JP5264863B2 - Power semiconductor module, power conversion device and railway vehicle - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、鉄道車両に適用可能な電力変換装置に係り、詳細には、この種の電力変換装置に搭載可能なパワー半導体モジュールに関する。 The present invention relates to a power conversion device applicable to a railway vehicle, and more particularly to a power semiconductor module that can be mounted on this type of power conversion device.
鉄道車両用に限定されるものではないが、比較的高出力な電力変換用途に適用可能なパワー半導体モジュールとして、例えば下記特許文献1に示されたものがある。この特許文献1に示されるパワー半導体モジュールでは、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)と呼ばれるスイッチング素子と、フライ・ホイール・ダイオード(Fly Wheel Diode:FWD)と呼ばれるダイオード素子とが逆並列に接続されてなる素子対の組を2組有する構成が開示されている。すなわち、このパワー半導体モジュールは、いわゆる「2in1」のパワー半導体モジュールとして構成されている(同文献の図1〜図4などを参照)。 Although it is not limited to a railway vehicle, as a power semiconductor module applicable to a relatively high output power conversion application, for example, there is one disclosed in Patent Document 1 below. In the power semiconductor module disclosed in Patent Document 1, a switching element called IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a diode element called Fly Wheel Diode (FWD) are connected in antiparallel. A configuration having two pairs of element pairs is disclosed. That is, this power semiconductor module is configured as a so-called “2 in 1” power semiconductor module (see FIGS. 1 to 4 and the like of the same document).
上記のような2in1タイプのパワー半導体モジュール(以下、必要に応じて「2in1モジュール」と称する)を構成する各1組の素子対をモジュール内で直列に接続すれば、インバータおよびコンバータにおける正側および負側のアーム素子として使用することができる。したがって、例えば3相インバータであれば、3個の2in1モジュールで構成することができるので、装置の小型化が可能となる。 If each pair of elements constituting the 2-in-1 type power semiconductor module (hereinafter referred to as “2-in-1 module” if necessary) is connected in series within the module, the positive side in the inverter and the converter and it can be used as negative for a over arm element. Therefore, for example, if it is a three-phase inverter, it can be constituted by three 2-in-1 modules, so that the size of the device can be reduced.
ところが、上記2in1モジュールを鉄道車両用のインバータに適用する場合には、話が簡単ではなかった。というのも、パワー半導体モジュールを鉄道車両に適用した場合、車両が加速する力行モードでは主としてIGBT側に大きな電流が流れ、ブレーキによって電力を回生して減速する回生モードでは主にFWD側に大きな電流が流れるので、力行モードではIGBTが、回生モードではFWDが大きく発熱する。このため、力行モードではIGBTチップの接合温度を、回生モードではFWDチップの接合温度を、それぞれの許容接合温度以下になるように、電流やスイッチング周波数を設定もしくは制御しなければならない。 However, when the 2 in 1 module is applied to an inverter for a railway vehicle, the story has not been easy. This is because when a power semiconductor module is applied to a railway vehicle, a large current flows mainly in the IGBT side in the power running mode in which the vehicle accelerates, and a large current mainly in the FWD side in the regeneration mode in which power is regenerated and decelerated by the brake. Therefore, the IGBT generates a large amount of heat in the power running mode and the FWD generates a large amount of heat in the regeneration mode. For this reason, the current and switching frequency must be set or controlled so that the junction temperature of the IGBT chip in the powering mode and the junction temperature of the FWD chip in the regeneration mode are lower than the allowable junction temperatures.
しかしながら、現状の2in1モジュールでは、回生モードにおけるFWDチップの接合温度を許容接合温度以下になるように電流やスイッチング周波数を設定することは困難であった。ここで、IGBTチップのサイズとFWDチップのサイズとはトレードオフの関係にあるので、IGBTチップのサイズを小さくし、その削減分をFWDチップに割り当てることも考えられるが、現状の2in1モジュールでは、IGBTのチップサイズは可能な限り小さくしており、これ以上のサイズ削減は力行モードにおける電流容量の確保が困難になるため限界であった。したがって、現状の鉄道応用における3相インバータでは、同電流クラスのパワー半導体モジュールとして、IGBTおよびFWDの組が1組搭載されている、いわゆる「1in1」のパワー半導体モジュール(以下、必要に応じて「1in1モジュール」と称する)を6個用いて構成せざるを得ず、電力変換装置の更なる小型化が困難であった。 However, in the current 2-in-1 module, it is difficult to set the current and switching frequency so that the junction temperature of the FWD chip in the regeneration mode is lower than the allowable junction temperature. Here, since the size of the IGBT chip and the size of the FWD chip are in a trade-off relationship, it is possible to reduce the size of the IGBT chip and allocate the reduced amount to the FWD chip. However, in the current 2-in-1 module, The chip size of the IGBT is made as small as possible, and further size reduction is a limit because it becomes difficult to secure a current capacity in the power running mode. Therefore, in the current three-phase inverter in railway applications, a so-called “1 in 1” power semiconductor module (hereinafter referred to as “1”) is mounted as one set of IGBT and FWD as a power semiconductor module of the same current class. Therefore, it was difficult to further reduce the size of the power conversion device.
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、更なる小型化を可能とし、かつ、鉄道車両用の電力変換装置に適用可能なパワー半導体モジュールを提供することを目的とする。 This invention is made | formed in view of the above, Comprising: It aims at providing the power semiconductor module which can be further reduced in size and is applicable to the power converter device for rail vehicles.
