JP5241653B2 - Timing corrector - Google Patents
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Description
本発明は、デジタル通信においてシンボル同期を行うタイミング補正器に関する。 The present invention relates to a timing corrector that performs symbol synchronization in digital communication.
デジタル通信において、通信装置は、データタイミングを検出しシンボル同期を行う必要がある。また、通信装置は、正しいタイミングの推定を行うために、受信信号に含まれる既知シンボル(パイロットシンボル)を用いる。たとえば、受信信号とパイロットシンボルの相関値を求める相関処理手法を用いる技術が下記特許文献1において開示されている。ここでは、受信信号の一定区間で相関を測り、ピークが出た位置を、タイミングを合わせる位置とする。
In digital communication, a communication device needs to detect data timing and perform symbol synchronization. In addition, the communication apparatus uses a known symbol (pilot symbol) included in the received signal in order to estimate the correct timing. For example, a technique using a correlation processing method for obtaining a correlation value between a received signal and a pilot symbol is disclosed in
また、伝送路推定を行って受信信号のレプリカを作成し、受信信号との推定誤差を基にタイミング推定を行う技術が下記特許文献2、下記非特許文献1において開示されている。この技術は、等化処理手法と呼ばれ、少ないパイロットシンボルを用いて正確な伝送路推定が得ることができる。
Also,
さらに、適応等化処理により、少ない演算量で伝送路推定およびタイミング推定を行う技術が下記特許文献3において開示されている。
Further, a technique for performing transmission path estimation and timing estimation with a small amount of computation by adaptive equalization processing is disclosed in
しかしながら、上記従来の技術(特許文献1)によれば、タイミングを推定するには高い相関値を得る必要がある。そのため、多数のパイロットシンボルが必要になる、という問題があった。 However, according to the conventional technique (Patent Document 1), it is necessary to obtain a high correlation value in order to estimate timing. Therefore, there has been a problem that a large number of pilot symbols are required.
また、上記従来の技術(特許文献2、非特許文献1)によれば、正確にタイミングを推定するためには各タイミングずれの候補に対しレプリカを作成する必要がある。そのため、演算量が多大になる、という問題があった。
In addition, according to the conventional techniques (
また、上記従来の技術(特許文献3)によれば、適応等化処理用のパラメタ設定が必要になる。そのため、伝送路の状況によって設定を変える必要がある、という問題があった。 Further, according to the conventional technique (Patent Document 3), it is necessary to set parameters for adaptive equalization processing. Therefore, there is a problem that it is necessary to change the setting depending on the condition of the transmission path.
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、少量のパイロット信号を用いて、少ない演算量で精度を損なわずにタイミングを推定するタイミング補正器を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a timing corrector that uses a small amount of pilot signals to estimate timing with a small amount of computation and without impairing accuracy.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、デジタル信号を受信する受信機において、サンプリングした受信シンボルのタイミング推定を行うタイミング補正器であって、タイミング推定を行う基準信号に設定されたサンプルずれの範囲内において、サンプリング後の受信シンボルから、サンプルずれした受信シンボルを抽出する信号抽出手段と、既知のパイロット信号によって成立する行列のコレツキー行列を記憶するための記憶手段と、基準信号のタイミング推定の際に、推定誤差値を算出する受信シンボルの当該基準信号からのサンプルずれの範囲を設定し、前記信号抽出手段が抽出した受信シンボルと前記記憶手段から読み出したコレツキー行列とに基づいてサンプルずれした受信シンボルの推定誤差値を算出し、最小の推定誤差値をとる受信シンボルのサンプルずれを最適なタイミング推定値として決定する推定誤差算出手段と、を備えることを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, the present invention provides a timing corrector that performs timing estimation of a sampled received symbol in a receiver that receives a digital signal. Within a set range of sample deviation, signal extraction means for extracting the received symbol that is sample-shifted from the received symbol after sampling, and storage means for storing a Cholesky matrix of a matrix established by a known pilot signal; When estimating the timing of the reference signal, the range of the sample deviation of the received symbol for calculating the estimation error value from the reference signal is set, the received symbol extracted by the signal extracting means, and the Cholesky matrix read from the storage means, Based on the Characterized in an estimation error calculating means for determining a sample-deviation of the received symbol as the optimal timing estimate taking an estimation error value, in that it comprises.
本発明によれば、効率良く最適なタイミングずれの候補を選択することができる、という効果を奏する。 According to the present invention, there is an effect that an optimal timing shift candidate can be selected efficiently.
以下に、本発明にかかるタイミング補正器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。 Embodiments of a timing corrector according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
実施の形態1.
最初に、従来から行われているタイミング補正について説明する。図1は、デジタル通信に使用する一般的な送信機の構成例を示す図である。送信機は、シンボルエンコーダ部1と、送信アンテナ2を備える。ここで、Qを2のべき乗の整数とすると、送信機では、log2Qビットの信号をシンボルエンコーダ部1でQ点ある信号点の1点にマッピングする。マッピングする方法としては、例えば、PSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)等があるが、これらに限定するものではない。送信機は、マッピングした信号を送信アンテナ2から送信する。時刻kに送信された情報ビットをbkとした場合、シンボルエンコーダ部1から出力されるシンボルをskとする。ここで、bkを式(1)のように定義する。
First, timing correction conventionally performed will be described. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a general transmitter used for digital communication. The transmitter includes a
図2は、デジタル通信に使用する一般的な受信機の構成例を示す図である。受信機は、受信アンテナ3と、受信フィルタ部4と、オーバサンプラ部5と、タイミング補正部6と、初期チャネル推定部7と、復調部8と、を備える。受信機は、伝送路によって位相や振幅が乱された送信信号を受信アンテナ3で受信し、受信フィルタ部4とオーバサンプラ部5によって処理する。ここで、「TS」を1シンボル時間(秒)とし、「M」を1シンボル時間のオーバサンプル数とすると、オーバサンプラ部5は、受信信号をTS/M秒の間隔でサンプルする。一般的にM>1であれば、サンプル手法は「オーバサンプル」と呼ばれる。タイミング補正部6でタイミング推定を行い、シンボル同期点を検出した後、初期チャネル推定部7で伝送路推定を行い、復調部8でシンボル復調を行う。伝送路推定と復調は公知の手法を用いる。
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a general receiver used for digital communication. The receiver includes a
ここで、サンプルタイミングがτD秒ずれ、オーバサンプルされた受信信号を式(2)のように定義する。 Here, a sample timing is shifted by τ D seconds, and an oversampled received signal is defined as in Expression (2).
