JP5270828B2

JP5270828B2 - Power supply

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Publication number: JP5270828B2
Application number: JP2006330712A
Authority: JP
Inventors: 均三上
Original assignee: Fuji Xerox Co Ltd; Fujifilm Business Innovation Corp
Current assignee: Fujifilm Business Innovation Corp
Priority date: 2006-12-07
Filing date: 2006-12-07
Publication date: 2013-08-21
Anticipated expiration: 2026-12-07
Also published as: JP2008148411A

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power supply device which can suppress generation of variations in the output voltage, even if there are variations in the coupling factor of a primary-side winding and a secondary-side winding of a transformer. <P>SOLUTION: The power supply device comprises the transformer which has the primary-side winding Np which is arranged on the primary side, and in which energy is accumulated accompanied by an increase in the flowing current value, with the lapse of time, when a transistor Tr1 is brought into an on-state; the secondary winding Ns which is arranged on the secondary side, in which a voltage, corresponding to the energy, is induced when the transistor Tr1 is shifted to an off-state, and which outputs the voltage as power-supply power; and a base winding Nb in which a voltage is induced, according to the change in the current value of the current which flows in the primary winding Np; a capacitor C2 which switches the on-state and the off-state of the transistor Tr1 according to a level of the voltage, induced at the base winding Nb when the transistor Tr1 is switched to off-state; and a Zener diode Dz. The base winding Nb is arranged on the secondary side of the transformer. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

この発明は、電源装置に係り、特に、出力電力の定電圧制御を行う電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device, and more particularly to a power supply device that performs constant voltage control of output power.

従来、電源装置では、回路の構成が簡単で且つ安価に定電圧制御を行う方式としてＲＣＣ（Ringing Choke Converter）方式が知られている（例えば、特許文献１、特許文献２、非特許文献１参照。）。 Conventionally, in a power supply device, an RCC (Ringing Choke Converter) method is known as a method for performing constant voltage control with a simple circuit configuration and at a low cost (see, for example, Patent Document 1, Patent Document 2, and Non-Patent Document 1). .)

図３には、ＲＣＣ方式を採用した電源装置１０’の構成例が示されている。 FIG. 3 shows a configuration example of a power supply apparatus 10 ′ that employs the RCC method.

同図に示される電源装置１０’では、電力入力端子２２’に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒｇ’を介してトランジスタＴｒ１’のベースに電流が流れてトランジスタＴｒ１’がオンとなり、１次巻線Ｎｐ’に電流が流れ始める。このとき、１次巻線Ｎｐ’に電流が流れた際に発生する電圧と逆極性にダイオードＤ４’が接続されているため、２次巻線Ｎｓ’には電流が流れない。よって、トランジスタＴｒ１’が導通すると、１次巻線Ｎｐ’に電圧が発生してベース抵抗Ｒｂ及びコンデンサＣ１を経由してトランジスタＴｒ１’を導通させ（１）式が成立する。すなわち、１次巻線Ｎｐ’を介してトランジスタＴｒ１’のコレクタへ流れる電流ｉｃは、１次巻線Ｎｐ’単独のコイルを流れる場合と同様に、トランジスタＴｒ１’がオン状態となっている期間であるオン時間ｔに応じて一次関数的に増加する。ここでは、Ｌｐは１次巻線Ｎｐ’のインダクタンスである。
ｉｃ＝（Ｖｉｎ／Ｌｐ）×ｔ・・・（１）
トランジスタＴｒ１’がオンになり１次巻線Ｎｐ’に電流が流れると、ベース巻線Ｎｂ’の両端子間には、次の（２）式で示される電圧ｅｂが発生する。ここでは、ｎｐは１次巻線Ｎｐ’の巻線の巻数であり、ｎｂはベース巻線Ｎｂ’の巻線の巻数である。
ｅｂ＝（ｎｂ／ｎｐ）×Ｖｉｎ・・・（２）
そして、この電圧ｅｂによって、トランジスタＴｒ１’のベースには、次の（３）式に示される電流ｉｂが流れ、トランジスタＴｒ１’のオン状態が維持される。ここでは、Ｖｄ２はダイオードＤ２’の降下電圧であり、ｒｂは抵抗Ｒｂの抵抗値であり、ＶｂｅはトランジスタＴｒ１’のベース−エミッタ間の降下電圧である。
ｉｂ＝{（ｎｂ／ｎｐ）×Ｖｉｎ−（Ｖｄ２＋Ｖｂｅ）}／ｒｂ・・・（３）
トランジスタＴｒ１’がオン状態となって１次巻線Ｎｐ’を介してトランジスタＴｒ１’のコレクタへ流れる電流ｉｃが上記（１）式で示されるように増加すると、１次巻線Ｎｐ’には、電流ｉｃによってエネルギーが蓄積される。 In the power supply device 10 ′ shown in the figure, when the input voltage Vin is applied to the power input terminal 22 ′, a current flows to the base of the transistor Tr1 ′ via the starting resistor Rg ′, and the transistor Tr1 ′ is turned on. A current starts to flow through the primary winding Np ′. At this time, no current flows through the secondary winding Ns ′ because the diode D4 ′ is connected in the opposite polarity to the voltage generated when the current flows through the primary winding Np ′. Therefore, when the transistor Tr1 ′ is turned on, a voltage is generated in the primary winding Np ′, and the transistor Tr1 ′ is turned on via the base resistor Rb and the capacitor C1, and the formula (1) is established. That is, the current ic flowing to the collector of the transistor Tr1 ′ via the primary winding Np ′ is the period in which the transistor Tr1 ′ is in the ON state, as in the case of flowing through the coil of the primary winding Np ′ alone. It increases in a linear function according to a certain on-time t. Here, Lp is the inductance of the primary winding Np ′.
ic = (Vin / Lp) × t (1)
When the transistor Tr1 ′ is turned on and a current flows through the primary winding Np ′, a voltage eb expressed by the following equation (2) is generated between both terminals of the base winding Nb ′. Here, np is the number of turns of the primary winding Np ′, and nb is the number of turns of the base winding Nb ′.
eb = (nb / np) × Vin (2)
The voltage eb causes the current ib shown in the following equation (3) to flow through the base of the transistor Tr1 ′, and the transistor Tr1 ′ is kept in the on state. Here, Vd2 is a voltage drop of the diode D2 ′, rb is a resistance value of the resistor Rb, and Vbe is a voltage drop between the base and the emitter of the transistor Tr1 ′.
ib = {(nb / np) × Vin− (Vd2 + Vbe)} / rb (3)
When the transistor Tr1 ′ is turned on and the current ic flowing to the collector of the transistor Tr1 ′ via the primary winding Np ′ increases as shown by the above equation (1), the primary winding Np ′ Energy is stored by the current ic.

