JP5277724B2 - Control device for permanent magnet type synchronous motor - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce a shock in switching the control system of a permanent magnet type synchronous motor. <P>SOLUTION: A controller for a permanent magnet type synchronous motor includes: a means which has a first operation mode for capturing each of the current, terminal voltage and magnetic flux of a motor as a vector and controlling the angle speed of a current command value at a speed command value and a second operation mode for controlling the motor speed at the speed command value using the magnetic pole position estimated value calculated from the motor current and the terminal voltage and the speed estimated value; a means for calculating an extended induced voltage from the motor current, terminal voltage and current command value when the first mode is switched to the second mode; a means for calculating an error in magnetic pole position estimated value from the angle of the extended induced voltage; a means for initializing the magnetic pole position estimated value while using the magnetic pole position estimated error; a means for initializing the speed estimated value while using the angle speed of the current command value; and a means for initializing the terminal voltage while using the magnetic pole estimated value, and initializing the terminal voltage command value and current command value so that current may not suddenly change. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&amp;INPIT

Description

本発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、電動機の速度範囲に応じて各種の制御方式を切り換える際のショックを低減して電動機をスムースに加減速運転するための制御装置に関するものである。   The present invention relates to a control device for a permanent magnet type synchronous motor that does not have a magnetic pole position detector. More specifically, the present invention relates to a control device for a permanent magnet type synchronous motor. The present invention relates to a control device for driving.

永久磁石形同期電動機の制御装置をコストダウンするため、回転子の磁極位置検出器を使用しないで運転する、いわゆるセンサレスベクトル制御が実用化されている。
センサレスベクトル制御は、電動機の端子電圧や電流の情報から回転子の磁極位置と速度とを演算し、これらに基づいて電流制御を行うことで高精度なトルク制御や速度制御を実現するものである。センサレスベクトル制御の例は、非特許文献１や特許文献１に開示されている。 In order to reduce the cost of a control device for a permanent magnet type synchronous motor, so-called sensorless vector control that operates without using a magnetic pole position detector of a rotor has been put into practical use.
Sensorless vector control realizes high-accuracy torque control and speed control by calculating the magnetic pole position and speed of the rotor from the terminal voltage and current information of the motor, and performing current control based on these. . Examples of sensorless vector control are disclosed in Non-Patent Document 1 and Patent Document 1.

しかしながら、センサレスベクトル制御は、低速時の安定性に課題がある。このため、低速域では、特許文献２に記載されているように、電流の振幅を一定、電流の角速度を速度指令値に制御することで、永久磁石形同期電動機の回転子を電流に引き込んで運転する技術が適用されることがある。このような運転方式を以下、「電流引き込み制御」と呼ぶ。   However, sensorless vector control has a problem in stability at low speed. For this reason, in the low speed range, as described in Patent Document 2, the rotor of the permanent magnet synchronous motor is drawn into the current by controlling the current amplitude to be constant and the current angular velocity to the speed command value. Driving techniques may be applied. Such an operation method is hereinafter referred to as “current draw control”.

一方、突極性のない永久磁石形同期電動機を停止状態から加速して中高速域における安定した速度制御を行う際に、前記電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御へショックレスで切り換える技術が、特許文献３に開示されている。
この従来技術では、電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御へ切り換えるときに磁束ベクトルの位相を演算し、これを利用して磁極位置推定値を初期化してからセンサレスベクトル制御を開始している。 On the other hand, Patent Document 3 discloses a technique for switching from current pull-in control to sensorless vector control in a shockless manner when a permanent magnet type synchronous motor having no saliency is accelerated from a stopped state to perform stable speed control in a medium to high speed range. Is disclosed.
In this prior art, the phase of the magnetic flux vector is calculated when switching from current drawing control to sensorless vector control, and the sensorless vector control is started after initializing the estimated magnetic pole position using this.

ところで、端子電圧の振幅を速度指令値にほぼ比例して制御し、端子電圧の角速度を速度指令値に制御する、いわゆる、Ｖ／ｆ制御は、センサレスベクトル制御よりも演算が簡単であるため、最高速度を高くすることができる。
特許文献４に記載されている従来技術によると、速度に応じてＶ／ｆ制御とセンサレスベクトル制御とを切り換えることで速度範囲を拡大し、制御方式を切り換えるときに、端子電圧及び電流が急変しないように電圧指令値と電流指令値とを補償することで切り換え時のショックを低減している。 By the way, since the so-called V / f control, which controls the amplitude of the terminal voltage substantially in proportion to the speed command value and controls the angular speed of the terminal voltage to the speed command value, is easier to calculate than the sensorless vector control, The maximum speed can be increased.
According to the prior art described in Patent Document 4, the terminal voltage and current do not change suddenly when the speed range is expanded by switching between V / f control and sensorless vector control according to speed, and the control method is switched. Thus, the shock at the time of switching is reduced by compensating the voltage command value and the current command value.

特許第３４１１８７８号公報（段落［０１１２］〜［０１５９］、図１等）Japanese Patent No. 3411878 (paragraphs [0112] to [0159], FIG. 1 and the like) 特開２００１−１９００９３号公報（段落［０００２］〜［０００６］、図７等）JP 2001-190093 (paragraphs [0002] to [0006], FIG. 7 and the like) 特開２００５−１１０４７３号公報（段落［０００８］〜［００１１］、図１等）Japanese Patent Laying-Open No. 2005-110473 (paragraphs [0008] to [0011], FIG. 1 and the like) 特許第３７８６０１８号公報（段落［００５２］〜［００７０］、図４等）Japanese Patent No. 3778618 (paragraphs [0052] to [0070], FIG. 4 etc.) Takashi Aihara, Akio Toba, Takao Yanase, Akihide Mashimo, Kenji Endo, 「Sensorless Torque Control of Salient-Pole Synchronous Motor at Zero-Speed Operation」, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 14, NO.1, JANUARY 1999Takashi Aihara, Akio Toba, Takao Yanase, Akihide Mashimo, Kenji Endo, “Sensorless Torque Control of Salient-Pole Synchronous Motor at Zero-Speed Operation”, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 14, NO.1, JANUARY 1999

特許文献３に記載された従来技術では、その［数式２］において、磁束の演算式に用いるインダクタンス値をｄ，ｑ軸インダクタンスの平均値により近似しており、回転子に突極性のある埋込磁石構造永久磁石形同期電動機に適用する場合、磁束演算値に誤差が発生する。
更に、特許文献４の段落［００５２］〜［００６９］に記載されている、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御へ切り換える際の演算は、トルクと負荷角との関係に着目したものであり、その処理内容は複雑である。 In the prior art described in Patent Document 3, in [Formula 2], the inductance value used in the calculation formula of the magnetic flux is approximated by the average value of the d and q axis inductances, and the rotor is embedded with saliency. When applied to a permanent magnet synchronous motor having a magnet structure, an error occurs in the magnetic flux calculation value .
Further, the described in paragraph of Patent Document 4 [0052] ~ [0069], the operation when switching from V / f control to the sensor-less vector control, attention is paid to the relationship between the torque and load angle, The processing contents are complicated.

そこで、本発明の解決課題は、特許文献３に比べて磁束演算値の誤差が少なく、また、特許文献４に比べて比較的簡単な演算処理により、各種の制御方式をショックレスにて切り換え可能として広い速度範囲における電動機のスムースな加減速運転を実現した永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。 Therefore, the problem to be solved by the present invention is that the error of the magnetic flux calculation value is smaller than that of Patent Document 3, and various control methods can be switched without shock by relatively simple calculation processing compared to Patent Document 4. An object of the present invention is to provide a controller for a permanent magnet type synchronous motor that realizes smooth acceleration / deceleration operation of the motor in a wide speed range.

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張誘起電圧演算値を求める手段と、
前記拡張誘起電圧演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
前記電動機の電流、前記拡張誘起電圧演算値及び前記電流指令値の角速度からトルクを演算する手段と、
前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、を備えたものである。 In order to solve the above-described problem, the invention according to claim 1 is directed to a control device for a permanent magnet synchronous motor that does not have a magnetic pole position detector.
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A first operation mode for controlling an angular velocity of a current command value of the electric motor to a speed command value;
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the first operation mode to the second operation mode,
Means for obtaining an expansion induced voltage calculation value from an electric current of the motor, a terminal voltage, and an angular velocity of the current command value;
It means for calculating a magnetic pole position estimation error from the angle of the extension induction electrostatic 圧演 calculated value,
Means for initializing the magnetic pole position estimation value using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the speed estimate using an angular velocity of the current command value;
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the current command value so that the electric current of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for calculating torque from the electric current of the motor, the expansion induced voltage calculation value and the angular velocity of the current command value;
Means for initializing a torque command value using the calculated value of the torque .

請求項２に係る発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張誘起電圧演算値を求める手段と、
前記拡張誘起電圧演算値及び前記電流指令値の角速度から拡張磁束演算値を求める手段と、
前記拡張磁束演算値から求めた電気角補正値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記電気角補正値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記電気角補正値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
前記電動機の電流及び前記拡張磁束演算値からトルクを演算する手段と、
前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、を備えたものである。 The invention according to claim 2 is a control device for a permanent magnet type synchronous motor having no magnetic pole position detector.
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A first operation mode for controlling an angular velocity of a current command value of the electric motor to a speed command value;
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the first operation mode to the second operation mode,
Means for obtaining an expansion induced voltage calculation value from an electric current of the motor, a terminal voltage, and an angular velocity of the current command value;
Means for obtaining an expanded magnetic flux calculated value from the expanded induced voltage calculated value and the angular velocity of the current command value ;
Means for initializing the magnetic pole position estimated value using an electrical angle correction value obtained from the expanded magnetic flux calculation value ;
Means for initializing the speed estimate using an angular velocity of the current command value;
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the motor does not change suddenly using the electrical angle correction value ;
Means for initializing the current command value so that the electric current of the motor does not change suddenly using the electrical angle correction value ;
Means for calculating torque from the electric current of the electric motor and the expanded magnetic flux calculation value;
Means for initializing a torque command value using the calculated value of the torque .

