JP5239273B2 - Motor drive control device - Google Patents
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Description
本発明は、回転子の回転位置に応じて、複数相の電機子巻線に周期的な電流を流して回転子を回転させる回転モータのモータ駆動制御装置に関し、特に、電流検出手段のようなコストアップを招かずに、回転数の変化があっても適切に電流制限が可能なモータ駆動制御装置に関する。 The present invention relates to a motor drive control device for a rotary motor that rotates a rotor by causing a periodic current to flow through a plurality of phases of armature windings in accordance with the rotational position of the rotor. The present invention relates to a motor drive control device capable of appropriately limiting a current even if there is a change in rotational speed without incurring an increase in cost.
一般に、モータ駆動回路ではモータの起動時や回転速度を大きく変えようとする時、あるいは大きな負荷トルクがかかっている時など、対応するトルクを出すために大きな電流が流れる。このような場合に備えて、過電流による駆動回路やモータコイル(巻線)の劣化や焼損を防ぐために、一般に電流制限回路が設けられている。
ここで、電流制限回路の従来例としては、モータの印加電圧から計算される回転速度と、実際に検出した回転速度が一致しないとき印加電圧を下げて電流制限するため、モータコイルに直列に検出抵抗を入れ、これに流れる電流を抵抗間の電圧として検出し、その電圧値が所定値を超えないように、モータ印加電圧を制限するようにしているものがあった(特許文献1)。
また、電流制限回路の他の従来例としては、モータの回転数に比例した周波数のパルス信号の周期から求められる逆起電圧と、巻線抵抗とにより流れる電流を一定値に制限するために印加すべき電圧を計算し、この電圧を制限電圧として電流制限するようにしているものがあった(特許文献2)。
なお、他の従来技術としては、特許文献3として、スイッチング回路の駆動コイル通電用スイッチング素子をそのターンオフ時間がパルス幅変調周期の1/50以下のスイッチング素子で構成し、かつ駆動コイルの駆動用電源と接地の間にパルス変調周期で充放電を繰り返し、駆動用電源に変調周期で逆方向電流が流れるのを防止するコンデンサを接続する技術が開示されている。
Here, as a conventional example of the current limiting circuit, when the rotational speed calculated from the applied voltage of the motor and the actually detected rotational speed do not match, the applied voltage is lowered to limit the current, so that it is detected in series with the motor coil. There is one in which a resistor is inserted, a current flowing through the resistor is detected as a voltage between the resistors, and the voltage applied to the motor is limited so that the voltage value does not exceed a predetermined value (Patent Document 1).
As another example of the current limiting circuit, the current applied by the counter electromotive voltage obtained from the period of the pulse signal having a frequency proportional to the rotation speed of the motor and the winding resistance is limited to a constant value. There is one that calculates a voltage to be used and current-limits this voltage as a limiting voltage (Patent Document 2).
As another prior art, as Patent Document 3, a switching element for energizing a driving coil of a switching circuit is configured with a switching element whose turn-off time is 1/50 or less of a pulse width modulation period, and for driving a driving coil. A technique is disclosed in which charging / discharging is repeated between a power source and the ground at a pulse modulation cycle, and a capacitor is connected to the driving power source to prevent reverse current from flowing at the modulation cycle.
しかしながら、上記従来技術(特許文献1)では、抵抗による電流検出は、それによる電力損失があり、効率が低下し、また、検出抵抗に大容量のものを使う必要があり、コストが増大し、さらに、抵抗間電圧を検出するA/D変換器あるいはコンパレータなどのアナログ回路手段にもコストがかかる、といった欠点があった。
また、一般に、モータコイルは複数相(2相や3相など)の結線がされており、このコイルにモータの回転位置(角度)に応じて交流的に電圧を印加することで交流電流を流し、連続的な回転トルクを発生するようになっている。ここで、コイルには抵抗分だけでなくインダクタンス成分があり、交流電圧の周波数に依存して電流は低下し、この周波数は回転速度に比例する。
上記従来の電圧制限による電流制限方法では、インダクタンスを考慮していないので、回転数が上がるほど制限電流が低くなってしまい、所望のトルクが発生できなくなる、という不都合があった。
本発明は、上記従来の問題点を鑑みてなされたものであり、その目的は、電流検出手段のようなコストアップを招かずに、回転数の変化があっても適切に電流制限が可能なモータ駆動制御装置を提供することである。
However, in the above prior art (Patent Document 1), the current detection by the resistor has power loss due to this, the efficiency is reduced, and it is necessary to use a large-capacity detection resistor, which increases the cost, Furthermore, analog circuit means such as an A / D converter or a comparator for detecting the voltage between the resistors has a drawback that it is expensive.
In general, a motor coil is connected in a plurality of phases (two-phase, three-phase, etc.), and an alternating current is applied to the coil by applying a voltage in an alternating manner according to the rotational position (angle) of the motor. , Continuous rotational torque is generated. Here, the coil has not only a resistance component but also an inductance component, and the current decreases depending on the frequency of the AC voltage, and this frequency is proportional to the rotation speed.
In the conventional current limiting method by voltage limitation, since inductance is not taken into account, there is a disadvantage that the limit current decreases as the rotational speed increases, and a desired torque cannot be generated.
