JP5225465B2 - 誘導加熱調理器および誘導加熱方法 - Google Patents

Description

本願発明は、誘導加熱調理器および誘導加熱方法に関し、とりわけ誘導加熱調理器の被加熱体の材質および載置状態を瞬時に検知するとともに、最適条件で駆動可能な誘導加熱調理器およびその誘導加熱方法に関する。

従来の誘導加熱調理器において、鍋などの被加熱体が十分に載置されていない場合には加熱コイルに電源供給しないようにし（いわゆる空だきの防止）、鍋以外の小物（たとえば鉄製のスプーンやお玉など）が載置されていた場合にはこれらを加熱しないように制御する手段が数多く提案されている。

たとえば特許文献１に記載の誘導加熱調理器は、小物検知装置に関し、インバータ回路の入力電流とパワースイッチング半導体のコレクタ電圧を検出し、これらの２つのパラメータでプロットしたマップ（特許文献１の第２図）を用いて被加熱体が小物であるか否かを検出し、当該マップにおいて所定の領域にある入力電流およびコレクタ電圧が検出された場合には被加熱体が小物であると判断するように構成されている。同様に、特許文献１の第３図には、小物検知装置は加熱コイル電流と入力電流の比較を行うことにより被加熱体が小物であるか否かを検出できることが記載されている。

また特許文献２に記載の誘導加熱用インバータの空運転検出方法によれば、インバータの入力電流および出力電流を検出し、これらをパラメータとするマップ（特許文献２の図２）上の拡大された空運転検出可能領域において鍋が空だき状態であることを検知して、空だきを防止することができる。

特許文献３に記載の電磁誘導加熱調理器は、インバータの駆動周波数と位相角を検出し、これらをパラメータとするマトリクス（特許文献３の図２）において鍋の材質等を判別することができる。同様に、インバータの駆動周波数と加熱コイル電流を検出することにより、ステンレスなどの磁性体と非磁性体の中間の材質も正確に判別することができると記載されている。
特公昭６１−２９１１７号公報 特許第２８８２０６０号公報 特許第２７４５２４７号公報

しかしながら特許文献１の誘導加熱調理器によれば、インバータ回路の入力電流を検出するためには、商用電源の周波数の少なくとも半周期に相当する時間において入力電流を検出する必要がある。あるいは入力電流に生じるノイズを平滑化するためには、さらに長い時間において入力電流を検出しなければならない。すなわち、特許文献１に記載の誘導加熱調理器は、被加熱体が小物であるか否かを検出するために、少なくとも数十ミリ秒程度の長い時間において加熱し続ける必要があり、小物である被加熱体を加熱するおそれがある。

同様に、特許文献２の誘導加熱用インバータの空運転検出方法によれば、インバータの入力電流は、商用電源の周波数の少なくとも半周期に相当する長い時間において検出する必要があり、空だき状態であることを検知するまでに少なくとも数十ミリ秒程度の相当の時間を要する。

特許文献３に記載の電磁誘導加熱調理器によれば、インバータの位相角と駆動周波数とが鍋の材質に固有の特性を示すことを利用するものであるが、特許文献３の図３のグラフを得るためには、所定範囲の駆動周波数（たとえば１ｋＨｚ〜７０ｋＨｚ）に対して周波数掃引を行う必要があり、実質的な時間を要する。すなわち特許文献３の電磁誘導加熱調理器は、周波数掃引によりインバータの位相角および駆動周波数を検出する間に、未知の被加熱体を一意的に加熱する必要があり、鍋の材質によっては鍋を加熱するおそれがある。

したがって、被加熱体の有無や載置状態や材質あるいは小物の検出を、従来の誘導加熱調理器よりも迅速に検出することを可能にする技術の開発に対する要請が強い。また、被加熱体の有無や載置状態、材質、小物の検出を瞬時に検知することにより、最適な駆動条件で被加熱体を誘導加熱する装置および方法の開発が期待されている。

