JP5244698B2 - Transmission power control apparatus and transmission power control method - Google Patents

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Description

本発明は、送信電力制御装置及び送信電力制御方法に関する。より詳しくは、互いに直交する２つの信号を変調して送信する無線送信機における送信電力制御に関する。   The present invention relates to a transmission power control apparatus and a transmission power control method. More specifically, the present invention relates to transmission power control in a wireless transmitter that modulates and transmits two signals orthogonal to each other.

ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＡＳＫ（Amplitude Shift Keying：振幅偏移変調）等のデジタル変調を行う無線送信機においては、安定した送信電力を得るために送信電力を制御することが行われている。特に、増幅回路などを構成する半導体は温度によってその特性が変動しやすいので、変動が生じた場合でも送信電力を安定に制御する必要がある。このような無線送信機の送信電力の制御については、従来からいくつかの提案がなされている。   In a wireless transmitter that performs digital modulation such as PSK (Phase Shift Keying) and ASK (Amplitude Shift Keying), it is possible to control transmission power in order to obtain stable transmission power. Has been done. In particular, the characteristics of semiconductors constituting an amplifier circuit and the like are likely to vary depending on the temperature. Therefore, it is necessary to stably control the transmission power even when the variation occurs. Several proposals have been made for controlling the transmission power of such a wireless transmitter.

例えば、特許文献１においては、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）を変調器で合成して変調し、可変利得増幅器で増幅した後、電力増幅器で増幅した送信電力信号を出力する際に、送信電力信号の一部をカプラによって抽出して送信電力信号の包絡線成分を検出し、その包絡線成分と基準電圧生成回路によって生成された基準電圧とを比較して、その誤差信号を可変利得増幅器にフィードバックする構成になっている（特許文献１の図２ないし図４参照）。   For example, in Patent Document 1, an in-phase component (I) and a quadrature component (Q) of a baseband signal are combined and modulated by a modulator, amplified by a variable gain amplifier, and then transmitted power signal amplified by a power amplifier. When outputting, a part of the transmission power signal is extracted by the coupler to detect the envelope component of the transmission power signal, and the envelope component is compared with the reference voltage generated by the reference voltage generation circuit. The error signal is fed back to the variable gain amplifier (see FIGS. 2 to 4 of Patent Document 1).

また、特許文献２においては、ベースバンド信号をシリアル／パラレル変換器で同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とに分離し、これらを直交変調器で変調し、可変利得増幅器で増幅した後、電力増幅器で増幅した送信電力信号を出力する。この場合において、包絡線検波回路で送信電力信号の包絡線を検出し、シリアル／パラレル変換器から得られる同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の包絡線信号と、補正回路で包絡線検波回路の非直線性を補正した送信電力信号の包絡線信号との誤差信号を可変利得増幅器にフィードバックする構成になっている（特許文献２の図１及び図８参照）。   In Patent Document 2, a baseband signal is separated into an in-phase component (I) and a quadrature component (Q) by a serial / parallel converter, modulated by a quadrature modulator, and amplified by a variable gain amplifier. The transmission power signal amplified by the power amplifier is output. In this case, the envelope detection circuit detects the envelope of the transmission power signal, the envelope signal of the in-phase component (I) and the quadrature component (Q) obtained from the serial / parallel converter, and the envelope detection by the correction circuit. An error signal with the envelope signal of the transmission power signal in which the nonlinearity of the circuit is corrected is fed back to the variable gain amplifier (see FIGS. 1 and 8 of Patent Document 2).

また、特許文献３においては、変調波を入力信号とする電力増幅器と、この電力増幅器に直流バイアスを供給する直流電圧変換回路と、この直流電圧変換回路の出力電圧を変調波の包絡線信号レベルより制御する方向性結合器及び包絡線検波回路と、電力増幅器の入力信号をその包絡線信号レベルと電力増幅器の出力信号の包絡線信号レベルとの差によって制御する差信号生成回路とを備えた構成になっている（特許文献３の第１図等参照）   In Patent Document 3, a power amplifier using a modulated wave as an input signal, a DC voltage conversion circuit for supplying a DC bias to the power amplifier, and an output voltage of the DC voltage conversion circuit as an envelope signal level of the modulation wave A directional coupler and an envelope detection circuit for further control, and a difference signal generation circuit for controlling the input signal of the power amplifier by the difference between the envelope signal level of the power amplifier and the envelope signal level of the output signal of the power amplifier (Refer to Fig. 1 etc. of Patent Document 3)

特開２００３−１２４８２１号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2003-124821 特開平０９−２３１２５号公報JP 09-23125 A 特許第２６８９０１１号公報Japanese Patent No. 2689011

しかしながら、上記特許文献１ないし３においては、送信電力信号の包絡線を検出して、その包絡線信号を可変利得増幅回路などにフィードバックして電力制御を行っているので、変復調の単位であるシンボル周波数が低い場合には、送信電力がシンボル周波数に追従してしまうという問題、すなわち電力制御が送信データに依存するという問題があった。このため、フィルタ処理を強化して送信電力の変動を吸収する必要があり、フィルタ回路の規模が大きくなるとともに、フィルタ演算処理が増加することにより、送信電力の安定化までに時間がかかる上、製品の小型化や低価格化の障害になっていた。   However, in Patent Documents 1 to 3, since an envelope of a transmission power signal is detected and the envelope signal is fed back to a variable gain amplifier circuit or the like to perform power control, a symbol that is a unit of modulation / demodulation When the frequency is low, there is a problem that transmission power follows the symbol frequency, that is, power control depends on transmission data. For this reason, it is necessary to reinforce the filter processing to absorb fluctuations in transmission power, and as the scale of the filter circuit increases and the filter calculation processing increases, it takes time to stabilize the transmission power. It was an obstacle to product miniaturization and price reduction.

本発明は、上記課題を解決するものであり、送信データに依存しない電力制御を可能にし、フィルタ演算処理が簡単な小規模のフィルタ回路を使用して、送信電力の安定化までの時間短縮を図るとともに、製品の小型化や低価格化を実現する送信電力制御装置及び送信電力制御方法を提供することを目的とする。   The present invention solves the above-described problem, enables power control independent of transmission data, and uses a small filter circuit with a simple filter calculation process to reduce the time until transmission power is stabilized. An object of the present invention is to provide a transmission power control apparatus and a transmission power control method that can reduce the size and price of a product.