図3は、希望信号が本来の位置よりもずれた(タイミングがずれた)状態を示す図である。図3(a)はタイミングずれが無い状態を示し、図3(b)は+2サンプルずれた状態を示す。希望信号が2サンプルずれた例を示すものである。ここで、説明の簡単化のためタイミング検索用の基準の時刻をkstとすると、uサンプルずれた受信シンボルのベクトルを式(3)のように定義する。 FIG. 3 is a diagram illustrating a state in which the desired signal is shifted from the original position (timing is shifted). FIG. 3A shows a state where there is no timing shift, and FIG. 3B shows a state where +2 samples are shifted. An example in which the desired signal is shifted by two samples is shown. Here, for simplification of explanation, if the reference time for timing search is k st , a vector of received symbols shifted by u samples is defined as in Expression (3).
式(3)に示す受信シンボルの例を図4〜6に示す。ここで、「NT」をパイロットシンボル数とし、簡単化のため、NT=2、M=2とする。図4は、検索対象となる受信信号が、NT=2、M=2、u=0であり、ずれの無い状態を示す。図5は、検索対象となる受信信号が、NT=2、M=2、u=+1であり、+1ずれた状態を示す。図6は、検索対象となる受信信号が、NT=2、M=2、u=−1であり、−1ずれた状態を示す。 Examples of the received symbol shown in Expression (3) are shown in FIGS. Here, “N T ” is the number of pilot symbols, and for simplicity, N T = 2 and M = 2. FIG. 4 shows a state in which the reception signals to be searched are NT = 2, M = 2, u = 0, and there is no deviation. FIG. 5 shows a state in which the received signal to be searched is N T = 2, M = 2, u = + 1, and shifted by +1. FIG. 6 shows a state in which the received signal to be searched is N T = 2, M = 2, u = −1, and is shifted by −1.
つぎに、タイミング補正部6の機能について説明する。「LFB」を推定する伝送路タップ数として、式(3)から得られたチャネル推定値を式(4)のように示す。 Next, the function of the timing correction unit 6 will be described. As the number of transmission channel taps for estimating “L FB ”, the channel estimation value obtained from Equation (3) is shown as Equation (4).
この場合、上記の受信信号の推定は式(5)のように示すことができる。 In this case, the above estimation of the received signal can be expressed as shown in Equation (5).
ここで、行列Bはパイロット信号によって成り立っており、[A]i,jを行列Aの(i,j)の要素とした場合、式(6)のように定義することができる。 Here, the matrix B is made up of pilot signals, and when [A] i, j is an element of (i, j) of the matrix A, it can be defined as in equation (6).
行列Bとy(u)を用いて、周知の手法である最小二乗法により、チャネル推定値を式(7)のように表すことができる。 Using the matrix B and y (u) , the channel estimation value can be expressed as shown in Expression (7) by the least square method which is a well-known method.
式(7)のチャネル推定値を用いると、式(3)の受信信号のレプリカは式(8)のようになる。 When the channel estimation value of Equation (7) is used, the replica of the received signal of Equation (3) is as shown in Equation (8).
ここで、行列Tを、式(9)のように定義する。 Here, the matrix T is defined as shown in Equation (9).
また、行列サイズがN×Nの恒等行列INを用い、行列Aを式(10)のように定義する。 Further, using the identity matrix I N having a matrix size of N × N, the matrix A is defined as in Expression (10).
そしてz(u)=Ay(u)を用い、仮定uに対する推定誤差を式(11)のように表す。 Then, using z (u) = Ay (u) , the estimation error with respect to the assumption u is expressed as in equation (11).
「NP」をサンプルずれの検索範囲とすると、従来の等化処理手法では、式(12)のように、−Npサンプルずれから+Npサンプルずれまでの各サンプルずれ候補ごとに式(11)のe(u)を計算し、最小推定誤差の候補を最適なタイミング推定値として選ぶことができる。 Assuming that “N P ” is a search range for sample deviation, in the conventional equalization processing method, as shown in Expression (12), Expression (11) is obtained for each sample deviation candidate from −N p sample deviation to + N p sample deviation. ) E (u) can be calculated, and the candidate for the minimum estimation error can be selected as the optimum timing estimation value.
つぎに、本実施の形態における少ない演算量によってタイミング補正を行うタイミング補正部6について説明する。図7は、本実施の形態におけるタイミング補正部6の構成例を示す図である。タイミング補正部6は、信号抽出部61と、記憶部62と、推定誤差算出部63と、を備える。信号抽出部61は、オーバサンプル後の信号から、検索対象の受信シンボルを抽出する。記憶部62は、推定誤差算出の際の演算に必要なコレツキー行列を記憶するためのメモリである。推定誤差算出部63は、抽出した受信シンボルとコレツキー行列に基づいて推定誤差を算出し、検索したサンプルずれ受信シンボルから最適なタイミングずれ候補を選択する。
Next, the timing correction unit 6 that performs timing correction with a small amount of calculation in the present embodiment will be described. FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the timing correction unit 6 in the present embodiment. The timing correction unit 6 includes a signal extraction unit 61, a
推定誤差算出部63における推定誤差の計算方法について説明する。まず、式(11)に示された推定誤差を式(13)のように示す。信号抽出部61が、検索対象となるy(u)を抽出する。
An estimation error calculation method in the estimation
式(11)においてA=AHAであるので、行列Gを任意の定数αを用いて式(14)のように定義する。 Since A = A H A in equation (11), the matrix G is defined as in equation (14) using an arbitrary constant α.
定数αは行列Gを正定値行列であることを保障するために付加し、可能な限り小さな値に設定する。定数αが小さければ式(15)のようになる。 The constant α is added to ensure that the matrix G is a positive definite matrix, and is set to the smallest possible value. If the constant α is small, the equation (15) is obtained.
行列Gについて、周知の技術であるコレツキー分解により式(16)のように表す。 The matrix G is expressed as in Expression (16) by Cholesky decomposition which is a well-known technique.