The present invention has been made in view of the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to appropriately limit the current even if there is a change in the rotational speed without incurring a cost increase like the current detecting means. A motor drive control device is provided.
上述の目的を達成するために、請求項1記載の発明は、回転子の回転位置に応じて、複数相の電機子巻線に周期的な電流を流して回転子を回転させる回転モータのモータ駆動制御装置であって、前記回転モータの回転速度を検出する速度検出手段と、前記巻線に印加する電圧を指定された制限電圧以下に制限する電圧制限手段と、前記回転速度に応じて前記制限電圧を出力する制限電圧決定手段とを備え、前記制限電圧決定手段は、前記制限電圧を、前記回転速度に比例した回転モータの逆起電圧と前記巻線の抵抗および所定の目標制限電流から算出される関係よりも増大させて算出し、回転速度が大きいほどその増大比率を大きくするように、前記増大比率を、前記巻線のインダクタンスと、前記回転速度と、永久磁石の磁極数とに応じて算出することを特徴とする。
In order to achieve the above-mentioned object, the invention according to
また、請求項2記載の発明は、前記モータ駆動制御装置が、さらに、前記周期的な巻線電流の波形として、複数種類の波形パターンを生成する駆動波形生成手段と、前記複数種類の波形パターンからどれかひとつを選択して前記巻線に供給する駆動波形選択手段と、を備え、前記制限電圧決定手段は、さらに、前記駆動波形選択手段が選択した波形パターンに応じて前記制限電圧の増大比率を可変とすることを特徴とする。
また、請求項3記載の発明は、前記複数の波形パターンは、少なくとも正弦波状と矩形波状であることを特徴とする。
また、請求項4記載の発明は、前記駆動波形選択手段は、前記回転速度に応じて前記複数の波形パターンを選択することを特徴とする。
Further, in the invention according to claim 2 , the motor drive control device further includes drive waveform generation means for generating a plurality of types of waveform patterns as the waveform of the periodic winding current, and the plurality of types of waveform patterns. Driving waveform selecting means for selecting one of the driving waveform and supplying the selected voltage to the winding, and the limiting voltage determining means further increases the limiting voltage in accordance with the waveform pattern selected by the driving waveform selecting means. The ratio is variable.
The invention according to claim 3 is characterized in that the plurality of waveform patterns are at least sinusoidal and rectangular.
The invention according to claim 4 is characterized in that the drive waveform selecting means selects the plurality of waveform patterns according to the rotation speed.
本発明によれば、制限電圧を、回転速度に比例した回転モータの逆起電圧と前記巻線の抵抗、および所定の目標制限電流から算出される関係よりも増大させて算出し、回転速度が大きいほどその増大比率を大きくするように、前記増大比率を、前記巻線のインダクタンスと、前記回転速度と、永久磁石の磁極数とに応じて算出するので、制限電圧をより正確に算出でき、さらに正確な電流制限が可能になる。
また、電流検出抵抗や比較器といった外部回路を付加することなく電流制限が実現でき、低コストになる。さらに、回転速度が高速になっても、制限電圧が逆起電圧の増大分以上に適切に増大する。これにより逆起電圧の増大以外の要因による電流低下を補償して、目標の制限電流いっぱいまで電流を流すことができ、高負荷でもトルク不足にならず、モータと駆動回路能力を損なわない、適切な駆動が行われる。この結果、低コストで正確な電流制限ができ、過電流により駆動回路を劣化させることがない。
According to the present invention, the limit voltage is calculated by increasing it from the relationship calculated from the counter electromotive voltage of the rotary motor proportional to the rotation speed, the resistance of the winding, and the predetermined target limit current. Since the increase ratio is calculated according to the inductance of the winding, the rotation speed, and the number of magnetic poles of the permanent magnet so that the increase ratio increases as the value increases , the limit voltage can be calculated more accurately. In addition, accurate current limiting is possible.
Further, current limiting can be realized without adding an external circuit such as a current detection resistor or a comparator, resulting in low cost. Furthermore, even if the rotational speed is increased, the limit voltage is appropriately increased more than the increase of the counter electromotive voltage. This compensates for the current drop due to factors other than an increase in the back electromotive force, allows the current to flow to the full target current limit, does not run out of torque even at high loads, and does not impair the motor and drive circuit capabilities. Driving is performed. As a result, the current can be accurately limited at low cost, and the drive circuit is not deteriorated due to overcurrent .