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る送信電力制御装置は、信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行うサンプリング手段と、当該サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成する変調手段と、当該変調手段によって生成された変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する電力増幅手段と、を有する送信電力制御装置であって、
前記電力増幅手段によって生成された出力信号を検出して帰還信号を生成する検出手段と、前記検出手段によって生成された帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成する復調手段と、前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出する第１の抽出手段と、前記復調手段の復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する第２の抽出手段と、前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて前記電力増幅手段によって生成される出力信号の電力を制御する制御手段と、
を備えることを特徴とする。 In order to achieve the above object, a transmission power control apparatus according to the first aspect of the present invention inserts pseudo signals into mutually orthogonal I and Q signals representing symbols of information to be transmitted by signal strength and phase vectors. Sampling means for performing upsampling processing, modulation means for generating a modulation signal based on the I signal and Q signal upsampled by the sampling means, and amplifying the power of the modulation signal generated by the modulation means Power amplifying means for generating an output signal, and a transmission power control device comprising:
Detecting means for detecting an output signal generated by the power amplifying means to generate a feedback signal; and a feedback I signal having the same phase as the feedback signal by demodulating the feedback signal generated by the detecting means and the feedback Demodulation means for generating a feedback Q signal whose phase is orthogonal to the signal, and first extraction means for extracting an I signal and a Q signal in the vicinity of a symbol from the I signal and the Q signal upsampled by the sampling means, Second extraction means for extracting a feedback I signal and feedback Q signal in the vicinity of a symbol from feedback I signals and feedback Q signals obtained based on demodulation of the demodulation means, and extracted by the first extraction means The power amplification means according to the intensity difference between the signal intensity of the I signal and the Q signal and the signal intensity of the feedback I signal and the feedback Q signal extracted by the second extraction means. Thus a control means for controlling the power of the output signal generated,
It is characterized by providing.

例えば、前記制御手段は、前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出する第１の演算手段と、前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出する第２の演算手段と、を有してもよい。   For example, the control means calculates the arithmetic mean of the square values of the amplitudes of the I and Q signals extracted by the first extracting means and calculates the scalar signal strength of the I and Q signals. The arithmetic means of the squares of the amplitudes of the feedback I signal and the feedback Q signal extracted by the first extraction means and the second extraction means is calculated, and the scalars of the feedback I signal and the feedback Q signal are calculated. And a second calculation means for calculating the signal intensity.

例えば、前記送信電力制御装置は、前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させる遅延手段を備えてもよい。   For example, the transmission power control apparatus delays the time axis of the I signal and the Q signal extracted by the first extraction unit and delays the time of the feedback I signal and the feedback Q signal extracted by the second extraction unit. A delay means for matching the axis may be provided.

例えば、前記送信電力制御装置は、前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号を帯域制限するフィルタ手段を備え、前記第１の抽出手段は当該フィルタ手段によって帯域制限されたＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記第２の抽出手段は前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出してもよい。   For example, the transmission power control apparatus includes a filter unit that band-limits the I signal and the Q signal up-sampled by the sampling unit, and the first extraction unit includes the I signal and Q band-limited by the filter unit. The signal is down-sampled to extract the I signal and Q signal in the vicinity of the symbol, and the second extraction means performs the down-sampling process on the feedback I signal and feedback Q signal obtained based on the demodulation. The feedback I signal and feedback Q signal near the symbol may be extracted.

上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る送信電力制御方法は、信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成し、生成した変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する送信電力制御方法であって、
前記生成した出力信号を検出して帰還信号を生成し、生成した帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成し、前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出し、前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて出力信号の電力を制御する、ことを特徴とする。 To achieve the above object, a transmission power control method according to the second aspect of the present invention inserts pseudo signals into mutually orthogonal I and Q signals representing symbols of information to be transmitted by signal strength and phase vectors. A transmission power control method that performs upsampling processing, generates a modulation signal based on the upsampled I signal and Q signal, amplifies the power of the generated modulation signal, and generates an output signal,
Detecting the generated output signal to generate a feedback signal; demodulating the generated feedback signal to generate a feedback I signal having the same phase as the feedback signal and a feedback Q signal having a phase orthogonal to the feedback signal; The I signal and Q signal near the symbol are extracted from the up-sampled I signal and Q signal, and the feedback I signal and feedback near the symbol are obtained from the feedback I signal and feedback Q signal obtained based on the demodulation. Extracting the Q signal, and controlling the power of the output signal according to the intensity difference between the signal intensity of the I signal and Q signal near the symbol and the signal intensity of the feedback I signal and feedback Q signal near the symbol; Features.

例えば、前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出し、前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出してもよい。   For example, the arithmetic mean of the square value of the amplitude of each of the I signal and Q signal near the symbol is calculated to calculate the scalar signal strength of the I signal and Q signal, and the feedback I signal and feedback near the symbol The arithmetic mean of the square value of each amplitude of the Q signal may be calculated to calculate the scalar signal strength of the feedback I signal and the feedback Q signal.

例えば、前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させてもよい。   For example, the time axis of the I signal and Q signal near the symbol may be delayed so as to coincide with the time axis of the feedback I signal and feedback Q signal near the symbol.

例えば、前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号をフィルタ処理によって帯域制限し、当該帯域制限したＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出してもよい。   For example, band-limiting the up-sampled I signal and Q signal by filter processing, down-sampling processing is performed on the band-limited I signal and Q signal, and I and Q signals in the vicinity of the symbol are extracted. The feedback I signal and feedback Q signal obtained based on the demodulation may be down-sampled to extract the feedback I signal and feedback Q signal in the vicinity of the symbol.

本発明によれば、送信電力信号の包絡線に基づかないで電力制御を行うことによって、送信データに依存しない電力制御を可能にし、フィルタ演算処理が簡単な小規模のフィルタ回路を使用して、送信電力の安定化までの時間短縮を図るとともに、製品の小型化や低価格化を実現することができる。   According to the present invention, by performing power control without being based on the envelope of the transmission power signal, it is possible to perform power control that does not depend on transmission data, and by using a small-scale filter circuit with simple filter operation processing, It is possible to shorten the time until the transmission power is stabilized, and to realize a reduction in size and price of the product.

