JP5258033B2

JP5258033B2 - Transmitting apparatus, receiving apparatus, radio communication apparatus, radio communication system, and communication method

Info

Publication number: JP5258033B2
Application number: JP2008209005A
Authority: JP
Inventors: 承鎬韓; 橋本　　猛; 直樹末広
Original assignee: THE UNIVERSITY OF ELECTRO-COMUNICATINS
Current assignee: THE UNIVERSITY OF ELECTRO-COMUNICATINS
Priority date: 2008-08-14
Filing date: 2008-08-14
Publication date: 2013-08-07
Anticipated expiration: 2028-08-14
Also published as: JP2010045665A

Description

本発明は、無線通信システムに関し、特に直交波周波数分割多重(OFDM: Orthogonal Frequency division multiplexing)が適用される送信装置、受信装置、無線通信装置及び無線通信システム並びに通信方法に関する。 The present invention relates to a radio communication system, and more particularly to a transmission apparatus, a reception apparatus, a radio communication apparatus, a radio communication system, and a communication method to which orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) is applied.

OFDM技術は、無線LANやディジタルTVなどに広く応用されている。しかし、OFDM技術は、マルチパスにヌル点がある場合に、性能が著しく低下する問題がある。 OFDM technology is widely applied to wireless LAN and digital TV. However, the OFDM technique has a problem that the performance is remarkably deteriorated when there is a null point in the multipath.

このような問題に対して、マルチパス環境においてヌル点の影響を受けにくく、更に高い周波数利用効率を実現できる伝送方式が報告されている（例えば、特許文献１参照）。
米国特許第６９２８０４７明細書 Y.Xin, Z.Wang, and G.B.Gianakis,"Space-time diversity system based on linear constellation precoding,"IEEE trans Wireless Commun., vol. 2, no. 2, pp.294-309, Mar. 2003 For such a problem, a transmission method has been reported that is not easily affected by a null point in a multipath environment and can realize higher frequency utilization efficiency (see, for example, Patent Document 1).
US Pat. No. 6,928,047 Y.Xin, Z.Wang, and GBGianakis, "Space-time diversity system based on linear constellation precoding," IEEE trans Wireless Commun., Vol. 2, no. 2, pp.294-309, Mar. 2003

上述した伝送方式では、各サブチャネルにおける通信性能のばらつきがある。このため、該伝送方式では、ダイバーシチの効果が制限される。 In the transmission method described above, there is a variation in communication performance in each subchannel. For this reason, in the transmission method, the effect of diversity is limited.

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、各副搬送路における通信性能を均一にでき、さらにダイバーシチの効果を向上することができる送信装置、受信装置、無線通信装置及び無線通信システム並びに通信方法を提供することにある。 The present invention has been made in view of such a situation, and an object of the present invention is to make it possible to make the communication performance in each sub-carrier path uniform and to further improve the effect of diversity, the receiving apparatus, and the wireless A communication device, a wireless communication system, and a communication method are provided.

上記課題を解決するため、本送信装置は、
直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置であって、
送信信号に対して、信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、前記送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加える。 In order to solve the above problem, the transmission device
A transmitter to which an orthogonal wave frequency division multiplexing system is applied,
Means for applying a signal array rotation to the transmission signal;
Means for performing an inverse Fourier transform process on the transmission signal to which the signal array rotation has been applied, and
The means for adding the signal array rotation is based on the number of information symbols of the transmission signal and the rotation angle determined based on the modulation method of the transmission signal, after aligning the communication performance of each sub-channel. A signal array rotation is applied to the transmission signal.

本受信装置は、
直交波周波数分割多重方式が適用されて送信された送信信号を受信する受信装置であって、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、信号配列回転を加える手段
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、前記送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記受信信号に対して信号配列回転を加える。 This receiving device
A receiving apparatus for receiving a transmission signal transmitted by applying an orthogonal wave frequency division multiplexing method,
Means for applying a signal array rotation to the received signal that has undergone Fourier transform processing;
The means for adding the signal array rotation is based on the number of information symbols of the transmission signal and the rotation angle determined based on the modulation method of the transmission signal, after aligning the communication performance of each sub-channel. A signal array rotation is applied to the received signal.

本無線通信装置は、
上述した送信装置と受信装置とを有する。 This wireless communication device
The transmission apparatus and the reception apparatus described above are included.

本無線通信システムは、
直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置と、該送信装置により送信された信号を受信する受信装置とを有する無線通信システムであって、
前記送信装置は、
各副通信路の通信性能をそろえた上で、送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、該送信信号に対して信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記受信装置は、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、前記送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記受信信号に対して信号配列回転を加える手段
を有する。 This wireless communication system
A wireless communication system having a transmitter to which an orthogonal frequency division multiplexing system is applied and a receiver for receiving a signal transmitted by the transmitter,
The transmitter is
After aligning the communication performance of each sub-channel, signal array rotation is added to the transmission signal based on the number of information symbols of the transmission signal and the rotation angle determined based on the modulation method of the transmission signal Means,
Means for performing an inverse Fourier transform process on the transmission signal to which the signal array rotation has been applied, and
The receiving device is:
For the received signal that has undergone Fourier transform processing, the communication performance of each sub-channel is aligned, and the number of information symbols of the transmission signal and the rotation angle determined based on the modulation method of the transmission signal are set. And a means for applying a signal array rotation to the received signal.

本通信方法は、
直交波周波数分割多重方式が適用される無線通信システムにおける通信方法であって、
送信装置が、各副通信路の通信性能をそろえた上で、送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加えるステップと、
前記送信装置が、前記信号配列回転が加えられた前記送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行うステップと、
受信装置が、フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、前記回転角度に基づいて、前記信号配列回転とは逆に信号配列回転を加えるステップと
を有する。

This communication method is
A communication method in a radio communication system to which an orthogonal wave frequency division multiplexing method is applied,
The transmission device, after aligning the communication performance of each sub-channel, signals the transmission signal based on the number of information symbols of the transmission signal and the rotation angle determined based on the modulation method of the transmission signal. Adding an array rotation;
And performing said transmitting apparatus, to the signal sequence rotating the transmission signal applied, an inverse Fourier transform process,
Receiving apparatus for receiving signals Fourier transform processing is performed, based on the rotation angle, and a step of adding a signal sequence rotation opposite to the previous SL signal sequences rotation.