また、本発明によれば、周期的な巻線電流の波形として、複数種類の波形パターンを生成する駆動波形生成手段と、複数種類の波形パターンからどれかひとつを選択して巻線に供給する駆動波形選択手段を備え、駆動波形選択手段が選択した波形パターンに応じて、前記制限電圧の増大比率を可変するようにしたので、駆動波形パターンが変わっても適切な制限電圧が算出され、正確な電流制限が可能になる。したがって、モータ仕様や駆動速度に応じて適切な駆動パターンを設定でき、設計自由度と安定性が向上する。どちらの駆動パターンでも、正確な電流制限ができ、過電流により駆動回路を劣化させることがない。
また、本発明によれば、前記複数の波形パターンが、すくなくとも正弦波状と矩形波状としたので、正弦波駆動により騒音やトルク変動のすくない精密駆動が実現でき、矩形波駆動による安定な起動や変速が可能になる。そして、どちらの駆動パターンでも、正確な電流制限ができ、過電流により駆動回路を劣化させることがない。
また、本発明によれば、駆動波形選択手段は、回転速度に応じて前記複数の波形パターンを選択するようにしたので、速度域や加速度に応じて、好ましい駆動パターンが自動的に選択できるようになり、安定動作と精密駆動や低騒音などが両立できる。また、どちらの駆動パターンでも、正確な電流制限ができ、過電流により駆動回路を劣化させることがない。
According to the present invention, the drive waveform generation means for generating a plurality of types of waveform patterns as the cyclic winding current waveform, and one of the plurality of types of waveform patterns is selected and supplied to the windings. Since the drive waveform selection means is provided, and the increase ratio of the limit voltage is made variable according to the waveform pattern selected by the drive waveform selection means, an appropriate limit voltage is calculated even if the drive waveform pattern changes, and it is accurate. Current limitation is possible. Therefore, an appropriate driving pattern can be set according to the motor specifications and driving speed, and the degree of freedom in design and stability are improved. In either driving pattern, the current can be accurately limited, and the driving circuit is not deteriorated by an overcurrent.
According to the present invention, since the plurality of waveform patterns are at least a sine wave and a rectangular wave, it is possible to realize a precise drive that does not cause noise and torque fluctuations by the sine wave drive, and stable start-up and speed change by the rectangular wave drive. Is possible. In either drive pattern, accurate current limitation can be performed, and the drive circuit is not deteriorated by overcurrent.
Further, according to the present invention, the drive waveform selection means selects the plurality of waveform patterns according to the rotation speed, so that a preferable drive pattern can be automatically selected according to the speed range and acceleration. Therefore, it is possible to achieve both stable operation, precision drive and low noise. In either driving pattern, accurate current limiting can be performed, and the driving circuit is not deteriorated by overcurrent.
以下に添付の図を参照してこの発明の実施形態を詳細に説明する。
図1は、本発明によるモータ駆動制御装置の一実施形態の概略構成ブロック図である。
図1に示すように、このモータ駆動制御装置は、例えば3相の電機子巻線コイルが星型に接続されているブラシレスモータ20を駆動制御するためのもので、このブラシレスモータ20は、図示しない永久磁石が3相の電機子巻線コイルを取り巻くように取り付けられ、コイル側か永久磁石側かどちらかが固定、どちらかが回転するようになっている。その端子U、V、Wに逐次交流電圧を印加することで回転トルクを発生させることにより、モータは回転する。
そして、モータ20には、好ましくは複数のよく知られたホール素子21が取り付けられおり、このホール素子21は磁界の変化を電圧変化に変換するもので、適切に配置することでモータ回転位置に応じた周期信号が発生する。ここでは、例えば、3個のホール素子21を配置し、3相の周期信号を得るようになっている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a schematic block diagram of an embodiment of a motor drive control device according to the present invention.
As shown in FIG. 1, this motor drive control device is for driving and controlling a
A plurality of well-known
ホール素子21の発生電圧は、それぞれホールアンプ22によって増幅および波形整形され、2値の3相ホール信号HU、HV、HWが生成される。ここで、HU、HV、HWは、永久磁石の配置個数(極数という)により、モータ1回転について複数周期が得られ、例えば、図3に示すように、6極の場合は1回転あたり3周期分の信号になるように配置される。3相ホール信号HU、HV、HWはそれぞれ120度の位相関係になるようにホール素子を配置することにより、3つあわせて1周期(電気角360度という)あたり6通りの組み合わせ論理状態が得られ、電気角では60度ごとに状態が変化する。モータ1回転ではこれが3周期なので、18回の状態変化があり、モータ回転角20度ごとに変化する。
角度生成部18は、ホール信号HU、HV、HWを入力して、それに応じた電気角を出力する。ここでは、ホール信号の状態変化は電気角60度ごとに得られるが、ホール信号周波数を逓倍することでより細かい角度情報を得ることができる。逓倍はよく知られたPLL(位相同期ループ)回路のような手段により、ホール信号周波数をたとえば360倍する。これにより、電気角1度単位の角度情報を出力することができる。
正弦波生成部8は、角度生成部18からの電気角情報を入力して、コイルU、V、W相に印加すべき3相正弦波波形を正規化(振幅を+−1に正規化)して出力する。この正弦波波形にもとづいてコイルU、V、Wを駆動することで、正弦波電流がコイルに流れ、モータが回転する。
The generated voltage of the
The
The sine wave generator 8 receives the electrical angle information from the
図3は、ホール信号HU、HV、HWと正弦波駆動波形U、V、Wとの波形例(位相関係)を示す図である。
乗算器9、10、11は、正規化されたU、V、Wの正弦波信号sinU、sinV、sinWに、制御データを乗算して、駆動データを出力する。制御データは、モータに印加する駆動電圧に対応する制御信号である。これにより、正弦波信号は駆動電圧制御信号で振幅変調される。
乗算器9、10、11よりの駆動データは、それぞれセレクタ12、13、14を通る。ここではセレクタはこの正弦波駆動データを選択しているとし、もう一方のデータ(ここでは制御データそのもの)は矩形波駆動時に選択されるが、それは後述する。
セレクタ12、13、14を通過した駆動データdataU、dataV、dataWは、それぞれPWM駆動部15、16、17に入力される。PWM駆動部15、16、17は、駆動データに比例したパルス幅でモータコイルをPWM駆動して電流を流す。
ここで、PWM駆動部15、16、17の動作は、図4の「Sin」モードのようになっている。すなわち、駆動データはゼロ中心に正負の信号であるので、駆動データが0のとき出力パルスのデューティが50%になり、駆動データが正のとき、データに応じてパルスのHigh幅が長くなる。駆動データが負のとき、データに応じてパルスのHigh幅が短くなる。パルスの基本周期は所定値tpwmである。tpwmは正弦波駆動の周期よりも十分短くするのが好ましい。
このようなPWM駆動により、コイル端子間には、パルスデューティーの高い端子から低い端子(平均電圧の高い端子から低い端子)へ電流が流れ、結果的にコイルのインダクタンスによって平滑化され駆動データに応じた正弦波状の電流が流れる。
FIG. 3 is a diagram showing a waveform example (phase relationship) between the hall signals HU, HV, HW and the sine wave drive waveforms U, V, W.