本発明の実施の形態におけるπ／４シフトＱＰＳＫ送信機のブロック図である。It is a block diagram of the π / 4 shift QPSK transmitter in the embodiment of the present invention. 強度及び位相を持ったベクトル信号を表すコンスタレーションを示す一般的な図である。It is a general figure which shows the constellation showing the vector signal with an intensity | strength and a phase. 図１のアップサンプリング回路によってアップサンプリング後の信号を示す図である。It is a figure which shows the signal after up-sampling by the up-sampling circuit of FIG. 図１のアップサンプリング回路によってアップサンプリング後のコンスタレーションを示す図である。It is a figure which shows the constellation after an upsampling by the upsampling circuit of FIG. 図１のＲＲＣフィルタ回路によって帯域制限された信号を示す図である。It is a figure which shows the signal by which the band limitation was carried out by the RRC filter circuit of FIG. 図１のＲＲＣフィルタ回路によって帯域制限された信号のコンスタレーションを示す図である。It is a figure which shows the constellation of the signal by which the band limitation was carried out by the RRC filter circuit of FIG. 図１のダウンサンプリング回路によってダウンサンプリングされた信号のコンスタレーションを示す図である。It is a figure which shows the constellation of the signal downsampled by the downsampling circuit of FIG.

以下、本発明に係る送信電力制御装置及び送信電力制御方法の実施の形態について、π／４シフトＱＰＳＫ送信機を例にとって図を参照して説明する。   Embodiments of a transmission power control apparatus and a transmission power control method according to the present invention will be described below with reference to the drawings, taking a π / 4 shift QPSK transmitter as an example.

図１は、実施の形態における２６０ＭＨｚ帯のπ／４シフトＱＰＳＫの送信機のブロック図である。この送信機は、送信すべき情報であるシンボルデータを互いに直交し、それぞれ「強度」と「位相」を有するベクトル信号に分解して、π／４シフトＱＰＳＫ変調して送信する。すなわち、信号強度はベクトルのスカラで表され、位相はベクトルの角度で表される。   FIG. 1 is a block diagram of a 260 MHz band π / 4 shift QPSK transmitter according to an embodiment. In this transmitter, symbol data as information to be transmitted is orthogonal to each other, decomposed into vector signals having “strength” and “phase”, respectively, and transmitted after π / 4 shift QPSK modulation. That is, the signal strength is represented by a vector scalar, and the phase is represented by a vector angle.

図２は、Ｉ軸及びＱ軸の極座標によって強度及び位相を持ったベクトル信号を表す一般的な図で、「コンスタレーション」と呼ばれる。例えば、任意の２つのベクトル信号は、図２の黒の矢印及び白の矢印によって表される。このように強度（スカラ）が大きく異なるベクトル信号に基づいて送信電力を制御すると、安定した送信電力を得ることができない。本実施の形態においては、従来のような大規模なフィルタ回路を使用することなく、強度が大きく異なるベクトル信号の影響を受けないように、図１の構成によって送信電力を制御する。   FIG. 2 is a general diagram showing a vector signal having intensity and phase by polar coordinates of the I axis and the Q axis, and is called “constellation”. For example, any two vector signals are represented by a black arrow and a white arrow in FIG. As described above, when transmission power is controlled based on vector signals having greatly different intensities (scalars), stable transmission power cannot be obtained. In the present embodiment, the transmission power is controlled by the configuration of FIG. 1 so as not to be affected by vector signals having greatly different intensities without using a conventional large-scale filter circuit.

図１において、シンボル・マッピング回路１は、入力されるシンボルデータに対して、ある位相を持った直交する単位ベクトルであるＩ軸成分のｉ信号及びＱ軸成分のｑ信号にマッピングして出力する。この実施の形態においては、シンボル・マッピング回路１に入力されるシンボルデータのシンボル周波数は４．８ｋＨｚである。   In FIG. 1, a symbol mapping circuit 1 maps input symbol data to an i-axis component i signal and a Q-axis component q signal, which are orthogonal unit vectors having a certain phase, and outputs them. . In this embodiment, the symbol frequency of the symbol data input to the symbol mapping circuit 1 is 4.8 kHz.

アップサンプリング回路２及び３は、シンボル・マッピング回路１から出力されるｉ信号及びｑ信号をそれぞれｎ倍にアップサンプリングする。この場合は、４．８ｋＨｚのシンボルデータを２０倍（ｎ＝２０）にアップサンプリングして、９６ｋＨｚのサンプリングｉ信号及びサンプリングｑ信号を生成する。   The upsampling circuits 2 and 3 upsample the i signal and the q signal output from the symbol mapping circuit 1 by n times, respectively. In this case, the 4.8 kHz symbol data is upsampled 20 times (n = 20) to generate a 96 kHz sampling i signal and a sampling q signal.

図３はアップサンプリング回路２及び３によるアップサンプリング後の信号を示す図である。図３（Ａ）はアップサンプリング後のｉ信号であり、図３（Ｂ）はアップサンプリング後のｑ信号である。図４は、アップサンプリング後のコンスタレーションを示す図である。図３に示すように、アップサンプリングにおいては、実際の各シンボルデータの間に特定の擬似信号、すなわちｉ信号及びｑ信号のスカラが「０」のデータを「ｎ−１」（この場合は「１９」）個挿入してｎ倍のアップサンプリングを行う。図４において、Ｉ軸及びＱ軸でスカラがともに「０」である座標（０．０）の白丸マークがこの場合の擬似信号を表している。   FIG. 3 is a diagram showing a signal after upsampling by the upsampling circuits 2 and 3. 3A shows the i signal after upsampling, and FIG. 3B shows the q signal after upsampling. FIG. 4 is a diagram showing a constellation after upsampling. As shown in FIG. 3, in up-sampling, a specific pseudo signal, that is, data in which the scalars of the i signal and the q signal are “0” is “n−1” (in this case “ 19 ") is inserted and up-sampling is performed n times. In FIG. 4, the white circle mark of the coordinate (0.0) whose scalar is “0” on both the I axis and the Q axis represents the pseudo signal in this case.

ＲＲＣ（ルート・レイズド・コサイン）フィルタ回路４及び５は、図３及び図４におけるｉ信号及びｑ信号、すなわちアップサンプリング回路２及び３から出力されるｉ信号及びｑ信号の周波数帯域を制限してベースバンド信号であるI信号及びＱ信号を出力する。   The RRC (root raised cosine) filter circuits 4 and 5 limit the frequency band of the i and q signals in FIGS. 3 and 4, that is, the i and q signals output from the upsampling circuits 2 and 3. Outputs I and Q signals, which are baseband signals.