本発明の実施例によれば、各副搬送路における通信性能を均一にでき、さらにダイバーシチの効果を向上することができる送信装置、受信装置、無線通信装置及び無線通信システム並びに通信方法を実現できる。 According to the embodiments of the present invention, it is possible to realize a transmission device, a reception device, a wireless communication device, a wireless communication system, and a communication method that can make the communication performance in each sub-carrier path uniform and further improve the effect of diversity. .

次に、本発明を実施するための最良の形態を、以下の実施例に基づき図面を参照しつつ説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を用い、繰り返しの説明は省略する。 Next, the best mode for carrying out the present invention will be described based on the following embodiments with reference to the drawings.
In all the drawings for explaining the embodiments, the same reference numerals are used for those having the same function, and repeated explanation is omitted.

レイリーフェージング環境下におけるチャネルのエラー推定の結果から、ビットエラー(BER: bit error rate)は、サブチャネルに依存するのが分かる。例えば、ユニタリー行列U(n)は、M行M列（Mは、M>1の整数）のユニタリー対角行列Λ(n)_M×M=:=diag[W_MN ^-mn]_m=0 ^M-1とF_M/√Mに分解できる。ここで、U(n)=(1/√M)Λ^H(n)F_Mである。ここで、Mはデータシンボル数である。ここで、diagは対角行列を示す。また、F_MはM次フーリエ変換を示す。 From the result of channel error estimation in a Rayleigh fading environment, it can be seen that the bit error rate (BER) depends on the subchannel. For example, the unitary matrix U (n) is a unitary diagonal matrix Λ (n) _{M × M} =: = diag [W _MN ^-mn ] _{m = 0} ^{M with} M rows and M columns (M is an integer of M> 1) ^It can be decomposed into ^-1 and F _M / √M. Here, U (n) = (1 / √M) Λ ^H (n) F _M. Here, M is the number of data symbols. Here, diag indicates a diagonal matrix. Further, F _M represents an M Fourier transform.

この式から、伝送エラーベクトルe_nは、式(1)により示される。 From this equation, the transmission error vector e _n is represented by the formula (1).

e_n ^-=(1/√M)e_nΛ^H(n)F_M (1)
Λ^H(n)は、Λ(n)の共役転置行列を示す。Λ(n)により、誤り率にサブチャネルの依存性が現れる。 _{^{e n - = (1 / √M}} ) e n Λ H (n) F M (1)
Λ ^H (n) represents a conjugate transpose matrix of Λ (n). By Λ (n), the subchannel dependency appears in the error rate.

BERのサブチャネル依存性を図１に示す。図１において、(a)はV-OFDM(Single antenna Vector OFDM)における各サブキャリアのBERであり、(b)はSNR=24dBにおける各サブキャリアのBERである。(a)において、横軸はSNRであり、縦軸はBERである。(b)において、横軸はサブチャネルの番号であり、縦軸はBERである。(a)及び(b)には、３２個のサブキャリアについて示される。変調方式には、BPSKが適用された。 The sub-channel dependence of BER is shown in FIG. In FIG. 1, (a) is the BER of each subcarrier in V-OFDM (Single antenna Vector OFDM), and (b) is the BER of each subcarrier in SNR = 24 dB. In (a), the horizontal axis is SNR and the vertical axis is BER. In (b), the horizontal axis is the subchannel number, and the vertical axis is the BER. In (a) and (b), 32 subcarriers are shown. BPSK was applied as the modulation method.

図１によれば、０番目のサブチャネルの特性が悪く、１６番目のサブチャネルの特性がよい。また、n（nは、0以上の整数）番目と、(32-n)番目は同様のBERを有する。悪いBER特性を有するサブチャネルにより、ダイバーシチの効果が制限される。ここでは、一例として、３２個のサブキャリアについて示したが、３２個以外のサブキャリアについても同様の傾向が見られる。 According to FIG. 1, the characteristics of the 0th subchannel are poor and the characteristics of the 16th subchannel are good. The nth (n is an integer equal to or greater than 0) and (32-n) th have the same BER. Diversity effects are limited by subchannels with poor BER characteristics. Here, as an example, 32 subcarriers are shown, but the same tendency can be seen for subcarriers other than 32.

そこで、本実施例に係る無線通信システムでは、サブチャネルに依存するBERの影響を低減する。 Therefore, in the radio communication system according to the present embodiment, the influence of BER depending on the subchannel is reduced.

本実施例に係る無線通信システムについて説明する。 A radio communication system according to the present embodiment will be described.

本実施例に係る無線通信システムは送信装置を有する。また、本実施例に係る無線通信ステムは受信装置を有する。また、本実施例に係る無線通信システムは送信装置と受信装置とを有する無線通信装置を有するようにしてもよい。 The wireless communication system according to the present embodiment includes a transmission device. Further, the wireless communication system according to the present embodiment includes a receiving device. Further, the wireless communication system according to the present embodiment may include a wireless communication device having a transmission device and a reception device.

本実施例に係る送信装置について、図２を参照して説明する。 A transmission apparatus according to the present embodiment will be described with reference to FIG.

本実施例に係る送信装置１００は、信号配列回転部１０２と、逆離散フーリエ変換部１０４と、並直列変換部１０６と、CP(cyclic prefix)付与部１０８とを有する。 The transmission apparatus 100 according to the present embodiment includes a signal array rotation unit 102, an inverse discrete Fourier transform unit 104, a parallel-serial conversion unit 106, and a CP (cyclic prefix) adding unit 108.