The
Drive data from the
The drive data dataU, dataV, and dataW that have passed through the
Here, the operations of the
With such PWM drive, current flows between the coil terminals from the terminal with a high pulse duty to the terminal with a low pulse (from the terminal with a high average voltage to the terminal with a low average voltage). As a result, the current is smoothed by the coil inductance. A sinusoidal current flows.
周波数発生部(Frequency Generator)23は、モータの回転速度に比例した周波数の周期信号を発生させる。FGはたとえば光学エンコーダや、磁気センサなどのセンサ手段で実現されるが、これはよく知られているので具体的な説明は省略する。
この周波数発生部23よりの周期信号はFGアンプ24で増幅および波形整形され、2値信号FGとして出力される。FGはモータ1回転につき所定回(たとえば100回)のパルスになる。一回転あたりのパルス数は周波数発生手段の構成により決まる。
速度検出部26は、周波数発生部23からのFGパルスを入力し、パルス周波数を計測することで、モータの回転速度に比例した速度データを出力する。
次に、目標速度発生器1は、モータの目標回転速度に比例した目標速度データを出力し、速度比較器2は、目標速度発生器1の出力する目標速度と速度検出部26の出力するモータ速度との比較を行い、速度差に応じた信号またはデータを出力する。
誤差増幅部3は、速度比較器2よりの速度差を増幅し、制御データを出力すし、制御データは、モータ速度のほうが目標速度より低いとき、正の符号になるように出力する。誤差増幅部3のゲインを大きくすることで、モータ回転速度が目標速度にほぼ等しくなるように制御データが出力される。
リミッタ4は、誤差増幅部3の出力する制御データを入力し、別に指示される制限値内にデータを制限して出力する。すなわち、制御データの絶対値が制限値以下なら制御データをそのまま出力するが、制御データの絶対値が制限値を超えていたら、制御データと同符号の制限値を出力する。
ここで、制御データは先に述べたように、正弦波駆動波形を振幅変調した形でモータコイルの印加電圧に対応する。これにより、リミッタ4は、モータ印加電圧を所定の制限電圧範囲内に制限することになる。このようにして、モータ回転速度が目標周波数に応じた速度にほぼ等しくなるように速度制御が行われる。
A
The periodic signal from the
The
Next, the
The error amplifying unit 3 amplifies the speed difference from the speed comparator 2 and outputs control data. When the motor speed is lower than the target speed, the control data is output so as to have a positive sign. By increasing the gain of the error amplifying unit 3, the control data is output so that the motor rotation speed becomes substantially equal to the target speed.
The limiter 4 receives the control data output from the error amplifying unit 3, limits the data within a limit value specified separately, and outputs it. That is, if the absolute value of the control data is equal to or less than the limit value, the control data is output as it is. If the absolute value of the control data exceeds the limit value, a limit value having the same sign as that of the control data is output.
Here, as described above, the control data corresponds to the applied voltage of the motor coil in the form of amplitude modulation of the sine wave drive waveform. As a result, the limiter 4 limits the motor applied voltage within a predetermined limit voltage range. In this way, speed control is performed so that the motor rotation speed becomes substantially equal to the speed according to the target frequency.
次に、第1の制限電圧算出部5は、速度検出部26で検出したモータ回転速度を入力し、速度に応じてモータコイル電流が所定値を越えないような制限電圧値に応じた制限値を出力するが、制限電圧を、回転速度に比例した回転モータの逆起電圧と前記巻線の抵抗、および所定の目標制限電流から算出される関係よりも増大させて算出し、回転速度が大きいほどその増大比率を大きくするようにしている。
この動作については以下詳しく説明する。
一般に回転モータは、モータコイル電流iに比例した回転トルクTrを発生する。この比例定数を一般にトルク定数Ktとよぶ。
Tr=Kt*i(式1)(「*」は乗算。以下同様)
また、回転モータのコイルには回転速度wに比例した逆起電圧Eが生じる。この比例定数を一般に逆起電圧定数Keと呼ぶ。
E=Ke*w(式2)
モータコイル電流iは、インダクタンスを十分小さいと仮定すると、コイル印加電圧Vmから逆起電圧を差し引いた電圧とコイル抵抗Rから以下のようになる。
i=(Vm−E)/R(式3)(「/」は割り算。以下同様。)
=(Vm−Ke*w)/R(式4)
したがって、コイル電流iを所定の制限電流ilimに抑えるためのコイル印加電圧の制限値Vlimは、式4より
Vlim=R*ilim+Ke*w(式5)
とすればよい。すなわち、制限電圧値はモータ速度wに比例して大きくなる。これが基本的な算出式である。
Next, the first limit voltage calculation unit 5 inputs the motor rotation speed detected by the
This operation will be described in detail below.