そこで本願発明は、上記問題点を解消するためになされたもので、誘導加熱調理器に関し、加熱コイル、およびこれに直列に接続された共振コンデンサとからなるＬＣＲ誘導加熱部と、前記ＬＣＲ誘導加熱部に駆動周波数で電源供給する駆動回路と、前記ＬＣＲ誘導加熱部の両端に印加される駆動電圧を検出する駆動電圧検出手段と、前記ＬＣＲ誘導加熱部に流れる駆動電流を検出する駆動電流検出手段と、検出された駆動電圧および駆動電流から、駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次駆動電圧および１次駆動電流を抽出する１次成分抽出手段と、１次駆動電圧および１次駆動電流から、前記ＬＣＲ誘導加熱部のインダクタンスまたは共振周波数と負荷抵抗とを算出するとともに、算出されたインダクタンスまたは共振周波数と負荷抵抗とに基づいて、前記ＬＣＲ誘導加熱部に電源供給すべきか否かを判断する制御回路部とを有する誘導加熱調理器を提供しようとするものである。また本願発明に係る誘導加熱調理器は、得られた共振周波数と負荷抵抗、インダクタンスから加熱条件を得るものである。

本願発明の誘導加熱調理器によれば、被加熱体の有無や載置状態および被加熱体の材質等を極めて迅速に（数十マイクロ秒程度で）検知して、被加熱体を誘導加熱すべきか否かを判断するとともに、個々の被加熱体に最適な駆動条件で加熱開始時点から直ちに被加熱体を加熱することができる。

本願発明に係る実施の形態１による誘導加熱調理器の電気的構成を示す回路ブロック図である。 駆動電圧検出手段および駆動電流検出手段により検出された駆動電圧および駆動電流の波形図である。 加熱コイル上の各種材質からなる円板の載置状態を示す平面図である。 各種材質からなる円板をさまざまな位置に載置したときの共振周波数と負荷抵抗の関係を示すマップである。 各種材質からなる円板をさまざまな位置に載置したときのインダクタンスと負荷抵抗の関係を示すマップである。 本願発明に係る実施の形態２による誘導加熱調理器の電気的構成を示す回路ブロック図である。 本願発明に係る実施の形態４による誘導加熱調理器の複数の加熱コイルを示す平面図である。 実施の形態６の誘導加熱調理器の位相補正手段を含む電気的構成を示す回路ブロック図である。 全波整流用の整流回路からの変動電圧波形を示すグラフである。 実施の形態７の駆動電圧検出手段および駆動電流検出手段が駆動電圧および駆動電流を収集する際の低速サンプリング手法を示す概念図である。 フルブリッジ式駆動回路の駆動電圧波形を示す。 フルブリッジ式駆動回路の位相幅と１次成分の係数との関係を示すグラフである。 ハーフブリッジ式駆動回路の駆動電圧波形を示す。 ハーフブリッジ式駆動回路の位相幅と１次成分の係数との関係を示すグラフである。

以下、添付図面を参照して本願発明に係る誘導加熱調理器の実施の形態を説明する。各実施の形態の説明および以下の添付図面において、同様の構成部品については同様の符号を用いて参照する。

実施の形態１．
図１〜図５を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱調理器の実施の形態１について以下詳細に説明する。図１は、実施の形態１による誘導加熱調理器１の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。誘導加熱調理器１は、概略、二相または三相の商用電源１０からの交流電流を直流電流に整流する整流回路１２と、加熱コイル２２に所定の駆動周波数を有する高周波電流を供給する駆動回路１４と、加熱コイル２２およびこれに直列に接続された共振コンデンサ２４からなるＬＣＲ誘導加熱部２０と、ＬＣＲ誘導加熱部２０の両端に印加される駆動電圧を検出する駆動電圧検出手段３０と、ＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる駆動電流を検出する駆動電流検出手段３２とを有する。

具体的には、整流回路１２は、全波整流または半波整流するものであってもよく、直流成分を得るためのインダクタンスやコンデンサを含むフィルタ回路（ともに図示せず）を有するものであってもよい。また駆動回路１４は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子（図示せず）を含むインバータ回路であり、インバータ駆動する回路であれば任意のものを用いることができ、たとえばハーフブリッジ回路またはフルブリッジ回路で構成することができる。