そして、トランジスタＴｒ１’は、電流ｉｃが増加してトランジスタＴｒ１’による電流の増幅率βとの間で次の（４）式で示される条件が満たされると、コレクタに流れ込む電流ｉｃが増加できなくなる。これにより、１次巻線Ｎｐ’に流れる電流が増加しなくなるためにベース巻線Ｎｂ’に電圧ｅｂが発生しなくなり、トランジスタＴｒ１’のベースに流れる電流ｉｂが低下してトランジスタＴｒ１’がオフ状態に移行する。
ｉｂ≦ｉｃ／β・・・（４）
トランジスタＴｒ１’がオフ状態になると、トランス２０’の各巻線Ｎｐ’，Ｎｓ’，Ｎｂ’には、蓄えられていたエネルギーに応じて逆起電力が発生する。電源装置１０’の電力出力端子３２’には、２次巻線Ｎｓ’に発生する逆起電力によって出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。１次巻線Ｎｐ’には、トランジスタＴｒ１’がオフ状態になる直前までに次の（５）式より得られるエネルギーＰが蓄積されている。
Ｐ＝１／２×Ｌｐ×ｉｃ^２＝１／２×Ｌｐ×（Ｖｉｎ／Ｌｐ×ｔ）^２・・・（５）
このため、電力出力端子３２’から出力される出力電流Ｉｏｕｔ’及び出力電圧Ｖｏｕｔ、との間には、次の（６）式に示す関係が成り立つ。
Ｐ＝１／２×Ｌｐ×（Ｖｉｎ／Ｌｐ×ｔ）^２＝Ｉｏｕｔ×Ｖｏｕｔ・・・（６）
また、１次巻線Ｎｐ’に電流ｉｃが流れなくなったことによりベース巻線Ｎｂ’に発生する逆起電力によって電荷が蓄積されて、コンデンサＣ２’の両端子間の電圧は電圧Ｖｃになる。トランジスタＴｒ１’がオフ状態とされているときにベース巻線Ｎｂ’と２次巻線Ｎｓ’にそれぞれ発生する逆起電力には、ベース巻線Ｎｂ’と２次巻線Ｎｓ’の巻線比に応じた比例関係が成立している。このため、出力電圧ＶｏｕｔとコンデンサＣ２’の両端子間の電圧Ｖｃには、次の（７）式の関係が成り立つ。ここでは、ｎｂはベース巻線Ｎｂ’の巻数であり、ｎｓは２次巻線Ｎｓ’の巻数であり、Ｖｄ３はダイオードＤ３’の降下電圧であり、Ｖｄ４はダイオードＤ４’の降下電圧である。
Ｖｃ＝（ｎｂ／ｎｓ）×（Ｖｏｕｔ＋Ｖｄ４）−Ｖｄ３・・・（７）
そして、電源装置１０’では、トランス２０’の各巻線に蓄えられたエネルギーが放出されると、電力入力端子２２’に印加される入力電圧Ｖｉｎによって起動抵抗Ｒｇ’を介してトランジスタＴｒ１’のベースに再度電流が流れてトランジスタＴｒ１’がオン状態となり、１次巻線Ｎｐ’に再度電流が流れ始める。 The transistor Tr1 ′ cannot increase the current ic flowing into the collector when the current ic increases and the condition expressed by the following equation (4) is satisfied with the current amplification factor β of the transistor Tr1 ′. . As a result, since the current flowing through the primary winding Np ′ does not increase, the voltage eb does not occur in the base winding Nb ′, the current ib flowing through the base of the transistor Tr1 ′ decreases, and the transistor Tr1 ′ is turned off. Migrate to
ib ≦ ic / β (4)
When the transistor Tr1 ′ is turned off, back electromotive force is generated in the windings Np ′, Ns ′, Nb ′ of the transformer 20 ′ according to the stored energy. An output voltage Vout is generated at the power output terminal 32 ′ of the power supply apparatus 10 ′ by the counter electromotive force generated in the secondary winding Ns ′. In the primary winding Np ′, energy P obtained from the following equation (5) is stored immediately before the transistor Tr1 ′ is turned off.
P = 1/2 × Lp × ic ² = 1/2 × Lp × (Vin / Lp × t) ² (5)
Therefore, the relationship expressed by the following equation (6) is established between the output current Iout ′ output from the power output terminal 32 ′ and the output voltage Vout.
P = 1/2 × Lp × (Vin / Lp × t) ² = Iout × Vout (6)
Further, since the current ic no longer flows through the primary winding Np ′, charges are accumulated by the back electromotive force generated in the base winding Nb ′, and the voltage between both terminals of the capacitor C2 ′ becomes the voltage Vc. The counter electromotive force generated in the base winding Nb ′ and the secondary winding Ns ′ when the transistor Tr1 ′ is in the off state includes the winding ratio of the base winding Nb ′ and the secondary winding Ns ′. A proportional relationship is established according to. Therefore, the relationship of the following expression (7) is established between the output voltage Vout and the voltage Vc between both terminals of the capacitor C2 ′. Here, nb is the number of turns of the base winding Nb ′, ns is the number of turns of the secondary winding Ns ′, Vd3 is the voltage drop of the diode D3 ′, and Vd4 is the voltage drop of the diode D4 ′.
Vc = (nb / ns) × (Vout + Vd4) −Vd3 (7)
In the power supply device 10 ′, when the energy stored in each winding of the transformer 20 ′ is released, the input voltage Vin applied to the power input terminal 22 ′ causes the base of the transistor Tr1 ′ via the starting resistor Rg ′. Again, the transistor Tr1 ′ is turned on, and the current starts to flow again through the primary winding Np ′.

ところで、上記（６）式に示されるように、出力電圧ＶｏｕｔはエネルギーＰに応じて変化し、このエネルギーＰはトランジスタＴｒ１’がオン状態となっている期間であるオン時間ｔに応じて変化する。このため、出力電圧Ｖｏｕｔを目標とする電圧で一定となるように制御するには、オン時間ｔを制御すればよい。電源装置１０’は、上記（４）式で示される条件が満たされると、トランジスタＴｒ１’がオン状態からオフ状態に切り替わる。このため、電源装置１０’では、ツェナーダイオードＤｚ’を用いて電流ｉｂをツェナーダイオードＤｚ’側へバイパスさせ、トランジスタＴｒ１’のコレクタに流れる電流ｉｃに対してベースに流れる電流ｉｂを不足させることにより、トランジスタＴｒ１’をオン状態からオフ状態に移行させる。 By the way, as shown in the above equation (6), the output voltage Vout changes according to the energy P, and this energy P changes according to the ON time t which is a period in which the transistor Tr1 ′ is in the ON state. . For this reason, in order to control the output voltage Vout to be constant at the target voltage, the on-time t may be controlled. In the power supply device 10 ′, the transistor Tr <b> 1 ′ is switched from the on state to the off state when the condition expressed by the above equation (4) is satisfied. For this reason, in the power supply device 10 ′, by using the Zener diode Dz ′, the current ib is bypassed to the Zener diode Dz ′ side, and the current ib flowing in the base is insufficient with respect to the current ic flowing in the collector of the transistor Tr1 ′. The transistor Tr1 ′ is shifted from the on state to the off state.