また、本発明は、既存の1in1タイプと比較してモジュールサイズを大きくすることなく、電力を回生する電力変換装置に使用できる2in1タイプのパワー半導体モジュールを提供することを目的とする。 It is another object of the present invention to provide a 2-in-1 type power semiconductor module that can be used in a power conversion device that regenerates power without increasing the module size as compared with the existing 1-in-1 type.
また、本発明は、上記のようなパワー半導体モジュールを備えた電力変換装置および、上記のような電力変換装置を備えた鉄道車両を提供することを目的とする。 Moreover, an object of this invention is to provide the power converter device provided with the above power semiconductor modules, and the rail vehicle provided with the above power converter devices.
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるパワー半導体モジュールは、鉄道車両用の電力変換装置に適用されるパワー半導体モジュールにおいて、第1のスイッチング素子と第1のダイオード素子とが逆並列に接続されてなる第1の素子対と、第2のスイッチング素子と第2のダイオード素子とが逆並列に接続されてなる第2の素子対と、を有し、前記第1および第2のダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成され、前記第1の素子対は前記電力変換装置の正側アームとして動作し、前記第2の素子対は前記電力変換装置の負側アームとして動作するように1つのモジュール内に収容され、2in1モジュールとして構成されていることを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a power semiconductor module according to the present invention includes a first switching element, a first diode element, and a power semiconductor module applied to a power conversion device for a railway vehicle. And a second element pair in which a second switching element and a second diode element are connected in antiparallel, the first and the second element pairs being connected in antiparallel, The second diode element is formed of a wide band gap semiconductor, the first element pair operates as a positive arm of the power converter, and the second element pair serves as a negative arm of the power converter. It is housed in one module so as to operate, and is configured as a 2-in-1 module.
本発明にかかるパワー半導体モジュールによれば、既存の1in1タイプと比較してモジュールサイズを大きくすることなく、電力を回生する電力変換装置に使用できる2in1タイプのパワー半導体モジュールを提供することができるという効果を奏する。 According to the power semiconductor module of the present invention, it is possible to provide a 2-in-1 type power semiconductor module that can be used in a power conversion device that regenerates power without increasing the module size compared to the existing 1-in-1 type. There is an effect.
本願発明者は、オン電圧を低減することができ、その結果、リカバリ損失も大幅に低減することができるSiCダイオードに着目し、このSiCダイオードを上記2in1モジュールに適用して電力変換装置を構成することにより、鉄道応用に好適なパワー半導体モジュールおよび電力変換装置を導き出すに至った。以下、添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるパワー半導体モジュールおよび電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。 The inventor of the present application pays attention to an SiC diode that can reduce the on-voltage, and as a result, can also significantly reduce recovery loss, and configures the power conversion device by applying this SiC diode to the 2-in-1 module. As a result, a power semiconductor module and a power conversion device suitable for railway applications have been derived. Hereinafter, a power semiconductor module and a power conversion device according to embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. In addition, this invention is not limited by embodiment shown below.
<実施の形態>
まず、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。図1は、本実施の形態にかかる電力変換装置の概略の機能構成を示す図であり、鉄道車両100に搭載される電力変換装置50の一構成例を示している。同図に示すように、電力変換装置50は、コンバータ10、コンデンサ20およびインバータ30を備えて構成される。鉄道車両100には、電力変換装置50の入力端側に配置されてコンバータ10に接続される変圧器6および、電力変換装置50の出力端側に配置されてインバータ30に接続され、電力変換装置50からの電力供給を受けて車両を駆動する電動機40が搭載されている。なお、電動機40としては、誘導電動機や同期電動機が好適である。
<Embodiment>
First, a power conversion device according to an embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a diagram illustrating a schematic functional configuration of the power conversion device according to the present embodiment, and illustrates a configuration example of the
変圧器6の一次巻線の一端は集電装置2を介して架線1に接続され、他端は車輪3を介して大地電位であるレール4に接続されている。架線1から供給される電力は、集電装置2を介して変圧器6の一次巻線に入力されるとともに、変圧器6の二次巻線に生じた電力がコンバータ10に入力される。
One end of the primary winding of the transformer 6 is connected to the overhead wire 1 via the
コンバータ10は、スイッチング素子UPC,VPCで構成される正側アーム(例えばU相ではUPC)と、スイッチング素子UNC,VNCで構成される負側アーム(例えばU相ではUNC)とがそれぞれ直列に接続された回路部(以下「レグ」という)を有している。すなわち、コンバータ10には、2組(U相分、V相分)のレグを有する単相ブリッジ回路が構成されている。
In the
コンバータ10は、スイッチング素子UPC,VPC,UNC,VNCをPWM制御することで入力された交流電圧を所望の直流電圧に変換して出力する。
The
コンバータ10の出力端には、直流電源となるコンデンサ20が並列に接続されるとともに、コンデンサ20の直流電圧を入力とし、任意電圧および任意周波数の交流電圧に変換し出力するインバータ30が接続される。
A