ＬＣＲ誘導加熱部２０は、上述のように、加熱コイル２２およびこれに直列に接続された共振コンデンサ２４からなり、加熱コイル２２は、図１において、インダクタンスＬと負荷抵抗Ｒの等価回路として図示されている。図中、インダクタンスＬの上方に図示したものは、鍋などの被加熱体Ｐである。加熱コイル２２に高周波電流が供給されると、その周囲に交流磁場を形成し（交流磁場が導電体からなる被加熱体Ｐに鎖交し）、被加熱体Ｐに渦電流を形成して、被加熱体Ｐ自体を加熱する。

一般に、ＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷抵抗Ｒは、被加熱体Ｐの有無または載置状態（被加熱体Ｐに鎖交する交流磁場）に依存して変動する。すなわち負荷抵抗Ｒは、鍋Ｐが載置されていないときの加熱コイル２２自体の線抵抗Ｒ_Ｃに、鍋Ｐを載置したことによる鍋Ｐの見かけ上の負荷抵抗Ｒ_Ｌを加えたものに相当する（Ｒ＝Ｒ_Ｃ＋Ｒ_Ｌ）。

なお駆動電圧検出手段３０は、ＬＣＲ誘導加熱部２０の両端に印加される駆動電圧（出力電圧）Ｖを検出するものであれば当業者により容易に想到される任意の回路構成を有するものであってもよい。同様に、駆動電流検出手段３２は、ＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる駆動電流（出力電流）Ｉを測定するものであれば任意の回路構成を有するものであってもよく、実施の形態１に係る駆動電流検出手段３２としては、たとえばカレントトランスが採用されている。

さらに本願発明に係る誘導加熱調理器１は、駆動電圧検出手段３０および駆動電流検出手段３２に電気的に接続された１次成分抽出手段４０を備える。
上述のように駆動回路１４は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などのスイッチング素子を含むインバータ回路であり、ＩＧＢＴを所定の駆動周波数（たとえば３０ｋＨｚ）を有する制御信号（ゲート信号）で駆動するとき、駆動電圧検出手段３０および駆動電流検出手段３２は、図２に示すような高周波変調された駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを検出する。

高周波変調された駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉは、一般に、駆動周波数の整数倍の高次周波数成分を含む合成波形として表される。そして本願発明に係る１次成分抽出手段４０は、駆動電圧検出手段３０および駆動電流検出手段３２で検出された図２に示す駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを、たとえば駆動周波数の整数倍のサンプリング周波数を用いて離散フーリエ変換することにより、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分（すなわち駆動周波数と同一の周波数を有する成分）だけを抽出するものである。なお１次成分抽出手段４０において、複数の高次周波数成分を有する信号から１次成分のみを抽出する手法およびアルゴリズムとしては任意のものを利用することができ、一般に市販されたソフトウェアを用いて駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分だけを抽出することができる。

このとき、本願発明に係る１次成分抽出手段４０は、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分として次式のように複素表示することができる。

ここでＶ_１，Ｉ_１は駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分を示し、Ｖ_１Re，Ｉ_１ReはＶ_１，Ｉ_１の実部、Ｖ_１Im，Ｉ_１ImはＶ_１，Ｉ_１の虚部、そしてｊは虚数単位を示す。

また、ＬＣＲ誘導加熱部２０のインピーダンスＺ、および駆動電圧Ｖ_１および駆動電流Ｉ_１の位相（駆動電流Ｉ_１に対する駆動電圧Ｖ_１の位相またはインピーダンスＺの位相）θは次式で表される。

ここでＩｍ（Ｚ）およびＲｅ（Ｚ）はそれぞれインピーダンスＺの虚部および実部を意味する。なお、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの位相は、arctanの代わりにarcsinまたはarccosを用いて算出してもよい。位相θが９０度付近ではarctanは発散し、誤差を多く含み得るので、arcsinまたはarccosを用いて位相θを算出することが好ましい場合がある。