ここで、上記の行列Lは、式(17)で示すような下三角行列である。この行列Lは、記憶部62に蓄積しておくことが可能である。
Here, the matrix L is a lower triangular matrix as shown in the equation (17). This matrix L can be stored in the
つぎに、誤差ベクトルを式(18)のように定義する。 Next, an error vector is defined as in Expression (18).
この場合、推定誤差e(u)は式(19)のように表現することができる。 In this case, the estimation error e (u) can be expressed as in Expression (19).
図8に、本発明と従来の推定誤差の計算方法をまとめる。本実施の形態では、誤差ベクトルを求める際に使用する誤差行列の斜め上半分は0であるので、従来と比較して演算量を削減することができる。式(14)において、定数αが小さければ式(11)と式(13)の推定誤差の違いも小さくなる。なお、チャネル推定方法は式(7)に示された手法に限らず、他の推定技術を適用することも可能である。 FIG. 8 summarizes the present invention and the conventional estimation error calculation method. In the present embodiment, since the upper half of the error matrix used when obtaining the error vector is 0, the amount of calculation can be reduced compared to the conventional case. In Expression (14), if the constant α is small, the difference in estimation error between Expression (11) and Expression (13) is also small. The channel estimation method is not limited to the method shown in Equation (7), and other estimation techniques can be applied.
以上説明したように、本実施の形態によれば、誤差ベクトルの算出に必要な行列の斜め上半分が0であるので、行列演算の際、行列の0の箇所の掛け算と足し算を省略することができることとした。これにより、推定誤差を算出する際の演算量を、従来と比較して、大幅に削減することができる。 As described above, according to the present embodiment, since the upper half of the matrix necessary for calculating the error vector is 0, multiplication and addition at the 0 position of the matrix are omitted in the matrix calculation. I was able to Thereby, the amount of calculation at the time of calculating the estimation error can be greatly reduced as compared with the conventional case.
なお、本実施の形態によれば、伝搬路環境に依存しないため、周波数選択性又は非選択性フェージング伝送路、あるいは熱雑音のみ存在する伝送路等、幅広い環境において適用可能である。さらに、送受信方法に依存しないため、幅広い有線や無線通信システムに適用可能である。 According to the present embodiment, since it does not depend on the propagation path environment, it can be applied in a wide range of environments such as a frequency selective or non-selective fading transmission line, or a transmission line in which only thermal noise exists. Furthermore, since it does not depend on a transmission / reception method, it can be applied to a wide range of wired and wireless communication systems.
また、式(16)に示されている行列Lは、既知のパイロットシンボルのみに依存するため、行列Lをオフラインで計算することが可能である。また、行列Lを記憶部62に記憶させておくことにより、受信機が作動中はコレツキー分解の計算が不要になる。
Further, since the matrix L shown in Expression (16) depends only on the known pilot symbols, the matrix L can be calculated offline. In addition, by storing the matrix L in the
実施の形態2.
本実施の形態では、具体的にタイミングずれの候補の検索方法について説明する。式(19)の推定誤差を式(12)に用いてタイミング推定を行うことも可能だが、さらに少ない演算量でタイミング推定を行う方法について説明する。ここで説明する検索方式を「検索方式1」とする。
In the present embodiment, a method for searching for candidates for timing deviation will be specifically described. Although timing estimation can be performed using the estimation error of equation (19) in equation (12), a method of performing timing estimation with a smaller amount of calculation will be described. The search method described here is assumed to be “
図9は、本実施の形態におけるタイミング検索処理(検索方式1の処理)を示すフローチャートである。まず、推定誤差算出部63において、初期設定を行う(ステップS1)。タイミングずれの候補カウンタをm=−NPに設定する。あわせて、信号抽出部61から検索対象を取得してy(m)を更新する。ここで、y(m)は式(20)の様に表す。
FIG. 9 is a flowchart showing the timing search process (
また、最小推定誤差を可能な限り高い値に設定する。ここでは一例として、cbest=1000と設定する。つぎに、推定誤差算出部63が、推定誤差を計算する(ステップS2)。推定誤差の計算については、図10を用いて詳細に説明する。図10は、推定誤差の計算方法を示すフローチャートである。まず、e(m)=0、カウンタ値をk=0、に初期化する(ステップS11)。つぎに、誤差ベクトルを計算する(ステップS12)。具体的には、式(21)のようにrk (m)を計算する。このとき、記憶部62から必要な行列Lを読み出す。
Also, the minimum estimation error is set as high as possible. Here, as an example, c best = 1000 is set. Next, the estimation
つぎに、計算した誤差ベクトルに基づいて、推定誤差の更新を行う(ステップS13)。具体的には、式(22)のようにe(m)を計算する。 Next, the estimation error is updated based on the calculated error vector (step S13). Specifically, e (m) is calculated as shown in Equation (22).
つぎに、現時点の推定誤差e(m)とcbestとを比較する(ステップS14)。e(m)がcbest以下の場合(ステップS14:No)、カウンタ値をk=k+1に更新し(ステップS15)、カウンタ値とパイロットシンボル数とを比較する(ステップS16)。カウンタ値がパイロットシンボル数以下の場合(ステップS16:Yes)、更新したkについて誤差ベクトルを計算する(ステップS12)。 Next, the current estimation error e (m) is compared with c best (step S14). When e (m) is equal to or less than c best (step S14: No), the counter value is updated to k = k + 1 (step S15), and the counter value is compared with the number of pilot symbols (step S16). If the counter value is less than or equal to the number of pilot symbols (step S16: Yes), an error vector is calculated for the updated k (step S12).
一方、カウンタ値がパイロットシンボル数より大きい場合(ステップS16:No)、タイミング推定の情報を更新するため、最小推定誤差をcbest=e(m)のように更新し、また、タイミングずれの予測をmbest=mのように更新し、推定誤差の計算を終了する(ステップS17)。 On the other hand, when the counter value is larger than the number of pilot symbols (step S16: No), in order to update the timing estimation information, the minimum estimation error is updated as c best = e (m) and the timing deviation is predicted. Is updated as m best = m, and the calculation of the estimation error is terminated (step S17).