図５は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたI信号及びＱ信号を示す図である。図５（Ａ）において、ＩＳ１はアップサンプリング回路２からＲＲＣフィルタ回路４に入力される帯域制限前のｉ信号であり、ＩＳ２はＲＲＣフィルタ回路４で帯域制限されたベースバンドのＩ信号である。図５（Ｂ）において、ＱＳ１はアップサンプリング回路３からＲＲＣフィルタ回路５に入力される帯域制限前のｑ信号であり、ＱＳ２はＲＲＣフィルタ回路５で帯域制限されたベースバンドのＱ信号である。また、図６は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたI信号及びＱ信号のコンスタレーションを示す図である。   FIG. 5 is a diagram illustrating the I signal and the Q signal band-limited by the RRC filter circuits 4 and 5. In FIG. 5A, IS 1 is an i signal before band limitation input from the upsampling circuit 2 to the RRC filter circuit 4, and IS 2 is a baseband I signal band-limited by the RRC filter circuit 4. In FIG. 5B, QS 1 is a q signal before band limitation input from the upsampling circuit 3 to the RRC filter circuit 5, and QS 2 is a baseband Q signal band-limited by the RRC filter circuit 5. FIG. 6 is a diagram showing a constellation of I and Q signals band-limited by the RRC filter circuits 4 and 5.

ベースバンド・アンプ回路６及び７は、それぞれＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたI信号及びＱ信号をトランジスタなどの半導体素子のスイッチング動作により増幅して出力する。この場合において、ベースバンド・アンプ回路６及び７は、アナログアンプ回路のようなバイアス電圧を必要とすることなく増幅を行う。   The baseband amplifier circuits 6 and 7 amplify and output the I signal and the Q signal band-limited by the RRC filter circuits 4 and 5, respectively, by a switching operation of a semiconductor element such as a transistor. In this case, the baseband amplifier circuits 6 and 7 perform amplification without requiring a bias voltage unlike the analog amplifier circuit.

Ｄ／Ａコンバータ回路８は、ベースバンド・アンプ回路６及び７によって増幅されたI信号及びＱ信号をデジタルからアナログに変換して出力する。   The D / A converter circuit 8 converts the I signal and Q signal amplified by the baseband amplifier circuits 6 and 7 from digital to analog and outputs them.

直交変調器９は、２つのミキサ回路１０、１１、及び合成回路１２などで構成されている。ＲＦ（高周波）周波数発振器１３は、変調用のキャリア（搬送波）信号を発生して直交変調器９のミキサ回路１０及び位相器１４に入力する。位相器１４は、入力されるキャリア信号の位相をπ／２すなわち９０°シフトして直交変調器９のミキサ回路１１に入力する。ミキサ回路１０は、Ｄ／Ａコンバータ回路８から出力されたＩ信号とＲＦ周波数発振器１３から出力されたキャリア信号とをミキシングして合成回路１２に入力する。ミキサ回路１１は、Ｄ／Ａコンバータ回路８から出力されたＱ信号と位相器１４から出力された９０°シフトのキャリア信号とをミキシングして合成回路１２に入力する。合成回路１２は、Ｉ信号で変調されたキャリア信号とＱ信号で変調された９０°シフトのキャリア信号とを合成する。この結果、直交変調器９は、シンボルデータ及び各シンボルデータ間に挿入された１９個の擬似信号で直交変調された変調信号を出力する。   The quadrature modulator 9 includes two mixer circuits 10 and 11 and a synthesis circuit 12. The RF (high frequency) frequency oscillator 13 generates a carrier signal for modulation and inputs it to the mixer circuit 10 and the phase shifter 14 of the quadrature modulator 9. The phase shifter 14 shifts the phase of the input carrier signal by π / 2, that is, 90 °, and inputs it to the mixer circuit 11 of the quadrature modulator 9. The mixer circuit 10 mixes the I signal output from the D / A converter circuit 8 and the carrier signal output from the RF frequency oscillator 13 and inputs the mixed signal to the synthesis circuit 12. The mixer circuit 11 mixes the Q signal output from the D / A converter circuit 8 and the 90 ° shifted carrier signal output from the phase shifter 14 and inputs the mixed signal to the synthesis circuit 12. The synthesizing circuit 12 synthesizes the carrier signal modulated with the I signal and the 90 ° shifted carrier signal modulated with the Q signal. As a result, the quadrature modulator 9 outputs a modulation signal that is quadrature modulated with the 19 pseudo signals inserted between the symbol data and each symbol data.

ＲＦ（高周波）電力アンプ回路１５は、直交変調器９から出力された変調信号の電力を予め設定されている増幅率に基づいて増幅して、送信信号としてアンテナ１６から送信させる。   The RF (high frequency) power amplifier circuit 15 amplifies the power of the modulated signal output from the quadrature modulator 9 based on a preset amplification factor, and transmits the amplified signal from the antenna 16 as a transmission signal.

方向性結合器であるカプラ１７は、ＲＦ電力アンプ回路１５とアンテナ１６との間の伝送路において、送信信号の一部をリアクタンス結合によって取得することで送信信号の電力を検出する。以下、カプラ１７によって検出された信号を「帰還信号」という。   The coupler 17 which is a directional coupler detects the power of the transmission signal by acquiring a part of the transmission signal by reactance coupling in the transmission path between the RF power amplifier circuit 15 and the antenna 16. Hereinafter, the signal detected by the coupler 17 is referred to as a “feedback signal”.