信号配列回転部１０２には、情報行列S_N×Mが入力される。例えば、一つのフレームに含まれる送信信号は、N行M列の行列Sにより示される。本実施例に係る通信システムでは、信号配列回転部１０２には、情報行列S_N×Mが入力される。各情報ベクトルs_n,mはS_N×Mに属する。例えば、s_n,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。ここで、N、Mは１以上の整数である。また、s_n,mは、変調されたシンボルであってもよい。該変調方式には、BPSK、QPSK、１６QAMなどが含まれてもよい。例えば、二次元に変調されたMN個の信号は、N行M列に配置され行列Sにより示される。 An information matrix S _{N × M} is input to the signal array rotation unit 102. For example, a transmission signal included in one frame is indicated by a matrix S of N rows and M columns. In the communication system according to the present embodiment, an information matrix S _{N × M} is input to the signal array rotation unit 102. Each information vector sn _{, m} belongs to _{SN × M.} For example, s _{n, m} may be included in matrix data of N rows and M columns. Here, N and M are integers of 1 or more. Also, sn _{, m} may be a modulated symbol. The modulation scheme may include BPSK, QPSK, 16QAM, and the like. For example, MN signals modulated two-dimensionally are arranged in N rows and M columns and indicated by a matrix S.

本実施例に係る送信装置１００では、信号配列回転角度θが最適化される。例えば、信号配列回転角度は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定される。信号配列回転角度は、該送信信号の誤り率を小さくするように決定される。該送信信号の誤り率には、シンボルエラーレート及び／又はビットエラーレートが含まれてもよい。例えば、シンボルエラーレート及び／又はシンボルエラーレートが最小となるように信号配列回転角度θが決定されてもよい。また、例えば、シンボルエラーレート及び／又はシンボルエラーレートの上界が最小となるように信号配列回転角度θが決定されてもよい。ここで、順序集合の空でない部分集合Aについて、Aの任意の元aに対してa≦bが成り立つようなbをAの上界という。例えば、シンボルエラーレート又はシンボルエラーレートの部分集合について、該部分集合の任意の元に対して該元がある値以下となるシンボルエラーレート又はシンボルエラーレートを上界という。 In the transmission apparatus 100 according to the present embodiment, the signal arrangement rotation angle θ is optimized. For example, the signal array rotation angle is determined based on the number of information symbols and the modulation method of the transmission signal after aligning the communication performance of each sub-channel. The signal array rotation angle is determined so as to reduce the error rate of the transmission signal. The error rate of the transmission signal may include a symbol error rate and / or a bit error rate. For example, the signal arrangement rotation angle θ may be determined so that the symbol error rate and / or the symbol error rate is minimized. Further, for example, the signal array rotation angle θ may be determined so that the symbol error rate and / or the upper bound of the symbol error rate is minimized. Here, for a non-empty subset A of the ordered set, b such that a ≦ b holds for any element a of A is called the upper bound of A. For example, for a symbol error rate or a subset of symbol error rates, the symbol error rate or symbol error rate at which the element is less than a certain value with respect to an arbitrary element of the subset is referred to as an upper bound.

信号配列回転部１０２は、入力された各情報ベクトルs_n,mに信号配列回転を加え、周波数領域の信号を生成する。例えば、信号配列回転部１０２から出力される回転情報ベクトルを^~X_N×Mとする。この場合、該回転情報ベクトル^~x_n,mは、式(2)により示される。図２には、列方向の表示を省略し、便宜的に^~x_nと示される。例えば、^~ｘ_n,mは、N行M列の行列データ^~X_N×Mに含まれる。 The signal array rotation unit 102 performs signal array rotation on each input information vector sn _{, m} to generate a frequency domain signal. For example, the rotation information vector output from the signal array rotation unit 102 is assumed to be ^~ _{XN × M.} In this case, the rotation information vector ^~ x _{n, m} is expressed by equation (2). In FIG. 2, the display in the column direction is omitted, and is indicated as ^~ x _{n for} convenience. For example, ^~ _{xn, m} is included in N rows and M columns of matrix data ^~ _{XN * M.}

^~x_n,m=s_n,mΩ(n) (2)
式(2)において、Ω(n)はユニタリー行列(unitary diagonal matrix)である。本実施例に係る送信装置１００では、信号配列点における回転量は、各サブチャネルに対して最適化される。例えば、式(3)により示される。 ^~ x _{n, m} = s _{n, m} Ω (n) (2)
In equation (2), Ω (n) is a unitary diagonal matrix. In the transmission apparatus 100 according to the present embodiment, the rotation amount at the signal arrangement point is optimized for each subchannel. For example, it is represented by equation (3).

Ω(n)=ΘΛ(n) (3)
式(3)において、Θ(n)は、M行M列（Mは、M>1の整数）のユニタリー対角行列であり、Θ_M×M:=diag[exp(jmθ)]_m=0 ^M-1により示される。ここで、θは、変調方式と情報シンボル数Mによって決定される。また、Λ(n)は、上述したように、M行M列のユニタリー対角行列であり、Λ(n)_M×M=:=diag[W_MN ^-mn]_m=0 ^M-1である。例えば、Ω(n)=Θ(n)とした場合には、特性のよいチャネルと悪いチャネルとが入れ替わる。また、例えば、Ω(n)=Λ(n)とした場合には、全チャネルの特性が悪くなる。そこで、本実施例においては、Ω(n)=ΘΛ(n)とすることにより、Θを最適化することにより、各サブキャリアの特性を改善する。 Ω (n) = ΘΛ (n) (3)
In Equation (3), Θ (n) is a unitary diagonal matrix of M rows and M columns (M is an integer of M> 1), and Θ _{M × M} : = diag [exp (jmθ)] _{m = 0} ^Indicated by ^M-1 . Here, θ is determined by the modulation scheme and the number M of information symbols. Also, Λ (n) is a unitary diagonal matrix of M rows and M columns, and Λ (n) _{M × M} =: = diag [W _MN ^-mn ] _{m = 0} ^M−1 , as described above. . For example, when Ω (n) = Θ (n), a channel with good characteristics and a channel with poor characteristics are interchanged. Also, for example, when Ω (n) = Λ (n), the characteristics of all channels are deteriorated. Therefore, in this embodiment, the characteristic of each subcarrier is improved by optimizing Θ by setting Ω (n) = ΘΛ (n).