ステップS14に戻って、e(m)がcbestより大きい場合(ステップS14:Yes)、推定誤差の計算を中断し、タイミングずれの候補mbest、最小推定誤差cbestをそれぞれ更新せず、それぞれmbest=mbest、cbest=cbestとして、推定誤差の計算を終了する(ステップS18)。 Returning to step S14, if e (m) is larger than c best (step S14: Yes), the calculation of the estimation error is interrupted, and the timing deviation candidate m best and the minimum estimation error c best are not updated. Assuming that m best = m best and c best = c best , the calculation of the estimation error is terminated (step S18).
図9に戻り、推定誤差の計算後(ステップS2、ステップS11〜S18)、推定誤差算出部63は、タイミングずれの候補カウンタを更新する(ステップS3)。具体的には、m=m+1とする。このとき、信号抽出部61から検索対象を取得してy(m)を更新する。つぎに、候補カウンタの値が検索範囲内かどうかを確認する(ステップS4)。mの値が検索範囲内である場合(ステップS4:No)、更新したmについて推定誤差を計算する(ステップS2)。mの値が検索範囲外である場合(ステップS4:Yes)、推定誤差算出部63は、検索を終了し、最適なタイミングずれ候補mbestを決定する(ステップS5)。
Returning to FIG. 9, after the estimation error is calculated (step S2, steps S11 to S18), the estimation
ステップS14で示すように、推定誤差算出部63は、信頼性の低いタイミングずれ候補については、推定誤差の計算を途中で中断することにより、演算量を削減することができる。なお、ステップS3において候補カウンタmは1サンプルずつ増えるが、例えば「Nf」を検索アルゴリズムのステップサイズとした場合に、演算量削減のためm=m+Nfのように1サンプル以上(Nf>1)更新することも可能である。この場合、候補の全てを検索しないため、検索精度が落ちる可能性がある。
As shown in step S <b> 14, the estimation
なお、最新の計算結果と比較するためにcbest等の値を一時的に保存しておく必要があるが、これらの値は記憶部62に保存してもよいし、図示しない受信機が備える他の記憶部(メモリ)等に保存してもよい。
In order to compare with the latest calculation result, it is necessary to temporarily store values such as c best , but these values may be stored in the
上記検索方法1について、具体例を用いて説明する。一例として、受信信号を式(23)のような信号とする。数字への制約はないので実数や複素数の信号点を扱うことができるが、ここでは簡単化のため実数を用いる。
The
簡単化のため、オーバサンプル数を1とし、タイミング推定の基準時間をkst=2(この例ではy2=−1.8983)、検索範囲をNP=1、ステップサイズをNf=1とする。そして、式(24)のようなパイロットシンボルを用いたものとする。 For simplification, the number of oversamples is 1, the reference time for timing estimation is k st = 2 (y 2 = −1.8983 in this example), the search range is N P = 1, and the step size is N f = 1. And Then, it is assumed that a pilot symbol such as Expression (24) is used.
推定する伝送路のタップ数をLFB=2と設定すると、式(6)に表わされている行列Bは式(25)のように表すことができる。 When the number of taps of the transmission path to be estimated is set to L FB = 2, the matrix B expressed in Expression (6) can be expressed as Expression (25).
したがって、式(9)に表わされる行列Tは式(26)のように表すことができる。 Therefore, the matrix T represented by Expression (9) can be represented as Expression (26).
また、式(14)においてα=10-6と設定すると、行列Gは式(27)のように表すことができる。 If α = 10 −6 is set in Equation (14), the matrix G can be expressed as Equation (27).
この場合、行列Gのコレツキー分解は式(28)のようになる。 In this case, the Cholesky decomposition of the matrix G is as shown in Equation (28).
行列Lは、記憶部62に蓄積される。上記の行列を用いて検索をm=−1から開始する。検索に用いる受信信号ベクトルは式(29)のようになる。信号抽出部61がy(-1)を抽出する。
The matrix L is accumulated in the
推定誤差算出部63は、信号抽出部61が抽出したy(-1)と、記憶部62から読み出した行列Lに基づいて、推定誤差e(-1)を計算する。ここで、演算量を表わすために各行列演算に必要な足し算と掛け算の数を[足し算の数、掛け算の数]と表記する。この例では式(28)に示されている行列Lの下三角部([L]i,j i≦j)の一部が0であるが、その箇所の計算は数えることにする。
The estimation
式(18)より、Lの1行目との計算により誤差ベクトルを求める。
r(-1) 0=0.0017×(−1.8967)=−0.0032 [0,1]
式(19)より、推定誤差を求める。
e(-1)=(−0.0032)2=1.024×10-5 [0,1]
From equation (18), an error vector is obtained by calculation with the first row of L.
r (−1) 0 = 0.0017 × (−1.8967) = − 0.0032 [0, 1]
An estimation error is obtained from equation (19).
e (-1) = (-0.0032) 2 = 1.024 × 10 -5 [0,1]
式(18)より、Lの2行目との計算により誤差ベクトルを求める。
r(-1) 1=(−0.7071)×(−1.8967)+0.7071×(−1.8983)=−0.0011 [1,2]
式(19)より、推定誤差を求める。
e(-1)=1.024×10-5+(−0.0011)2=1.145×10-5 [1,1]
From equation (18), an error vector is obtained by calculation with the second row of L.
r (-1) 1 = (− 0.7071) × (−1.8967) + 0.7071 × (−1.8983) = − 0.0011 [1,2]
An estimation error is obtained from equation (19).
e (-1) = 1.024 × 10 −5 + (− 0.0011) 2 = 1.145 × 10 −5 [1,1]
式(18)より、Lの3行目との計算により誤差ベクトルを求める。
r(-1) 2=0×(−1.8967)+0×(−1.8983)+0.0014×0.2981=0.0004 [2,3]
式(19)より、推定誤差を求める。
e(-1)=1.145×10-5+(0.0004)2=1.161×10-5 [1,1]
From equation (18), an error vector is obtained by calculation with the third row of L.
r (-1) 2 = 0 × (−1.8967) + 0 × (−1.8983) + 0.0014 × 0.2981 = 0.004 [2,3]
An estimation error is obtained from equation (19).