直交復調器１８は、２つのミキサ回路１９及び２０などで構成されている。ＲＦ周波数発振器１３は、復調用のローカル（局発）信号を発生して直交復調器１８のミキサ回路１９及び位相器２１に入力する。位相器２１は、入力されるローカル信号の位相をπ／２すなわち９０°シフトして直交復調器１８のミキサ回路２０に入力する。ミキサ回路１９は、カプラ１７から得られる帰還信号とＲＦ周波数発振器１３から出力されたローカル信号とをミキシングして、送信信号と位相が同一の帰還Ｉ信号（以下、「Ｉ’信号」という）を生成（復調）する。ミキサ回路２０は、カプラ１７から得られる帰還信号と位相器２１から出力された９０°シフトのローカル信号とをミキシングして、送信信号と位相が９０°シフトした帰還Ｑ信号（以下、「Ｑ’信号」という）を生成（復調）する。この結果、直交復調器１８は、カプラ１７から得られる送信信号の一部である帰還信号をＩ成分とＱ成分とに分離して復調し、それぞれの復調信号としてＩ’信号及びＱ’信号を出力する。   The quadrature demodulator 18 includes two mixer circuits 19 and 20. The RF frequency oscillator 13 generates a local (local oscillation) signal for demodulation and inputs it to the mixer circuit 19 and the phase shifter 21 of the quadrature demodulator 18. The phase shifter 21 shifts the phase of the input local signal by π / 2, that is, 90 °, and inputs it to the mixer circuit 20 of the quadrature demodulator 18. The mixer circuit 19 mixes the feedback signal obtained from the coupler 17 and the local signal output from the RF frequency oscillator 13 to generate a feedback I signal (hereinafter referred to as “I ′ signal”) having the same phase as the transmission signal. Generate (demodulate). The mixer circuit 20 mixes the feedback signal obtained from the coupler 17 and the 90 ° -shifted local signal output from the phase shifter 21 to provide a feedback Q signal whose phase is shifted by 90 ° (hereinafter, “Q ′”). Signal)) (demodulated). As a result, the quadrature demodulator 18 separates the feedback signal, which is a part of the transmission signal obtained from the coupler 17, into the I component and the Q component and demodulates them, and uses the I ′ signal and the Q ′ signal as the demodulated signals. Output.

Ａ／Ｄコンバータ回路２２は、直交復調器１８から出力されたＩ’信号及びＱ’信号をアナログからデジタルに変換して出力する。   The A / D converter circuit 22 converts the I ′ signal and Q ′ signal output from the quadrature demodulator 18 from analog to digital and outputs the converted signal.

ダウンサンプリング回路２３及び２４は、Ａ／Ｄコンバータ回路２２から出力されたデジタルのＩ’信号及びＱ’信号をダウンサンプリングする。上記したように、送信信号によって送信されるデータは、本来の送信すべきシンボルデータのほかに「０」の値の擬似信号が含まれてアップサンプリングされている。このため、Ｉ’信号及びＱ’信号をダウンサンプリングすることによって、擬似信号を間引きして、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号のみを抽出する。   The downsampling circuits 23 and 24 downsample the digital I ′ signal and Q ′ signal output from the A / D converter circuit 22. As described above, the data transmitted by the transmission signal is upsampled by including a pseudo signal having a value of “0” in addition to the original symbol data to be transmitted. Therefore, by down-sampling the I ′ signal and the Q ′ signal, the pseudo signal is thinned out, and only the I ′ signal and the Q ′ signal near the symbol are extracted.

出力制御アンプ２５及び２６は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５によって帯域制限されたベースバンドのＩ信号及びＱ信号を増幅して出力する。この場合にも、ベースバンド・アンプ回路６及び７と同様に、トランジスタなどの半導体素子のスイッチング動作によりバイアス電圧を必要とすることなく増幅する。   The output control amplifiers 25 and 26 amplify and output the baseband I signal and Q signal band-limited by the RRC filter circuits 4 and 5. Also in this case, similarly to the baseband amplifier circuits 6 and 7, amplification is performed without requiring a bias voltage by switching operation of a semiconductor element such as a transistor.

遅延回路２７は、出力制御アンプ２５及び２６から出力されたＩ信号及びＱ信号を所定時間遅延させて出力する。この遅延させる所定時間は、ＲＲＣフィルタ回路４及び５、Ｄ／Ａコンバータ回路８、Ａ／Ｄコンバータ回路２２、及びその他のハードウェアや配線を含む伝送路の影響による遅延時間に相当するものである。すなわち、この遅延回路２７によって、ＲＲＣフィルタ回路４及び５から出力されたＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて、Ｉ’信号及びＱ’信号の時間軸に一致させる。   The delay circuit 27 delays the I signal and the Q signal output from the output control amplifiers 25 and 26 for a predetermined time and outputs them. This predetermined delay time corresponds to the delay time due to the influence of the RRC filter circuits 4 and 5, the D / A converter circuit 8, the A / D converter circuit 22, and other transmission lines including hardware and wiring. . That is, the delay circuit 27 delays the time axes of the I and Q signals output from the RRC filter circuits 4 and 5 so as to coincide with the time axes of the I ′ signal and the Q ′ signal.

ダウンサンプリング回路２８及び２９は、遅延回路２７から出力されたＩ信号及びＱ信号をダウンサンプリングする。この場合も、遅延回路２７から出力されたＩ信号及びＱ信号には、本来の送信すべきシンボルデータのほかに「０」の値の擬似信号が含まれてアップサンプリングされているので、Ｉ信号及びＱ信号をダウンサンプリングすることによって、擬似信号を間引きして、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のみを抽出する。   The downsampling circuits 28 and 29 downsample the I signal and Q signal output from the delay circuit 27. Also in this case, the I signal and the Q signal output from the delay circuit 27 include a pseudo signal having a value of “0” in addition to the original symbol data to be transmitted, so that the I signal By down-sampling the Q signal and the Q signal, the pseudo signal is thinned out and only the I signal and Q signal in the vicinity of the symbol are extracted.

図７は、ダウンサンプリングされた信号のコンスタレーションを示す図である。図７において、白丸マークがシンボル点を表している。ダウンサンプリングする前のコンスタレーションである図６の場合には、ベクトルの大きさ（スカラ）が大きく変動しているが、図７の場合にはシンボル点の近傍にベクトルのスカラが集中しているのが分かる。例えば、図７において、任意の２つのベクトルを黒の矢印と白の矢印で表すとこれらのスカラはほぼ同じ大きさになる。また、図６のコンスタレーションにおいてＩ軸及びＱ軸の座標（０，０）のスカラが０の白丸マークである疑似信号は、ダウンサンプリングによって間引きされて、図７のコンスタレーションから消去されている。   FIG. 7 is a diagram illustrating a constellation of a downsampled signal. In FIG. 7, white circle marks represent symbol points. In the case of FIG. 6 which is a constellation before downsampling, the vector size (scalar) varies greatly, but in the case of FIG. 7, vector scalars are concentrated near the symbol points. I understand. For example, in FIG. 7, if any two vectors are represented by a black arrow and a white arrow, these scalars have almost the same size. Further, in the constellation of FIG. 6, the pseudo signal in which the scalars of the coordinates (0, 0) of the I-axis and the Q-axis are 0 are thinned out by down-sampling and deleted from the constellation of FIG. .