Generally, a rotary motor generates a rotational torque Tr proportional to a motor coil current i. This proportionality constant is generally called a torque constant Kt.
Tr = Kt * i (Formula 1) (“*” is multiplication, and so on)
A counter electromotive voltage E proportional to the rotational speed w is generated in the coil of the rotary motor. This proportionality constant is generally called a counter electromotive voltage constant Ke.
E = Ke * w (Formula 2)
Assuming that the inductance of the motor coil current i is sufficiently small, the following is obtained from the coil resistance R and the voltage obtained by subtracting the back electromotive voltage from the coil applied voltage Vm.
i = (Vm−E) / R (Formula 3) (“/” is a division. The same applies hereinafter.)
= (Vm-Ke * w) / R (Formula 4)
Therefore, the limit value Vlim of the coil applied voltage for suppressing the coil current i to a predetermined limit current ilim is expressed by the following equation: Vlim = R * imim + Ke * w (Expression 5)
And it is sufficient. That is, the limit voltage value increases in proportion to the motor speed w. This is the basic calculation formula.
しかしながら、モータコイルに印加される電圧は、上述したように正弦波状の交流である。正弦波交流であるならば、コイルに流れる電流振幅は抵抗だけでなくインダクタンスLの影響を受ける。この交流周波数f(Hz)は、上述したようにモータの永久磁石極数pとモータ回転速度w(Hz)から
f=w*p/2(Hz)(式6)
という関係がある。
コイルの電気的時定数をT(=L/R)とすると、直流時の電流で正規化した正弦波電流振幅Ksinは公知の電気回路理論により
Ksin=1/sqrt(1+(2*pi*f*T)^2)(式7)
ただし、
pi:円周率
sqrt:平方根
^:べき乗
となる。
However, the voltage applied to the motor coil is a sinusoidal alternating current as described above. If it is a sinusoidal alternating current, the amplitude of the current flowing through the coil is affected not only by the resistance but also by the inductance L. This AC frequency f (Hz) is calculated from the number of permanent magnet poles p and the motor rotational speed w (Hz) as described above. F = w * p / 2 (Hz) (Formula 6)
There is a relationship.
Assuming that the electrical time constant of the coil is T (= L / R), the sinusoidal current amplitude Ksin normalized by the current at the time of direct current is expressed as follows: Ksin = 1 / sqrt (1+ (2 * pi * f * T) ^ 2) (Formula 7)
However,
pi: Pi ratio sqrt: Square root ^: Power.
モータ回転速度w(Hz)に対するKsinの例を、図7の「sin」にプロットする。w=0(停止)に近いときにはKsinはほぼ1でるが、周波数が高くなるにつれ電流は低下する。
もし、制限電圧Vlimを式5で算出していると、高速回転時に負荷トルクや加速トルクに相当する電流が出せない可能性がある。
これを避けるため、印加電圧の制限値Vlimの式5の一項目にKsinの逆数をかけて電流低下分を補うようにする。すなわち以下のようにする。
Vlim=R*ilim*(1/Ksin)+Ke*w(式8)
式8に応じて第1の制限電圧算出部5の制限値を算出することで、最大コイル電流を所定値ilimに制限できる。
An example of Ksin with respect to the motor rotation speed w (Hz) is plotted in “sin” in FIG. Ksin is approximately 1 when w = 0 (stop), but the current decreases as the frequency increases.
If the limit voltage Vlim is calculated by Equation 5, there is a possibility that current corresponding to load torque or acceleration torque cannot be generated during high-speed rotation.
In order to avoid this, the current drop is compensated by multiplying one item of Equation 5 of the limit value Vlim of the applied voltage by the inverse of Ksin. That is, as follows.
Vlim = R * ilim * (1 / Ksin) + Ke * w (Formula 8)
By calculating the limit value of the first limit voltage calculation unit 5 according to Equation 8, the maximum coil current can be limited to the predetermined value ilim.
式8の制限電圧値Vlimの例を図2の「SIN」にプロットする。「Base」はインダクタンスが十分小さいときの制限電圧値、すなわち式5に相当する。「SIN」ではこの「Base」に対して、モータ回転速度w(Hz)が上がるほどさらに割り増ししている。この算出例は以下の条件である。
モータ極数p=6
コイル抵抗R=1(ohm)
コイルインダクタンスL=1.59(mH)
逆起電圧定数Ke=0.3(V/Hz)
制限電流ilim=4(A)
図2は、図1に示したモータ駆動制御装置におけるモータ回転数と制限電圧との関係を示す図である。
An example of the limit voltage value Vlim of Expression 8 is plotted on “SIN” in FIG. “Base” corresponds to the limit voltage value when the inductance is sufficiently small, that is, Equation 5. In “SIN”, this “Base” is further increased as the motor rotation speed w (Hz) increases. This calculation example is under the following conditions.