e (-1) = 1.145 × 10 -5 + (0.0004) 2 = 1.161 × 10 -5 [1,1]
式(18)より、Lの4行目との計算により誤差ベクトルを求める。
r(-1) 3=0.4802×(−1.8967)+0.4082×(−1.8983)+0×0.2981+0.8165×1.9073=0.0082 [3,4]
式(19)より、推定誤差を求める。
e(-1)=1.161×10-5+(0.0082)2=7.885×10-5 [1,1]
From equation (18), an error vector is obtained by calculation with the fourth line of L.
r (-1) 3 = 0.4802 × (−1.8967) + 0.4082 × (−1.8983) + 0 × 0.2981 + 0.8165 × 1.9073 = 0.00063 [3,4]
An estimation error is obtained from equation (19).
e (-1) = 1.161 × 10 -5 + (0.0082) 2 = 7.885 × 10 -5 [1,1]
式(18)より、Lの5行目との計算により誤差ベクトルを求める。
r(-1) 4=0×(−1.8967)+0×(−1.8983)+0.7071×0.2981+0×1.9073+0.7071×(−0.3059)=−0.0055 [4,5]
式(19)より、推定誤差を求める。
e(-1)=7.885×10-5+(0.0055)2=1.091×10-4 [1,1]
From equation (18), an error vector is obtained by calculation with the fifth row of L.
r (-1) 4 = 0 × (−1.8967) + 0 × (−1.8983) + 0.7071 × 0.2981 + 0 × 1.9073 + 0.7071 × (−0.3059) = − 0.0055 [4 , 5]
An estimation error is obtained from equation (19).
e (-1) = 7.885 × 10 −5 + (0.0055) 2 = 1.091 × 10 −4 [1,1]
上記計算より、推定誤差算出部63は、最小誤差をcbest=1.091×10-4と設定する。仮定m=−1において必要な総合演算量は[足し算の数:14、掛け算の数:20]となる。
From the above calculation, the estimation
つぎに、m=0とし、検索に用いる受信信号ベクトルは式(30)のようになる。e(-1)の場合と同様、推定誤差算出部63は、信号抽出部61が抽出したy(0)と、記憶部62から読み出した行列Lに基づいて、推定誤差e(0)を計算する。
Next, m = 0 is set, and the received signal vector used for the search is as shown in Expression (30). As in the case of e (−1) , the estimation
式(18)より、Lの1行目との計算により誤差ベクトルを求める。
r(0) 0=0.0017×(−1.8983)=−0.0032 [0,1]
式(19)より、推定誤差を求める。
e(0)=(−0.0032)2=1.024×10-5 [0,1]
From equation (18), an error vector is obtained by calculation with the first row of L.
r (0) 0 = 0.0017 × (−1.8983) = − 0.0032 [0, 1]
An estimation error is obtained from equation (19).
e (0) = (− 0.0032) 2 = 1.024 × 10 −5 [0,1]
式(18)より、Lの2行目との計算により誤差ベクトルを求める。
r(0) 1=(−0.7071)×(−1.8983)+0.7071×0.2981=1.5531 [1,2]
式(19)より、推定誤差を求める。
e(0)=1.024×10-5+(1.5531)2=2.4121 [1,1]
From equation (18), an error vector is obtained by calculation with the second row of L.
r (0) 1 = (− 0.7071) × (−1.8983) + 0.7071 × 0.2981 = 1.5531 [1,2]
An estimation error is obtained from equation (19).
e (0) = 1.024 × 10 -5 + (1.5531) 2 = 2.4121 [1,1]
ここで、2行目の計算段階で推定誤差e(0)が現時点の最小推定誤差cbest=1.091×10-4よりも大きくなったので、推定誤差算出部63は、m=0に関する計算をここで終了する。仮定m=0においての演算量は[足し算の数:2、掛け算の数:5]である。この段階までに必要な演算量は[足し算の数:16、掛け算の数:25]である。
Here, since the estimation error e (0) is larger than the current minimum estimation error c best = 1.091 × 10 −4 at the calculation stage of the second row, the estimation
つぎに、m=1とし、検索に用いる受信信号ベクトルは式(31)のようになる。e(-1)、e(0)の場合と同様、推定誤差算出部63は、信号抽出部61が抽出したy(1)と、記憶部62から読み出した行列Lに基づいて、推定誤差e(1)を計算する。
Next, m = 1, and the received signal vector used for the search is as shown in Expression (31). As in the cases of e (−1) and e (0) , the estimation
式(18)より、Lの1行目との計算により誤差ベクトルを求める。
r(1) 0=0.0017×0.2981=0.0005 [0,1]
式(19)より、推定誤差を求める。
e(1)=(0.0005)2=2.5×10-7 [0,1]
From equation (18), an error vector is obtained by calculation with the first row of L.
r (1) 0 = 0.0017 × 0.2981 = 0.0005 [0,1]
An estimation error is obtained from equation (19).
e (1) = (0.0005) 2 = 2.5 × 10 −7 [0,1]
式(18)より、Lの2行目との計算により誤差ベクトルを求める。
r(1) 1=(−0.7071)×0.2981+0.7071×1.9073=1.1379 [1,2]
式(19)より、推定誤差を求める。
e(1)=2.5×10-7+(1.1379)2=1.2948 [1,1]
From equation (18), an error vector is obtained by calculation with the second row of L.
r (1) 1 = (− 0.7071) × 0.2981 + 0.7071 × 1.99073 = 1.1379 [1,2]
An estimation error is obtained from equation (19).
e (1) = 2.5 × 10 −7 + (1.1379) 2 = 1.2948 [1,1]
ここで、2行目の計算段階で推定誤差e(1)が現時点の最小推定誤差cbest=1.091×10-4よりも大きくなったので、推定誤差算出部63は、m=1に関する計算をここで終了する。仮定m=1においての演算量は[足し算の数:2、掛け算の数:5]である。この段階までに必要な演算量は[足し算の数:18、掛け算の数:30]である。
Here, since the estimation error e (1) is larger than the current minimum estimation error c best = 1.091 × 10 −4 at the calculation stage of the second row, the estimation
推定誤差算出部63は、ここで検索範囲の終り(m=NP)に達したので検索を終了し、最小誤差を得たm=−1を最適なタイミングずれとして決定する。早い段階で最小誤差を見つけることができれば、演算量を多大に削減できる。
Since the estimation
確認のため、式(10)の従来の方式に基づいて推定誤差を計算する。この例において式(10)の行列Aは式(32)のようになる。 For confirmation, an estimation error is calculated based on the conventional method of Equation (10). In this example, the matrix A of Expression (10) is as shown in Expression (32).