請求項３に係る発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張磁束推定値を求める磁束オブザーバと、
前記拡張磁束推定値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
前記電動機の電流及び前記拡張磁束推定値からトルクを演算する手段と、
前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、を備えたものである。 The invention according to claim 3 is a control device for a permanent magnet type synchronous motor having no magnetic pole position detector,
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A first operation mode for controlling an angular velocity of a current command value of the electric motor to a speed command value;
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the first operation mode to the second operation mode,
Current of the motor, and the terminal voltage, flux observer for obtaining the extension flux estimate from the angular velocity of the current command value,
Means for calculating a magnetic pole position estimation error from the angle of the expanded magnetic flux estimated value ;
Means for initializing the magnetic pole position estimation value using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
It means for initializing the speed estimate using the angular velocity of the current command value,
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the current command value so that the electric current of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for calculating torque from the current of the motor and the estimated value of the expanded magnetic flux;
Means for initializing a torque command value using the calculated value of the torque .

請求項４に係る発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張磁束推定値を求める磁束オブザーバと、
前記拡張磁束推定値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記速度推定値を求める手段と、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張誘起電圧演算値を求める手段と、
前記拡張誘起電圧演算値及び前記電流指令値の角速度から拡張磁束演算値を求める手段と、
前記拡張磁束演算値から求めた電気角補正値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記拡張磁束演算値と前記電気角補正値とを用いて前記拡張磁束推定値を初期化する手段と、
前記電気角補正値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記電気角補正値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
前記電動機の電流及び前記拡張磁束演算値からトルクを演算する手段と、
前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、を備えたものである。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a control device for a permanent magnet synchronous motor having no magnetic pole position detector.
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A first operation mode for controlling an angular velocity of a current command value of the electric motor to a speed command value;
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the first operation mode to the second operation mode,
Current of the motor, and the terminal voltage, flux observer for obtaining the extension flux estimate from the angular velocity of the current command value,
Means for calculating a magnetic pole position estimation error from the angle of the expanded magnetic flux estimated value;
Means for obtaining the speed estimation value using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for obtaining an expansion induced voltage calculation value from an electric current of the motor, a terminal voltage, and an angular velocity of the current command value;
Means for obtaining an expanded magnetic flux calculated value from the expanded induced voltage calculated value and the angular velocity of the current command value ;
Means for initializing the magnetic pole position estimated value using an electrical angle correction value obtained from the expanded magnetic flux calculation value ;
Means for initializing the expanded magnetic flux estimated value using the expanded magnetic flux calculation value and the electrical angle correction value;
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the motor does not change suddenly using the electrical angle correction value ;
Means for initializing the current command value so that the electric current of the motor does not change suddenly using the electrical angle correction value ;
Means for calculating torque from the electric current of the electric motor and the expanded magnetic flux calculation value;
Means for initializing a torque command value using the calculated value of the torque .

請求項５に係る発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電圧指令値の振幅を速度指令値にほぼ比例して制御し、前記電圧指令値の角速度を前記速度指令値に制御する第３の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電圧指令値の角速度から拡張誘起電圧演算値を求める手段と、
前記拡張誘起電圧演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記速度推定値を求める手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
前記電動機の電流、前記拡張誘起電圧演算値及び前記電圧指令値の角速度からトルクを演算する手段と、
前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、を備えたものである。 The invention according to claim 5 is a control device for a permanent magnet type synchronous motor having no magnetic pole position detector.
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A third operation mode in which the amplitude of the voltage command value of the electric motor is controlled substantially in proportion to the speed command value, and the angular speed of the voltage command value is controlled to the speed command value;
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the third operation mode to the second operation mode,
Means for determining the extended electromotive force calculation value from said motor current, terminal voltage, the angular velocity of the voltage command value,
It means for calculating a magnetic pole position estimation error from the angle of the extension induction electrostatic 圧演 calculated value,
Means for obtaining the speed estimation value using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the magnetic pole position estimation value using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the speed estimate using an angular velocity of the current command value;
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the current command value so that the electric current of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for calculating torque from the current of the motor, the expansion induced voltage calculation value and the angular velocity of the voltage command value;
Means for initializing a torque command value using the calculated value of the torque .

請求項６に係る発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第２の運転モードから第１の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機のトルク指令値から前記電流指令値を演算する手段と、
前記電流指令値の角度から電気角補正値を求める手段と、
前記電気角補正値を用いて前記電流指令値の角度を初期化する手段と、
前記電気角補正値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記速度推定値と前記速度指令値との偏差から求めた角速度補償値を用いて前記電流指令値の角速度が急変しないように前記電流指令値の角速度を補正する手段と、を備えたものである。 The invention according to claim 6 is a control device for a permanent magnet type synchronous motor that does not have a magnetic pole position detector.
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A first operation mode for controlling an angular velocity of a current command value of the electric motor to a speed command value;
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the second operation mode to the first operation mode,
Means for calculating the current command value from the torque command value of the motor;
Means for obtaining an electrical angle correction value from the angle of the current command value;
Means for initializing an angle of the current command value using the electrical angle correction value ;
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the motor does not change suddenly using the electrical angle correction value ;
Means for correcting the angular velocity of the current command value so that the angular velocity of the current command value does not change suddenly using the angular velocity compensation value obtained from the deviation between the estimated speed value and the velocity command value. .

本発明によれば、電動機の運転速度範囲に応じて各種の制御方式を切り換える際の端子電圧や電流の急変を防止してショックを低減することができる。これにより、速度範囲を拡大して永久磁石形同期電動機のスムースな加減速運転を実現することが可能である。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the sudden change of the terminal voltage or electric current at the time of switching various control systems according to the driving speed range of an electric motor can be prevented, and a shock can be reduced. Thereby, it is possible to realize a smooth acceleration / deceleration operation of the permanent magnet type synchronous motor by expanding the speed range.

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は請求項１に相当する本発明の第１実施形態のブロック図である。
この第１実施形態は、特許文献２の電流引き込み制御から、非特許文献１の拡張誘起電圧を利用したセンサレスベクトル制御へショックレスで切り換えるためのものである。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of a first embodiment of the present invention corresponding to claim 1 .
This first embodiment is for switching from current drawing control of Patent Document 2 to sensorless vector control using the extended induced voltage of Non-Patent Document 1 without shock.

なお、永久磁石形同期電動機は、回転子のｄ軸（回転子の磁極方向）と、このｄ軸から９０度進んだｑ軸とに従って電流制御を行うことにより、高精度なトルク制御を実現可能である。しかし、磁極位置検出器を持たない場合にはｄ，ｑ軸を直接検出できないので、ｄ，ｑ軸に対応して電気角速度ω１で回転する直交回転座標系のγ，δ軸を制御装置側に推定して制御演算を行っている。
上記ｄ，ｑ軸及びγ，δ軸の定義を図７に示す。永久磁石形同期電動機の回転子のＮ極方向をｄ軸、このｄ軸から９０°進み方向をｑ軸、前記ｄ軸に対応する推定軸をγ軸、このγ軸から９０°進み方向をδ軸と定義する。
ただし、図７において、
ωｒ：ｄ，ｑ軸の電気角速度，ω１：γ，δ軸の電気角速度（＝速度推定値），θｅｒｒ：ｄ，ｑ軸に対するγ，δ軸の角度（角度差または磁極位置推定誤差ともいう）
とする。 Permanent magnet type synchronous motors can achieve high-accuracy torque control by performing current control according to the d-axis of the rotor (the direction of the magnetic pole of the rotor) and the q-axis advanced 90 degrees from this d-axis. It is. However, since the d and q axes cannot be directly detected without the magnetic pole position detector, the γ and δ axes of the orthogonal rotation coordinate system that rotates at the electrical angular velocity ω 1 corresponding to the d and q axes are on the controller side. The control calculation is performed by estimating.
The definitions of the d, q axis and the γ, δ axes are shown in FIG. The N-pole direction of the rotor of the permanent magnet synchronous motor is the d-axis, the 90 ° advance direction from the d-axis is the q-axis, the estimated axis corresponding to the d-axis is the γ-axis, and the 90 ° advance direction from the γ-axis is δ Define as axis.
However, in FIG.
ω r : electrical angular velocity of d and q axes, ω 1 : electrical angular velocity of γ and δ axes (= speed estimation value), θ err : angles of γ and δ axes with respect to d and q axes (angle difference or magnetic pole position estimation error) (Also called)
And

始めに、図１における主回路の構成は以下の通りである。
５０は三相交流電源であり、整流回路６０は電源５０の三相交流電圧を整流して直流電圧に変換する。この直流電圧はＰＷＭインバータからなる電力変換器７０に供給され、電動機８０を駆動するための所定の三相交流電圧に変換される。 First, the configuration of the main circuit in FIG. 1 is as follows.
Reference numeral 50 denotes a three-phase AC power source, and the rectifier circuit 60 rectifies the three-phase AC voltage of the power source 50 and converts it into a DC voltage. This DC voltage is supplied to a power converter 70 composed of a PWM inverter, and is converted into a predetermined three-phase AC voltage for driving the electric motor 80.