さらに本願発明に係る誘導加熱調理器１は、図１に示すように、駆動回路１４および１次成分抽出手段４０に電気的に接続された制御回路５０を備える。本願発明に係る制御回路５０は、上記［数２］より１次成分抽出手段４０が抽出した複素表示の１次成分の駆動電圧Ｖ_１および駆動電流Ｉ_１から、ＬＣＲ誘導加熱部２０のインピーダンスＺおよび駆動電圧Ｖ _１ １および駆動電流Ｉ_１の位相（偏角）θを算出し、これに基づいて駆動回路１４に適当な駆動信号（ゲート信号）を供給するものである。

同様に、本願発明に係る制御回路５０は、次式で表されるＬＣＲ誘導加熱部２０の有効電力値Ｗ_Ｅおよび電流実効値Ｉ_Ｅを算出することができる。

ここでＩ_１ ^＊はＩ_１の複素共役を示す。
以上のように、本願発明に係る制御回路５０は、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分から、ＬＣＲ誘導加熱部２０のインピーダンスＺ、駆動電圧Ｖ_１および駆動電流Ｉ_１の位相（駆動電流Ｉ_１に対する駆動電圧Ｖ_１の位相またはインピーダンスＺの位相）θ、有効電力値Ｗ_Ｅおよび電流実効値Ｉ_Ｅを算出することができる。

一方、ＬＣＲ誘導加熱部２０を含む一般のＬＣＲ回路において、負荷抵抗Ｒ、インピーダンスＺ、加熱コイル２２のインダクタンスＬおよび共振周波数Ｆｒは次式で表される。

ここでωは１次成分の周波数ｆ（定義より駆動周波数と同一、ω＝２πｆで表される）であり、Ｃは共振コンデンサ２４の静電容量であって、ともに既知である。したがって本願発明に係る制御回路５０は、［数２］で算出したθを用いて、［数４］から共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒ（＝Ｒ_Ｃ＋Ｒ_Ｌ）を求めることができる。

同様に、共振周波数Ｆｒは以下のように求めることができる。上記［数２］および［数４］のように、負荷抵抗Ｒ、インピーダンスＺは次式で表わされる。

上記［数５］より、加熱コイル２２のインダクタンスＬは次式で表すことができる。

したがって、上記［数６］より得られたインダクタンスＬと共振コンデンサ２４の既知の静電容量Ｃより共振周波数Ｆｒを求めることができる。

本願発明に係る制御回路５０は、以下詳述するように、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分から共振周波数Ｆｒ（または加熱コイル２２のインダクタンスＬ）と負荷抵抗Ｒを検出することにより、被加熱体Ｐの載置状態（鍋Ｐの有無を含む）および被加熱体Ｐの材質を検知して、ＬＣＲ誘導加熱部２０に電源供給すべきか否か等を判断するものである。なお本願発明に係る制御回路５０は、図２の高周波変調された駆動電圧および駆動電流の単一の周期（すなわち、駆動周波数が３０ｋＨｚのとき、１周期は約３３マイクロ秒）において検知された位相から、共振周波数Ｆｒ（または加熱コイル２２のインダクタンスＬ）と負荷抵抗Ｒを算出して電源供給の可否を瞬時に判断することができる。

ここで共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒを算出して、どのように電源供給の可否を判断するかについて、具体例を用いて以下説明する。
図３に示すように、平面上に捲回された加熱コイル２２と、複数の円板２６とを用意した。円板２６は、鉄、磁性ステンレス、非磁性ステンレス、およびアルミニウムの４種類の材質からなる。これらの円板２６は擬似的な鍋Ｐである。加熱コイル２２および各円板２６の直径を約１８０ｍｍおよび約２００ｍｍとし、各円板２６の厚みはすべて１．５ｍｍとした。円板２６は、図３（ａ）では加熱コイル２２上の中央（同心円Ｏ上）に載置されている（本願においては、この状態を「重畳率が１００％である」という。）。また円板２６は、図３（ｂ）および（ｃ）では、円板２６の外縁Ｅが加熱コイル２２の直径のそれぞれ７５％および５０％の位置に配置されている（重畳率がそれぞれ７５％および５０％である。）。すなわち重畳率が５０％であるとき、円板２６の外縁Ｅが加熱コイル２２の中心Ｏと重なり合っている。