具体的に説明する。 This will be specifically described.

一対のエラー、すなわちシングルエラー及び多重エラーは、伝送している情報ベクトル間で独立である。従って、情報ベクトルs=(s₀,s₁,…,s_M-1)が伝送していると仮定してもよい。
ここで、ε_m:=｛e_m=s_m-^s_m｝とエラー事象ε=ε₀×ε₁×・・・×ε_M-1-｛0｝^Mを仮定する。情報ベクトルs=(s₀,s₁,…,s_M-1)が伝送していると仮定し、エラーベクトルをe:=s-^s,^s≠sとする。BPSK変調の場合には、０要素ε₀:=｛0｝及びε_B,1:=｛-2,2｝より、ε_B:=ε_B,1Uε_０（ε_B,1とε_０との和集合）とおくと、BPSK信号のエラーベクトルはε_B ^M−ε_０ ^Mに属する。QPSK変調の場合には、ε_Q,1:=｛1+j、1-j、-1+j、-1-j｝及びε_Q,2:=｛±2、±j｝より、ε_Q:=ε_Q,1Uε_Q,2Uε_０（ε_Q,1とε_Q,2とε_０との和集合）とおくと、QPSK信号のエラーベクトルはε_Q ^M−ε_０ ^Mに属する。これらのエラーベクトルは各サブキャリアで同様である。従って、シンボルエラーレート(SER: Symbol Error Rate)は、式(4)により示される。 A pair of errors, a single error and a multiple error, are independent between the transmitted information vectors. Therefore, it may be assumed that the information vector s = (s ₀ , s ₁ ,..., S _M−1 ) is transmitted.
_{_{Here, ε m: = {e m}} = s m - ^ s m} error event _{_{ε = ε 0 × ε 1 ×}} ··· × ε M-1 - {0} assuming ^M. Assuming that the information vector s = (s ₀ , s ₁ ,..., S _M−1 ) is transmitted, let the error vector be e: = s− ^ s, ^ s ≠ s. In the case of BPSK modulation, from the zero elements ε ₀ : = {0} and ε _{B, 1} : = {− 2,2}, ε _B : = ε _{B, 1} Uε ₀ (ε _{B, 1} and ε ₀ BPSK signal error vector belongs to ε _B ^M −ε ₀ ^M. In the case of QPSK modulation, ε _{Q, 1} : = {1 + j, 1-j, -1 + j, -1-j} and ε _{Q, 2} : = {± 2, ± j}, ε _Q : = ε _{Q, 1} Uε _{Q, 2} Uε ₀ (sum set of ε _{Q, 1} and ε _{Q, 2} and ε ₀ ), the error vector of the QPSK signal belongs to ε _Q ^M −ε ₀ ^M. These error vectors are the same for each subcarrier. Accordingly, a symbol error rate (SER) is expressed by equation (4).

式(4)において、w_s(e)はシンボル誤り率に対するエラーベクトルｅの重みである。BPSKの場合にはエラーベクトルｅが含むε_B,1に属するエラーシンボル（BPSKの場合には非零シンボル）の数N₁(e)より式(5)のように表される。QPSKの場合にはエラーベクトルｅが含むε_Q,1に属するエラーシンボルの数N₁(e)及びε_Q,2に属するエラーシンボルの数N₂(e)より式(6)のように表される。また、Pr(e)はエラーベクトルの上界を表しているが、便宜上^-e(θ):=eΘF_Mとおくと、通信路の長さPがベクトルの長さMより短い場合には、M次DFT(逆)行列の最初のP列（F_M、P ^-1)F_M、Pを用いて式（７）のように表せる。ここで、C（P）はチャネルにより定まる係数で、最適角度の判定には影響しない。ここで、^-e(θ)はバーe(θ)を示し、論理否定を示す。また、通信路の長さPがベクトルの長さMより長い場合には、式(7)は式(8)のようになる。ここで、C（M）はチャネルにより定まる係数で、最適角度の判定には影響しない。

In Equation (4), w _s (e) is the weight of the error vector e with respect to the symbol error rate. In the case of BPSK, the number of error symbols belonging to ε _{B, 1} included in the error vector e (non-zero symbol in the case of BPSK) N ₁ (e) is expressed as shown in Equation (5). In the case of QPSK, the number N ₁ (e) of error symbols belonging to ε _{Q, 1} included in the error vector e and the number N ₂ (e) of error symbols belonging to ε _{Q, 2} are expressed as in Equation (6). Is done. In addition, Pr (e) represents the upper bound of the error vector, but for convenience ^- e (θ): = eΘF _M , when the communication path length P is shorter than the vector length M, Using the first P columns (F _{M, P} ⁻¹ ) F _{M, P} of the M-th order DFT (inverse) matrix, it can be expressed as in Expression (7). Here, C (P) is a coefficient determined by the channel and does not affect the determination of the optimum angle. Here, ^- e (θ) represents the bar e (θ), it shows the logical negation. Further, when the communication path length P is longer than the vector length M, Expression (7) becomes Expression (8). Here, C (M) is a coefficient determined by the channel and does not affect the determination of the optimum angle.

式(9)は、ビットエラーレート(BER; Bit Error Rate)の上界を示している。ここで、w_B(e)は、ビット誤り率に対するエラーベクトルeの重みである。BPSKの場合は、w_B(e)=w_s(e)となる。QPSKの場合には式(10)のようになる。

Equation (9) shows the upper bound of the bit error rate (BER). Here, w _B (e) is the weight of the error vector e with respect to the bit error rate. In the case of BPSK, w _B (e) = w _s (e). In the case of QPSK, equation (10) is obtained.