次に、図１における電流引き込み制御時の動作を、制御装置の構成と共に説明する。
切換スイッチ２３の入力を「Ｓ１」に設定し、γ，δ軸の角速度ω１を速度指令値ω＊に制御する。電気角演算器２４は、γ，δ軸の角速度ω１を積分してγ，δ軸の角度θ１を演算する。
また、切換スイッチ２１ａ，２１ｂの入力を「Ｓ１」に設定し、第１の電流指令演算器４１は、γ，δ軸電流指令値ｉγ ＊，ｉδ ＊を数式１のように制御する。 Next, the operation at the time of current drawing control in FIG. 1 will be described together with the configuration of the control device.
Set the input of the changeover switch 23 to the "S1", gamma, controls the angular velocity omega 1 of the δ-axis to the speed command value omega *. The electrical angle calculator 24 integrates the angular velocities ω 1 of the γ and δ axes to calculate the angle θ 1 of the γ and δ axes.
Further, the inputs of the changeover switches 21a and 21b are set to “S1”, and the first current command calculator 41 controls the γ and δ-axis current command values i γ * and i δ * as shown in Equation 1.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂは、γ，δ軸電流指令値ｉγ ＊，ｉδ ＊の低周波成分ｉγｆ ＊，ｉδｆ ＊を演算する。
電流座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉｕ，ｉｗを、γ，δ軸の角度θ１に基づいてγ，δ軸電流検出値ｉγ，ｉδに座標変換する。
γ軸電流指令値ｉγｆ ＊とγ軸電流検出値ｉγとの偏差を減算器１９ａにより演算し、この偏差を電流調節器２０により増幅してγ軸電圧指令値ｖγ ＊を演算する。一方、δ軸電流指令値ｉδｆ ＊とδ軸電流検出値ｉδとの偏差を減算器１９ｂにより演算し、この偏差を電流調節器２０により増幅してδ軸電圧指令値ｖδ ＊を演算する。
これらの電圧指令値ｖγ ＊，ｖδ ＊は、電圧座標変換器１５によってγ，δ軸の角度θ１に基づき相電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に変換される。 The low-pass filters 22a and 22b calculate the low-frequency components i γf * and i δf * of the γ and δ-axis current command values i γ * and i δ * .
The current coordinate converter 14 converts the phase current detection values i u and i w detected by the u-phase current detector 11u and the w-phase current detector 11w, respectively, into the γ and δ axes based on the angle θ 1 of the γ and δ axes. Coordinates are converted to current detection values i γ and i δ .
A deviation between the γ-axis current command value i γf * and the detected γ-axis current value i γ is calculated by the subtractor 19a, and the deviation is amplified by the current regulator 20 to calculate the γ-axis voltage command value v γ * . On the other hand, the deviation between the δ-axis current command value i δf * and the δ-axis current detection value i δ is calculated by the subtractor 19b, and this deviation is amplified by the current regulator 20 to calculate the δ-axis voltage command value v δ * . To do.
These voltage command values v γ * and v δ * are converted into phase voltage command values v u * , v v * and v w * based on the angle θ 1 of the γ and δ axes by the voltage coordinate converter 15.

ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊、及び、電圧検出器１２により検出した電力変換器７０の入力電圧Ｅｄｃからゲート信号を生成する。電力変換器７０は、上記ゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することで、永久磁石形同期電動機８０の端子電圧を相電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に制御する。
これらの制御により、振幅がＩγ ＊、角速度が速度指令値ω＊に等しい電流ベクトルが発生して回転子が電流ベクトルに引き込まれ、回転子の角速度ωｒは速度指令値ω＊に制御される。 The PWM circuit 13 generates a gate signal from the phase voltage command values v u * , v v * , v w * and the input voltage E dc of the power converter 70 detected by the voltage detector 12. The power converter 70 controls the internal semiconductor switching element based on the gate signal, thereby controlling the terminal voltage of the permanent magnet type synchronous motor 80 to the phase voltage command values v u * , v v * , v w * . To do.
By these controls, a current vector having an amplitude equal to I γ * and an angular velocity equal to the speed command value ω * is generated and the rotor is drawn into the current vector, and the rotor angular velocity ω r is controlled to the speed command value ω *. The

次に、センサレスベクトル制御時の動作について説明する。なお、説明は電流引き込み制御と異なる部分を中心に行い、重複する箇所の説明は省略する。
速度指令値ω＊と速度推定値ω１との偏差を減算器１６により演算し、この偏差を速度調節器１７により増幅してトルク指令値τ＊を演算する。
切換スイッチ２１ａ，２１ｂの入力を「Ｓ２」に設定し、γ，δ軸電流指令値ｉγ ＊，ｉδ ＊に第２の電流指令演算器１８の出力を設定する。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ＊に基づいて、トルク／電流が最大になる条件でγ，δ軸電流指令値ｉγ ＊，ｉδ ＊を演算する。 Next, the operation at the time of sensorless vector control will be described. Note that the description will focus on parts different from the current pull-in control, and a description of the overlapping parts will be omitted.
The deviation between the speed command value ω * and the estimated speed value ω 1 is calculated by the subtractor 16, and the deviation is amplified by the speed regulator 17 to calculate the torque command value τ * .
The inputs of the changeover switches 21a and 21b are set to “S2”, and the output of the second current command calculator 18 is set to the γ and δ axis current command values i γ * and i δ * . Based on the torque command value τ * , the current command calculator 18 calculates the γ and δ-axis current command values i γ * and i δ * under the condition that the torque / current is maximized.

ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ、減算器１９ａ，１９ｂ、電流調節器２０、電流座標変換器１４、電圧座標変換器１５の動作は、電流引き込み制御の場合と同じであり、これらによってγ，δ軸電流ｉγ，ｉδが指令値ｉγ ＊，ｉδ ＊に一致するように相電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊が制御される。
一方、拡張誘起電圧演算器３１には、γ，δ軸電圧指令値ｖγ ＊，ｖδ ＊、γ，δ軸電流検出値ｉγ，ｉδ及び速度推定値ω１が入力されており、拡張誘起電圧演算器３１は数式２により拡張誘起電圧を演算する。 The operations of the low-pass filters 22a and 22b, the subtractors 19a and 19b, the current adjuster 20, the current coordinate converter 14 and the voltage coordinate converter 15 are the same as those in the case of the current pull-in control. gamma, i [delta] is the command value i γ *, i δ * in the matching manner the phase voltage command values v u *, v v *, v w * is controlled.
On the other hand, the expanded induced voltage calculator 31 receives γ, δ-axis voltage command values v γ * , v δ * , γ, δ-axis current detection values i γ , i δ, and a speed estimation value ω 1 . The expansion induced voltage calculator 31 calculates the expansion induced voltage using Equation 2.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

図８は、拡張誘起電圧と角度差との関係を示すベクトル図である。拡張誘起電圧Ｅｅｘは、回転子と直交方向であるｑ軸方向に発生する。図８から明らかなように、γ，δ軸で観測した拡張誘起電圧の角度δＥｅｘはｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差（＝磁極位置推定誤差）θｅｒｒと等しい。これにより、拡張誘起電圧の角度δＥｅｘから角度差θｅｒｒを検出することができる。
すなわち、図１における角度演算器３２は、拡張誘起電圧の角度δＥｅｘを数式３により演算し、この角度δＥｅｘを、数式４に示す如く磁極位置推定誤差演算値θｅｒｒｅｓｔとする。 FIG. 8 is a vector diagram showing the relationship between the expansion induced voltage and the angle difference. The expansion induced voltage E ex is generated in the q-axis direction that is orthogonal to the rotor. As is apparent from FIG. 8, the angle δEex of the extended induced voltage observed on the γ and δ axes is equal to the angle difference (= magnetic pole position estimation error) θ err between the d and q axes and the γ and δ axes. Thereby, the angle difference θ err can be detected from the angle δ Eex of the expansion induced voltage.
That is, the angle calculator 32 in FIG. 1, the angle [delta] Eex expansion induced voltage is calculated by Equation 3, the angle [delta] Eex, the magnetic pole position estimation error calculation value theta Errest as shown in Equation 4.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

Figure 0005277724
Figure 0005277724

図１における切換スイッチ２３は、入力を「Ｓ２」に設定し、速度推定器３３は、磁極位置推定誤差演算値θｅｒｒｅｓｔを入力とするＰＩ調節器により速度推定値ω１（γ，δ軸の角速度に等しい）を数式５により演算する。この速度推定値ω１は、電気角演算器２４及び拡張誘起電圧演算器３１に入力される。 The changeover switch 23 in FIG. 1 sets the input to “S2”, and the speed estimator 33 receives the estimated speed value ω 1 (of the γ and δ axes) by the PI controller that receives the magnetic pole position estimation error calculation value θ errest . (Equal to the angular velocity) is calculated by Equation 5. The estimated speed value ω 1 is input to the electrical angle calculator 24 and the extended induced voltage calculator 31.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

電気角演算器２４は、速度推定値ω１を積分して磁極位置推定値θ１（γ，δ軸の角度に等しい）を演算する。
上述した拡張誘起電圧演算器３１、角度演算器３２、速度推定器３３及び電気角演算器２４により、γ，δ軸とｄ，ｑ軸との角度差θｅｒｒを零に収束させることができ、これによって磁極位置θ１及び速度ω１を正確に推定することが可能になる。これにより、電動機８０のトルク及び速度を正確に制御することができる。 The electrical angle calculator 24 calculates the magnetic pole position estimated value θ 1 (equal to the angles of the γ and δ axes) by integrating the speed estimated value ω 1 .
The above-described extended induced voltage calculator 31, angle calculator 32, speed estimator 33, and electrical angle calculator 24 can converge the angle difference θ err between the γ and δ axes and the d and q axes to zero, This makes it possible to accurately estimate the magnetic pole position θ 1 and the speed ω 1 . Thereby, the torque and speed of the electric motor 80 can be accurately controlled.