スカラ演算回路３０は、ダウンサンプリング回路２３及び２４によってダウンサンプリングされたＩ’信号及びＱ’信号のベクトルの大きさを演算する。一方、スカラ演算回路３１は、ダウンサンプリング回路２８及び２９によってダウンサンプリングされたＩ信号及びＱ信号のベクトルの大きさを演算する。   The scalar arithmetic circuit 30 calculates the magnitudes of the vectors of the I ′ signal and the Q ′ signal down-sampled by the down-sampling circuits 23 and 24. On the other hand, the scalar arithmetic circuit 31 calculates the magnitudes of the vectors of the I signal and the Q signal downsampled by the downsampling circuits 28 and 29.

スカラ演算回路３０においては、Ｉ’信号及びＱ’信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、下記の演算式によって相加平均の平方根としてスカラを算出する。同様に、スカラ演算回路３１においては、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、下記の演算式によって相加平均の平方根としてスカラを算出する。

Figure 0005244698
The scalar arithmetic circuit 30 calculates an arithmetic mean of the square values of the amplitudes of the I ′ signal and the Q ′ signal, and calculates a scalar as a square root of the arithmetic mean by the following arithmetic expression. Similarly, the scalar arithmetic circuit 31 calculates the arithmetic mean of the square values of the amplitudes of the I and Q signals, and calculates the scalar as the square root of the arithmetic mean using the following arithmetic expression.
Figure 0005244698

差動アンプ回路３２は、スカラ演算回路３０によって算出されたスカラ（信号強度）とスカラ演算回路３１によって算出されたスカラ（信号強度）との差分を増幅して、その差信号（強度差）をローパス・フィルタ回路３３に出力する。   The differential amplifier circuit 32 amplifies the difference between the scalar (signal intensity) calculated by the scalar arithmetic circuit 30 and the scalar (signal intensity) calculated by the scalar arithmetic circuit 31, and the difference signal (intensity difference) is amplified. Output to the low-pass filter circuit 33.

ローパス・フィルタ回路３３は、差信号に含まれている帯域外ノイズ成分を除去して、ベースバンド利得のフィードバック信号としてベースバンド・アンプ回路６及び７に入力する。帯域外ノイズ成分は、隣接漏洩電力の増加を招くのでローパス・フィルタ回路３３によって除去しなければならないが、ノイズ成分が帯域外であるのでフィルタ特性を急峻にする必要はない。したがって、ローパス・フィルタ回路３３の遅延が軽減され、送信電力制御の高速化を図ることができる。   The low-pass filter circuit 33 removes an out-of-band noise component included in the difference signal and inputs it to the baseband amplifier circuits 6 and 7 as a baseband gain feedback signal. Since the out-of-band noise component causes an increase in adjacent leakage power, it must be removed by the low-pass filter circuit 33. However, since the noise component is out of band, it is not necessary to sharpen the filter characteristics. Therefore, the delay of the low-pass filter circuit 33 is reduced, and the transmission power control can be speeded up.

上記したように、Ｉ’信号及びＱ’信号のベクトルは伝送路の影響を受けて遅延するので、Ｉ’信号及びＱ’信号の位相とＩ信号及びＱ信号の位相とは異なっている。しかし、Ｉ’信号及びＱ’信号のスカラとＩ信号及びＱ信号のスカラのみを比較して送信電力を制御するので、Ｉ’信号及びＱ’信号の位相とＩ信号及びＱ信号の位相とを合わせる必要はない。   As described above, the vectors of the I ′ signal and the Q ′ signal are delayed by the influence of the transmission path, and therefore the phases of the I ′ signal and the Q ′ signal are different from the phases of the I signal and the Q signal. However, since the transmission power is controlled by comparing only the scalars of the I ′ signal and the Q ′ signal with the scalars of the I signal and the Q signal, the phases of the I ′ signal and the Q ′ signal and the phases of the I signal and the Q signal are set. There is no need to match.

このように、上記実施の形態においては、信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号を直交変調して出力信号を生成する場合において、ＲＦ電力アンプ回路１５によって生成された出力信号をカプラ１７によって検出して帰還信号を生成し、その帰還信号を直交復調して帰還信号と位相が同一のＩ’信号及び帰還信号と位相が直交するＱ’信号を生成し、アップサンプリングしたＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、Ｉ’信号及びＱ’信号の中からシンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号を抽出し、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の信号強度と、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号の信号強度との強度差に応じて出力信号の電力を制御する。   As described above, in the above embodiment, the up-sampling process is performed by inserting the pseudo signal into the I signal and the Q signal orthogonal to each other representing the symbol of the information to be transmitted by the signal strength and the phase vector. When the output signal is generated by orthogonally modulating the I signal and the Q signal, the output signal generated by the RF power amplifier circuit 15 is detected by the coupler 17 to generate a feedback signal, and the feedback signal is orthogonally demodulated. The I ′ signal having the same phase as the feedback signal and the Q ′ signal having the phase orthogonal to the feedback signal are generated, and the I signal and Q signal in the vicinity of the symbol are extracted from the up-sampled I signal and Q signal, From the 'signal and Q' signal, the I 'signal and Q' signal near the symbol are extracted, and the signal intensity of the I signal and Q signal near the symbol Controlling the power of the output signal according to the intensity difference between the signal strength of the symbol near the I 'signal and Q' signal.

したがって、送信電力信号の包絡線に基づかないで電力制御を行うことによって、送信データに依存しない電力制御を可能にし、フィルタ演算処理が簡単な小規模のフィルタ回路を使用して、送信電力の安定化までの時間短縮を図るとともに、製品の小型化や低価格化を実現できる。   Therefore, by performing power control without being based on the envelope of the transmission power signal, it is possible to perform power control that does not depend on transmission data, and stable transmission power using a small-scale filter circuit with simple filter operation processing. In addition to shortening the time to productization, it is possible to reduce the size and price of the product.