鉄、磁性ステンレス、非磁性ステンレス、およびアルミニウムの材質からなる４種類の円板２６のそれぞれについて、重畳率が１００％、７５％および５０％となるように載置した後（図３（ａ），（ｂ），（ｃ）に対応）、上記説明したように、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分から共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒとを検出（算出）したところ、図４（ａ）のようなマップ（グラフ）を得た。なお、円板２６をまったく載置しない場合（無負荷の場合）には、二重丸で示す共振周波数Ｆｒおよび負荷抵抗Ｒを得た。

本願発明によれば、材質の異なる円板２６について、図４（ａ）の重畳率が１００％、７５％および５０％である点を連続的に結び、図４（ｂ）のハッチング領域で示すように、重畳率が５０％未満である領域を駆動禁止領域と設定してもよい。すなわち本願発明に係る制御回路５０は、検出された共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒが重畳率５０％未満の駆動禁止領域に含まれる場合に、鍋Ｐは加熱コイル２２の上方に十分に載置されていない、もしくは小物が載置されていると判断して、ＬＣＲ誘導加熱部２０に高周波電流が供給されないように駆動回路１４を制御することができる。ただし、ＬＣＲ誘導加熱部２０への給電の是非に対する閾値は、５０％の重畳率に限定されるものではなく、たとえば４０％以下または６０％以下の重畳率としてもよい。

このように本願発明に係る制御回路５０は、共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒをパラメータとする、ＬＣＲ誘導加熱部２０に高周波電流を供給することを禁止する駆動禁止領域を事前に設定し（記憶し）、これらの検出された値が駆動禁止領域に含まれないときにのみ、ＬＣＲ誘導加熱部２０に高周波電流が供給されるように駆動回路１４を制御するように構成される。また図４（ｂ）に示すように、アルミニウムからなる鍋Ｐを加熱しないように駆動禁止領域を設定してもよい。すなわち駆動禁止領域は製品仕様により自在に設定することができる。

上記のように、本願発明に係る制御回路５０は、高周波変調された駆動電圧および駆動電流の単一の周期（たとえば約３３マイクロ秒）において検知された位相から、共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒを瞬時に算出することができるので、加熱すべきではない小物の加熱を防止できるので極めて安全であり、無負荷のときに無駄な電力消費を回避できるので省エネルギに寄与することができる。
換言すると、本願発明によれば、共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒを検出することにより、鍋Ｐの材質および載置状態（鍋Ｐが加熱コイル２２の上方にどの程度載置されているか）を瞬時に検出し、鍋Ｐの材質および載置状態に応じた最適な駆動条件で鍋Ｐを誘導加熱することができる。

なお上記具体例では、制御回路５０は、共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒを検出するものであったが、加熱コイル２２のインダクタンスＬと負荷抵抗Ｒを検出して、同様に駆動回路１４を制御してもよい。図５（ａ）および図５（ｂ）は、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分から加熱コイル２２のインダクタンスＬと負荷抵抗Ｒとを検出したときに得られた図４および図４（ｂ）と同様のマップである。円板２６をまったく載置しない場合（すなわち無負荷の場合）には、二重丸で示すインダクタンスＬおよび負荷抵抗Ｒが得られた。このとき、検出されたインダクタンスＬと負荷抵抗Ｒが駆動禁止領域（図中のハッチング領域）に含まれないときにのみ、ＬＣＲ誘導加熱部２０に高周波電流が供給されるように駆動回路１４を制御し、その閾値として重畳率を４０％未満に設定してもよい。同様に、アルミニウムからなる鍋Ｐを加熱しないように駆動禁止領域を設定することもできる。