インバータ30は、スイッチング素子UPI,VPI,WPIで構成される正側アーム(例えばU相ではUPI)と、スイッチング素子UNI,VNI,WNIで構成される負側アーム(例えばU相ではUNI)とがそれぞれ直列に接続されたレグを有している。すなわち、インバータ30には、3組(U相分、V相分、W相分)のレグを有する3相ブリッジ回路が構成されている。
The
インバータ30は、スイッチング素子UPI,VPI,WPI,UNI,VNI,WNIをPWM制御することで入力された直流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する。
The
なお、図1では、本実施の形態にかかる電力変換装置の好適な例として、交流入力の電気車に適用する場合を一例として示したが、地下鉄や郊外電気車等に多用される直流入力の電気車に対しても同様に適用することができる。なお、直流入力の電気車に適用する場合、変圧器6およびコンバータ10の構成が不要となる点を除き、図1と同等の構成を採ることができ、本実施の形態にかかる内容を当該直流入力の電気車に適用することも無論可能である。
In FIG. 1, as a suitable example of the power conversion device according to the present embodiment, the case where it is applied to an AC electric vehicle is shown as an example, but the DC input frequently used in subways, suburban electric vehicles, and the like is shown. The same can be applied to an electric vehicle. When applied to a DC-input electric vehicle, the configuration similar to that shown in FIG. 1 can be adopted except that the configurations of the transformer 6 and the
つぎに、本実施の形態の電力変換装置に用いられるパワー半導体モジュールについて説明する。図2は、2in1モジュールとして構成した本実施の形態にかかるパワー半導体モジュールの概略形状を示す斜視図であり、図3は、図2に示すパワー半導体モジュールが有する回路構成を概略的に示す図である。また、図4は、比較例として示すパワー半導体モジュールであり、従来から使用されている1in1モジュールの概略形状を示す斜視図である。また、図5は、図4に示すパワー半導体モジュールが有する回路構成を概略的に示す図である。 Next, a power semiconductor module used in the power conversion device of the present embodiment will be described. 2 is a perspective view showing a schematic shape of the power semiconductor module according to the present embodiment configured as a 2-in-1 module. FIG. 3 is a diagram schematically showing a circuit configuration of the power semiconductor module shown in FIG. is there. FIG. 4 is a power semiconductor module shown as a comparative example, and is a perspective view showing a schematic shape of a conventionally used 1 in 1 module. FIG. 5 is a diagram schematically showing a circuit configuration of the power semiconductor module shown in FIG.
図4および図5に示すように、従来から使用されてきている1in1モジュール70では、シリコンをベースとするIGBT(Si−IGBT)と、シリコンベースのFWD(Si−FWD)とが逆並列に接続された1組の素子対72がパッケージ内に収容されている。Si−IGBTのコレクタとSi−FWDのカソードとはモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて1in1モジュール70の上面に設けられたコレクタ電極Cに接続される。同様に、Si−IGBTのエミッタとSi−FWDのアノードとはモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて1in1モジュール70の上面に設けられたエミッタ電極Eに接続されるように構成されている。
As shown in FIG. 4 and FIG. 5, in the conventionally used 1 in 1
一方、図2および図3に示すように、本実施の形態にかかる2in1モジュール60では、シリコン(Si)をベースとするIGBT(Si−IGBT)と、シリコン・カーバイド(炭化ケイ素:SiC)をベースとするFWD(SiC−FWD)とが逆並列に接続された2組の素子対である第1の素子対62,第2の素子対64がパッケージ内に収容されている。
On the other hand, as shown in FIG. 2 and FIG. 3, in the 2-in-1
ここで、シリコン・カーバイド(SiC)は、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例であり、シリコン・カーバイド以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体も、ワイドバンドギャップ半導体に属する。したがって、シリコン・カーバイド以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。 Here, silicon carbide (SiC) is an example of a semiconductor called a wide bandgap semiconductor. Besides silicon carbide, for example, a gallium nitride-based material or a semiconductor formed using diamond is also widely used. It belongs to the band gap semiconductor. Therefore, a configuration using a wide band gap semiconductor other than silicon carbide also forms the gist of the present invention.
これら図2および図3において、第1の素子対62では、Si−IGBTのコレクタとSiC−FWDのカソードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて2in1モジュール60の上面に設けられたコレクタ電極C1に接続されると共に、Si−IGBTのエミッタとSiC−FWDのアノードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて2in1モジュール60の上面に設けられたエミッタ電極E1に接続されるように構成されている。同様に、第2の素子対64では、Si−IGBTのコレクタとSiC−FWDのカソードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて2in1モジュール60の上面に設けられたコレクタ電極C2に接続されると共に、Si−IGBTのエミッタとSiC−FWDのアノードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されて2in1モジュール60の上面に設けられたエミッタ電極E2に接続されるように構成されている。
2 and 3, in the
なお、図2の構造および図3の回路構成から明らかなように、2in1モジュール60における電極E1と電極C2とを、導体バーなどで電気的に接続すれば第1の素子対62と第2の素子対64とが直列接続されたレグを構成することができる。
As is apparent from the structure of FIG. 2 and the circuit configuration of FIG. 3, if the electrode E1 and the electrode C2 in the 2-in-1
つぎに、本実施の形態のパワー半導体モジュールが、既存の1in1モジュールのパッケージを互換的に使用し、既存の1in1モジュールのサイズを大きくすることなく2in1モジュールとして構成できる理由について説明する。 Next, the reason why the power semiconductor module according to the present embodiment can be configured as a 2 in 1 module without using an existing 1 in 1 module in a compatible manner by using an existing 1 in 1 module package interchangeably will be described.
