の信号線の間隔とに各対応する差の長さは、前記2本の信号線を伝播する前記差動信号から減衰される同相成分の周波数と比例関係にあることを特徴とする伝送線路。 - 第1の仮想平面の面内方向に沿って既定の間隔で並行に設けられ、差動信号が印加される2本の信号線と、
前記第1の仮想平面と平行な第2の仮想平面の面内方向に沿って互いに所定の間隔で平行に設けられ前記2本の信号線を前記第2の仮想平面に投影したときの投影像の延長方向と交差する方向に配された各所定長の複数の導体である各フローティングシールド片を含んで構成されたシールド体と、
を備え、
前記各フローティングシールド片の長さと前記2本の信号線の間隔とに各対応する差の長さは、前記2本の信号線を伝播する前記差動信号から減衰される同相成分の周波数と比例関係にあることを特徴とする伝送線路。 - 前記2本の信号線はシリコン半導体製造プロセスにより形成された上層のメタル層で構成され、且つ、前記シールド体、前記シリコン半導体製造プロセスにより形成された下層のメタル層で構成されたものであることを特徴とする請求項1または2に記載の伝送線路。
- 前記2本の信号線および前記シールド体は、所定の同一のチップ内でシリコン半導体回路と一体化するように構成されたものであることを特徴とする請求項3に記載の伝送線路。
- 前記交差する方向は、直交する方向であることを特徴とする請求項1〜4の何れか一項に記載の伝送線路。
- 前記各フローティングシールド片の長さは、前記2本の信号線の間隔よりも長いことを特徴とする請求項1〜5の何れか一項に記載の伝送線路。
- 接地された基板を更に備え、
前記シールド体は前記基板とは所定の間隔を設けて配置され、
前記2本の信号線は前記シールド体とさらに所定の間隔を設けて配置されていることを特徴とする請求項1〜6の何れか一項に記載の伝送線路。 - 請求項1〜7の何れか一項に記載の伝送線路と、
前記伝送線路の両端に接続された終端器と、
を備えることを特徴とする伝送装置。 - さらに、前記伝送線路と前記終端器との間に、前記伝送線路の複数の各フローティングシールド片の互いの間隔よりも広い間隔の複数の導体を有する別の伝送線路を夫々備えることを特徴とする請求項8に記載の伝送装置。
- 前記終端器は、前記2本の信号線を伝播する信号の差動成分に対しては前記伝送線路の特性インピーダンスと整合がとれた値をとり、前記2本の信号線を伝播する信号の同相成分に対しては前記伝送線路の特性インピーダンスと異なる値をとることを特徴とする請求項8又は9に記載の伝送装置。
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