Number of motor poles p = 6
Coil resistance R = 1 (ohm)
Coil inductance L = 1.59 (mH)
Back electromotive force constant Ke = 0.3 (V / Hz)
Limit current ilim = 4 (A)
FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the motor rotation speed and the limit voltage in the motor drive control device shown in FIG.
次に、図1に示したモータ駆動制御装置におけるその他の実施形態について説明する。
この実施形態では、第1の制限電圧算出部5は、速度検出部26で検出したモータ回転速度を入力し、速度に応じて、正弦波駆動時のモータコイル電流が所定値を越えないような制限電圧値に応じた制限値を出力し、第2の制限電圧算出部7は、速度検出部26で検出したモータ回転速度を入力し、速度に応じて、矩形波駆動時のモータコイル電流が所定値を越えないような制限電圧値に応じた制限値を出力するが、速度判定部25が選択した正弦波状あるいは矩形波状の波形パターンに応じ、セレクタ6によってそれぞれ異なる制限電圧算出式を用いるようにして、制限電圧の増大比率を可変するようにしている。
この動作については以下詳しく説明する。
Next, another embodiment of the motor drive control device shown in FIG. 1 will be described.
In this embodiment, the first limit voltage calculation unit 5 inputs the motor rotation speed detected by the
This operation will be described in detail below.
速度判定部25よりの選択指令sin/sqrは、正弦波駆動(sin)か矩形波駆動(sqr)かを指示する信号である。正弦波駆動は上記で説明してきたように、モータコイルに正弦波状の電流を流してトルクを得るものである。矩形波駆動は、モータコイルに矩形波状の電流を流してトルクを得るものである。
ここで、動作モード出力部(PHASE_GEN)19は、選択指令sin/sqrがsinのとき、PWM駆動部15、16、17が「Sin」モード(図4参照)で動作するように、動作モード指令ph_U、ph_V、ph_Wにいずれも「Sin」モード指令を出力する。
選択指令sin/sqrがsqrのとき、動作モード出力部19は、PWM駆動部15、16、17が矩形波駆動すなわち「120度矩形波通電」の動作になるように、HU、HV、HW信号の状態に応じて動作モード指令を各PWM駆動部15、16、17に出力する。
The selection command sin / sqr from the
Here, the operation mode output unit (PHASE_GEN) 19 operates the operation mode command so that the
When the selection command sin / sqr is sqr, the operation
図3に選択指令sin/sqrがsqrのときの矩形波駆動波形U、V、Wを示す。ここで、「M」「PWM_H」「PWM_L」が、動作モード出力部19から指令される動作モード指令ph_U、ph_V、ph_Wの内容を示している。
図4に、PWM駆動部15、16、17の矩形波駆動時の各動作モード「M」「PWM_H」「PWM_L」に対応したPWMパルス例を示す。
ここで、モード「M」は、その端子には電流を流さないモードで、コイル端子はOff、すなわち開放状態となる。モード「PWM_H」は駆動データ(ここでは常に正)に応じてHigh時間が50%よりも長く駆動される。モード「PWM_L」では駆動データ(ここでは常に正)に応じてHigh時間が逆に50%よりも短く駆動される。
矩形波駆動時は、セレクタ12、13、14はいずれも正弦波ではなく制御データ側を選択する。したがって、駆動データdataU、dataV、dataWは同一のデータになる。
矩形波の振幅はPWM駆動部15、16、17により駆動データに応じたパルス幅で変調される。つまり、矩形波駆動時は、駆動電圧制御信号に応じて、矩形波駆動信号を振幅変調していることになる。
FIG. 3 shows rectangular wave drive waveforms U, V, and W when the selection command sin / sqr is sqr. Here, “M”, “PWM_H”, and “PWM_L” indicate the contents of the operation mode commands ph_U, ph_V, and ph_W commanded from the operation
FIG. 4 shows examples of PWM pulses corresponding to the respective operation modes “M”, “PWM_H”, and “PWM_L” when the
Here, the mode “M” is a mode in which no current flows through the terminal, and the coil terminal is turned off, that is, in an open state. In the mode “PWM_H”, the High time is driven longer than 50% according to the drive data (here, always positive). In the mode “PWM_L”, the High time is driven to be shorter than 50% according to the drive data (always positive here).
During rectangular wave driving, the
The amplitude of the rectangular wave is modulated with a pulse width corresponding to drive data by the
図5に、回転速度が低速なときと高速なときの、正弦波駆動での1相分のコイル電流波形例を示す。上段が低速、下段が高速である。横軸は時間である。波形cはコイルインダクタンスが十分小さいときに期待される電流波形、波形dはインダクタンスが無視できないときの電流波形である。波形cの振幅Cに対して波形dの振幅dはインダクタンス分低下する。これは先に述べたように式7の影響である。
図6に、回転速度が低速なときと高速なときの、矩形波駆動での1相分のコイル電流波形例を示す。上段が低速、下段が高速である。横軸は時間である。波形aはコイルインダクタンスが十分小さいときに期待される電流波形、波形bはインダクタンスが無視できないときの電流波形である。
ここでは、矩形波駆動であるので、波形aで電流を流しているときの電流レベルはAであるが、波形bで電流を流しているときの平均電流レベルはBになる。波形bの立ち上がりカーブがなまっているのはインダクタンスによるコイル電気的時定数の影響である。また、1個の矩形中に2回の立ち上がりがあるのは、前半はこのコイル(たとえばU)から別のコイル(V)に流れ、後半はこのコイル(たとえばU)から、他のもうひとつのコイル(たとえばW)に流れ、それぞれ経路が切り替わるので、電流0からの立ち上がりになるためである。
容易にわかるように、高速回転では電流が立ち上がりきらないうちに電流切り換えが生じる。このため平均電流レベルはさらに小さくなる。
FIG. 5 shows an example of a coil current waveform for one phase in sine wave driving when the rotation speed is low and high. The upper row is slow and the lower row is fast. The horizontal axis is time. A waveform c is a current waveform expected when the coil inductance is sufficiently small, and a waveform d is a current waveform when the inductance cannot be ignored. The amplitude d of the waveform d is reduced by the inductance with respect to the amplitude C of the waveform c. This is the effect of Equation 7 as described above.