次に、第１の運転モードである電流引き込み制御から第２の運転モードであるセンサレスベクトル制御への切り換え処理の原理について、図９のベクトル図を使って説明する。
図９の左側に示す電流引き込み制御の場合、ｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差θｅｒｒは負荷トルクの増加関数である。一方、図９の右側のセンサレスベクトル制御の場合、ｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差θｅｒｒは、ほぼ零に制御される。
そこで、電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御へ切り換える場合には、磁極位置推定値θ１をｄ軸の角度に初期化し、この時に電圧指令ベクトルｖ＊とローパスフィルタ２２ａ，２２ｂの出力の電流指令ベクトルｉｆ ＊とが切り換え前後で連続するように（急変しないように）初期化する。更に、トルク指令値τ＊は切り換え前のトルクによって初期化し、電流指令ベクトルｉ＊を、切り換え前のトルクを出力する値に演算する。 Next, the principle of the switching process from the current drawing control as the first operation mode to the sensorless vector control as the second operation mode will be described with reference to the vector diagram of FIG.
In the current drawing control shown on the left side of FIG. 9, the angle difference θ err between the d and q axes and the γ and δ axes is an increasing function of the load torque. On the other hand, in the sensorless vector control on the right side of FIG. 9, the angle difference θ err between the d and q axes and the γ and δ axes is controlled to be substantially zero.
Therefore, the current in the case where the pull-in control switches to the sensorless vector control, initializes the magnetic pole position estimation value theta 1 to the angle of the d-axis, this time in the voltage command vector v * and the low-pass filter 22a, 22b current command vector i of the output of the Initialize so that f * is continuous before and after switching (so as not to change suddenly). Further, the torque command value τ * is initialized with the torque before switching, and the current command vector i * is calculated to a value for outputting the torque before switching.

次に、上記原理に従って電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御へ切り換えるときの演算処理について説明する。
電流引き込み制御を行った状態で、図１における拡張誘起電圧演算器３１は、拡張誘起電圧演算値Ｅｅｘγ，Ｅｅｘδを求め、角度演算器３２は拡張誘起電圧の角度δＥｅｘを求める。
ここで、トルク演算器１１１は、上記拡張誘起電圧演算値Ｅｅｘγ，Ｅｅｘδとγ，δ軸電流検出値ｉγ，ｉδ及び速度推定値ω１を用いて、トルク演算値τｃａｌｃを数式６により求める。 Next, calculation processing when switching from current drawing control to sensorless vector control according to the above principle will be described.
In the state in which the current drawing control is performed, the expansion induced voltage calculator 31 in FIG. 1 calculates the expansion induced voltage calculation values E exγ and E exδ , and the angle calculator 32 calculates the angle δ Eex of the expansion induced voltage.
Here, the torque calculator 111 calculates the torque calculation value τ calc using the expanded induced voltage calculation values E exγ and E exδ and the γ, δ-axis current detection values i γ and i δ and the estimated speed value ω 1. 6 is obtained.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

上記トルク演算値τｃａｌｃが入力される速度調節器１７では、その出力であるトルク指令値τ＊をトルク演算値τｃａｌｃに初期化する。
また、速度推定器３３の積分器出力をγ，δ軸速度ω１に初期化し、電気角演算器２４の出力θ１を数式７により初期化する。 In the speed regulator 17 to which the torque calculation value τ calc is input, the torque command value τ * as the output is initialized to the torque calculation value τ calc .
Further, the integrator output of the speed estimator 33 is initialized to γ and δ-axis speed ω 1, and the output θ 1 of the electrical angle calculator 24 is initialized by Equation 7.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

数式７における電気角補正値δｃｏｍｐには、数式８により拡張誘起電圧の角度δＥｅｘ（磁極位置推定誤差演算値θｅｒｒｅｓｔ）を用いる。 As the electrical angle correction value δ comp in Formula 7, the angle δ Eex (magnetic pole position estimation error calculation value θ errest ) of the extended induced voltage is used according to Formula 8.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

数式７によってγ，δ軸の角度θ１をδｃｏｍｐだけ補正したことに伴い、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂの出力である電流指令値ｉγｆ ＊，ｉδｆ ＊、及び、電流調節器２０の出力であるγ，δ軸電圧指令値ｖγ ＊，ｖδ ＊を、磁極位置推定誤差演算値θｅｒｒｅｓｔと、センサレスベクトル制御へ切り換える前のγ，δ軸電流検出値の前回値ｉγ（ｎ−１），ｉδ（ｎ−１）、及び、γ，δ軸電圧指令値の前回値ｖγ（ｎ−１） ＊，ｖδ（ｎ−１） ＊を用いて、それぞれ数式９，数式１０により初期化する。 As the angle θ 1 of the γ and δ axes is corrected by δ comp by Equation 7, the current command values i γf * and i δf * that are the outputs of the low-pass filters 22 a and 22 b and the output of the current regulator 20 A certain γ, δ-axis voltage command value v γ * , v δ * is converted into a magnetic pole position estimation error calculation value θ errest and a previous value i γ (n−1) of the γ, δ-axis current detection value before switching to sensorless vector control. ) , I δ (n−1) , and previous values v γ (n−1) * and v δ (n−1) * of the γ and δ-axis voltage command values, respectively, by Equations 9 and 10, respectively. initialize.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

Figure 0005277724
Figure 0005277724

数式９、数式１０により求めた電流指令値ｉγｆ ＊，ｉδｆ ＊及びγ，δ軸電圧指令値ｖγ ＊，ｖδ ＊に従って電力変換器７０を制御することにより、センサレスベクトル制御に切り換える際の電動機８０の電流及び端子電圧の急変を防止し、ショックをなくすことができる。 When switching to sensorless vector control by controlling the power converter 70 in accordance with the current command values i γf * and i δf * and γ and δ-axis voltage command values v γ * and v δ * obtained by Expressions 9 and 10. A sudden change in the current and terminal voltage of the motor 80 can be prevented, and a shock can be eliminated.

次に、請求項２に相当する本発明の第２実施形態を説明する。図２は、第２実施形態を示すブロック図である。
第２実施形態は、第１実施形態における電気角補正値δｃｏｍｐを、拡張磁束を用いて演算することで、低速時にも高精度に演算できるように改良したものであり、以下では、図２のブロック図について、図１と異なる箇所を中心に説明する。 Next, a second embodiment of the present invention corresponding to claim 2 will be described. FIG. 2 is a block diagram showing the second embodiment.
In the second embodiment, the electrical angle correction value δ comp in the first embodiment is calculated by using an extended magnetic flux so that it can be calculated with high accuracy even at a low speed. This block diagram will be described with a focus on differences from FIG.

まず、第１の運転モードである電流引き込み制御から第２の運転モードであるセンサレスベクトル制御に切り換えるときの動作を説明する。
図２において、拡張磁束演算器３４は、γ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅｅｘγ，Ｅｅｘδからγ，δ軸拡張磁束演算値Ψｅｘγ，Ψｅｘδを数式１１により演算する。 First, the operation when switching from the current drawing control as the first operation mode to the sensorless vector control as the second operation mode will be described.
2, extended flux calculator 34, gamma, [delta] axis extended induced voltage calculation value E exγ, γ from E exδ, δ-axis expansion flux operation value [psi Exganma, the [psi Exderuta computed using Equation 11.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

図１０は、拡張磁束と磁極位置推定誤差との関係を示すベクトル図である。図１０に示すように、拡張磁束ベクトルΨｅｘと拡張誘起電圧ベクトルＥｅｘとは直交関係にあり、拡張磁束ベクトルΨｅｘはｄ軸方向に発生する。従って、拡張磁束の角度δΨｅｘからｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差θｅｒｒを演算することができる。
図２における角度演算器３５はγ，δ軸拡張磁束演算値Ψｅｘγ，Ψｅｘδから拡張磁束の角度δΨｅｘを数式１２により演算し、この角度δΨｅｘから数式１３のように電気角補正値δｃｏｍｐを求める。 FIG. 10 is a vector diagram showing the relationship between the expanded magnetic flux and the magnetic pole position estimation error. As shown in FIG. 10, the expanded magnetic flux vector Ψ ex and the expanded induced voltage vector E ex are orthogonal to each other, and the expanded magnetic flux vector Ψ ex is generated in the d-axis direction. Therefore, the angle difference θ err between the d and q axes and the γ and δ axes can be calculated from the angle δΨex of the expanded magnetic flux.
Angle calculator 35 in FIG. 2 gamma, [delta] axis extended flux operation value Ψ exγ, Ψ angles [delta] Pusaiex extended flux calculated by Equation 12 from Exderuta, electrical angle correction value as Equation 13 from this angle δ Ψex δ comp .