図３に示す電源装置１０’では、次の（８）式で示される条件が満たされると、２次巻線Ｎｓ’からベースに流れる電流ｉｂがツェナーダイオードＤｚ’に流れてバイパスされる。ここでは、ＶｂｅはトランジスタＴｒ１’のベース−エミッタ間の電圧であり、ＶｚはツェナーダイオードＤｚ’の降伏電圧であり、ＶｃはコンデンサＣ２’の両端子間の電圧である。
Ｖｃ＝Ｖｚ＋Ｖｂｅ・・・（８）
（８）式の電圧Ｖｃに、上記（７）式を代入すると、次の（９）式が得られる。
ｎｂ／ｎｓ×（Ｖｏｕｔ＋Ｖｄ４）−Ｖｄ３＝Ｖｚ＋Ｖｂｅ・・・（９）
よって、電源装置１０’では、（９）式に示されるように、降伏電圧Ｖｚを変えることにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。図３に示す電源装置１０’では、ツェナーダイオードＤｚ’を交換すること等により降伏電圧Ｖｚを変えることができる。 In the power supply device 10 ′ shown in FIG. 3, when the condition expressed by the following equation (8) is satisfied, the current ib flowing from the secondary winding Ns ′ to the base flows to the Zener diode Dz ′ and is bypassed. Here, Vbe is a voltage between the base and emitter of the transistor Tr1 ′, Vz is a breakdown voltage of the Zener diode Dz ′, and Vc is a voltage between both terminals of the capacitor C2 ′.
Vc = Vz + Vbe (8)
Substituting the above equation (7) into the voltage Vc of the equation (8), the following equation (9) is obtained.
nb / ns × (Vout + Vd4) −Vd3 = Vz + Vbe (9)
Therefore, in the power supply device 10 ′, the output voltage Vout can be controlled by changing the breakdown voltage Vz as shown in the equation (9). In the power supply device 10 ′ shown in FIG. 3, the breakdown voltage Vz can be changed by replacing the Zener diode Dz ′.

また、電源装置１０’は、一例として、図４に示すように、コンデンサＣ２’の一方の端子とトランジスタＴｒ１’のベースを接続する配線４０’にトランジスタＴｒ２’が設けられているものとする。また、配線４０’が分岐し、分岐した配線４２’が、抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’を介して、コンデンサＣ２’の他方の端子とトランジスタＴｒ１’のエミッタを接続する配線４４’に接続されいるものする。さらに、ツェナーダイオードＤｚ’のカソードがトランジスタＴｒ２’のベースに接続され、ツェナーダイオードＤｚ’のアノードが抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’により分圧した中間点に接続されているものとした場合、抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’の抵抗値の比率を変えることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを調整することができる。
特開平６−１３３５４３号公報特開平６−１１３５４４号公報トランジスタ技術、１９８７年３月号、ＣＱ出版、３８４頁〜３９３頁 Further, as an example, as shown in FIG. 4, the power supply device 10 ′ is provided with a transistor Tr 2 ′ in a wiring 40 ′ that connects one terminal of the capacitor C 2 ′ and the base of the transistor Tr 1 ′. In addition, the wiring 40 ′ is branched, and the branched wiring 42 ′ is connected to the wiring 44 ′ that connects the other terminal of the capacitor C2 ′ and the emitter of the transistor Tr1 ′ via the resistors R1 ′ and R2 ′. Stuff. Furthermore, when the cathode of the Zener diode Dz ′ is connected to the base of the transistor Tr2 ′ and the anode of the Zener diode Dz ′ is connected to an intermediate point divided by the resistors R1 ′ and R2 ′, the resistor R1 The output voltage Vout can be adjusted by changing the ratio of the resistance values of 'and the resistor R2'.
JP-A-6-133543 JP-A-6-113544 Transistor Technology, March 1987, CQ Publishing, 384-393

ところで、トランス２０’は、コアの形状に応じて漏洩磁束が発生するため、一次側の巻線に蓄積されたエネルギーの全てを二次側の巻線に伝達することはできない。トランス２０’の一次側の巻線と二次側の巻線との間でエネルギーが伝達される効率は結合率εとして表される。この結合率εは、高いほど好ましいが１００％になることはなく、一般的に変圧する際のトランス２０’の一次側と二次側の電位差が大きいほど絶縁のために一次側と二次側の巻線の間隔（ギャップ）が広くなるため低下し、また、各巻線のインダクタンスのばらつきによっても変動する。 By the way, the transformer 20 'generates a leakage magnetic flux in accordance with the shape of the core, and therefore cannot transmit all of the energy stored in the primary winding to the secondary winding. The efficiency with which energy is transferred between the primary winding and the secondary winding of the transformer 20 'is expressed as a coupling ratio ε. The higher the coupling ratio ε, the better, but it does not become 100%. Generally, the larger the potential difference between the primary side and the secondary side of the transformer 20 ′ when transforming, the larger the primary side and the secondary side for insulation. The distance (gap) between the windings of the windings decreases, and also varies due to variations in inductance of the windings.

表１、表２には、一例として、１次巻線Ｎｐ’のインダクタンスＬｐが１９０μＨ±２０％（１５２μＨ〜２２８μＨ）のばらつきがあるトランス２０’の１次巻線Ｎｐ’に、１ｋＨｚの周波数で電圧を印加した場合と、１次巻線Ｎｐ’に１００ｋＨｚの周波数で電圧を印加した場合の、１次巻線Ｎｐ’の励磁インダクタンスＬｐａと漏洩磁束による漏洩インダクタンスＬｐｌと結合率ε＝（（Ｌｐａ−Ｌｐｌ）／Ｌｐ）との一例が示されている。 In Tables 1 and 2, as an example, the primary winding Np ′ of the transformer 20 ′ having a variation in inductance Lp of the primary winding Np ′ of 190 μH ± 20% (152 μH to 228 μH) is applied at a frequency of 1 kHz. When a voltage is applied and when a voltage is applied to the primary winding Np ′ at a frequency of 100 kHz, the excitation inductance Lpa of the primary winding Np ′, the leakage inductance Lpl due to the leakage magnetic flux, and the coupling ratio ε = ((Lpa An example with -Lpl) / Lp) is shown.

表１、表２に示されるように、漏洩インダクタンスＬｐｌは、コアの形状及び巻線の形状や配置に依存して決まるため、いずれのインダクタンスＬｐの場合あってもほぼ一定値である。

As shown in Tables 1 and 2, since the leakage inductance Lpl is determined depending on the shape of the core and the shape and arrangement of the windings, it is a substantially constant value in any case of the inductance Lp.

また、トランス２０’では、変圧を行う際に漏洩インダクタンスＬｐｌによってエネルギーが一次側から二次側に伝達されずに一次側に戻り、一次側の巻線の電圧を上昇させてしまう。このため、励磁インダクタンスＬｐａは、漏洩インダクタンスＬｐｌによる電圧の上昇の影響によって値が増加しており、この増加量は周波数が高いほど大きくなる。 Further, in the transformer 20 ', energy is not transferred from the primary side to the secondary side due to the leakage inductance Lpl during the transformation, and returns to the primary side, and the voltage of the primary side winding is increased. For this reason, the value of the excitation inductance Lpa increases due to the increase in voltage due to the leakage inductance Lpl, and the amount of increase increases as the frequency increases.

これにより、トランス２０’では、結合率εが、周波数が１ｋＨｚの場合、５４．２９％〜７３．８０％の間でばらつき、周波数が１００ｋＨｚの場合、７６．２０％〜８６．０１％の間でばらつくことになる。 Thereby, in the transformer 20 ′, the coupling ratio ε varies between 54.29% and 73.80% when the frequency is 1 kHz, and between 76.20% and 86.01% when the frequency is 100 kHz. Will vary.