図３には、変調方式にBPSK及びQPSKを適用した場合のシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度を、それぞれθ_s及びθ_bとした場合の例を示す。図３には、M=2,4について示す。図３によれば、最適な信号配列回転角度は、M=2の場合で、BPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度はπ/2であり、QPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度はそれぞれ0.61及び0.56である。また、図３によれば、最適な信号配列回転角度は、M=4の場合で、BPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度は0.36であり、QPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度はそれぞれ0.39及び0.26である。 FIG. 3 shows an example in which the signal array point rotation angles obtained based on the symbol error and the bit error when BPSK and QPSK are applied to the modulation scheme are θ _s and θ _b , respectively. FIG. 3 shows M = 2,4. According to FIG. 3, the optimum signal arrangement rotation angle is M = 2, the signal arrangement point rotation angle obtained based on the symbol error and the bit error for BPSK is π / 2, and for QPSK The signal array point rotation angles obtained based on the symbol error and the bit error are 0.61 and 0.56, respectively. In addition, according to FIG. 3, the optimum signal arrangement rotation angle is M = 4, the signal arrangement point rotation angle obtained based on the symbol error and bit error for BPSK is 0.36, and for QPSK The signal array point rotation angles obtained based on the symbol error and the bit error are 0.39 and 0.26, respectively.

大きいMあるいは高い変調レベルに対して、式(4)及び式(9)による最適角度の判定が困難である場合には、回転角度をπ/(2M)として、準最適角度を用いるようにしてもよい(例えば、非特許文献１参照)。 If it is difficult to determine the optimum angle using Eq. (4) and Eq. (9) for a large M or high modulation level, the rotation angle is set to π / (2M) and a sub-optimal angle is used. (For example, refer nonpatent literature 1).

図３に示されるのは一例であり、M=2,4以外のMの値に対して最適な信号配列回転角度を求めてもよい。また、BPSK、QPSK以外の変調方式に対して最適な信号配列回転角度を求めてもよい。 FIG. 3 shows an example, and an optimal signal arrangement rotation angle may be obtained for values of M other than M = 2,4. In addition, an optimum signal arrangement rotation angle may be obtained for modulation schemes other than BPSK and QPSK.

逆離散フーリエ変換部１０４は、信号配列回転部１０２により入力された回転情報ベクトル^~X_N×Mに対して逆離散フーリエ変換を行う。該逆離散フーリエ変換は、逆高速フーリエ変換を使って計算されてもよい。例えば、逆離散フーリエ変換部１０４は、サイズがNの逆離散フーリエ変換を行う。例えば、逆離散フーリエ変換部１０４は、X_N×MF_N ^-1~X_N×Mを計算する。ここで、F_N ^-1=[W_N ^-mn]／Nであり、W_N=exp(-2jπ／N)である。その結果、OFDM方式の変調が行われた信号X_N×Mが得られる。該OFDM方式の変調が行われた信号x_n,mは、並直列変換部１０６に入力される。図２には、行列の各行を、行ベクトルを用いて表し、便宜的にx_nと示される。該OFDM方式の変調が行われた信号x_n,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。 Inverse discrete Fourier transform unit 104 performs inverse discrete Fourier transform with respect to the rotation information vector ^~ X _{N × M} input by the signal sequences rotation unit 102. The inverse discrete Fourier transform may be calculated using an inverse fast Fourier transform. For example, the inverse discrete Fourier transform unit 104 performs an inverse discrete Fourier transform with a size of N. For example, the inverse discrete Fourier transform unit 104 calculates X _{N × M} F _N ^{−1 to} X _{N × M.} Here, F _N ⁻¹ = [W _N ^−mn ] / N and W _N = exp (−2jπ / N). As a result, a signal X _{N × M} subjected to OFDM modulation is obtained. The signal x _{n, m} subjected to the OFDM modulation is input to the parallel-serial converter 106. In FIG. 2, each row of the matrix is represented by a row vector and is indicated as x _n for convenience. The signal x _{n, m} subjected to the OFDM modulation may be included in matrix data of N rows and M columns.

並直列変換部１０６は、逆離散フーリエ変換部１０４により入力された該OFDM方式の変調が行われた信号x₀,…,x_n,…,x_N-1に対して長さMのベクトル並直列変換処理を行う。並直列変換部１０６は、並直列変換処理が行われた信号^→XをCP付与部１０８に入力する。 Parallel-serial converter 106, the signal x ₀ which modulation has been performed in the OFDM scheme which is input by the inverse discrete Fourier transform unit 104, ..., x _n, ..., vector moderate length M with respect to x _N-1 Perform serial conversion processing. The parallel-serial conversion unit 106 inputs the signal ^→ X subjected to the parallel-serial conversion process to the CP applying unit 108.

CP付与部１０８は、並直列変換処理が行われた信号^→Xにサイクリックプリフィックスを付与し、OFDM方式におけるシンボルを作成する。ここで、CP付与部１０８は、サイクリックプリフィックスの長さを、マルチパスの長さより長いものとしてもよい。例えば、CP付与部１０８は、サイクリックプリフィックスの長さを、マルチパスの長さより長い任意の整数としてもよい。 CP assigning section 108 assigns a cyclic prefix to the signal ^→ X that has undergone the parallel-serial conversion process, and creates a symbol in the OFDM scheme. Here, the CP assigning unit 108 may set the cyclic prefix length to be longer than the multipath length. For example, the CP assigning unit 108 may set the cyclic prefix length to an arbitrary integer longer than the multipath length.

その後、OFDM方式におけるシンボルは、送信無線機に入力される、送信無線機は、OFDM方式におけるシンボルを送信する。 Thereafter, symbols in the OFDM scheme are input to the transmission radio, and the transmission radio transmits symbols in the OFDM scheme.

本実施例に係る受信装置について、図４を参照して説明する。 A receiving apparatus according to the present embodiment will be described with reference to FIG.