FIG. 6 shows an example of a coil current waveform for one phase in rectangular wave driving when the rotational speed is low and high. The upper row is slow and the lower row is fast. The horizontal axis is time. Waveform a is a current waveform expected when the coil inductance is sufficiently small, and waveform b is a current waveform when the inductance cannot be ignored.
Here, since the driving is a rectangular wave, the current level when the current is flowing in the waveform a is A, but the average current level when the current is flowing in the waveform b is B. The rising curve of the waveform b is rounded due to the influence of the coil electrical time constant due to the inductance. In addition, there are two rises in one rectangle because the first half flows from this coil (for example, U) to another coil (V), and the second half from this coil (for example, U) to another one. This is because the current flows through the coil (for example, W) and the path is switched, so that the current rises from zero.
As can be easily seen, current switching occurs before the current rises at high speed. This further reduces the average current level.
この矩形波駆動時のインダクタンスによる平均電流レベル低下はたとえば以下のように計算できる。
1回の電流切り換え時間tphは電気角60度に相当するから
tph=1/{w*(360/60)*(p/2)}(式9)
p:極数
w:モータ回転数(Hz)
となる。
tph時間の正規化(定常値が1の)電流波形iは、これが電気的時定数による一次遅れだけと仮定すると
i=1−exp(−t/T)(式10)
t:時間
T:電気時定数(=L/R)
になる。
For example, the average current level drop due to the inductance during the rectangular wave drive can be calculated as follows.
Since one current switching time tph corresponds to an electrical angle of 60 degrees, tph = 1 / {w * (360/60) * (p / 2)} (Equation 9)
p: Number of poles w: Motor rotation speed (Hz)
It becomes.
Assuming that the current waveform i normalized by tph time (stationary value is 1) is only a first-order lag due to an electrical time constant, i = 1−exp (−t / T) (Equation 10)
t: Time T: Electrical time constant (= L / R)
become.
正規化平均電流Ksqrは式10を0からtphまで積分し、tphで割ったものである。これを計算すると
Ksqr=1+(T/tph)*{exp(−tph/T)−1}(式11)
となる。
式11をモータ回転数w(Hz)を横軸にしてプロットした例を図7の「sqr」に示す。w=0では1であるが、回転数が高くなると正弦波駆動sinの場合よりも低下量が大きくなる。
これを避けるため、印加電圧の制限値Vlimの式5の一項目にKsqrの逆数をかけて電流低下分を補うようにする。すなわち以下のようにする。
Vlim=R*ilim*(1/Ksqr)+Ke*w(式12)
式12に応じて第2の制限電圧算出部7の制限値を算出することで、最大コイル電流を所定値ilimに制限できる。
The normalized average current Ksqr is obtained by integrating
It becomes.
An example in which
In order to avoid this, the current drop is compensated by multiplying one item of Equation 5 of the limit value Vlim of the applied voltage by the inverse of Ksqr. That is, as follows.
Vlim = R * ilim * (1 / Ksqr) + Ke * w (Formula 12)
By calculating the limit value of the second limit voltage calculation unit 7 according to
式12の制限電圧値Vlimの例を図2の「SQR」にプロットする。「Base」はインダクタンスが十分小さいときの制限電圧値、すなわち式5に相当する。「SIN」ではこの「Base」に対して、モータ回転速度w(Hz)が上がるほどさらに割り増ししたが、「SQR」では「SIN」よりももっと割り増しすることになる。この算出例も同じで以下の条件である。
モータ極数p=6
コイル抵抗R=1(ohm)
コイルインダクタンスL=1.59(mH)
逆起電圧定数Ke=0.3(V/Hz)
制限電流ilim=4(A)
このように、この実施形態では、正弦波駆動と矩形波駆動というような複数の駆動波形に対して、それぞれ異なる制限電圧算出式を用いることで、どちらの場合でも目標の制限電流をフルに出し切ることができる。したがって、高速回転でもトルク不足になることがない。
An example of the limit voltage value Vlim of
Number of motor poles p = 6
Coil resistance R = 1 (ohm)
Coil inductance L = 1.59 (mH)
Back electromotive force constant Ke = 0.3 (V / Hz)
Limit current ilim = 4 (A)
As described above, in this embodiment, by using different limiting voltage calculation formulas for a plurality of driving waveforms such as sine wave driving and rectangular wave driving, the target limiting current is fully output in either case. be able to. Therefore, torque is not insufficient even at high speed rotation.