車両が加速走行する力行モードでは、コンデンサ20の正極側から電動機40に向けて電流が流れるため、例えばU相およびV相への印加電圧が正の期間であり、W相の印加電圧が負の期間では、図6に示すように、スイッチング素子UPI,VPIの各IGBTを通じて電動機40に電流が流れ込み、電動機40からの電流はスイッチング素子WNIのIGBTを通じてコンデンサ20の負極側に戻る。その結果、力行モード時においては、FWDに比してIGBTが大きく発熱することになる。
In the power running mode in which the vehicle travels at an accelerated speed, current flows from the positive electrode side of the
一方、車両が減速走行する回生モードでは、電動機40が発電機となり、電動機40からの電流がコンデンサ20の正極側に流れ込むため、例えば電動機40におけるU相およびV相の誘起電圧が正の期間であり、W相の誘起電圧が負の期間では、図7に示すように、スイッチング素子UPI,VPIの各FWDを通じてコンデンサ20側に電流が流れ込み、その戻り電流はスイッチング素子WNIのFWDを通じて電動機40に戻る。その結果、回生モード時においては、IGBTに比してFWDが大きく発熱することになる。
On the other hand, in the regenerative mode in which the vehicle travels at a reduced speed, the
つぎに、汎用的な2in1モジュールの発熱量について、下記表1に示すパラメータを用いて計算する。なお、ここで用いる2in1モジュールは、シリコンベースのIGBT(Si−IGBT)と、シリコンベースのFWD(Si−FWD)とにより構成されるものである。
Next, the heat generation amount of the general-
上記表1のパラメータを用い、さらに、インバータ電流を定格電流の1/2(600A)とし、インバータ制御のキャリア周波数を1kHzとして発熱量を計算したときの結果を示したものが下記表2である。なお、簡易な計算結果を得るため、力率やインバータ効率などは考慮していない。 Table 2 below shows the results when the calorific value is calculated by using the parameters in Table 1 above, further setting the inverter current to 1/2 of the rated current (600 A) and the carrier frequency of the inverter control to 1 kHz. . In order to obtain simple calculation results, power factor and inverter efficiency are not considered.
上記表2において、IGBTおよびFWDの各オン損失は、1個のIGBTに半周期分の電流が流れる、すなわち1個のIGBTおよびFWDは1周期のうちの半周期の間だけ動作すると仮定するため、電圧と電流との積を2で割っている。また、IGBTおよびFWDの各スイッチング損失についても同様であり、パルス数(スイッチング周波数)を2で割っている。 In Table 2 above, each on-loss of the IGBT and FWD is assumed to have a current corresponding to a half cycle flowing through one IGBT, that is, one IGBT and FWD operate only during a half cycle of one cycle. The product of voltage and current is divided by 2. The same applies to the switching losses of IGBT and FWD, and the number of pulses (switching frequency) is divided by two.
上記表2の結果に示されるように、IGBTの温度上昇が12.5℃であるのに対し、FWDの温度上昇は30℃になっており、FWDの温度上昇が高いことが理解できる。 As shown in the results of Table 2 above, the temperature rise of the IGBT is 12.5 ° C., whereas the temperature rise of the FWD is 30 ° C., and it can be understood that the temperature rise of the FWD is high.
ここでIGBTの接合温度を許容接合温度以下となるよう、モジュールのケース温度を110℃となるように冷却器を選定した場合を考える。この場合、FWDの接合温度は110℃+30℃=140℃となり、FWDの許容接合温度125℃を上回る。したがって、上記表1に示した2in1モジュールは鉄道車両用として使用できないということになる。 Here, consider a case where the cooler is selected so that the module case temperature is 110 ° C. so that the IGBT junction temperature is equal to or lower than the allowable junction temperature. In this case, the FWD bonding temperature is 110 ° C. + 30 ° C. = 140 ° C., which exceeds the FWD allowable bonding temperature of 125 ° C. Therefore, the 2-in-1 module shown in Table 1 cannot be used for a railway vehicle.
この考えとは逆に、FWDの温度上昇に合わせた冷却器を選定した場合を考える。この場合、モジュールのケース温度は125℃−30℃=90℃以下とする必要がある。例えばモジュールのケース温度を90℃とした場合、IGBTの接合温度は90℃+12.5℃=102.5℃となり、125℃/102.5℃=1.22であることから、FWDの温度上昇に合わせた場合の冷却器は、IGBTの温度上昇に合わせた場合の冷却器に対して20%以上の余裕度を持っていることになる。すなわち、FWDの温度上昇に合わせた冷却器を構成しようとすると、より高性能な冷却器が必要となるので、冷却器のサイズが増大し、冷却器のコストが増加する。 In contrast to this idea, consider the case where a cooler is selected in accordance with the FWD temperature rise. In this case, the case temperature of the module needs to be 125 ° C.-30 ° C. = 90 ° C. or less. For example, when the module case temperature is 90 ° C., the IGBT junction temperature is 90 ° C. + 12.5 ° C. = 102.5 ° C., and 125 ° C./102.5° C. = 1.22. The cooler when adjusted to have a margin of 20% or more with respect to the cooler when adjusted to the temperature rise of the IGBT. In other words, if an attempt is made to configure a cooler that matches the temperature increase of the FWD, a cooler with higher performance is required, so the size of the cooler increases and the cost of the cooler increases.