本実施例に係る受信装置２００は、CP除去部２０２と、直並列変換部２０４と、離散フーリエ変換部２０６と、信号配列回転部２０８とを有する。 The receiving apparatus 200 according to the present embodiment includes a CP removal unit 202, a serial-parallel conversion unit 204, a discrete Fourier transform unit 206, and a signal array rotation unit 208.

該受信装置２００は、送信装置１００により送信された信号を受信し、該受信信号^→y´をCP除去部２０２に入力する。該受信信号^→y´は、送信信号^→Ｘ´に対してフェージングなどの影響を受けた信号である。CP除去部２０２は、該受信信号^→y´からサイクリックプリフィックスを除去し、CPが除去された受信信号^→yを直並列変換部２０４に入力する。 The receiving apparatus 200 receives the signal transmitted by the transmitting apparatus 100 and inputs the received signal ^→ y ′ to the CP removing unit 202. The received signal ^→ y ′ is a signal affected by fading or the like with respect to the transmitted signal ^→ X ′. CP removing section 202 removes the cyclic prefix from the received signal ^→ y ', and inputs the received signal ^→ y which CP is removed in the serial-parallel converter 204.

直並列変換部２０４は、CP除去部２０２により入力されたCPが除去された受信信号^→yに対して長さMのベクトル直並列変換処理を行う。その結果、OFDM方式の変調が行われた信号Y_N×Mが得られる。該OFDM方式の変調が行われた信号y_n,mは、離散フーリエ変換部２０６に入力される。図４には、行列の各行を、行ベクトルを用いて表し便宜的にy_nと示される。該OFDM方式の変調が行われた信号y_n,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。 The serial / parallel conversion unit 204 performs a vector serial / parallel conversion process of length M on the received signal ^→ y from which the CP input by the CP removal unit 202 is removed. As a result, a signal Y _{N × M} subjected to OFDM modulation is obtained. The signal y _{n, m} subjected to the OFDM modulation is input to the discrete Fourier transform unit 206. In FIG. 4, each row of the matrix is represented using a row vector and is denoted as y _n for convenience. The signal y _{n, m} subjected to the OFDM modulation may be included in matrix data of N rows and M columns.

離散フーリエ変換部２０６は、直並列変換部２０４により入力されたOFDM方式の変調が行われた信号に対して離散フーリエ変換を行う。例えば、離散フーリエ変換部２０６は、サイズがNの離散フーリエ変換を行う。例えば、離散フーリエ変換部２０６は、Y_N×M=F_NY_N×Mを計算する。ここで、F_N=[W_N ^-mn]／Nであり、W_N=exp(-2jπ／N)である。その結果、回転情報ベクトル^~Y_N×Mが得られる。各回転情報ベクトル^~y_n,mは、信号配列回転部２０８に入力される。図４には、行列の各行を、行ベクトルを用いて表し便宜的に^~y_nと示される。該回転情報ベクトル^~y_n,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。 The discrete Fourier transform unit 206 performs a discrete Fourier transform on the OFDM-modulated signal input from the serial / parallel transform unit 204. For example, the discrete Fourier transform unit 206 performs a discrete Fourier transform with a size of N. For example, the discrete Fourier transform unit 206 calculates Y _{N × M} = F _N Y _{N × M.} Here, F _N = [W _N ^−mn ] / N and W _N = exp (−2jπ / N). As a result, the rotation information vector ^~ Y _{N × M} is obtained. Each rotation information vector ^~ y _{n, m} are input to the signal sequence rotation unit 208. FIG. 4, each row of the matrix, shown for convenience as ^~ y _n represents using a row vector. The rotation information vector ^~ y _{n, m} may be included in matrix data of N rows and M columns.

信号配列回転部２０８は、入力された回転情報ベクトル^~y_nを回転させる。例えば、信号配列回転部２０８から出力される情報ベクトルをR_N×Mとする。この場合、各該情報ベクトルr_n,mは、式(11)により示される。図４及び式(11)では、列方向の表示を省略し、便宜的にr_nと示される。例えば、ｒ_nは、N行M列の行列データに含まれてもよい。 Signal sequences rotating unit 208 rotates the rotating information vector ^~ y _n input. For example, the information vector output from the signal array rotation unit 208 is R _{N × M.} In this case, each of the information vectors r _{n, m} is expressed by equation (11). 4 and equation (11), to suppress the display in the column direction, it is conveniently denoted as r _n. For example, r _n may be included in the matrix data of N rows and M columns.

r_n=^~y_nΩ^H(n) (11)
式(11)において、Ω^H(n)はΩ(n)の複素数の転置行列である。 r _n = ^~ y _n Ω ^H (n) (11)
In Equation (11), Ω ^H (n) is a complex transpose matrix of Ω (n).

上述したように、Ω(n)はユニタリー行列(unitary diagonal matrix)である。本実施例に係る送信装置１００では、信号配列における回転量は、各サブチャネルに対して最適化される。例えば、式(3)により示される。 As described above, Ω (n) is a unitary diagonal matrix. In the transmission apparatus 100 according to the present embodiment, the rotation amount in the signal arrangement is optimized for each subchannel. For example, it is represented by equation (3).

式(3)において、Θは、M行M列（Mは、M>1の整数）のユニタリー対角行列であり、Θ_M×M:=diag[exp(jmθ)]_m=0 ^M-1により示される。ここで、θは、変調方式と情報シンボル数Mによって決定される。また、Λ(n)は、上述したように、M行M列のユニタリー対角行列であり、Λ(n)_M×M=:=diag[W_MN ^-mn]_m=0 ^M-1である。 In Equation (3), Θ is a unitary diagonal matrix of M rows and M columns (M is an integer of M> 1), and Θ _{M × M} : = diag [exp (jmθ)] _{m = 0} ^M−1 Indicated by. Here, θ is determined by the modulation scheme and the number M of information symbols. Also, Λ (n) is a unitary diagonal matrix of M rows and M columns, and Λ (n) _{M × M} =: = diag [W _MN ^-mn ] _{m = 0} ^M−1 , as described above. .