次に、一例として、上述した図４に示した電源装置１０’に対して表１、表２に示されるような結合率εにばらつきがあるトランス２０’を用いた際の出力電圧Ｖｏｕｔを導出する。 Next, as an example, the output voltage Vout is derived when the transformer 20 ′ having a variation in the coupling ratio ε as shown in Tables 1 and 2 is used for the power supply device 10 ′ shown in FIG. 4 described above. To do.

図４に示す電源装置１０’は、ツェナーダイオードＤｚ’の降伏電圧をＶｚとし、トランジスタＴｒ１’のベース−エミッタ間の電圧をＶｂｅ１とし、トランジスタＴｒ２’のベース−エミッタ間の電圧をＶｂｅ２とした場合、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２により分圧した中間点の電圧が次の（１０）式により示される基準電圧Ｖｒｅｆになると、２次巻線Ｎｓ’からベースに流れる電流がツェナーダイオードＤｚ’にバイパスされてトランジスタＴｒ１’がオフ状態に移行される。
Ｖｒｅｆ＝Ｖｚ−Ｖｂｅ１−Ｖｂｅ２・・・（１０）
例えば、降伏電圧Ｖｚ、電圧Ｖｂｅ１、電圧Ｖｂｅ２が表３に示される値の場合、基準電圧Ｖｒｅｆが３．５Ｖ〜３．７Ｖになると、２次巻線Ｎｓ’からベースに流れる電流がツェナーダイオードＤｚ’にバイパスされてトランジスタＴｒ１’がオフ状態に移行される。 In the power supply device 10 ′ shown in FIG. 4, the breakdown voltage of the Zener diode Dz ′ is Vz, the base-emitter voltage of the transistor Tr1 ′ is Vbe1, and the base-emitter voltage of the transistor Tr2 ′ is Vbe2. When the voltage at the intermediate point divided by the resistors R1 and R2 becomes the reference voltage Vref expressed by the following equation (10), the current flowing from the secondary winding Ns ′ to the base is bypassed by the Zener diode Dz ′. The transistor Tr1 ′ is shifted to the off state.
Vref = Vz−Vbe1−Vbe2 (10)
For example, when the breakdown voltage Vz, the voltage Vbe1, and the voltage Vbe2 are the values shown in Table 3, when the reference voltage Vref is 3.5V to 3.7V, the current flowing from the secondary winding Ns ′ to the base becomes the zener diode Dz. The transistor Tr1 'is turned off by being bypassed by ".

そして、例えば、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２が表４に示される抵抗値の場合、コンデンサＣ２’の両端子間の電圧Ｖｃは、次の（１１）式から表５に示すように求められる。
Ｖｃ＝{（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１}×Ｖｒｅｆ・・・（１１）

For example, when the resistors R1 and R2 have the resistance values shown in Table 4, the voltage Vc between both terminals of the capacitor C2 ′ is obtained as shown in Table 5 from the following equation (11).
Vc = {(R1 + R2) / R1} × Vref (11)

そして、出力電圧Ｖｏｕｔは、次の（１２）式から得られる。
Ｖｏｕｔ＝｛Ｖｃ×（ｎｓ／ｎｂ）｝×ε−Ｖｄ３・・・（１２）
例えば、ｎｓ／ｎｂ＝７２とし、Ｖｄ３＝１０Ｖとした場合、（１２）式から基準電圧Ｖｒｅｆ、電圧Ｖｃ、結合率εに応じて出力電圧Ｖｏｕｔが表６に示すように求められる。

The output voltage Vout is obtained from the following equation (12).
Vout = {Vc × (ns / nb)} × ε−Vd3 (12)
For example, when ns / nb = 72 and Vd3 = 10 V, the output voltage Vout is obtained as shown in Table 6 according to the reference voltage Vref, voltage Vc, and coupling rate ε from the equation (12).

表６に示すように、例えば、基準電圧Ｖｒｅｆ＝３．５Ｖ、電圧Ｖｃ＝５．４６である際に、結合率εが８０％〜９０％に変化した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが３０４．５Ｖ〜３４３．８Ｖに変化し、結合率εが大きいほど出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなる。

As shown in Table 6, when, for example, the reference voltage Vref = 3.5 V and the voltage Vc = 5.46, the coupling rate ε changes from 80% to 90%, the output voltage Vout is 304.5 V to The output voltage Vout increases as the coupling ratio ε increases.

すなわち、電源装置１０’では、トランス２０’の一次側の巻線と二次側の巻線の結合率εにばらつきがあると、２次巻線Ｎｓ’から出力される出力電圧Ｖｏｕｔにばらつきが発生する、という問題点があった。 That is, in the power supply device 10 ′, when the coupling ratio ε between the primary side winding and the secondary side winding of the transformer 20 ′ varies, the output voltage Vout output from the secondary winding Ns ′ varies. There was a problem that it occurred.

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、トランスの一次側の巻線と二次側の巻線の結合率にばらつきがある場合でも、出力電圧にばらつきが発生することを抑制することができる電源装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. Even when there is a variation in the coupling ratio between the primary side winding and the secondary side winding of the transformer, the output voltage varies. It is an object to provide a power supply device that can be suppressed.

上記目的を達成するため、本発明は、オフ状態で入力電圧が印加された際にオン状態となるスイッチング素子と、一次側に設けられると共に前記スイッチング素子に接続され、当該スイッチング素子がオン状態とされているときに前記入力電圧の印加により時間経過と共に電流値が増加する状態で電流が流れて、当該電流値に応じたエネルギーが蓄積される第１巻線、二次側に設けられ、前記スイッチング素子がオン状態では前記第１巻線に流れる電流によって電圧が誘起されず、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行して当該オフ状態とされているときに前記第１巻線に蓄積されたエネルギーにより発生する逆起電力に応じた電圧が誘起され、当該電圧を電源電力として出力すると共に一方の端子が一端が接地された配線の他端に接続された第２巻線、及び二次側に設けられ、前記スイッチング素子がオン状態とされているときに前記第１巻線を流れる電流の電流値の変化に応じて一次側と二次側との結合率に応じた電圧が誘起されると共に一方の端子が前記第２巻線の前記一方の端子に接続された第３巻線を有するトランスと、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行すると共にオン状態からオフ状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧のレベルに応じて前記第２巻線から所定の電圧とされた前記電源電力が出力されるように前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替える切替手段と、を備え、前記スイッチング素子は、前記第１巻線に流れる電流の電流値を制御する制御端子に前記第３巻線が接続され、オン状態とされたときに前記第３巻線に誘起される電圧によって発生する電流が前記制御端子に供給され、前記第１巻線を流れる電流の電流値が前記制御端子に供給される電流の電流値の所定倍となるように増加し、前記切替手段は、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧に応じた電荷を蓄積するコンデンサと、前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧と前記コンデンサに蓄積された電荷に応じた電圧との電位差が所定値以上の場合に、前記第３巻線から前記スイッチング素子に供給される電流をバイパスさせることにより前記スイッチング素子をオフ状態へ移行させる定電圧制御素子と、を有する。 To achieve the above object, the present invention provides a switching element that is turned on when an input voltage is applied in an off state, and is provided on the primary side and connected to the switching element, and the switching element is turned on. Current is applied in a state where the current value increases with time by application of the input voltage, and energy is stored according to the current value, provided on the secondary side, When the switching element is in the on state, no voltage is induced by the current flowing through the first winding, and when the switching element shifts from the on state to the off state and is in the off state, the voltage is accumulated in the first winding. A voltage corresponding to the counter electromotive force generated by the generated energy is induced, the voltage is output as power supply power, and one terminal is connected to one end of the wiring grounded. The second winding connected to the end and the secondary winding are provided on the secondary side, and when the switching element is turned on, the primary winding and the secondary winding according to the change in the current value of the current flowing through the first winding. A voltage corresponding to the coupling ratio with the secondary side is induced and a transformer having a third winding whose one terminal is connected to the one terminal of the second winding, and the switching element is turned off from the on state. The power supply power having a predetermined voltage is output from the second winding in accordance with the level of the voltage induced in the third winding when the state shifts to the off-state from the on-state. Switching means for switching the switching element from an on state to an off state, and the switching element has the third winding connected to a control terminal for controlling a current value of a current flowing through the first winding, Turned on Sometimes a current generated by the voltage induced in the third winding is supplied to the control terminal, and the current value of the current flowing through the first winding is a predetermined multiple of the current value of the current supplied to the control terminal. The switching means includes a capacitor for storing electric charge according to a voltage induced in the third winding when the switching element shifts from an on state to an off state, and the switching element includes When the potential difference between the voltage induced in the third winding and the voltage corresponding to the electric charge accumulated in the capacitor when shifting from the off state to the on state is a predetermined value or more, the third winding A constant voltage control element that shifts the switching element to an OFF state by bypassing a current supplied to the switching element.