Figure 0005277724
Figure 0005277724

Figure 0005277724
Figure 0005277724

数式１３に示す電気角補正値δｃｏｍｐを利用して、先の第１実施形態と同様に、電気角演算器２４、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ及び電流調節器２０を初期化する。
また、トルク演算器１１２は、γ，δ軸拡張磁束演算値Ψｅｘγ，Ψｅｘδとγ，δ軸電流検出値ｉγ，ｉδとを用いて、トルク演算値τｃａｌｃを数式１４により求める。 Using the electrical angle correction value δ comp shown in Expression 13, the electrical angle calculator 24, the low-pass filters 22a and 22b, and the current regulator 20 are initialized as in the first embodiment.
Further, the torque calculator 112 obtains the torque calculation value τ calc using Equation 14 using the γ and δ-axis expanded magnetic flux calculation values ψ exγ and ψ exδ and the γ and δ-axis current detection values i γ and i δ .

Figure 0005277724
Figure 0005277724

更に、速度調節器１７は、その出力であるトルク指令値τ＊を数式１４により演算したトルク演算値τｃａｌｃに初期化する。
また、速度推定器３３の積分器出力をγ，δ軸速度ω１に初期化する。以後の動作は、第１実施形態と同様である。
本実施形態においても、電動機８０の電流及び端子電圧の急変を防止してセンサレスベクトル制御に切り換える際のショックをなくすことができる。 Furthermore, the speed regulator 17 initializes the torque command value τ * , which is the output thereof, to a torque calculation value τ calc calculated by Equation 14.
Further, the integrator output of the speed estimator 33 is initialized to the γ and δ axis speed ω 1 . Subsequent operations are the same as those in the first embodiment.
Also in this embodiment, it is possible to prevent a shock when switching to sensorless vector control by preventing sudden changes in the current and terminal voltage of the motor 80.

次に、請求項３に相当する本発明の第３実施形態を説明する。図３は、第３実施形態を示すブロック図であり、この第３実施形態は、第１実施形態における位置・速度推定演算を、磁束オブザーバにより推定した拡張磁束推定値に基づいて行うことで、低速時にも安定に運転できるようにしたものである。
以下、図３において、図１と異なる箇所を中心に説明する。 Next, a third embodiment of the present invention corresponding to claim 3 will be described. FIG. 3 is a block diagram showing the third embodiment. In the third embodiment, the position / velocity estimation calculation in the first embodiment is performed based on the expanded magnetic flux estimated value estimated by the magnetic flux observer. It is designed to enable stable operation even at low speeds.
Hereinafter, in FIG. 3, a description will be given centering on points different from FIG.

まず、センサレスベクトル制御時の位置・速度推定演算について説明する。
磁束オブザーバ３６は、γ，δ軸電圧指令値ｖγ ＊，ｖδ ＊、γ，δ軸電流検出値ｉγ，ｉδ及び速度推定値ω１から、拡張磁束推定値Ψｅｘγｅｓｔ，Ψｅｘδｅｓｔを演算する。
ここで、磁束オブザーバ３６は、例えば本出願人による先願である特願２００８−１３０７９１に記載されているように構成されている。
すなわち、拡張磁束を含むγ，δ軸電流ｉγ，ｉδの状態方程式は数式１５、数式１６によって表される。 First, the position / speed estimation calculation at the time of sensorless vector control will be described.
The magnetic flux observer 36 calculates the expanded magnetic flux estimated values Ψ exγest , Ψ exδest from the γ, δ-axis voltage command values v γ * , v δ * , γ, δ-axis current detection values i γ , i δ and the speed estimated value ω 1. Calculate.
Here, the magnetic flux observer 36 is configured, for example, as described in Japanese Patent Application No. 2008-130791 which is a prior application by the present applicant.
That is, the state equations of γ and δ-axis currents i γ and i δ including the expanded magnetic flux are expressed by Equations 15 and 16.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

Figure 0005277724
Figure 0005277724

数式１５、数式１６において、ｄ，ｑ軸電流微分値ｐｉｄ，ｐｉｑを零に近似すると共に、速度推定値ω１が速度実際値ωｒに一致していると近似し、更に、γ，δ軸端子電圧ｖγ，ｖδがそれぞれγ，δ軸電圧指令値ｖγ ＊，ｖδ ＊に制御できていると近似することにより、磁束オブザーバを数式１７、数式１８により構成する。 In Expressions 15 and 16, d and q-axis current differential values pi d and pi q are approximated to zero, and the estimated speed value ω 1 is approximated to the actual speed value ω r , and γ, By approximating that the δ-axis terminal voltages v γ and v δ can be controlled to γ and δ-axis voltage command values v γ * and v δ * , respectively, the magnetic flux observer is configured by Equations 17 and 18.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

Figure 0005277724
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なお、数式１７の右辺１行目は、物理的にγ，δ軸電流微分値に相当し、このうち、括弧内の演算結果は過渡電圧に相当する。すなわち、数式１７の右辺１行目は、具体的には、γ，δ軸電圧指令値（ここでは、γ，δ軸電圧検出値に等しい）から電機子抵抗電圧降下、電機子反作用電圧降下及び拡張誘起電圧を減算して過渡電圧を求め、求めた過渡電圧にｄ軸インダクタンスＬｄの逆数を乗算してγ，δ軸電流微分値を演算している。
また、数式１７の右辺２行目は、電流推定値ｉγδｅｓｔと電流検出値ｉγδとの偏差を増幅して演算される電流補正値に相当しており、数式１７の右辺１行目のγ，δ軸電流微分値と前記電流補正値との加算結果に基づいて電流推定値ｉγδｅｓｔが演算されると共に、数式１８により、電流推定値ｉγδｅｓｔと電流検出値ｉγδとの偏差を増幅することで拡張磁束推定値Ψｅｘγδｅｓｔが演算されることを示している。 The first line on the right side of Equation 17 physically corresponds to the γ and δ axis current differential values, and among these, the calculation result in parentheses corresponds to the transient voltage. That is, the first line on the right side of Equation 17 specifically includes the armature resistance voltage drop, the armature reaction voltage drop, and the armature resistance voltage drop and the armature reaction voltage drop from the γ and δ axis voltage command values (here, equal to the γ and δ axis voltage detection values). extended electromotive force by subtracting the calculated transient voltage, the transient voltage obtained by multiplying the inverse of d-axis inductance L d gamma, and calculates the δ-axis current differential value.
The second line on the right side of Equation 17 corresponds to a current correction value that is calculated by amplifying the deviation between the current estimated value i γδest and the current detection value i γδ. The current estimated value i γδest is calculated based on the addition result of the δ-axis current differential value and the current correction value, and the deviation between the current estimated value i γδest and the detected current value i γδ is amplified by Equation 18. This indicates that the expanded magnetic flux estimated value Ψ exγδest is calculated.

次に、図３における角度演算器３７は、拡張磁束推定値Ψｅｘγｅｓｔ，Ψｅｘδｅｓｔから拡張磁束推定値の角度δΨｅｘｅｓｔを数式１９により演算する。 Then, the angle calculator 37 in FIG. 3, extend the magnetic flux estimation value [psi Exganmaest, the angle [delta] Pusaiexest extended flux estimate from [psi Exderutaest computed using Equation 19.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

速度推定器３３の入力である磁極位置推定誤差演算値θｅｒｒｅｓｔは、拡張磁束推定値の角度δΨｅｘｅｓｔから数式２０により求める。 The magnetic pole position estimation error calculation value θ errest which is an input of the speed estimator 33 is obtained from the angle δ Ψexest of the expanded magnetic flux estimation value by Expression 20.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

速度推定器３３は、磁極位置推定誤差演算値θｅｒｒｅｓｔを入力とするＰＩ調節器により速度推定値ω１を演算し、電気角演算器２４は速度推定値ω１を積分して磁極位置推定値θ１を演算する。 The speed estimator 33 calculates the speed estimated value ω 1 by a PI controller that receives the magnetic pole position estimation error calculated value θ errest , and the electrical angle calculator 24 integrates the speed estimated value ω 1 to estimate the magnetic pole position estimated value. Calculate θ 1 .