式(11)から得られる推定誤差と各タイミングずれ仮定で推定誤差計算に必要な演算量は下記の通りである。 The amount of calculation required for calculating the estimation error under the assumption of the estimation error obtained from Equation (11) and each timing shift is as follows.
e(-1)=9.581×10-5 [足し算の数:24、掛け算の数:30]
e(0)=5.7122 [足し算の数:24、掛け算の数:30]
e(1)=2.8320 [足し算の数:24、掛け算の数:30]
e (-1) = 9.581 × 10 −5 [Number of addition: 24, number of multiplication: 30]
e (0) = 5.7122 [Number of addition: 24, number of multiplication: 30]
e (1) = 2.8320 [Number of additions: 24, number of multiplications: 30]
最小推定誤差はm=−1の時に得られる。従来方式に必要な総合演算量は[足し算の数:72、掛け算の数:90]であり、足し算の数は4倍、掛け算は3倍必要であることがわかる。 The minimum estimation error is obtained when m = -1. The total amount of computation required for the conventional method is [number of additions: 72, number of multiplications: 90], and it can be seen that the number of additions is four times and the multiplication is three times.
以上説明したように、本実施の形態によれば、各サンプルずれの受信信号ベクトルの推定誤差を算出する過程において、算出途中の値とその時点で算出されている最小推定誤差との比較を行い、算出途中の値がその時点で算出されている最小推定誤差を超えた場合には、その受信信号ベクトルの推定誤差の計算を終了することとした。これにより、推定誤差を算出する際に必要な演算量を、さらに削減することができる。 As described above, according to the present embodiment, in the process of calculating the estimation error of the received signal vector of each sample deviation, the value being calculated is compared with the minimum estimation error calculated at that time. When the value being calculated exceeds the minimum estimation error calculated at that time, the calculation of the estimation error of the received signal vector is terminated. Thereby, the amount of calculation required when calculating the estimation error can be further reduced.
実施の形態3.
実施の形態2では、逐次的に受信信号を蓄えて推定誤差を計算していたが、受信信号を蓄積するメモリに余裕があり、検索範囲の受信信号全てについて蓄えることが出来る場合、さらに演算量を削減することができる。以下、「検索方式2」として説明する。なお、受信信号を蓄積するメモリは、記憶部62でもよいし、受信機が備える図示しないメモリでもよい。
In the second embodiment, the reception error is sequentially stored and the estimation error is calculated. However, if there is a margin in the memory for storing the reception signal and all the reception signals in the search range can be stored, the calculation amount is further increased. Can be reduced. Hereinafter, it will be described as “
図11は、本実施の形態におけるタイミング検索処理(検索方式2の処理)を示すフローチャートである。まず、推定誤差算出部63において、初期設定を行う(ステップS21)。ここで、「NLB」を検索範囲の下限とし、タイミングずれの候補カウンタをm=NLB=−NPに設定する。あわせて、信号抽出部61から検索対象を取得してy(m)を更新する。また、最小推定誤差cbest=1000と設定する。
FIG. 11 is a flowchart showing timing search processing (
つぎに、推定誤差算出部63が、NLBについて推定誤差e(x)(x=NLBとする)を計算する(ステップS22)。推定誤差の計算は図10に示す処理に基づいて行い、最小推定誤差cbest=e(x)を更新する。つぎに、「NUB」を検索範囲の上限とし、タイミングずれの候補カウンタをm=NUB=NPに設定する(ステップS23)。あわせて、信号抽出部61から検索対象を取得してy(m)を更新する。つぎに、推定誤差算出部63が、NUBについて推定誤差e(y)(y=NUBとする)を計算する(ステップS24)。推定誤差の計算は図10に示す処理に基づいて行う。
Then, the estimated
ここで、推定誤差算出部63が、ステップS24において、cbestが更新されたかどうか確認する(ステップS25)。cbestが更新された場合(ステップS25:Yes)、NUB側にmbestとなる候補があると判断し、NUB側から推定誤差の計算を行うため、推定誤差算出部63は、m=NUB−1に設定する(ステップS26)。あわせて、信号抽出部61から検索対象を取得してy(m)を更新する。その後、推定誤差算出部63が、NUB−1について推定誤差を計算する(ステップS27)。推定誤差の計算は図10に示す処理に基づいて行う。推定誤差計算後、推定誤差算出部63は、m=m−Nfとする(ステップS28)。あわせて、信号抽出部61から検索対象を取得してy(m)を更新する。
Here, the estimation
つぎに、推定誤差算出部63は、候補カウンタの値mとNLBとを比較する(ステップS29)。mがNLBより大きい場合(ステップS29:No)、推定誤差算出部63は、更新したm=m−Nfについて推定誤差を計算する(ステップS27)。mがNLB以下の場合(ステップS29:Yes)、推定誤差算出部63は、検索を終了し、最適なタイミングずれ候補mbestを決定する(ステップS30)。
Next, the estimation
ステップS25に戻り、cbestが更新されていない場合(ステップS25:No)、NLB側にmbestとなる候補があると判断し、NLB側から推定誤差の計算を行うため、推定誤差算出部63は、m=NLB+1に設定する(ステップS31)。あわせて、信号抽出部61から検索対象を取得してy(m)を更新する。その後、推定誤差算出部63が、NLB+1について推定誤差を計算する(ステップS32)。推定誤差の計算は図10に示す処理に基づいて行う。推定誤差計算後、推定誤差算出部63は、m=m+Nfとする(ステップS33)。あわせて、信号抽出部61から検索対象を取得してy(m)を更新する。
Returning to step S25, if the c best has not been updated (step S25: No), determines that the N LB side there is a candidate having the m best, for the calculation of the estimated error from the N LB side, the estimated error calculating The
つぎに、推定誤差算出部63は、候補カウンタの値mとNUBとを比較する(ステップS34)。mがNUBより小さい場合(ステップS34:No)、推定誤差算出部63は、更新したm=m+Nfについて推定誤差を計算する(ステップS32)。mがNUB以上の場合(ステップS34:Yes)、推定誤差算出部63は、検索を終了し、最適なタイミングずれ候補mbestを決定する(ステップS30)。
Next, the estimation
図を用いて実施の形態2との比較を行う。図12は、実施の形態2の検索方式1によるタイミング検索の過程を示す図である。図の縦軸はタイミング推定誤差e(u)を示し、横軸はタイミングずれ候補mを示す。矢印は検索対象のタイミングずれ候補である。ここでは、一例として、NLB=−4、NUB=4、Nf=1とする。実施の形態2では、一番小さいmから順番に検索を行っていく。各過程において推定誤差を算出するが、前述のように、計算途中で設定している推定誤差よりも大きくなった場合は、その候補mについての計算を終了する。すなわち、早い段階で最適なタイミングずれ候補mbestの計算を行っていれば、その後の演算量を減らすことができるが、図12のように、検索過程の最後の方でmbestとなる候補の計算を行う場合では、演算量を減らすことはできない。
Comparison with the second embodiment will be made with reference to the drawings. FIG. 12 is a diagram illustrating a timing search process according to the