本発明は、トランスが、一次側に設けられると共にスイッチング素子に接続され、当該スイッチング素子がオン状態とされているときに入力電圧の印加により時間経過と共に電流値が増加する状態で電流が流れて、当該電流値に応じたエネルギーが蓄積される第１巻線、二次側に設けられ、スイッチング素子がオン状態では第１巻線に流れる電流によって電圧が誘起されず、スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行して当該オフ状態とされているときに第１巻線に蓄積されたエネルギーにより発生する逆起電力に応じた電圧が誘起され、当該電圧を電源電力として出力すると共に一方の端子が一端が接地された配線の他端に接続された第２巻線、及び二次側に設けられ、前記スイッチング素子がオン状態とされているときに前記第１巻線を流れる電流の電流値の変化に応じて一次側と二次側との結合率に応じた電圧が誘起されると共に一方の端子が前記第２巻線の前記一方の端子に接続された第３巻線を有しており、切替手段により、スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行すると共にオン状態からオフ状態に移行したときに第３巻線に誘起される電圧のレベルに応じて第２巻線から所定の電圧とされた電源電力が出力されるようにスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられる。 According to the present invention, a transformer is provided on the primary side and connected to a switching element. When the switching element is in an on state, current flows in a state where a current value increases as time elapses due to application of an input voltage. The first winding in which energy corresponding to the current value is accumulated is provided on the secondary side. When the switching element is in the on state, no voltage is induced by the current flowing in the first winding, and the switching element is A voltage corresponding to the back electromotive force generated by the energy accumulated in the first winding is induced when the off state is entered and the off state is generated, and the terminal outputs one of the voltages as power supply power and one terminal. Is provided on the secondary side of the second winding connected to the other end of the wiring whose one end is grounded, and the first winding when the switching element is turned on. A voltage corresponding to the coupling ratio between the primary side and the secondary side is induced according to a change in the current value of the current flowing through the wire, and one terminal is connected to the one terminal of the second winding. The switching device has three windings, and the switching means shifts from the on state to the off state and changes the voltage according to the level of the voltage induced in the third winding when the switching element transitions from the on state to the off state. The switching element is switched from the on state to the off state so that the power supply power having a predetermined voltage is output from the two windings.

このように本発明によれば、第３巻線をトランスの二次側に設けているので、トランスの一次側と二次側の結合率に応じて第３巻線に誘起される電圧が第２巻線に誘起される電圧と同じ様に変動するため、第３巻線に誘起される電圧のレベルに応じて第２巻線から一定の電圧の電源電力が出力されるようにスイッチング素子のオン・オフ状態を切り替えることにより、トランスの一次側の巻線と二次側の巻線の結合率にばらつきがある場合でも、出力電圧にばらつきが発生することを抑制することができる。 Thus, according to the present invention, since the third winding is provided on the secondary side of the transformer, the voltage induced in the third winding according to the coupling ratio between the primary side and the secondary side of the transformer is the first winding. Since the voltage fluctuates in the same manner as the voltage induced in the second winding, the switching element of the switching element is output so that a constant voltage of the power supply is output from the second winding according to the level of the voltage induced in the third winding. By switching the on / off state, it is possible to prevent the output voltage from varying even when the coupling ratio between the primary winding and the secondary winding of the transformer varies.

なお、本発明の前記スイッチング素子は、前記第１巻線に流れる電流の電流値を制御する制御端子に前記第３巻線が接続され、オン状態とされたときに前記第３巻線に誘起される電圧によって発生する電流が前記制御端子に供給され、前記第１巻線を流れる電流の電流値が前記制御端子に供給される電流の電流値の所定倍となるように増加し、前記切替手段は、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧に応じた電荷を蓄積するコンデンサと、前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧と前記コンデンサに蓄積された電荷に応じた電圧との電位差が所定値以上の場合に、前記第３巻線から前記スイッチング素子に供給される電流をバイパスさせることにより前記スイッチング素子をオフ状態へ移行させる定電圧制御素子と、を有する。 The switching element of the present invention is induced in the third winding when the third winding is connected to a control terminal for controlling a current value of the current flowing in the first winding and is turned on. Current generated by the generated voltage is supplied to the control terminal, the current value of the current flowing through the first winding is increased to be a predetermined multiple of the current value of the current supplied to the control terminal, and the switching The means includes a capacitor that accumulates electric charge according to a voltage induced in the third winding when the switching element shifts from the on state to the off state, and when the switching element shifts from the off state to the on state. When the potential difference between the voltage induced in the third winding and the voltage corresponding to the charge accumulated in the capacitor is greater than or equal to a predetermined value, the current supplied from the third winding to the switching element is bypassed. Has a constant voltage control device to shift the switching element to the off state by the scan, the.

また、参考例のトランスは、前記トランスの一次側に設けられ、前記第１巻線を流れる電流の電流値の変化に応じて電圧が誘起される第４巻線をさらに有し、前記スイッチング素子は、制御端子に前記第３巻線に代えて前記第４巻線に接続され、オン状態とされたときに前記第４巻線に誘起される電圧によって発生する電流が前記制御端子に供給されるものとし、前記定電圧制御素子は、前記第３巻線に代えて前記第４巻線に誘起される電圧と前記コンデンサに蓄積された電荷に応じた電圧との電位差が所定値以上の場合に、前記第３巻線から前記スイッチング素子に供給される電流をバイパスさせることにより前記スイッチング素子をオフ状態へ移行させるものとしてもよい。 The transformer of the reference example further includes a fourth winding that is provided on a primary side of the transformer and that induces a voltage according to a change in a current value of a current flowing through the first winding. Is connected to the fourth winding instead of the third winding to the control terminal, and a current generated by a voltage induced in the fourth winding when being turned on is supplied to the control terminal. The constant voltage control element is configured such that the potential difference between the voltage induced in the fourth winding instead of the third winding and the voltage corresponding to the electric charge accumulated in the capacitor is a predetermined value or more. In addition, the switching element may be shifted to an off state by bypassing a current supplied from the third winding to the switching element.