次に、第１の運転モードである電流引き込み制御から第２の運転モードであるセンサレスベクトル制御へ切り換えるときの初期化処理について説明する。
前述した如く、磁束オブザーバ３６は、拡張磁束推定値Ψｅｘγｅｓｔ，Ψｅｘδｅｓｔを演算し、角度演算器３７は拡張磁束推定値の角度δΨｅｘｅｓｔを演算する。
電気角補正値δｃｏｍｐは、拡張磁束推定値の角度δΨｅｘｅｓｔから数式２１により演算する。 Next, an initialization process when switching from the current drawing control as the first operation mode to the sensorless vector control as the second operation mode will be described.
As described above, the magnetic flux observer 36 calculates the expanded magnetic flux estimated values Ψ exγest and Ψ exδest , and the angle calculator 37 calculates the angle δ Ψexest of the expanded magnetic flux estimated value.
The electrical angle correction value δ comp is calculated by Equation 21 from the angle δ ψexist of the expanded magnetic flux estimated value.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

電気角演算器２４、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ、及び、電流調節器２０の初期化処理は、第２実施形態と同じである。
また、磁束オブザーバ３６の出力は、数式２２により初期化する。 The initialization processing of the electrical angle calculator 24, the low-pass filters 22a and 22b, and the current regulator 20 is the same as in the second embodiment.
Further, the output of the magnetic flux observer 36 is initialized by Equation 22.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

トルク演算器１１２は、γ，δ軸拡張磁束推定値Ψｅｘγｅｓｔ，Ψｅｘδｅｓｔ及びγ，δ軸電流検出値ｉγ，ｉδを用いて、数式１４に準じた以下の数式によりトルク演算値τｃａｌｃを求める。
τｃａｌｃ＝Ψｅｘγｅｓｔｉδ−Ψｅｘδｅｓｔｉγ
そして、速度調節器１７の出力であるトルク指令値τ＊をトルク演算値τｃａｌｃに初期化する。また、速度推定器３３の積分器出力をγ，δ軸速度ω１に初期化する。以後の動作は、第１実施形態と同様である。
本実施形態においても、電動機８０の電流及び端子電圧の急変を防止して、センサレスベクトル制御に切り換える際のショックをなくすことができる。 The torque calculator 112 uses the γ and δ-axis expanded magnetic flux estimated values ψ exγest and ψ exδest and the γ and δ-axis current detection values i γ and i δ to calculate a torque calculation value τ calc according to the following equation according to Equation 14: Ask for.
τ calc = Ψ exγest i δ −Ψ exδest i γ
Then, the torque command value τ * , which is the output of the speed regulator 17, is initialized to the torque calculation value τcalc . Further, the integrator output of the speed estimator 33 is initialized to the γ and δ axis speed ω 1 . Subsequent operations are the same as those in the first embodiment.
Also in the present embodiment, it is possible to prevent a sudden change in the current and terminal voltage of the electric motor 80 and eliminate the shock when switching to the sensorless vector control.

次に、請求項４に相当する本発明の第４実施形態を説明する。図４は、第４実施形態を示すブロック図である。
この第４実施形態は、第３実施形態における各部の初期化処理を、磁束オブザーバを利用せずに、拡張誘起電圧から拡張磁束を直接演算して行うことにより演算量を低減したものである。以下では、図４において図３と異なる箇所を中心に説明する。 Next, a fourth embodiment of the present invention corresponding to claim 4 will be described. FIG. 4 is a block diagram showing the fourth embodiment.
In the fourth embodiment, the amount of calculation is reduced by performing the initialization process of each unit in the third embodiment by directly calculating the extended magnetic flux from the extended induced voltage without using the magnetic flux observer. In the following, description will be made mainly on the points different from FIG. 3 in FIG.

第１の運転モードである電流引き込み制御から第２の運転モードであるセンサレスベクトル制御への切り換え処理は、以下の通りである。
図４において、第２実施形態と同様に、拡張誘起電圧演算器３１は拡張誘起電圧演算値Ｅｅｘγ，Ｅｅｘδを求め、拡張磁束演算器３４は拡張磁束演算値Ψｅｘγ，Ψｅｘδを求め、角度演算器３５は拡張磁束の角度δΨｅｘを演算する。また、拡張磁束の角度δΨｅｘから、数式１３により電気角補正値δｃｏｍｐを演算する。 The switching process from the current drawing control that is the first operation mode to the sensorless vector control that is the second operation mode is as follows.
In FIG. 4, as in the second embodiment, the expansion induced voltage calculator 31 calculates the expansion induced voltage calculation values E exγ and E exδ , and the expansion flux calculator 34 calculates the expansion flux calculation values Ψ exγ and Ψ exδ , The angle calculator 35 calculates the expanded magnetic flux angle δ Ψex . Further, the electrical angle correction value δ comp is calculated from the expanded magnetic flux angle δ ψex according to Equation 13.

電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御に切り換えるときの、トルク演算器１１２、電気角演算器２４，ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ及び電流調節器２０の初期化処理は、第２実施形態と同じである。
磁束オブザーバ３６の出力Ψｅｘγｅｓｔ，Ψｅｘδｅｓｔは、数式２２の右辺のΨ ｅｘγｅｓｔ（ｎ−１） ，Ψ ｅｘδｅｓｔ（ｎ−１） を拡張磁束演算値Ψ ｅｘγ ，Ψ ｅｘδ に置き換えた式で初期化する。 The initialization process of the torque calculator 112, the electrical angle calculator 24, the low-pass filters 22a and 22b, and the current regulator 20 when switching from the current pull-in control to the sensorless vector control is the same as in the second embodiment.
Output [psi Exganmaest the flux observer 36, Ψ exδest the number equation 22 of the right side of Ψ exγest (n-1), Ψ exδest (n-1) the extension magnetic flux operation value [psi Exganma, initialized by the formula is replaced with [psi Exderuta To do.

次いで、請求項５に相当する本発明の第５実施形態を説明する。この第５実施形態は、第３の運転モードであるＶ／ｆ制御から、第２の運転モードである拡張誘起電圧を利用したセンサレスベクトル制御へショックレスで切り換えるためのものである。 Next, a fifth embodiment of the present invention corresponding to claim 5 will be described. In the fifth embodiment, the V / f control as the third operation mode is switched to the sensorless vector control using the extended induced voltage as the second operation mode without shock.

図５は第５実施形態を示すブロック図であり、始めにＶ／ｆ制御時の動作について説明する。
図５において、切換スイッチ２６の入力を「Ｓ３」に設定し、γ，δ軸の角速度ω１を速度指令値ω＊に制御する。電気角演算器２４は、γ，δ軸の角速度ω１を積分してγ，δ軸の角度θ１を演算する。
また、切換スイッチ２５ａ，２５ｂの入力を「Ｓ３」に設定し、ｆ／Ｖ変換器４２は、γ軸電圧指令値ｖγ ＊を零、δ軸電圧指令値ｖδ ＊を速度指令値ω＊にほぼ比例して制御する。 FIG. 5 is a block diagram showing the fifth embodiment. First, the operation during V / f control will be described.
In FIG. 5, the input of the changeover switch 26 is set to “S3”, and the angular velocity ω 1 of the γ and δ axes is controlled to the velocity command value ω * . The electrical angle calculator 24 integrates the angular velocities ω 1 of the γ and δ axes to calculate the angle θ 1 of the γ and δ axes.
Further, the inputs of the changeover switches 25a and 25b are set to “S3”, and the f / V converter 42 sets the γ-axis voltage command value v γ * to zero and the δ-axis voltage command value v δ * to the speed command value ω *. Is controlled almost in proportion to

一方、センサレスベクトル制御時には、切換スイッチ２６の入力を「Ｓ２」に設定し、γ，δ軸の角速度ω１を速度推定器３３により演算し、切換スイッチ２５ａ，２５ｂの入力を「Ｓ２」に設定して、電流調節器２０によりγ，δ軸電圧指令値ｖγ ＊，ｖδ ＊を制御する。詳細な動作は、図１に示した第１実施形態と同様である。 On the other hand, when the sensor-less vector control, set to set the input of the changeover switch 26 to "S2", gamma, calculated by the angular velocity omega 1 speed estimator 33 of δ-axis, the change-over switch 25a, the input 25b to "S2" Then, the current regulator 20 controls the γ and δ-axis voltage command values v γ * and v δ * . The detailed operation is the same as that of the first embodiment shown in FIG.

次に、Ｖ／ｆ制御時からセンサレスベクトル制御への切り換え処理の原理について、図１１のベクトル図を用いて説明する。
図１１の左側に示すように、Ｖ／ｆ制御の場合、電圧指令ベクトルｖ＊はδ軸方向に制御され、ｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差θｅｒｒは負荷トルクの増加関数である。一方、図１１の右側に示すセンサレスベクトル制御の場合、ｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差θｅｒｒは、ほぼ零に制御される。
そこで、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御へ切り換えるときに、磁極位置推定値θ１をｄ軸の角度に初期化し、このときに電圧指令ベクトルｖ＊が切り換え前後で連続するように初期化する。更に、トルク指令値τ＊を切り換え前のトルクにより初期化し、電流指令ベクトルｉ＊を、切り換え前のトルクを出力する値に演算する。ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂから出力される電流指令ベクトルｉｆ ＊は、切り換え前の電流値によって初期化する。 Next, the principle of switching processing from V / f control to sensorless vector control will be described with reference to the vector diagram of FIG.
As shown on the left side of FIG. 11, in the case of V / f control, the voltage command vector v * is controlled in the δ-axis direction, and the angle difference θ err between the d, q-axis and the γ, δ-axis is an increase function of the load torque. It is. On the other hand, in the sensorless vector control shown on the right side of FIG. 11, the angle difference θ err between the d and q axes and the γ and δ axes is controlled to be substantially zero.
Therefore, when switching from the V / f control to the sensor-less vector control, it initializes the magnetic pole position estimation value theta 1 to the angle of the d-axis is initialized so as to continue before and after the voltage command vector v * switched at this time. Further, the torque command value τ * is initialized with the torque before switching, and the current command vector i * is calculated to a value for outputting the torque before switching. The current command vector i f * output from the low-pass filters 22a and 22b is initialized with the current value before switching.