さらに、上記実施の形態において、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出し、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して、Ｉ’信号及びＱ’信号のスカラの信号強度を算出するので、Ｉ’信号及びＱ’信号の位相とＩ信号及びＱ信号の位相とを合わせる必要がなく、位相を合わせるための複雑な回路を使用することがない。したがって、装置をよりいっそう小型化及び低価格化できる。   Further, in the above embodiment, the arithmetic mean of the square values of the amplitudes of the I and Q signals in the vicinity of the symbol is calculated, the scalar signal strength of the I and Q signals is calculated, and the I and Q in the vicinity of the symbol are calculated. Since the arithmetic mean of the square values of the amplitudes of the “signal” and “Q” signal is calculated to calculate the signal strength of the scalars of the I ′ signal and the Q ′ signal, the phase of the I ′ signal and the Q ′ signal and the I There is no need to match the phases of the signal and the Q signal, and a complicated circuit for matching the phases is not used. Therefore, the device can be further reduced in size and price.

また、上記実施の形態において、シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて、シンボル近傍のＩ’信号及びＱ’信号の時間軸に一致させるので、フィードバック・ループの遅延をなくすことで、フィードバック・ループの遅延誤差をなくして送信電力の制御を高い精度で行うことができる。   In the above embodiment, the time axis of the I and Q signals in the vicinity of the symbol is delayed to coincide with the time axis of the I ′ and Q ′ signals in the vicinity of the symbol, so that the delay of the feedback loop is eliminated. Thus, it is possible to control the transmission power with high accuracy by eliminating the delay error of the feedback loop.

なお、上記実施の形態は本発明を説明するためのものであり、本発明は上記実施の形態に限定されず、特許請求の範囲を逸脱しない限り、当業者によって考えられる他の実施の形態や変形例についても本発明に属するものである。   The above embodiments are for explaining the present invention, and the present invention is not limited to the above embodiments, and other embodiments and other embodiments that can be considered by those skilled in the art without departing from the scope of the claims. Modifications also belong to the present invention.

例えば、図１において、アップサンプリング回路２及び３はサンプリング手段に対応し、フィルタ手段はＲＲＣフィルタ回路４、５に対応し、変調手段は直交変調器９に対応し、検出手段はカプラ１７に対応し、復調手段は直交復調器１８に対応し、第１の抽出手段はダウンサンプリング回路２８及び２９に対応し、第２の抽出手段はダウンサンプリング回路２３及び２４に対応し、遅延手段は遅延回路２７に対応し、制御手段はスカラ演算回路３０、３１、差動アンプ回路３２、及びローパス・フィルタ回路３３に対応する。しかし、本発明はこのような対応関係に限定されるものではない。Ｄ／Ａコンバータ回路８や位相器１４を変調手段の中に含める構成にしてもよいし、Ａ／Ｄコンバータ回路２２や位相器２１を復調手段の中に含める構成にしてもよい。また、カプラ１７以外にも種々の公知の検出手段を適用することができる。   For example, in FIG. 1, upsampling circuits 2 and 3 correspond to sampling means, filter means corresponds to RRC filter circuits 4 and 5, modulation means corresponds to quadrature modulator 9, and detection means corresponds to coupler 17. The demodulating means corresponds to the quadrature demodulator 18, the first extracting means corresponds to the downsampling circuits 28 and 29, the second extracting means corresponds to the downsampling circuits 23 and 24, and the delaying means is the delay circuit. 27 corresponds to the scalar arithmetic circuits 30 and 31, the differential amplifier circuit 32, and the low-pass filter circuit 33. However, the present invention is not limited to such correspondence. The D / A converter circuit 8 and the phase shifter 14 may be included in the modulation means, or the A / D converter circuit 22 and the phase shifter 21 may be included in the demodulation means. In addition to the coupler 17, various known detection means can be applied.

また、上記実施の形態においては、シンボル近傍の信号を抽出するために、ダウンサンプリング処理を行う構成にしたが、図６から明らかなように、信号のベクトルのスカラはシンボル近傍に集まっているので、スカラの分布を検出して、検出した分布の最大値におけるスカラを抽出する構成にしてもよい。   In the above embodiment, the configuration is such that the downsampling process is performed in order to extract the signal in the vicinity of the symbol. However, as apparent from FIG. 6, the scalars of the signal vectors are gathered in the vicinity of the symbol. The scalar distribution may be detected, and the scalar at the maximum value of the detected distribution may be extracted.

また、上記実施の形態においては、互いに直交する２つの信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を算出し、上記の演算数によって相加平均の平方根を演算してベースバンド・アンプ回路６及び７へのフィードバック信号としたが、相加平均の平方根を演算せずにベースバンド・アンプ回路６及び７へのフィードバック信号としてもよい。   Further, in the above embodiment, the baseband amplifier circuit 6 calculates the arithmetic mean of the square values of the amplitudes of the two signals orthogonal to each other and calculates the square root of the arithmetic mean according to the number of arithmetic operations described above. However, the feedback signal to the baseband amplifier circuits 6 and 7 may be used without calculating the square root of the arithmetic mean.

１ シンボル・マッピング回路
２，３ アップサンプリング回路
４，５ ＲＲＣフィルタ回路
６，７ ベースバンド・アンプ回路
９ 直交変調器
１５ ＲＦ電力アンプ回路
１８ 直交復調器
２３，２４，２８，２９ ダウンサンプリング回路
２７ 遅延回路
３０，３１ スカラ演算回路
３２ 差動アンプ回路
３３ ローパス・フィルタ回路 1 Symbol mapping circuit 2, 3 Up-sampling circuit 4, 5 RRC filter circuit 6, 7 Baseband amplifier circuit 9 Quadrature modulator 15 RF power amplifier circuit 18 Quadrature demodulator 23, 24, 28, 29 Down-sampling circuit 27 Delay Circuit 30, 31 Scalar arithmetic circuit 32 Differential amplifier circuit 33 Low-pass filter circuit

Claims (8)