本実施例に係る受信装置２００における受信特性について、図５−図１０を参照して説明する。 The reception characteristics in the receiving apparatus 200 according to the present embodiment will be described with reference to FIGS.

図５には、各サブチャネルにおけるBER特性が示される。該特性は、図１を参照して説明した特性と同様の条件において行われた、図５によれば、各サブチャネルにおける特性のばらつきが低減しているのが分かる。従って、ダイバーシチの効果を向上させることができる。 FIG. 5 shows BER characteristics in each subchannel. The characteristics are obtained under the same conditions as those described with reference to FIG. 1. According to FIG. 5, it can be seen that the variation in characteristics in each subchannel is reduced. Therefore, the diversity effect can be improved.

図6には、BPSK変調が適用された場合におけるBERの比較結果を示す。図6には、OFDM、V-OFDM、本実施例に係るOFDM(CRV-OFDM)について示される。V-OFDM及びCRV-OFDMについては、M=2,4について示される。図6によれば、CRV-OFDMを適用することにより、V-OFDMと比較した場合、BERが10^-4である場合に、M=2の場合に約2.5dB、M=4の場合に約1.3dB特性が改善する。 FIG. 6 shows a BER comparison result when BPSK modulation is applied. FIG. 6 shows OFDM, V-OFDM, and OFDM (CRV-OFDM) according to the present embodiment. V-OFDM and CRV-OFDM are shown for M = 2,4. According to Fig. 6, by applying CRV-OFDM, when compared with V-OFDM, when BER is ^10-4, it is about 2.5dB when M = 2, and when M = 4 1.3dB characteristic is improved.

図７には、QPSK変調が適用された場合におけるSERの比較結果を示す。図7には、OFDM、V-OFDM、CRV-OFDMについて示される。V-OFDM及びCRV-OFDMについては、M=2,4について示される。図7によれば、CRV-OFDM を適用することにより、V-OFDMと比較した場合、SERが10^-4である場合に、M=2の場合に約2.5dB、M=4の場合に約1.５dB特性が改善する。 FIG. 7 shows a comparison result of SER when QPSK modulation is applied. FIG. 7 shows OFDM, V-OFDM, and CRV-OFDM. V-OFDM and CRV-OFDM are shown for M = 2,4. According to Figure 7, by applying CRV-OFDM, when compared with V-OFDM, when SER is ^10-4 , about 2.5dB when M = 2 and about when M = 4 1.5dB characteristic is improved.

図８には、QPSK変調が適用された場合におけるBERの比較結果を示す。図８には、OFDM、V-OFDM、CRV-OFDMについて示される。V-OFDM及びCRV-OFDMについては、M=2,4について示される。図８によれば、CRV-OFDM を適用することにより、V-OFDMと比較した場合、SERが10^-4である場合に、M=2の場合に約2dB、M=4の場合に約1.3dB特性が改善する。 FIG. 8 shows a BER comparison result when QPSK modulation is applied. FIG. 8 shows OFDM, V-OFDM, and CRV-OFDM. V-OFDM and CRV-OFDM are shown for M = 2,4. According to FIG. 8, by applying CRV-OFDM, when compared with V-OFDM, when SER is 10 ⁻⁴ , about 2 dB when M = 2 and about 1.3 when M = 4. The dB characteristic is improved.

図９には、SNRが高い場合におけるθに対するBERの比較結果を示す。SER及びBERに基づいて決定されたθが最適であるかを確認するために、エラーレートの比較を行った。回転周期と対称性に基づいて、M=2、BPSKの場合にθ=kπ/8、k=0,1,…,8であり、他の場合にθ=kπ/16、k=0,1,…,8である。図9によれば、シミュレーションにより得られたエラーレートは、最小値を取り、該最小値は図3に示した角度と一致する。 FIG. 9 shows a comparison result of BER with respect to θ when the SNR is high. In order to confirm whether θ determined based on SER and BER is optimal, error rates were compared. Based on the rotation period and symmetry, θ = kπ / 8, k = 0,1, ..., 8 for M = 2, BPSK, and θ = kπ / 16, k = 0,1 for the other cases , ..., 8. According to FIG. 9, the error rate obtained by the simulation takes a minimum value, and the minimum value coincides with the angle shown in FIG.

本実施例に係る送信装置によれば、各サブチャネルにおける信号配列角度を最適化できる。このため、各サブキャリアにおける伝送特性を均等化できる。該信号配列角度は、ビットエラーレート及び／又はシンボルエラーレートを最小化するように決定される。このため、サブチャネルにおける誤り率が通信特性に与える影響を低減できる。 With the transmission apparatus according to the present embodiment, the signal arrangement angle in each subchannel can be optimized. For this reason, the transmission characteristic in each subcarrier can be equalized. The signal alignment angle is determined to minimize the bit error rate and / or symbol error rate. For this reason, the influence which the error rate in a subchannel has on communication characteristics can be reduced.

また、本実施例に係る送信装置によれば、サイクリックプリフィックスを、並直列変換後の信号に信号に付加することができる。 Moreover, according to the transmission apparatus which concerns on a present Example, a cyclic prefix can be added to the signal after the parallel-serial conversion.

各サブチャネルにおけるビットエラーレートを示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the bit error rate in each subchannel. 一実施例に係る送信装置を示す部分ブロック図である。It is a partial block diagram which shows the transmitter which concerns on one Example. 信号配列回転角度の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of a signal arrangement | sequence rotation angle. 一実施例に係る受信装置を示す部分ブロック図である。It is a partial block diagram which shows the receiver which concerns on one Example. 一実施例に係る送信装置における各サブチャネルにおけるビットエラーレートを示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the bit error rate in each subchannel in the transmitter which concerns on one Example. 一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the characteristic of the transmitter which concerns on one Example. 一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the characteristic of the transmitter which concerns on one Example. 一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the characteristic of the transmitter which concerns on one Example. 一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the characteristic of the transmitter which concerns on one Example.