次に、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御へ切り換えるときの演算処理について説明する。
図５において、拡張誘起電圧演算器３１は拡張誘起電圧演算値Ｅｅｘγ，Ｅｅｘδを求め、角度演算器３２は、拡張誘起電圧の角度δＥｅｘを数式３により演算する。
第１実施形態と同様に、速度調節器１７の出力は、トルク演算器１１１により求めたトルク演算値τｃａｌｃによって初期化し、電気角演算器２４、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ及び電流調節器２０は、拡張誘起電圧の角度δＥｅｘから演算した電気角補正値δｃｏｍｐを利用して初期化する。初期化方法は、第１実施形態と同じである。
この第５実施形態においても、電動機８０の電流及び端子電圧の急変を防止してセンサレスベクトル制御に切り換える際のショックをなくすことができる。 Next, calculation processing when switching from V / f control to sensorless vector control will be described.
In FIG. 5, the expansion induced voltage calculator 31 calculates the expansion induced voltage calculation values E exγ and E exδ , and the angle calculator 32 calculates the angle δ Eex of the expansion induced voltage using Equation 3.
Similar to the first embodiment, the output of the speed regulator 17 is initialized by the torque computation value τ calc obtained by the torque calculator 111, and the electrical angle calculator 24, the low-pass filters 22a and 22b, and the current regulator 20 are Initialization is performed using the electrical angle correction value δ comp calculated from the angle δ Eex of the extended induced voltage. The initialization method is the same as in the first embodiment.
Also in the fifth embodiment, it is possible to eliminate a shock when switching to sensorless vector control by preventing sudden changes in the current and terminal voltage of the electric motor 80.

なお、図５における拡張誘起電圧演算器３１の代わりに、図３に示したように磁束オブザーバ３６及び角度演算器３７を用いて拡張磁束の角度δΨｅｘｅｓｔ及び位置推定誤差演算値θｅｒｒｅｓｔを求め、これを電気角補正値δｃｏｍｐとして用いて、センサレスベクトル制御への切り換え時に電気角演算器２４、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ及び電流調節器２０を初期化しても良い。 In addition, instead of the expansion induced voltage calculator 31 in FIG. 5, as shown in FIG. 3, the magnetic flux observer 36 and the angle calculator 37 are used to obtain the expanded magnetic flux angle δ Ψexest and the position estimation error calculation value θ errest , This may be used as the electrical angle correction value δ comp to initialize the electrical angle calculator 24, the low-pass filters 22a and 22b, and the current regulator 20 when switching to sensorless vector control .

最後に、請求項６に相当する本発明の第６実施形態を説明する。図６は、第６実施形態のブロック図を示している。
この第６実施形態は、第２の運転モードである拡張誘起電圧を利用したセンサレスベクトル制御から第１の運転モードである電流引き込み制御へショックレスで切り換えるためのものである。 Finally, a sixth embodiment of the present invention corresponding to claim 6 will be described. FIG. 6 shows a block diagram of the sixth embodiment.
In the sixth embodiment, the sensorless vector control using the extended induced voltage which is the second operation mode is switched to the current drawing control which is the first operation mode without shock.

まず、センサレスベクトル制御から電流引き込み制御への切り換え処理の原理について、図１２のベクトル図を使って説明する。
図１２の左側に示すセンサレスベクトル制御の場合、トルク／電流が最大になるように電流指令ベクトルｉ＊を制御するが、図１２の右側の電流引き込み制御の場合には、一般に、電流指令値を一定に制御し、電流指令ベクトルｉ＊の方向をγ軸と定義して制御演算を行う。
そこで、センサレスベクトル制御から電流引き込み制御へ切り換えるときに、切り換え前後でトルクが変化しないように電流指令値を演算し、ｄ軸と電流指令ベクトルｉ＊との角度差δｉを演算し、この角度差δｉを用いてγ，δ軸の角度θ１を初期化する。これと同時に、電圧指令ベクトルｖ＊とローパスフィルタ２２ａ，２２ｂから出力される電流指令ベクトルｉｆ ＊とが切り換え前後で連続するように初期化する。 First, the principle of switching processing from sensorless vector control to current drawing control will be described with reference to the vector diagram of FIG.
In the case of the sensorless vector control shown on the left side of FIG. 12, the current command vector i * is controlled so that the torque / current is maximized. However, in the case of the current pull-in control on the right side of FIG. The control calculation is performed with constant control, defining the direction of the current command vector i * as the γ-axis.
Therefore, when switching from sensorless vector control to current pull-in control, a current command value is calculated so that the torque does not change before and after switching, and an angle difference δ i between the d-axis and the current command vector i * is calculated. Using the difference δ i , the angle θ 1 of the γ and δ axes is initialized. At the same time, the voltage command vector v * and the current command vector if * output from the low-pass filters 22a and 22b are initialized so as to be continuous before and after switching.

次に、センサレスベクトル制御から電流引き込み制御に切り換えるときの演算処理について説明する。
図６における電流指令初期値演算器１２１は、電流指令値を振幅Ｉγ ＊に制御したときにトルクを指令値τ＊に制御する。ｄ，ｑ軸におけるｑ軸電流指令値ｉｑ１ ＊を、数式２３により近似的に演算する。 Next, calculation processing when switching from sensorless vector control to current drawing control will be described.
The current command initial value calculator 121 in FIG. 6 controls the torque to the command value τ * when the current command value is controlled to the amplitude I γ * . The q-axis current command value i q1 * on the d and q axes is approximately calculated by Equation 23.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

一方、ｄ軸電流指令値ｉｄ１ ＊は、電流指令値振幅Ｉγ ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ１ ＊とから、数式２４により演算する。 On the other hand, the d-axis current command value i d1 * is calculated by Equation 24 from the current command value amplitude I γ * and the q-axis current command value i q1 * .

Figure 0005277724
Figure 0005277724

ｄ軸と電流指令ベクトルｉ＊との角度差δｉは、数式２５により演算する。 The angle difference δ i between the d-axis and the current command vector i * is calculated by Equation 25.

Figure 0005277724
Figure 0005277724

電気角補正値δｃｏｍｐは、角度差δｉを利用して数式２６とする。 The electrical angle correction value δ comp is expressed by Equation 26 using the angle difference δ i .

Figure 0005277724
Figure 0005277724

電気角演算器２４、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ及び電流調節器２０は、電気角補正値δｃｏｍｐを利用して初期化する。この初期化方法は、第１実施形態と同様である。
角速度補償器１２３は、γ，δ軸の角速度ω１が切り換え時に急変しないように、電流引き込み制御開始から角速度補償値ω１ｃｏｍｐを演算し、加算器１２４は速度指令値ω＊と角速度補償値ω１ｃｏｍｐとを加算してγ，δ軸の角速度ω１を演算する。
図１３は、角速度補償器１２３の動作原理を示している。角速度補償値ω１ｃｏｍｐの初期値は、速度推定値ω１と、電流引き込み制御への切り換え直前に減算器１２２により演算した速度指令値ω＊との偏差とし、その後、角速度補償値ω１ｃｏｍｐを所定の変化率で零に低減させる。
この第６実施形態によれば、電流引き込み制御に切り換える際の電動機８０の電流及び端子電圧の急変を防止してショックをなくすことができる。 The electrical angle calculator 24, the low-pass filters 22a and 22b, and the current regulator 20 are initialized using the electrical angle correction value δ comp . This initialization method is the same as in the first embodiment.
The angular velocity compensator 123 calculates the angular velocity compensation value ω 1comp from the start of the current drawing control so that the angular velocity ω 1 of the γ and δ axes does not change suddenly when switching, and the adder 124 calculates the velocity command value ω * and the angular velocity compensation value ω. γ by adding the 1Comp, calculates an angular velocity omega 1 of the δ-axis.
FIG. 13 shows the operating principle of the angular velocity compensator 123. The initial value of the angular velocity compensation value ω 1comp is a deviation between the estimated speed value ω 1 and the speed command value ω * calculated by the subtractor 122 immediately before switching to the current pull-in control, and then the angular velocity compensation value ω 1comp is set to a predetermined value. The rate of change is reduced to zero.
According to the sixth embodiment, it is possible to prevent a shock by preventing a sudden change in the current and terminal voltage of the electric motor 80 when switching to the current drawing control.

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. 本発明の第２実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows 6th Embodiment of this invention. γ，δ軸の定義を示す図である。It is a figure which shows the definition of (gamma) and (delta) axis | shaft. 拡張誘起電圧と角度差（磁極位置推定誤差）との関係を示すベクトル図である。It is a vector diagram which shows the relationship between an expansion induced voltage and an angle difference (magnetic pole position estimation error). 電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御への切り換え処理の原理を示すベクトル図である。It is a vector diagram which shows the principle of the switching process from electric current drawing control to sensorless vector control. 拡張磁束と磁極位置推定誤差との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between an extended magnetic flux and a magnetic pole position estimation error. Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御への切り換え処理の原理を示すベクトル図である。It is a vector diagram which shows the principle of the switching process from V / f control to sensorless vector control. センサレスベクトル制御から電流引き込み制御への切り換え処理の原理を示すベクトル図である。It is a vector diagram which shows the principle of the switching process from sensorless vector control to electric current drawing control. 角度補償器の動作原理を示す図である。It is a figure which shows the principle of operation of an angle compensator.