つぎに、汎用的な1in1モジュールの発熱量について、下記表3に示すパラメータを用いて計算する。なお、ここで用いる1in1モジュールは、シリコンベースのIGBT(Si−IGBT)と、シリコンベースのFWD(Si−FWD)とにより構成されるものである。また、この1in1モジュールは、2in1モジュールに比べてスペース的に余裕があるので、表1に示すFWDよりもダイオード損失が小さく、熱抵抗も小さいものを収容することが可能となっている。 Next, the heat generation amount of the general-purpose 1 in 1 module is calculated using the parameters shown in Table 3 below. The 1 in 1 module used here is composed of a silicon-based IGBT (Si-IGBT) and a silicon-based FWD (Si-FWD). In addition, since this 1 in 1 module has a space as compared with the 2 in 1 module, it is possible to accommodate a module having a smaller diode loss and a smaller thermal resistance than the FWD shown in Table 1.
表1の場合と同様に、表3のパラメータを用い、さらに、インバータ電流を定格電流の1/2(600A)とし、インバータ制御のキャリア周波数を1kHzとして発熱量を計算したときの結果を示したものが下記表4である。なお、簡易な計算結果を得るため、力率やインバータ効率などを考慮していない点は、表2のときと同様である。 Similarly to the case of Table 1, the results of calculating the heat generation amount using the parameters of Table 3 and further setting the inverter current to 1/2 (600 A) of the rated current and the carrier frequency of the inverter control to 1 kHz are shown. Those are shown in Table 4 below. In addition, in order to obtain a simple calculation result, the point which does not consider a power factor, inverter efficiency, etc. is the same as that of the time of Table 2.
上記表4の結果に示されるように、IGBTの温度上昇は9.5℃であり、FWDの温度上昇は11.7℃であるため、IGBTおよびFWDの各温度上昇には大きな差がないことが分かる。 As shown in the results of Table 4 above, the temperature rise of the IGBT is 9.5 ° C., and the temperature rise of the FWD is 11.7 ° C. I understand.
ここで、例えばモジュールのケース温度を110℃となるように冷却器を選定した場合を考える。この場合、FWDの接合温度は110℃+11.7℃=121.7℃となり、FWDの許容接合温度125℃を下回る。したがって、上記表3に示した1in1モジュールは鉄道車両用としての使用が可能となる。 Here, for example, consider a case where the cooler is selected so that the module case temperature is 110 ° C. In this case, the junction temperature of FWD is 110 ° C. + 11.7 ° C. = 121.7 ° C., which is lower than the allowable junction temperature of FWD 125 ° C. Therefore, the 1 in 1 module shown in Table 3 can be used for a railway vehicle.
このように、力行モードと回生モードとがある鉄道応用においては、従来の2in1モジュールは、FWDの温度上昇がIGBTの温度上昇に対して2倍程度の大きさを有しているため、冷却器をIGBTの温度上昇に合わせた冷却性能とすると、FWDの温度上昇が許容値を超えて使用不可となる。これとは逆に、冷却器をFWDの温度上昇に合わせた冷却性能とすると、冷却器のサイズが大きくなり、且つ、高価になってしまう。このため、鉄道車両に適用される従来の電力変換装置では、冷却器のサイズが増大し、冷却器のコストが増加することを防止するため、FWD損失が小さく、熱抵抗も小さい1in1モジュールを6個用いて3相インバータを構成していた(図8参照)。 Thus, in railway applications with a power running mode and a regenerative mode, the conventional 2-in-1 module has a FWD temperature rise twice as large as the IGBT temperature rise. If the cooling performance is matched to the temperature rise of the IGBT, the temperature rise of the FWD exceeds the allowable value and becomes unusable. On the other hand, if the cooling performance of the cooler is adjusted to the temperature increase of the FWD, the size of the cooler increases and the cost increases. For this reason, in the conventional power converter applied to a rail vehicle, in order to prevent the size of the cooler from increasing and the cost of the cooler from increasing, 6 in 1 modules having a small FWD loss and a small thermal resistance are provided. A three-phase inverter was configured by using one piece (see FIG. 8).
つぎに、本実施の形態の2in1モジュールにおけるチップ配置(レイアウト)について説明する。図9は、SiC−FWDを用いて構成した本実施の形態の2in1モジュールにおける一つの素子対の配置例を示す図である。なお、図10には、比較例として、Si−FWDを用いて構成した従来の2in1モジュールにおける一つの素子対の配置例を示している。 Next, a chip arrangement (layout) in the 2-in-1 module of the present embodiment will be described. FIG. 9 is a diagram illustrating an arrangement example of one element pair in the 2-in-1 module of the present embodiment configured using SiC-FWD. In addition, in FIG. 10, the example of arrangement | positioning of one element pair in the conventional 2 in 1 module comprised using Si-FWD as a comparative example is shown.
従来の2in1モジュールでは、図10に示すように、1素子対あたり4個のIGBTチップと、2個のSi−FWDチップを用いて構成していた。なお、図10において、Si−FWDチップの占有面積は、IGBTチップの占有面積の約1/2(50%)である。 In the conventional 2-in-1 module, as shown in FIG. 10, it is configured by using four IGBT chips and two Si-FWD chips per element pair. In FIG. 10, the occupied area of the Si-FWD chip is about 1/2 (50%) of the occupied area of the IGBT chip.
一方、本実施の形態の2in1モジュールでは、FWDとしてSiCを用いることとしたので、SiC−FWDチップの占有面積を従来のものよりも小さくすることが可能となる。例えば、図9に示すように、1素子対あたり4個のIGBTチップと、8個のSiC−FWDチップを有する構成ではあるが、SiC−FWDチップの占有面積は、IGBTチップの占有面積の約1/4(25%)である。 On the other hand, in the 2-in-1 module of this embodiment, since SiC is used as the FWD, the area occupied by the SiC-FWD chip can be made smaller than that of the conventional one. For example, as shown in FIG. 9, although the configuration includes four IGBT chips and eight SiC-FWD chips per element pair, the occupied area of the SiC-FWD chip is about the occupied area of the IGBT chip. 1/4 (25%).