以上説明したように、本発明によれば、第３巻線をトランスの二次側に設けているので、トランスの一次側の巻線と二次側の巻線の結合率にばらつきがある場合でも、出力電圧にばらつきが発生することを抑制することができる、という優れた効果を有する。 As described above, according to the present invention, since the third winding is provided on the secondary side of the transformer, there is a variation in the coupling ratio between the primary side winding and the secondary side winding of the transformer. However, it has the outstanding effect that it can suppress that dispersion | variation generate | occur | produces in an output voltage.

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図１には、実施の形態に係る電源装置１０の概略構成が示されている。 FIG. 1 shows a schematic configuration of a power supply device 10 according to the embodiment.

同図に示すように、電源装置１０は、一次側に１次巻線Ｎｐが設けられ、二次側に２次巻線Ｎｓとベース巻線Ｎｂが設けられたトランス２０を備えている。 As shown in the figure, the power supply device 10 includes a transformer 20 in which a primary winding Np is provided on the primary side and a secondary winding Ns and a base winding Nb are provided on the secondary side.

トランス２０の１次巻線Ｎｐの一方の端子は電力入力端子２２に接続されており、１次巻線Ｎｐの他方の端子はトランジスタＴｒ１のコレクタに接続されている。また、トランス２０の１次巻線Ｎｐの一方の端子と電力入力端子２２を接続する配線は、分岐しており、分岐した配線が起動抵抗Ｒｇを介してトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。このトランジスタＴｒ１のエミッタは、一端が接地された配線２８に接続されており、配線２８の他端は配線３０に接続されている。 One terminal of the primary winding Np of the transformer 20 is connected to the power input terminal 22, and the other terminal of the primary winding Np is connected to the collector of the transistor Tr1. Further, the wiring connecting one terminal of the primary winding Np of the transformer 20 and the power input terminal 22 is branched, and the branched wiring is connected to the base of the transistor Tr1 via the starting resistor Rg. The emitter of the transistor Tr1 is connected to the wiring 28 having one end grounded, and the other end of the wiring 28 is connected to the wiring 30.

また、トランス２０の２次巻線Ｎｓの一方の端子はダイオードＤ４のアノードに接続されており、２次巻線Ｎｓの他方の端子は一端が接地された配線３０に接続されている。ダイオードＤ４のカソードは電力出力端子３２、及びコンデンサＣ３の一方の端子に接続されており、このコンデンサＣ３の他方の端子は配線３０に接続されている。 Further, one terminal of the secondary winding Ns of the transformer 20 is connected to the anode of the diode D4, and the other terminal of the secondary winding Ns is connected to the wiring 30 having one end grounded. The cathode of the diode D4 is connected to the power output terminal 32 and one terminal of the capacitor C3, and the other terminal of the capacitor C3 is connected to the wiring 30.

さらに、トランス２０のベース巻線Ｎｂの一方の端子はコンデンサＣ１の一方の端子に接続されている。このコンデンサＣ１の他方の端子は抵抗Ｒｂを介してトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。また、コンデンサＣ１には、並列にダイオードＤ２が設けられており、当該ダイオードＤ２のアノードがコンデンサＣ１の一方の端子に接続され、当該ダイオードＤ２のカソードがコンデンサＣ１の他方の端子に接続されている。さらに、ベース巻線Ｎｂの一方の端子とコンデンサＣ１の一方の端子を接続する配線は分岐しており、分岐した配線がダイオードＤ３のカソードに接続されている。このダイオードＤ３のアノードは、コンデンサＣ２の一方の端子、及び、ツェナーダイオードＤｚのアノードに接続されている。このツェナーダイオードＤｚのカソードはトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。 Furthermore, one terminal of the base winding Nb of the transformer 20 is connected to one terminal of the capacitor C1. The other terminal of the capacitor C1 is connected to the base of the transistor Tr1 via a resistor Rb. The capacitor C1 is provided with a diode D2 in parallel. The anode of the diode D2 is connected to one terminal of the capacitor C1, and the cathode of the diode D2 is connected to the other terminal of the capacitor C1. . Further, the wiring connecting one terminal of the base winding Nb and one terminal of the capacitor C1 is branched, and the branched wiring is connected to the cathode of the diode D3. The anode of the diode D3 is connected to one terminal of the capacitor C2 and the anode of the Zener diode Dz. The cathode of the Zener diode Dz is connected to the base of the transistor Tr1.

ベース巻線Ｎｂの他方の端子は、配線３０に接続されている。この配線３０にはコンデンサＣ２の他方の端子が接続されている。 The other terminal of the base winding Nb is connected to the wiring 30. The wiring 30 is connected to the other terminal of the capacitor C2.

次に、本実施の形態の係る電源装置１０の作用を説明する。 Next, the operation of the power supply device 10 according to the present embodiment will be described.

電源装置１０は、電力入力端子２２に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒｇを介してトランジスタＴｒ１のベースに電流が流れてトランジスタＴｒ１がオン状態に移行する。そして、１次巻線Ｎｐには、上記（１）式に示すようにオン時間ｔに応じた電流ｉｃが流れる。 In the power supply device 10, when the input voltage Vin is applied to the power input terminal 22, a current flows to the base of the transistor Tr1 via the starting resistor Rg, and the transistor Tr1 is turned on. A current ic corresponding to the on-time t flows through the primary winding Np as shown in the above equation (1).

トランジスタＴｒ１がオン状態になり１次巻線Ｎｐに電流ｉｃが流れると、ベース巻線Ｎｂには、１次巻線Ｎｐとベース巻線Ｎｂの巻線の巻数、及びトランス２０の結合率εに応じて上記（２）式で示される電圧ｅｂが発生する。これにより、トランジスタＴｒ１のベースに電流ｉｂが流れる。 When the transistor Tr1 is turned on and a current ic flows through the primary winding Np, the base winding Nb has the number of turns of the primary winding Np and the base winding Nb and the coupling ratio ε of the transformer 20. Correspondingly, voltage eb expressed by the above equation (2) is generated. As a result, the current ib flows through the base of the transistor Tr1.

そして、１次巻線Ｎｐを介してトランジスタＴｒ１のコレクタへ流れる電流ｉｃが上記（１）式で示されるように増加し、トランジスタＴｒ１の増幅率βとの間に（４）式で示される条件が満たされると、トランジスタＴｒ１’がオフ状態に移行する。 Then, the current ic flowing to the collector of the transistor Tr1 through the primary winding Np increases as shown by the above equation (1), and the condition shown by the equation (4) between the amplification factor β of the transistor Tr1. Is satisfied, the transistor Tr1 ′ shifts to an off state.