図13は、本実施の形態の検索方式2によるタイミング検索の過程を示す図である。図12同様、NLB=−4、NUB=4、Nf=1とする。本実施の形態では、検索範囲において、検索開始直後にmbestが近いと予測される側(検索範囲の上限もしくは下限)を求め、求めた側から検索を開始する。この場合、実施の形態2の場合と比較して、mbestとなる候補を早めに計算する可能性が高いので、その後の演算量を減らすことが可能となる。
FIG. 13 is a diagram showing a timing search process according to the
以上説明したように、本実施の形態によれば、検索範囲について検索を行う場合に、最適なタイミングずれ候補が検索範囲の上限もしくは下限のいずれの側に近いかを推定し、タイミングずれ候補に近いと推定した側から検索範囲の検索を開始することとした。これにより、初期の段階でタイミングずれ候補の推定誤差の計算をする可能性が高くなり、その後の推定誤差の計算において、演算量を削減することが可能となる。 As described above, according to the present embodiment, when searching for a search range, the optimal timing deviation candidate is estimated to be closer to the upper limit or lower limit of the search range, and the timing deviation candidate is determined. The search range search is started from the side that is estimated to be close. As a result, there is a high possibility that the estimation error of the timing deviation candidate is calculated in the initial stage, and the calculation amount can be reduced in the calculation of the estimation error thereafter.
また、候補点を計算する際にmに加算もしくは減算するNfの値を任意に設定できることとした。これにより、Nfの値を大きくすることで、推定精度が劣化する可能性があるが、演算量を大幅に減少することができる。図14は、本実施の形態の方法によるタイミング検索の過程を示す図である。ここでは、一例として、NLB=−4、NUB=4、Nf=2とする。タイミングずれ候補mについて1つ飛ばしで推定誤差の計算を行うものである。図13で求めたように、mbestの位置を正確に求めることはできないが、図13では9回で検索を終了したのに対して、図14では6回で検索を終了することができることから、演算量をさらに減らすことが可能となる。 In addition, the value of N f to be added to or subtracted from m when calculating candidate points can be arbitrarily set. Thereby, although the estimation accuracy may be deteriorated by increasing the value of N f , the amount of calculation can be significantly reduced. FIG. 14 is a diagram illustrating a timing search process according to the method of the present embodiment. Here, as an example, it is assumed that N LB = −4, N UB = 4, and N f = 2. The estimation error is calculated by skipping one timing deviation candidate m. As shown in FIG. 13, the position of m best cannot be obtained accurately. However, in FIG. 13, the search is completed in 9 times, whereas in FIG. 14, the search can be completed in 6 times. Further, the amount of calculation can be further reduced.
実施の形態4.
実施の形態3においてNf>1に設定した場合、演算量を減らすことができるが、推定誤差の精度も低下する可能性がある。本実施の形態では、このような場合に、推定誤差の精度を回復する方法について説明する。以下、「検索方式3」として説明する。
When N f > 1 is set in the third embodiment, the amount of calculation can be reduced, but the accuracy of the estimation error may also be reduced. In this embodiment, a method for recovering the accuracy of the estimation error in such a case will be described. Hereinafter, it will be described as “
図15は、本実施の形態におけるタイミング検索処理(検索方式2の処理)を示すフローチャートである。まず、推定誤差算出部63において、初期設定を行う(ステップS41)。ここでは、x>1とした場合に、検索用ステップサイズをNf=x(>1)とし、検索範囲をNUB=NP、NLB=−NPとする。つぎに、推定誤差算出部63は、タイミングずれ候補について検索処理を実行する(ステップS42)。ここでは、図11に示す検索方式2による検索処理(ステップS21〜S34)を行う。
FIG. 15 is a flowchart showing timing search processing (
検索処理終了後、推定誤差算出部63は、初期設定を変更する(ステップS43)。具体的には、検索用ステップサイズをNf=1とする。また、「NA」を任意に設定可能な検索範囲用パラメタとした場合に、検索範囲をNUB=min(NP−1,mbest+NA)、NLB=max(−NP+1,mbest−NA)とする。すなわち、検索用ステップサイズを最小単位に変更し、検索範囲を狭めるものである。変更した設定に基づいて、推定誤差算出部63は、再度、検索方式2による検索処理を行う(ステップS44)。このような計算を行うことにより、最適なタイミングずれ候補を取得することができる(ステップS45)。
After the search process ends, the estimation
図16は、本実施の形態の検索方式3によるタイミング検索の過程を示す図である。ここでは、NLB=−4、NUB=4、Nf=2、NA=1とする。図14と比較して、6番目までの過程は同一(ステップS41、S42)であるが、6番目までに求めていた推定誤差が最小となるmの周辺のmについて、さらに、タイミング検索処理を行う(ステップS43、S44)ものである。具体的には、ステップS42において得たmbest=3の周辺について、検索範囲を2≦m≦3として設定し(ステップS43)、さらに検索を行う(ステップS44)。ここでは、e(2)についてのみ計算を行う。計算した結果、e(2)はe(3)よりも大きいので、最適なタイミングずれ候補はmbest=3となる。図14では、候補点mbest=3に隣接する候補のうち、m=2については計算をしていないので、m=2のポイントがm=3よりも小さいかどうかは不明であった。そのため、m=3の周辺のポイントについても計算することで、タイミングずれ候補の精度を高くすることができる。図14と比較して1過程増えているが、図14よりも精度が高く、かつ、図12、図13よりも少ない過程で検索を終了することができる。
FIG. 16 is a diagram illustrating a timing search process according to the
図17は、本実施の形態の検索方式3によるタイミング検索の過程を示す図である。ここでは、NLB=−4、NUB=4、Nf=2、NA=1とする。ステップS42の段階(6回目)ではmbest=−1としているが、検索範囲を−2≦m≦0として(ステップS43)、e(0)とe(-2)の計算を行い(ステップS44)、e(0)<e(-1)<e(-2)であるので、最適候補はmbest=0となる。このように、検索用ステップサイズNfを1より大きくした場合に、ステップS42の段階で決定したmbestの周辺の推定誤差の計算を行うことで、推定精度を回復することが可能となる。
FIG. 17 is a diagram illustrating a timing search process according to the
ステップS43において、NAの値を「NA=Nf−1」とした場合、ステップS42の段階で決定したmbestと隣接する計算を行った候補との間にある候補を全て検索することになるため、検索方式2と同等の推定精度になると考えられる。ただし、NAの値については、この様に設定することに限定するものではない。例えば、Nfを8のように十分大きく取った場合に、NAを4として設定してもよい。
In step S43, when the value of N A and "N A = N f -1", to all the candidate search that is between the calculated candidate Been adjacent to the m best determined at the stage of step S42 Therefore, it is considered that the estimation accuracy is equivalent to that of the