SiCをFWDとして用いた場合には、FWDのオン電圧を低減することができるので、リカバリ損失も大幅に低減することができる。SiCの場合、さらにチップ厚も薄くすることができるので、熱抵抗も小さくなる。このため、図9に示すように、各チップのレイアウトを変更することなく、FWDの温度上昇を1in1タイプのIGBTモジュールなみに抑制することができる。つまり、SiCをFWDとした場合、IGBTチップの占有面積に対するSiC−FWDチップの占有面積の比(以下「FWDチップ占有面積比」と称する)が1/2未満であっても、1in1タイプなみの温度上昇に抑えることが可能となる。 When SiC is used as the FWD, the on-voltage of the FWD can be reduced, and the recovery loss can be greatly reduced. In the case of SiC, since the chip thickness can be further reduced, the thermal resistance is also reduced. For this reason, as shown in FIG. 9, the temperature increase of FWD can be suppressed like a 1 in 1 type IGBT module, without changing the layout of each chip. That is, when SiC is FWD, even if the ratio of the occupied area of the SiC-FWD chip to the occupied area of the IGBT chip (hereinafter referred to as “FWD chip occupied area ratio”) is less than ½, it is the same as the 1 in 1 type. It becomes possible to suppress the temperature rise.
実際に、FWDチップをSiCとした2in1モジュールの発熱量について、下記表5に示すパラメータを用いて計算した結果を示すと表6のようになる。なお、本計算では、上記表2,4と同様に、力率やインバータ効率などは考慮せず、インバータ電流を定格電流の1/2(600A)とし、インバータ制御のキャリア周波数を1kHzとして計算している。 Table 6 shows the result of calculation using the parameters shown in Table 5 below for the heat generation of the 2-in-1 module in which the FWD chip is made of SiC. In this calculation, as in Tables 2 and 4, the power factor and inverter efficiency are not considered, and the inverter current is set to 1/2 of the rated current (600A) and the inverter control carrier frequency is set to 1 kHz. ing.
上記表6の結果に示されるように、SiC−FWDチップの温度上昇は、IGBTチップの温度上昇と同程度となる。また、従来の2in1モジュールにおけるSi−FWDチップの温度上昇値である30℃に対し(表2参照)、1/2以下の温度上昇値とすることができ、IGBTチップの温度上昇に合わせ、モジュールのケース温度を110℃となるような冷却器を用いても、FWDチップの接合温度は、接合温度許容値の125℃以下とすることが可能となる。 As shown in the results of Table 6 above, the temperature rise of the SiC-FWD chip is almost the same as the temperature rise of the IGBT chip. Moreover, the temperature rise value of the Si-FWD chip in the conventional 2-in-1 module, which is 30 ° C. (see Table 2), can be set to a temperature rise value of ½ or less. Even when a cooler with a case temperature of 110 ° C. is used, the bonding temperature of the FWD chip can be set to 125 ° C. or less, which is an allowable bonding temperature.
このため、本実施の形態の電力変換装置では、図11に示すように、3個の2in1モジュールを用いて3相インバータを構成することが可能となる。 For this reason, in the power converter device of this Embodiment, as shown in FIG. 11, it becomes possible to comprise a three-phase inverter using three 2 in 1 modules.
なお、高温度での使用が可能であるというSiCの特徴を生かせば、SiC−FWDチップの許容動作温度を150℃以上に引き上げることができ、SiC−FWDチップの占有面積をさらに小さくすることができるので、モジュールサイズの更なる削減が可能となる。 If the characteristics of SiC that it can be used at high temperatures are utilized, the allowable operating temperature of the SiC-FWD chip can be raised to 150 ° C. or higher, and the area occupied by the SiC-FWD chip can be further reduced. As a result, the module size can be further reduced.
また、SiC−FWDチップの占有面積の削減分を、IGBTチップの占有面積の増加に振り向けることとすれば、既存のモジュールサイズを大きくすることなくモジュール性能の向上が可能となる。 Further, if the reduction of the occupied area of the SiC-FWD chip is directed to the increase of the occupied area of the IGBT chip, the module performance can be improved without increasing the existing module size.
さらに、SiC−FWDチップの許容動作温度の高温化により、SiCに対する冷却器の性能を低減することができるので、冷却器の小型化および低コスト化が可能となる。 Furthermore, since the performance of the cooler with respect to SiC can be reduced by increasing the allowable operating temperature of the SiC-FWD chip, the cooler can be reduced in size and cost.
なお、本実施の形態では、FWDチップ占有面積比を約1/4(=0.25)として説明したが、この1/4という数値に限定されるものではない。本発明の意義は、鉄道応用の電力変換装置に適用可能な2in1モジュールを提供することにあるため、これを実現可能であればFWDチップ占有面積比は幾つであっても構わない。 In the present embodiment, the FWD chip occupation area ratio has been described as about 1/4 (= 0.25), but the present invention is not limited to this numerical value of 1/4. The significance of the present invention is to provide a 2-in-1 module that can be applied to a power conversion device for railway applications. Therefore, the FWD chip occupation area ratio can be any number as long as this can be realized.