信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行うサンプリング手段と、当該サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成する変調手段と、当該変調手段によって生成された変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する電力増幅手段と、を有する送信電力制御装置であって、
前記電力増幅手段によって生成された出力信号を検出して帰還信号を生成する検出手段と、
前記検出手段によって生成された帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成する復調手段と、
前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出する第１の抽出手段と、
前記復調手段の復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する第２の抽出手段と、
前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて前記電力増幅手段によって生成される出力信号の電力を制御する制御手段と、
を備えることを特徴とする送信電力制御装置。 Sampling means for performing upsampling processing by inserting pseudo signals into mutually orthogonal I and Q signals representing symbols of information to be transmitted by signal strength and phase vectors, and the I signal upsampled by the sampling means, and A transmission power control apparatus comprising: modulation means for generating a modulation signal based on a Q signal; and power amplification means for amplifying the power of the modulation signal generated by the modulation means to generate an output signal,
Detecting means for detecting an output signal generated by the power amplifying means and generating a feedback signal;
Demodulating means for demodulating the feedback signal generated by the detecting means to generate a feedback I signal having the same phase as the feedback signal and a feedback Q signal having a phase orthogonal to the feedback signal;
First extraction means for extracting an I signal and a Q signal in the vicinity of a symbol from the I signal and the Q signal up-sampled by the sampling means;
Second extraction means for extracting a feedback I signal and a feedback Q signal in the vicinity of a symbol from feedback I signals and feedback Q signals obtained based on demodulation of the demodulation means;
The power amplification means according to the intensity difference between the signal intensity of the I signal and Q signal extracted by the first extraction means and the signal intensity of the feedback I signal and feedback Q signal extracted by the second extraction means. Control means for controlling the power of the output signal generated by
A transmission power control apparatus comprising: 前記制御手段は、
前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出する第１の演算手段と、
前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出する第２の演算手段と、
を有する、ことを特徴とする請求項１に記載の送信電力制御装置。 The control means includes
First arithmetic means for calculating the arithmetic mean of the square values of the amplitudes of the I and Q signals extracted by the first extracting means and calculating the scalar signal strength of the I and Q signals; ,
A second arithmetic unit that calculates an arithmetic mean of the square values of the amplitudes of the feedback I signal and the feedback Q signal extracted by the second extraction unit to calculate the scalar signal strength of the feedback I signal and the feedback Q signal. And a computing means of
The transmission power control apparatus according to claim 1, comprising: 前記第１の抽出手段によって抽出されたＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記第２の抽出手段によって抽出された帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させる遅延手段を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の送信電力制御装置。   Delay means for delaying the time axis of the I signal and the Q signal extracted by the first extraction means so as to match the time axis of the feedback I signal and the feedback Q signal extracted by the second extraction means; The transmission power control apparatus according to claim 1, wherein 前記サンプリング手段によってアップサンプリングされたＩ信号及びＱ信号を帯域制限するフィルタ手段を備え、
前記第１の抽出手段は当該フィルタ手段によって帯域制限されたＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、
前記第２の抽出手段は前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の送信電力制御装置。 Filter means for band-limiting the I and Q signals upsampled by the sampling means;
The first extraction means performs downsampling processing on the I signal and Q signal band-limited by the filter means to extract the I signal and Q signal in the vicinity of the symbol,
The second extraction means performs a downsampling process on the feedback I signal and feedback Q signal obtained based on the demodulation to extract the feedback I signal and feedback Q signal in the vicinity of the symbol,
The transmission power control apparatus according to claim 1, wherein the transmission power control apparatus is a transmission power control apparatus. 信号強度及び位相のベクトルによって送信すべき情報のシンボルを表す互いに直交するＩ信号及びＱ信号に擬似信号を挿入してアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号に基づいて変調信号を生成し、生成した変調信号の電力を増幅して出力信号を生成する送信電力制御方法であって、
生成した出力信号を検出して帰還信号を生成し、
前記生成した帰還信号を復調して当該帰還信号と位相が同一の帰還Ｉ信号及び当該帰還信号と位相が直交する帰還Ｑ信号を生成し、
前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号の中からシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、
前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の中からシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出し、
前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の信号強度と前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の信号強度との強度差に応じて出力信号の電力を制御する、ことを特徴とする送信電力制御方法。 Up-sampling processing is performed by inserting pseudo signals into mutually orthogonal I and Q signals representing symbols of information to be transmitted by signal intensity and phase vectors, and a modulation signal is generated based on the up-sampling I and Q signals. A transmission power control method for generating an output signal by amplifying the power of the generated modulated signal,
Detect the generated output signal to generate a feedback signal,
Demodulating the generated feedback signal to generate a feedback I signal that is in phase with the feedback signal and a feedback Q signal that is in phase with the feedback signal;
An I signal and a Q signal in the vicinity of the symbol are extracted from the up-sampled I signal and Q signal,
Extracting the feedback I signal and feedback Q signal in the vicinity of the symbol from the feedback I signal and feedback Q signal obtained based on the demodulation;
Transmission power control characterized by controlling power of an output signal according to an intensity difference between the signal intensity of the I signal and Q signal near the symbol and the signal intensity of the feedback I signal and feedback Q signal near the symbol Method. 前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該Ｉ信号及びＱ信号のスカラの信号強度を算出し、前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のそれぞれの振幅の二乗値の相加平均を演算して当該帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号のスカラの信号強度を算出することを特徴とする請求項５に記載の送信電力制御方法。   The arithmetic mean of the square value of the amplitude of each of the I signal and Q signal near the symbol is calculated to calculate the scalar signal strength of the I signal and Q signal, and the feedback I signal and feedback Q signal near the symbol 6. The transmission power control method according to claim 5, wherein the scalar signal strength of the feedback I signal and the feedback Q signal is calculated by calculating an arithmetic mean of square values of the respective amplitudes. 前記シンボル近傍のＩ信号及びＱ信号の時間軸を遅延させて前記シンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号の時間軸に一致させることを特徴とする請求項５又は６に記載の送信電力制御方法。   7. The transmission power control method according to claim 5, wherein a time axis of the I signal and the Q signal in the vicinity of the symbol is delayed so as to coincide with a time axis of the feedback I signal and the feedback Q signal in the vicinity of the symbol. . 前記アップサンプリング処理したＩ信号及びＱ信号をフィルタ処理によって帯域制限し、当該帯域制限したＩ信号及びＱ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍のＩ信号及びＱ信号を抽出し、前記復調に基づいて得られる帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号に対してダウンサンプリング処理を行ってシンボル近傍の帰還Ｉ信号及び帰還Ｑ信号を抽出する、ことを特徴とする請求項５乃至７のいずれか１項に記載の送信電力制御方法。   The up-sampling I signal and Q signal are band-limited by filter processing, down-sampling processing is performed on the band-limited I signal and Q signal to extract the I signal and Q signal in the vicinity of the symbol, and the demodulation 8. The feedback I signal and the feedback Q signal obtained based on the above are subjected to downsampling processing to extract a feedback I signal and a feedback Q signal in the vicinity of the symbol. The transmission power control method described in 1.
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