以上説明したように、本実施の形態によれば、検索方式2において検索用ステップサイズを1より大きくした場合に、決定したタイミングずれ候補の周辺の候補について、さらに推定誤差の計算を行うこととした。これにより、検索用ステップサイズを大きくしたことにより劣化した推定精度を回復することができる。なお、これまでに提案した検索方式において用いられる推定誤差は、式(11)、式(13)や式(19)に定義された誤差だけに限らない。例えば、cを定数とすると、e(u)+cやe(u)×cのような値を用いることも可能である。また、c(u)を仮定ごとに変わる定数とすると、e(u)+c(u)やe(u)×c(u)のような推定誤差を用いることも可能である。
As described above, according to the present embodiment, when the search step size is made larger than 1 in the
以上のように、本発明にかかるタイミング補正器は、デジタル信号を受信する受信機に有用であり、特に、受信したデジタル信号に基づいてタイミング推定を行う受信機に適している。 As described above, the timing corrector according to the present invention is useful for a receiver that receives a digital signal, and is particularly suitable for a receiver that performs timing estimation based on the received digital signal.
1 シンボルエンコーダ部
2 送信アンテナ
3 受信アンテナ
4 受信フィルタ部
5 オーバサンプラ部
6 タイミング補正部
7 初期チャネル推定部
8 復調部
61 信号抽出部
62 記憶部
63 推定誤差算出部
DESCRIPTION OF
Claims (6)
タイミング推定を行う基準時間に対して設定された検索範囲において、サンプリング後の受信シンボルから、サンプルずれした受信シンボルを抽出する信号抽出手段と、
既知のパイロット信号によって成立する行列のコレツキー行列を記憶するための記憶手段と、
前記検索範囲を設定し、前記信号抽出手段が抽出した受信シンボルと前記記憶手段から読み出したコレツキー行列とに基づいてサンプルずれした受信シンボルの推定誤差値を算出し、最小の推定誤差値をとる受信シンボルのサンプルずれを最適なタイミング推定値として決定する推定誤差算出手段と、
を備えることを特徴とするタイミング補正器。 In a receiver that receives a digital signal, a timing corrector that performs timing estimation of a sampled received symbol,
In the search range set for the reference time for timing estimation from the received symbol after the sampling, a signal extraction means for extracting a sample-shifted received symbols,
Storage means for storing a Cholesky matrix of matrices formed by known pilot signals;
The search range is set, and an estimated error value of the received symbol shifted by the sample is calculated on the basis of the received symbol extracted by the signal extracting means and the Cholesky matrix read from the storage means, and the reception having the minimum estimated error value is obtained. An estimation error calculation means for determining a symbol sample shift as an optimum timing estimation value;
A timing corrector comprising:
ことを特徴とする請求項1に記載のタイミング補正器。 The estimation error calculation means compares the extracted estimation error value of the received symbol with the minimum estimation error value at that time obtained from the received symbol for which the estimation error has already been calculated, If it is greater, the calculation process of the estimation error of the received symbol is terminated.
The timing corrector according to claim 1.
ことを特徴とする請求項1または2に記載のタイミング補正器。 The estimation error calculation means calculates an estimation error value of a received symbol that is sequentially sampled from the lower limit of the set search range;
The timing corrector according to claim 1, wherein the timing corrector is provided.
ことを特徴とする請求項1または2に記載のタイミング補正器。 The estimation error calculation means calculates an estimation error value of a received symbol having two sample deviations of a lower limit and an upper limit of a set search range, and estimates an estimation error of the received symbol that has been sample-shifted in order from the smaller estimation error value. Calculate the value,
The timing corrector according to claim 1, wherein the timing corrector is provided.
ことを特徴とする請求項1〜4のいずれか1つに記載のタイミング補正器。 The estimation error calculation means sets a search interval larger than 1 when calculating an estimation error value of a received symbol shifted in samples, and calculates an estimation error value of the reception symbol at the set search interval step;
The timing corrector according to any one of claims 1 to 4, wherein the timing corrector is provided.
ことを特徴とする請求項5に記載のタイミング補正器。 The estimated error calculating means calculates an estimated error value in a step narrower than the search interval for the received symbols around the received symbol shifted as a sample that becomes the determined optimum timing estimated value.
The timing corrector according to claim 5.
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JPH0918395A (en) * | 1995-06-30 | 1997-01-17 | Kokusai Electric Co Ltd | Frame synchronization circuit for equalizer |
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US6650714B2 (en) * | 2000-11-30 | 2003-11-18 | Arraycomm, Inc. | Spatial processing and timing estimation using a training sequence in a radio communications system |
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