例えば、上述したように高温度での使用が可能であるというSiCの特徴を活用したり、SiC−FWDチップの占有面積の削減分を、IGBTチップに振り向けたりする手法を用いれば、SiC−FWDチップの占有面積の削減分とIGBTチップの占有面積の増加分との相乗効果により、FWDチップ占有面積比の更なる低減が可能である。ここで、前者による低減効果を20%とし、後者による低減効果を20%と見積もれば、両者を合わせて40%程度の低減が可能であり、FWDチップ占有面積比を0.15(=(1/4)×(1-0.4))程度まで低減することが可能となる。 For example, by utilizing the characteristics of SiC that can be used at a high temperature as described above, or by using the technique of directing the reduced area occupied by the SiC-FWD chip to the IGBT chip, the SiC-FWD is used. Due to the synergistic effect of the reduction in the occupied area of the chip and the increase in the occupied area of the IGBT chip, the FWD chip occupied area ratio can be further reduced. Here, if the reduction effect by the former is estimated to be 20% and the reduction effect by the latter is estimated to be 20%, the total can be reduced by about 40%, and the FWD chip occupation area ratio is 0.15 (= (1 /4)×(1-0.4)).
また、本実施の形態では、2in1モジュールのチップサイズを小さくすることができるという付随的な効果が得られるが、この効果は、FWDとしてSiCを用いることにより、従来の2in1モジュールにおけるFWDチップ占有面積比を1/2未満に低減できることから得られる。ただし、従来の2in1モジュールの設計に際しては、種々の設計条件に応じて±10%程度の誤差は生じるものである。これらの観点に鑑みて見れば、FWDチップ占有面積比を0.45(=0.5×(1-0.1))未満に低減できる点に本発明の意義があると言っても過言ではない。 In addition, in this embodiment, an incidental effect that the chip size of the 2-in-1 module can be reduced can be obtained. This effect is obtained by using SiC as the FWD, thereby occupying the area occupied by the FWD chip in the conventional 2-in-1 module. This is because the ratio can be reduced to less than ½. However, when designing a conventional 2-in-1 module, an error of about ± 10% occurs depending on various design conditions. In view of these viewpoints, it is no exaggeration to say that the present invention is significant in that the FWD chip occupation area ratio can be reduced to less than 0.45 (= 0.5 × (1-0.1)).
また、本実施の形態では、2in1モジュールを構成するスイッチング素子として、IGBTを一例として示したが、IGBTに代えてMOSFETを搭載するものであっても構わない。なお、MOSFETの方がIGBTよりもスイッチング損失が小さいため、MOSFETの使用により、モジュールおよび冷却器の小型化、低コスト化が実現可能となる。 In the present embodiment, an IGBT is shown as an example of a switching element that constitutes a 2-in-1 module. However, a MOSFET may be mounted instead of the IGBT. Since the MOSFET has a smaller switching loss than the IGBT, the use of the MOSFET makes it possible to reduce the size and cost of the module and the cooler.
なお、各SiC−FWDチップを、それぞれの素子対をなす各IGBTチップと温度上昇が同等になるようなサイズに形成すれば、冷却器の設計が容易になり、冷却器の小型化、低コスト化に効果的である。 In addition, if each SiC-FWD chip is sized so as to have the same temperature rise as each IGBT chip forming each element pair, the design of the cooler becomes easier, the cooler becomes smaller and the cost is lower. It is effective for conversion.
また、本実施の形態では、インバータへの適用を一例として説明したが、コンバータに適用することも無論可能である。コンバータに適用する場合、従来技術では4つの1in1モジュールを用いて構成することになるが、本実施の形態の技術を用いれば、2つの2in1モジュールを用いて構成することが可能となる。なお、鉄道応用において、コンバータの場合もIGBTに流れる電流よりもFWDに流れる電流のほうが大きいため、FWDにSiCを適用することにより、損失低減による装置の小型化、低コスト化、および部品点数低減による高信頼度化が実現可能となる。 In the present embodiment, application to an inverter has been described as an example, but application to a converter is of course possible. When applied to a converter, the conventional technique is configured using four 1 in 1 modules. However, if the technique of the present embodiment is used, it is possible to configure using two 2 in 1 modules. In railway applications, the current flowing through the FWD is larger than the current flowing through the IGBT even in the case of a converter. Therefore, by applying SiC to the FWD, the size of the device can be reduced, the cost can be reduced, and the number of parts can be reduced. High reliability can be realized.
また、本実施の形態の技術を鉄道車両用の補助電源装置に適用する場合、負荷力率の悪い状態下でのインバータ損失を低減することができるので、補助電源装置に用いるインバータを小型化することができ、装置の小型化および低コスト化が実現可能となる。 In addition, when the technology of the present embodiment is applied to an auxiliary power supply device for a railway vehicle, it is possible to reduce inverter loss under a condition where the load power factor is bad, so the inverter used for the auxiliary power supply device is downsized. Therefore, the apparatus can be reduced in size and cost.
以上のように、本発明は、更なる小型化を可能とし、鉄道車両に適用可能なパワー半導体モジュールおよび電力変換装置として有用である。 As described above, the present invention enables further downsizing and is useful as a power semiconductor module and a power conversion device applicable to a railway vehicle.