また、正弦波駆動は1回転中のトルク変動がなく、なめらかに回転するので低騒音、低振動という特長がある。一方で矩形波駆動は回路が簡単でコストが安い。また、正弦波駆動のための角度生成にホール信号の逓倍PLLを用いると、起動時や急激な変速時はPLLが同期できない場合があり、この場合は矩形波駆動を用いるほうが好ましい。
あるいは、角度生成にPLLでなく高分解能な角度検出器等が使える場合は、積極的に低速時も正弦波駆動を用いることで、トルク変動のない高精度な回転制御が可能になる。
正弦波駆動、矩形波駆動の選択指示sin/sqrは、制御装置の外部から指定してもよい。たとえばモータの種類により選択したり、目標速度により選択指示することも考えられる。
また、速度判定部25は、速度検出部26の検出したモータ回転速度を入力し、所定の速度域で正弦波駆動か矩形波駆動かの選択指示sin/sqrを出力するが、たとえば、所定の速度以下では矩形波駆動を選択し、所定の速度を超えたら正弦波駆動にする。また、一定時間ごとの速度の変化率を計測し、変化率が所定値より大きいときは矩形波駆動、変化率が小さいときは正弦波駆動にする。
In addition, the sine wave drive has the characteristics of low noise and low vibration because there is no torque fluctuation during one rotation and it rotates smoothly. On the other hand, the rectangular wave drive has a simple circuit and a low cost. If a Hall signal multiplication PLL is used to generate an angle for sine wave driving, the PLL may not be synchronized at the time of start-up or sudden shift. In this case, it is preferable to use rectangular wave driving.
Alternatively, when a high-resolution angle detector or the like can be used for angle generation, positive rotation control without torque fluctuation is possible by actively using a sine wave drive even at a low speed.
The selection instruction sin / sqr for sine wave driving and rectangular wave driving may be specified from the outside of the control device. For example, it is conceivable to select according to the type of motor or to instruct selection according to the target speed.
The
上記の選択により、以下のような効果が得られる。
すなわち、起動時や、意図的な変速時など、ホール信号が極端に低い周波数だったり、周波数変化が非常に速いときは、これに位相同期するPLLが正常にロックできず、正弦波駆動が正常にできずに速度乱れが生じるおそれがある。このため、PLLがロック(位相同期)していないときは矩形波駆動とし、ロックしているときは正弦波駆動にする。これにより、常に安定したモータ駆動が可能になる。
By the above selection, the following effects can be obtained.
In other words, when the hall signal is at an extremely low frequency, such as during start-up or intentional shifting, or when the frequency change is very fast, the phase-synchronized PLL cannot be locked properly, and sine wave drive is normal. Otherwise, speed disturbance may occur. For this reason, when the PLL is not locked (phase synchronization), rectangular wave driving is used, and when the PLL is locked, sine wave driving is used. This makes it possible to always drive the motor stably.
1…目標速度発生器、2…速度比較器、3…誤差増幅部、4…リミッタ、5…第1の制限電圧算出部、7…第2の制限電圧算出部、8…正弦波生成部、9…乗算器、6、12〜14…セレクタ、15…PWM駆動部、18…角度生成部、19…動作モード出力部、20…ブラシレスモータ、21…ホール素子、22…ホールアンプ、23…周波数発生部、24…FGアンプ、25…速度判定部、26…速度検出部
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記回転モータの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記巻線に印加する電圧を指定された制限電圧以下に制限する電圧制限手段と、
前記回転速度に応じて前記制限電圧を出力する制限電圧決定手段とを備え、
前記制限電圧決定手段は、前記制限電圧を、前記回転速度に比例した回転モータの逆起電圧と前記巻線の抵抗および所定の目標制限電流から算出される関係よりも増大させて算出し、回転速度が大きいほどその増大比率を大きくするように、前記増大比率を、前記巻線のインダクタンスと、前記回転速度と、永久磁石の磁極数とに応じて算出することを特徴とするモータ駆動制御装置。 A motor drive control device for a rotary motor that rotates a rotor by passing a periodic current through a plurality of armature windings according to the rotational position of the rotor,
Speed detecting means for detecting the rotational speed of the rotary motor;
Voltage limiting means for limiting the voltage applied to the winding to a specified limit voltage or less;
Limiting voltage determining means for outputting the limiting voltage according to the rotational speed,
The limit voltage determining means calculates the limit voltage by increasing the limit voltage from a relationship calculated from a counter electromotive voltage of the rotary motor proportional to the rotation speed, the resistance of the winding, and a predetermined target limit current. A motor drive control device that calculates the increase ratio according to the inductance of the winding, the rotation speed, and the number of magnetic poles of a permanent magnet so that the increase ratio increases as the speed increases. .
前記制限電圧決定手段は、さらに、前記駆動波形選択手段が選択した波形パターンに応じて前記制限電圧の増大比率を可変とすることを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動制御装置。 The motor drive control device further selects drive waveform generation means for generating a plurality of types of waveform patterns as the waveform of the periodic winding current, and selects any one of the plurality of types of waveform patterns for the winding. Drive waveform selection means for supplying to the line,
The motor drive control device according to claim 1, wherein the limit voltage determining unit further varies the increase ratio of the limit voltage according to the waveform pattern selected by the drive waveform selecting unit.
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