符号の説明Explanation of symbols

５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ 永久磁石形同期電動機
１１ｕ ｕ相電流検出器
１１ｗ ｗ相電流検出器
１２ 電圧検出器
１３ ＰＷＭ回路
１４ 電流座標変換器
１５ 電圧座標変換器
１６ 減算器
１７ 速度指令演算器
１８ 電流指令演算器
１９ａ，１９ｂ 減算器
２０ 電流調節器
２１ａ，２１ｂ 切換スイッチ
２２ａ，２２ｂ ローパスフィルタ
２３ 切換スイッチ
２４ 電気角演算器
２５ａ，２５ｂ 切換スイッチ
２６ 切換スイッチ
３１ 拡張誘起電圧演算器
３２ 角度演算器
３３ 速度推定器
３４ 拡張磁束演算器
３５ 角度演算器
３６ 磁束オブザーバ
３７ 角度演算器
４１ 電流指令演算器
４２ ｆ／Ｖ変換器
１１１，１１２ トルク演算器
１２１ 電流指令初期値演算器
１２２ 減算器
１２３ 角速度補償器
１２４ 加算器 50 three-phase AC power supply 60 rectifier circuit 70 power converter 80 permanent magnet synchronous motor 11u u-phase current detector 11w w-phase current detector 12 voltage detector 13 PWM circuit 14 current coordinate converter 15 voltage coordinate converter 16 subtractor 17 Speed command calculator 18 Current command calculator 19a, 19b Subtractor 20 Current regulator 21a, 21b Changeover switch 22a, 22b Low pass filter 23 Changeover switch 24 Electric angle calculator 25a, 25b Changeover switch 26 Changeover switch 31 Expansion induced voltage calculation Unit 32 Angle calculator 33 Speed estimator 34 Expanded magnetic flux calculator 35 Angle calculator 36 Magnetic flux observer 37 Angle calculator 41 Current command calculator 42 f / V converters 111 and 112 Torque calculator 121 Current command initial value calculator 122 Subtractor 123 Angular velocity compensator 124 Adder

Claims (6)

磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張誘起電圧演算値を求める手段と、
前記拡張誘起電圧演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
前記電動機の電流、前記拡張誘起電圧演算値及び前記電流指令値の角速度からトルクを演算する手段と、
前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。 In a control device for a permanent magnet type synchronous motor having no magnetic pole position detector,
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A first operation mode for controlling an angular velocity of a current command value of the electric motor to a speed command value;
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the first operation mode to the second operation mode,
Means for obtaining an expansion induced voltage calculation value from an electric current of the motor, a terminal voltage, and an angular velocity of the current command value;
It means for calculating a magnetic pole position estimation error from the angle of the extension induction electrostatic 圧演 calculated value,
Means for initializing the magnetic pole position estimation value using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the speed estimate using an angular velocity of the current command value;
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the current command value so that the electric current of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for calculating torque from the electric current of the motor, the expansion induced voltage calculation value and the angular velocity of the current command value;
Means for initializing a torque command value using the calculated value of the torque;
A control device for a permanent magnet type synchronous motor. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張誘起電圧演算値を求める手段と、
前記拡張誘起電圧演算値及び前記電流指令値の角速度から拡張磁束演算値を求める手段と、
前記拡張磁束演算値から求めた電気角補正値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記電気角補正値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記電気角補正値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
前記電動機の電流及び前記拡張磁束演算値からトルクを演算する手段と、
前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。 In a control device for a permanent magnet type synchronous motor having no magnetic pole position detector,
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A first operation mode for controlling an angular velocity of a current command value of the electric motor to a speed command value;
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the first operation mode to the second operation mode,
Means for obtaining an expansion induced voltage calculation value from an electric current of the motor, a terminal voltage, and an angular velocity of the current command value;
Means for obtaining an expanded magnetic flux calculated value from the expanded induced voltage calculated value and the angular velocity of the current command value ;
Means for initializing the magnetic pole position estimated value using an electrical angle correction value obtained from the expanded magnetic flux calculation value ;
Means for initializing the speed estimate using an angular velocity of the current command value;
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the motor does not change suddenly using the electrical angle correction value ;
Means for initializing the current command value so that the electric current of the motor does not change suddenly using the electrical angle correction value ;
Means for calculating torque from the electric current of the electric motor and the expanded magnetic flux calculation value;
Means for initializing a torque command value using the calculated value of the torque;
A control device for a permanent magnet type synchronous motor. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張磁束推定値を求める磁束オブザーバと、
前記拡張磁束推定値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
前記電動機の電流及び前記拡張磁束推定値からトルクを演算する手段と、
前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。 In a control device for a permanent magnet type synchronous motor having no magnetic pole position detector,
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A first operating mode for controlling the angular velocity of the current command value of the motor speed command value,
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the first operation mode to the second operation mode,
Current of the motor, and the terminal voltage, flux observer for obtaining the extension flux estimate from the angular velocity of the current command value,
Means for calculating a magnetic pole position estimation error from the angle of the expanded magnetic flux estimated value ;
Means for initializing the magnetic pole position estimation value using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
It means for initializing the speed estimate using the angular velocity of the current command value,
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the current command value so that the electric current of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for calculating torque from the current of the motor and the estimated value of the expanded magnetic flux;
Means for initializing a torque command value using the calculated value of the torque;
A control device for a permanent magnet type synchronous motor. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張磁束推定値を求める磁束オブザーバと、
前記拡張磁束推定値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記速度推定値を求める手段と、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張誘起電圧演算値を求める手段と、
前記拡張誘起電圧演算値及び前記電流指令値の角速度から拡張磁束演算値を求める手段と、
前記拡張磁束演算値から求めた電気角補正値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記電気角補正値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
前記電気角補正値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記拡張磁束演算値と前記電気角補正値とを用いて前記拡張磁束推定値を初期化する手段と、
前記電動機の電流及び前記拡張磁束演算値からトルクを演算する手段と、
前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。 In a control device for a permanent magnet type synchronous motor having no magnetic pole position detector,
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A first operation mode for controlling an angular velocity of a current command value of the electric motor to a speed command value;
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the first operation mode to the second operation mode,
Current of the motor, and the terminal voltage, the flux observer for obtaining the extension flux estimate from the angular velocity of the current command value,
Means for calculating a magnetic pole position estimation error from the angle of the expanded magnetic flux estimated value;
Means for obtaining the speed estimation value using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for obtaining an expansion induced voltage calculation value from an electric current of the motor, a terminal voltage, and an angular velocity of the current command value;
Means for obtaining an expanded magnetic flux calculated value from the expanded induced voltage calculated value and the angular velocity of the current command value ;
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the electric motor does not change suddenly using an electrical angle correction value obtained from the expanded magnetic flux calculation value ;
Means for initializing the current command value so that the electric current of the motor does not change suddenly using the electrical angle correction value ;
Means for initializing the magnetic pole position estimate using the electrical angle correction value;
Means for initializing the expanded magnetic flux estimated value using the expanded magnetic flux calculation value and the electrical angle correction value;
Means for calculating torque from the electric current of the electric motor and the expanded magnetic flux calculation value;
Means for initializing a torque command value using the calculated value of the torque;
A control device for a permanent magnet type synchronous motor. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電圧指令値の振幅を速度指令値にほぼ比例して制御し、前記電圧指令値の角速度を前記速度指令値に制御する第３の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電圧指令値の角速度から拡張誘起電圧演算値を求める手段と、
前記拡張誘起電圧演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記速度推定値を求める手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
前記電動機の電流、前記拡張誘起電圧演算値及び前記電圧指令値の角速度からトルクを演算する手段と、
前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。 In a control device for a permanent magnet type synchronous motor having no magnetic pole position detector ,
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A third operation mode in which the amplitude of the voltage command value of the electric motor is controlled substantially in proportion to the speed command value, and the angular speed of the voltage command value is controlled to the speed command value;
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the third operation mode to the second operation mode,
Means for obtaining an expansion induced voltage calculation value from the current of the electric motor, the terminal voltage, and the angular velocity of the voltage command value;
Means for calculating a magnetic pole position estimation error from the angle of the extended induced voltage calculation value;
Means for obtaining the speed estimation value using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the magnetic pole position estimation value using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the speed estimate using an angular velocity of the current command value;
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for initializing the current command value so that the electric current of the motor does not change suddenly using the calculated value of the magnetic pole position estimation error;
Means for calculating torque from the current of the motor, the expansion induced voltage calculation value and the angular velocity of the voltage command value;
Means for initializing a torque command value using the calculated value of the torque;
A control device for a permanent magnet type synchronous motor. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第２の運転モードから第１の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機のトルク指令値から前記電流指令値を演算する手段と、
前記電流指令値の角度から電気角補正値を求める手段と、
前記電気角補正値を用いて前記電流指令値の角度を初期化する手段と、
前記電気角補正値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記速度推定値と前記速度指令値との偏差から求めた角速度補償値を用いて前記電流指令値の角速度が急変しないように前記電流指令値の角速度を補正する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。 In a control device for a permanent magnet type synchronous motor having no magnetic pole position detector ,
Taking the current, terminal voltage, and magnetic flux of the motor as vectors,
A first operation mode for controlling an angular velocity of a current command value of the electric motor to a speed command value;
A second operation mode for controlling the speed of the motor to a speed command value using a rotor magnetic pole position estimated value and a speed estimated value calculated from the current and terminal voltage of the motor;
When switching from the second operation mode to the first operation mode,
Means for calculating the current command value from the torque command value of the motor;
Means for obtaining an electrical angle correction value from the angle of the current command value;
Means for initializing an angle of the current command value using the electrical angle correction value;
Means for initializing a terminal voltage command value so that the terminal voltage of the motor does not change suddenly using the electrical angle correction value;
Means for correcting the angular velocity of the current command value so that the angular velocity of the current command value does not change abruptly using an angular velocity compensation value obtained from a deviation between the estimated speed value and the velocity command value;
A control device for a permanent magnet type synchronous motor.
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