1 架線
2 集電装置
3 車輪
4 レール
6 変圧器
10 コンバータ
20 コンデンサ
30 インバータ
40 電動機
50 電力変換装置
60 2in1モジュール
62 素子対(第1の素子対)
64 素子対(第2の素子対)
72 素子対
70 1in1モジュール
100 鉄道車両
C,C1,C2 コレクタ電極
E,E1,E2 エミッタ電極
UNC,VNC,WNC,UNI,VNI,WNI,UPC,VPC,WPC,UPI,VPI,WPI スイッチング素子
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1
64 element pairs (second element pair)
72
Claims (5)
第1のスイッチング素子と第1のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の正側アームとして動作する第1の素子対と、
第2のスイッチング素子と第2のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の負側アームとして動作する第2の素子対とを直列に接続し、
前記車両の加速時には前記第1のダイオード素子と前記第2のダイオード素子とに電流が流れ、
前記車両の減速時には前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子とに電流が流れる2in1モジュールとして構成され、
前記各素子対におけるスイッチング素子の占有面積に対するダイオード素子の占有面積の比が15%以上、且つ、45%未満であり、
前記第1および第2のダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成され、前記第1および第2のスイッチング素子と温度上昇が同等になるようなサイズに形成されている
ことを特徴とするパワー半導体モジュール。 In a power semiconductor module applied to a power converter for a railway vehicle,
A first element pair in which a first switching element and a first diode element are connected in anti-parallel to operate as a positive arm of the power converter;
A second switching element and a second diode element are connected in antiparallel to connect a second element pair operating as a negative arm of the power converter in series;
During acceleration of the vehicle, a current flows through the first diode element and the second diode element,
The vehicle is configured as a 2-in-1 module in which current flows through the first switching element and the second switching element during deceleration of the vehicle,
The ratio of the occupied area of the diode element to the occupied area of the switching element in each of the element pairs is 15% or more and less than 45%,
The first and second diode elements are formed of a wide band gap semiconductor and are sized so that the temperature rise is equal to that of the first and second switching elements. module.
前記コンバータは、
第1のスイッチング素子と第1のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の正側アームが構成され、
第2のスイッチング素子と第2のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の負側アームが構成され、
前記正側アームと前記負側アームとが直列接続されてなるレグが1つのモジュール内に収容され、
前記各レグを構成する第1および第2の素子対は、1つのモジュール内に収容され、
前記車両の加速時には前記第1のダイオード素子と前記第2のダイオード素子とに電流が流れ、
前記車両の減速時には前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子とに電流が流れる2in1モジュールとして構成され、
前記モジュールにおける前記第1および第2のスイッチング素子の占有面積に対する前記第1および第2のダイオード素子の占有面積の比が15%以上、且つ、45%未満であり、
前記第1および第2のダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成され、前記第1および第2のスイッチング素子と温度上昇が同等になるようなサイズに形成されている
ことを特徴とする電力変換装置。 In a power converter having a converter mounted on a railway vehicle and converting an input AC voltage into a desired DC voltage and outputting the desired voltage,
The converter is
The first switching element and the first diode element are connected in anti-parallel to form a positive arm of the power converter,
A second switching element and a second diode element are connected in anti-parallel to form a negative arm of the power converter,
A leg formed by connecting the positive arm and the negative arm in series is accommodated in one module,
The first and second element pairs constituting each leg are accommodated in one module,
During acceleration of the vehicle, a current flows through the first diode element and the second diode element,
The vehicle is configured as a 2-in-1 module in which current flows through the first switching element and the second switching element during deceleration of the vehicle,
The ratio of the occupied area of the first and second diode elements to the occupied area of the first and second switching elements in the module is 15% or more and less than 45%,
The first and second diode elements are formed of a wide band gap semiconductor and are sized so that the temperature rise is equal to that of the first and second switching elements. apparatus.
前記電力変換装置からの電力供給を受けて車両を駆動する電動機とを備えた鉄道車両において、
前記コンバータは、
第1のスイッチング素子と第1のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の正側アームが構成され、
第2のスイッチング素子と第2のダイオード素子とが逆並列に接続されて前記電力変換装置の負側アームが構成され、
前記正側アームと前記負側アームとが直列接続されてなるレグが1つのモジュール内に収容され、
前記車両の加速時には前記第1のダイオード素子と前記第2のダイオード素子とに電流が流れ、
前記車両の減速時には前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子とに電流が流れる2in1モジュールとして構成され、
前記モジュールにおける前記第1および第2のスイッチング素子の占有面積に対する前記第1および第2のダイオード素子の占有面積の比が15%以上、且つ、45%未満であり、
前記第1および第2のダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成され、前記第1および第2のスイッチング素子と温度上昇が同等になるようなサイズに形成されている
ことを特徴とする鉄道車両。 A power conversion device having a converter that converts an input AC voltage into a desired DC voltage and outputs it;
In a railway vehicle provided with an electric motor that drives the vehicle by receiving power supply from the power converter,
The converter is
The first switching element and the first diode element are connected in anti-parallel to form a positive arm of the power converter,
A second switching element and a second diode element are connected in anti-parallel to form a negative arm of the power converter,
A leg formed by connecting the positive arm and the negative arm in series is accommodated in one module,
During acceleration of the vehicle, a current flows through the first diode element and the second diode element,
The vehicle is configured as a 2-in-1 module in which current flows through the first switching element and the second switching element during deceleration of the vehicle,
The ratio of the occupied area of the first and second diode elements to the occupied area of the first and second switching elements in the module is 15% or more and less than 45%,
The first and second diode elements are formed of a wide band gap semiconductor and are sized so that the temperature rise is equal to that of the first and second switching elements. .
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