トランジスタＴｒ１がオフ状態になると、２次巻線Ｎｓには、１次巻線Ｎｐに蓄積されたエネルギーＰに応じて逆起電力が発生し、発生した逆起電力によってダイオードＤ４が導通して電力出力端子３２から出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。 When the transistor Tr1 is turned off, a counter electromotive force is generated in the secondary winding Ns in accordance with the energy P stored in the primary winding Np, and the diode D4 is turned on by the generated back electromotive force to generate power. An output voltage Vout is output from the output terminal 32.

また、コンデンサＣ２は、ベース巻線Ｎｂに発生する逆起電力によって電荷が蓄積されて、両端子間の電圧が電圧Ｖｃになる。なお、本実施の形態に係る電源装置１０では、ベース巻線Ｎｂをトランス２０の二次側に設けているため、ベース巻線Ｎｂに発生する電圧が結合率εに応じて変化し、結合率εが大きければ高く、結合率εが小さければ低くなる。よって、コンデンサＣ２の両端子間に電圧Ｖｃは結合率εに応じて変化し、コンデンサＣ２の一方の端子（ツェナーダイオードＤｚ側の端子）の電位は、結合率εが大きいほど低くなる。 Further, in the capacitor C2, charges are accumulated by the counter electromotive force generated in the base winding Nb, and the voltage between both terminals becomes the voltage Vc. In the power supply device 10 according to the present embodiment, since the base winding Nb is provided on the secondary side of the transformer 20, the voltage generated in the base winding Nb changes according to the coupling rate ε, and the coupling rate If ε is large, it is high, and if the coupling rate ε is small, it is low. Therefore, the voltage Vc changes between both terminals of the capacitor C2 according to the coupling rate ε, and the potential of one terminal of the capacitor C2 (the terminal on the Zener diode Dz side) becomes lower as the coupling rate ε increases.

このように結合率εが大きくなるほどコンデンサＣ２の一方の端子の電位が低くなるため、トランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間の電圧Ｖｂｅが低い電圧でツェナーダイオードＤｚにバイパスが発生するようになる。 Thus, as the coupling ratio ε increases, the potential of one terminal of the capacitor C2 becomes lower, so that the bypass is generated in the Zener diode Dz when the base-emitter voltage Vbe of the transistor Tr1 is low.

よって、本実施の形態じ係る電源装置１０では、トランジスタＴｒ１がオン状態になった際に、結合率εが大きいほどトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間の電圧Ｖｂｅが低い電圧でツェナーダイオードＤｚへのバイパスが発生するため、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなることを抑制することができる。 Therefore, in the power supply device 10 according to the present embodiment, when the transistor Tr1 is turned on, the voltage Vbe between the base and the emitter of the transistor Tr1 is lower and the bypass to the Zener diode Dz as the coupling ratio ε increases. Therefore, it is possible to suppress the output voltage Vout from increasing.

以上のように、本実施の形態に係る電源装置１０によれば、ベース巻線Ｎｂをトランス２０の二次側に設けているので、トランス２０の一次側と二次側の結合率εに応じてベース巻線Ｎｂに誘起される電圧が２次巻線Ｎｓに誘起される電圧と同じ様に変動するため、ベース巻線Ｎｂに誘起される電圧のレベルに応じて２次巻線Ｎｓから一定の電圧の電源電力が出力されるようにスイッチング素子のオン・オフ状態を切り替えることにより、トランス２０の一次側の巻線と二次側の巻線の結合率εにばらつきがある場合でも、出力電圧にばらつきが発生することを抑制することができる。 As described above, according to the power supply device 10 according to the present embodiment, since the base winding Nb is provided on the secondary side of the transformer 20, it depends on the coupling ratio ε between the primary side and the secondary side of the transformer 20. Since the voltage induced in the base winding Nb fluctuates in the same manner as the voltage induced in the secondary winding Ns, the voltage is constant from the secondary winding Ns according to the level of the voltage induced in the base winding Nb. Even when there is a variation in the coupling ratio ε between the primary side winding and the secondary side winding of the transformer 20 by switching the on / off state of the switching element so that the power supply power of the voltage of It is possible to suppress the occurrence of variations in voltage.

なお、本実施の形態に係る電源装置１０では、コンデンサＣ２とツェナーダイオードＤｚによりトランジスタＴｒ１をオンからオフへ切り替えるタイミングを制御する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、トランス２０の二次側に設けられたベース巻線Ｎｂに発生する電圧ｅｂを検出し、ＣＰＵ（中央処理装置）等の制御手段により、２次巻線Ｎｓから一定の電圧の電源電力が出力されるようにトランジスタＴｒ１のオン・オフを切り替えるものとしてもよい。この場合も、本実施の形態と同様の効果を奏することができる。 In the power supply device 10 according to the present embodiment, the case where the timing of switching the transistor Tr1 from on to off is controlled by the capacitor C2 and the Zener diode Dz has been described, but the present invention is not limited to this. For example, the voltage eb generated in the base winding Nb provided on the secondary side of the transformer 20 is detected, and a control power source such as a CPU (Central Processing Unit) or the like generates a constant power source power from the secondary winding Ns. The transistor Tr1 may be turned on / off so that it is output. Also in this case, the same effects as in the present embodiment can be obtained.

また、本実施の形態に係る電源装置１０では、ツェナーダイオードＤｚ’を交換することにより降伏電圧Ｖｚを変える場合について場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、図４に示すように抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’の抵抗値の比率を変えることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを調整するようにしてもよい。この場合も、本実施の形態と同様の効果を奏することができる。 Further, in the power supply device 10 according to the present embodiment, the case where the breakdown voltage Vz is changed by exchanging the Zener diode Dz ′ has been described. However, the present invention is not limited to this, and for example, FIG. As shown in FIG. 4, the output voltage Vout may be adjusted by changing the ratio of the resistance values of the resistors R1 ′ and R2 ′. Also in this case, the same effects as in the present embodiment can be obtained.

また、本実施の形態に係る電源装置１０では、トランジスタＴｒ１に供給される電流をバイパスさせることによりトランジスタＴｒ１をオフ状態へ移行させる素子としてツェナーダイオードＤｚを用いた場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、放電管及びバリスタなどを含む定電圧制御素子及び放電管、ツェナーダイオード及びバリスタなどを含む定電圧回路によりトランジスタＴｒ１に供給される電流をバイパスさせてもよい。この場合も、本実施の形態と同様の効果を奏することができる。 In the power supply device 10 according to the present embodiment, the case where the Zener diode Dz is used as an element that shifts the transistor Tr1 to the off state by bypassing the current supplied to the transistor Tr1 has been described. For example, the current supplied to the transistor Tr1 may be bypassed by a constant voltage control element including a discharge tube and a varistor and a constant voltage circuit including a discharge tube, a Zener diode, and a varistor. . Also in this case, the same effects as in the present embodiment can be obtained.