符号の説明Explanation of symbols

１００送信装置
１０２信号配列回転部
１０４逆離散フーリエ変換部
１０６並直列変換部
１０８ CP付与部
２００受信装置
２０２ CP除去部
２０４直並列変換部
２０６離散フーリエ変換部
２０８信号配列回転部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Transmission apparatus 102 Signal arrangement | sequence rotation part 104 Inverse discrete Fourier transform part 106 Parallel / serial conversion part 108 CP provision part 200 Reception apparatus 202 CP removal part 204 Serial / parallel conversion part 206 Discrete Fourier transform part 208 Signal arrangement rotation part

Claims

直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置であって、
送信信号に対して、信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、前記送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加えることを特徴とする送信装置。 A transmitter to which an orthogonal wave frequency division multiplexing system is applied,
Means for applying a signal array rotation to the transmission signal;
Means for performing an inverse Fourier transform process on the transmission signal to which the signal array rotation has been applied, and
The means for adding the signal array rotation is based on the number of information symbols of the transmission signal and the rotation angle determined based on the modulation method of the transmission signal, after aligning the communication performance of each sub-channel. A transmission apparatus that applies signal arrangement rotation to a transmission signal.

請求項１に記載の送信装置において、
前記信号配列回転を加える手段は、１つのフレームに含まれる前記送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加える、ことを特徴とする送信装置。 The transmission apparatus according to claim 1,
The means for applying the signal arrangement rotation is a signal arrangement for the transmission signal based on the number of information symbols of the transmission signal included in one frame and a rotation angle determined based on a modulation method of the transmission signal. A transmitter characterized by applying rotation .

請求項１又は２に記載の送信装置において、
前記信号配列回転は、ビット誤り率及び／又はシンボル誤り率が小さくなるように決定されることを特徴とする送信装置。 The transmission apparatus according to claim 1 or 2,
The signal arrangement rotation is determined such that a bit error rate and / or a symbol error rate is reduced.

請求項１ないし３のいずれか１項に記載の送信装置において、
前記送信信号には、変調されたシンボルが含まれ、該変調されたシンボルは行列により示されることを特徴とする送信装置。 The transmission device according to any one of claims 1 to 3 ,
The transmission apparatus includes a modulated symbol, and the modulated symbol is represented by a matrix.

直交波周波数分割多重方式が適用されて送信された送信信号を受信する受信装置であって、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、信号配列回転を加える手段
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、前記送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記受信信号に対して信号配列回転を加えることを特徴とする受信装置。 A receiving apparatus for receiving a transmission signal transmitted by applying an orthogonal wave frequency division multiplexing method,
Means for applying a signal array rotation to the received signal that has undergone Fourier transform processing;
The means for adding the signal array rotation is based on the number of information symbols of the transmission signal and the rotation angle determined based on the modulation method of the transmission signal, after aligning the communication performance of each sub-channel. A receiving apparatus that applies signal arrangement rotation to a received signal.

請求項５に記載の受信装置において、
前記信号配列回転を加える手段は、１つのフレームに含まれる前記送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記受信信号に対して信号配列回転を加える、ことを特徴とする受信装置。 The receiving device according to claim 5,
The means for applying the signal arrangement rotation is a signal arrangement for the received signal based on the number of information symbols of the transmission signal included in one frame and a rotation angle determined based on a modulation method of the transmission signal. A receiving device characterized by adding rotation .

請求項６に記載の受信装置において、
前記信号配列回転は、ビット誤り率及び／又はシンボル誤り率が小さくなるように決定されることを特徴とする受信装置。 The receiving device according to claim 6,
The signal arrangement rotation is determined so that a bit error rate and / or a symbol error rate is reduced.

請求項１ないし４のいずれか１項に記載の送信装置と請求項５ないし７のいずれか１項に記載の受信装置とを有することを特徴とする無線通信装置。 A wireless communication device comprising: the transmission device according to any one of claims 1 to 4; and the reception device according to any one of claims 5 to 7.

直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置と、該送信装置により送信された信号を受信する受信装置とを有する無線通信システムであって、
前記送信装置は、
各副通信路の通信性能をそろえた上で、送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、該送信信号に対して信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記受信装置は、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、前記送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記受信信号に対して信号配列回転を加える手段
を有することを特徴とする無線通信システム。 A wireless communication system having a transmitter to which an orthogonal frequency division multiplexing system is applied and a receiver for receiving a signal transmitted by the transmitter,
The transmitter is
After aligning the communication performance of each sub-channel, signal array rotation is added to the transmission signal based on the number of information symbols of the transmission signal and the rotation angle determined based on the modulation method of the transmission signal Means,
Means for performing an inverse Fourier transform process on the transmission signal to which the signal array rotation has been applied, and
The receiving device is:
For the received signal that has undergone Fourier transform processing, the communication performance of each sub-channel is aligned, and the number of information symbols of the transmission signal and the rotation angle determined based on the modulation method of the transmission signal are set. A wireless communication system comprising: means for applying a signal arrangement rotation to the received signal based on the received signal.

直交波周波数分割多重方式が適用される無線通信システムにおける通信方法であって、
送信装置が、各副通信路の通信性能をそろえた上で、送信信号の情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加えるステップと、
前記送信装置が、前記信号配列回転が加えられた前記送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行うステップと、
受信装置が、フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、前記回転角度に基づいて、前記信号配列回転とは逆に信号配列回転を加えるステップと
を有することを特徴とする通信方法。 A communication method in a radio communication system to which an orthogonal wave frequency division multiplexing method is applied,
The transmission device, after aligning the communication performance of each sub-channel, signals the transmission signal based on the number of information symbols of the transmission signal and the rotation angle determined based on the modulation method of the transmission signal. Adding an array rotation;
And performing said transmitting apparatus, to the signal sequence rotating the transmission signal applied, an inverse Fourier transform process,
COMMUNICATION METHOD receiving apparatus, to the received signal to Fourier transform processing is performed, based on the rotation angle, the previous SL signal sequences rotation, characterized in that a step of adding a signal sequence rotates in the reverse .