また、本実施の形態に係る電源装置１０では、ベース巻線Ｎｂをトランス２０の二次側に設けた場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、図２に示すように、トランス２０の一次側にベース巻線Ｎｂを一次側に設ける共に、電圧検出巻線Ｎｔを二次側に設け、ベース巻線Ｎｂの他方の端子をトランジスタＴｒ１のエミッタに接続し、電圧検出巻線Ｎｔの一方の端子をダイオードＤ３のカソードに接続し、電圧検出巻線Ｎｔの他方の端子を配線３０に接続するものとしてもよい。この場合、コンデンサＣ２は、トランジスタＴｒ１がオフ状態になった際に電圧検出巻線Ｎｔに発生する逆起電力によって電荷が蓄積されて、両端子間の電圧がＶｃになる。この電圧Ｖｃは、電圧検出巻線Ｎｔがトランス２０の二次側に設けられているため、結合率εに応じて変化し、結合率εが大きければ高く、結合率εが小さければ低くなる。このため、トランジスタＴｒ１がオンになった際に、結合率εが大きいほどトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間の電圧Ｖｂｅが低い電圧でバイパスが発生するため、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなることを抑制することができる。 In the power supply device 10 according to the present embodiment, the case where the base winding Nb is provided on the secondary side of the transformer 20 has been described. However, the present invention is not limited to this, and for example, FIG. As shown, the base winding Nb is provided on the primary side of the transformer 20, the voltage detection winding Nt is provided on the secondary side, and the other terminal of the base winding Nb is connected to the emitter of the transistor Tr1. One terminal of the voltage detection winding Nt may be connected to the cathode of the diode D3, and the other terminal of the voltage detection winding Nt may be connected to the wiring 30. In this case, in the capacitor C2, charges are accumulated by the back electromotive force generated in the voltage detection winding Nt when the transistor Tr1 is turned off, and the voltage between both terminals becomes Vc. Since the voltage detection winding Nt is provided on the secondary side of the transformer 20, the voltage Vc changes according to the coupling rate ε, and is high when the coupling rate ε is large and low when the coupling rate ε is small. For this reason, when the transistor Tr1 is turned on, since the bypass occurs at a lower voltage Vbe between the base and the emitter of the transistor Tr1 as the coupling ratio ε increases, the output voltage Vout is prevented from increasing. Can do.

さらに、例えば、図４に示す従来の電源装置のベース巻線Ｎｂを、図５に示すように、二次側に設ける構成としてもよい。 Further, for example, the base winding Nb of the conventional power supply device shown in FIG. 4 may be provided on the secondary side as shown in FIG.

その他、本実施の形態で説明した電源装置１０の回路構成（図１、及び図２参照。）は一例であり、本発明の主旨を逸脱しない範囲内において適宜変更可能であることは言うまでもない。 In addition, the circuit configuration (see FIGS. 1 and 2) of the power supply device 10 described in the present embodiment is an example, and it is needless to say that the circuit configuration can be appropriately changed without departing from the gist of the present invention.

実施の形態に係る電源装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power supply device which concerns on embodiment. 実施の形態に係る電源装置の第１変形例の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the 1st modification of the power supply device which concerns on embodiment. 従来の電源装置の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the conventional power supply device. 従来の電源装置の他の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the other structural example of the conventional power supply device. 実施の形態に係る電源装置の第２変形例の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the 2nd modification of the power supply device which concerns on embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１０電源装置
２０トランス
Ｃ２コンデンサ
Ｄｚツェナーダイオード
Ｎｂベース巻線
Ｎｐ１次巻線
Ｎｓ２次巻線
Ｎｔ電圧検出巻線
Ｔｒ１トランジスタ 10 Power supply device 20 Transformer C2 Capacitor Dz Zener diode Nb Base winding Np Primary winding Ns Secondary winding Nt Voltage detection winding Tr1 Transistor

Claims

オフ状態で入力電圧が印加された際にオン状態となるスイッチング素子と、
一次側に設けられると共に前記スイッチング素子に接続され、当該スイッチング素子がオン状態とされているときに前記入力電圧の印加により時間経過と共に電流値が増加する状態で電流が流れて、当該電流値に応じたエネルギーが蓄積される第１巻線、二次側に設けられ、前記スイッチング素子がオン状態では前記第１巻線に流れる電流によって電圧が誘起されず、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行して当該オフ状態とされているときに前記第１巻線に蓄積されたエネルギーにより発生する逆起電力に応じた電圧が誘起され、当該電圧を電源電力として出力すると共に一方の端子が一端が接地された配線の他端に接続された第２巻線、及び二次側に設けられ、前記スイッチング素子がオン状態とされているときに前記第１巻線を流れる電流の電流値の変化に応じて一次側と二次側との結合率に応じた電圧が誘起されると共に一方の端子が前記第２巻線の前記一方の端子に接続された第３巻線を有するトランスと、
前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行すると共にオン状態からオフ状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧のレベルに応じて前記第２巻線から所定の電圧とされた前記電源電力が出力されるように前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替える切替手段と、
を備え、
前記スイッチング素子は、前記第１巻線に流れる電流の電流値を制御する制御端子に前記第３巻線が接続され、オン状態とされたときに前記第３巻線に誘起される電圧によって発生する電流が前記制御端子に供給され、前記第１巻線を流れる電流の電流値が前記制御端子に供給される電流の電流値の所定倍となるように増加し、
前記切替手段は、
前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧に応じた電荷を蓄積するコンデンサと、
前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧と前記コンデンサに蓄積された電荷に応じた電圧との電位差が所定値以上の場合に、前記第３巻線から前記スイッチング素子に供給される電流をバイパスさせることにより前記スイッチング素子をオフ状態へ移行させる定電圧制御素子と、
を有する電源装置。 A switching element that is turned on when an input voltage is applied in an off state;
When the switching element is provided on the primary side and connected to the switching element, and the switching element is in the ON state, a current flows in a state where the current value increases with time by application of the input voltage, and the current value is The first winding for storing the corresponding energy is provided on the secondary side, and when the switching element is in the on state, no voltage is induced by the current flowing through the first winding, and the switching element is switched from the on state to the off state. The voltage corresponding to the counter electromotive force generated by the energy accumulated in the first winding is induced when the state is switched to the off state, and the voltage is output as power supply power, and one terminal is A second winding connected to the other end of the wire whose one end is grounded, and the second winding, and the second winding is connected to the second winding when the switching element is in an ON state. A voltage according to the coupling ratio between the primary side and the secondary side is induced according to a change in the current value of the current flowing through the winding, and one terminal is connected to the one terminal of the second winding. A transformer having a third winding;
The switching element is changed from an on state to an off state, and when the switching element is changed from an on state to an off state, the voltage is set to a predetermined voltage from the second winding in accordance with a voltage level induced in the third winding. Switching means for switching the switching element from an on state to an off state so that the power supply power is output;
Equipped with a,
The switching element is generated by a voltage induced in the third winding when the third winding is connected to a control terminal that controls a current value of a current flowing through the first winding and is turned on. The current to be supplied to the control terminal, and the current value of the current flowing through the first winding is increased to be a predetermined multiple of the current value of the current supplied to the control terminal,
The switching means is
A capacitor that accumulates electric charge according to a voltage induced in the third winding when the switching element shifts from an on state to an off state;
When the potential difference between the voltage induced in the third winding and the voltage corresponding to the charge accumulated in the capacitor when the switching element transitions from the off state to the on state is greater than or equal to a predetermined value, the third A constant voltage control element that shifts the switching element to an off state by bypassing a current supplied from a winding to the switching element;
A power supply unit having