また、最も効率良く加熱できるのは共振周波数であることが知られている。本願発明によれば鍋Ｐの共振周波数Ｆｒを得ることができるため、駆動周波数として共振周波数Ｆｒを選択することができる。また通常、共振周波数Ｆｒよりも低い周波数とするとＩＧＢＴ等の素子に悪影響があるため、共振周波数Ｆｒが分からない場合には駆動周波数を実際の共振周波数Ｆｒよりもかなり高めに設定する場合がある。その場合、実際にはもっと電流を流して加熱できるものを制限していることになり、機器として加熱制限を使用者にしていることになる。本願発明の結果から共振周波数Ｆｒが分かるので、所望する加熱電力を得るための駆動周波数がどこまで設定可能であるかを知り、加熱調整することが可能となる。

実施の形態２．
図６を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態２について以下に説明する。実施の形態２による誘導加熱装置２は、駆動電流検出手段３２としてカレントトランスを用いる代わりに、共振コンデンサ２４の両端の電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段３４を用いてＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる電流を検出する点を除いて、実施の形態１の誘導加熱装置１と同様の構成を有するので、その他の構成部品に関連する詳細な説明を省略する。なお図中、同一構成部品については同一の符号を用いて示す。

実施の形態２に係る誘導加熱装置２は、図６に示すように、共振コンデンサ２４の両端のコンデンサ電圧Ｖ_Ｃを検出するコンデンサ電圧検出手段３４を有し、コンデンサ電圧検出手段３４は１次成分抽出手段４０に電気的に接続されている。コンデンサ電圧Ｖ_Ｃは、駆動電圧Ｖと同様、駆動周波数の整数倍の高次周波数成分を含み、１次成分抽出手段４０を用いて離散フーリエ変換することにより、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃの１次成分Ｖ_Ｃ１（駆動周波数と同一の周波数を有する成分）だけを抽出し、複素表示することができる。なお、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃの１次成分Ｖ_Ｃ１と駆動電流Ｉ_１は次の関係式を満たす。

ここでωは１次成分の周波数ｆ（定義より駆動周波数と同一、ω＝２πｆ）であり、Ｃは共振コンデンサ２４の静電容量であって、ともに既知である。
上式より、駆動電流Ｉ _１ はコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１に対して位相がπ／２（９０度）だけ進んでいることが明らかである。そして本願発明によれば、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１を複素表示するので、次式より極めて簡便な計算により駆動電流Ｉ_１を求めることができる。

こうして求められた駆動電流Ｉ_１に基づいて、実施の形態１で説明したように、共振周波数Ｆｒ（または加熱コイル２２のインダクタンスＬ）と負荷抵抗Ｒを検出することにより、被加熱体Ｐの載置状態（鍋Ｐの有無を含む）および被加熱体Ｐの材質を検知して、ＬＣＲ誘導加熱部２０に電源供給すべきか否か等を瞬時に判断することができる。
また、実施の形態２によれば、実施の形態１で用いられていた比較的に高価なカレントトランスを省略して、より安価に駆動電流を検出する手段を採用することにより、誘導加熱装置２の製造コストを削減することができる。

実施の形態３．
次に、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態３について以下に説明する。
従来の誘導加熱装置において、加熱コイルに電流を流し始めるとき、さまざまなフィードバック制御を行いながら徐々に電力を増大させて、最適な駆動条件で加熱する。すなわち、これまでの誘導加熱装置によれば、加熱コイルの最適駆動条件を見出すためのフィードバック制御のための実質的な時間が必要であった。したがって、いわゆる鍋振り等の調理方法を用いた場合など、鍋Ｐの載置状態に起因する負荷抵抗Ｒの急激な変動が生じたとき、これに伴って加熱コイルの最適駆動条件を追随させることが困難であった。

しかしながら、共振コンデンサ２４の容量Ｃは既知であるところ、本願発明によれば、実施の形態１で説明したように（［数４］，［数６］，［数７］参照）、ＬＣＲ誘導加熱部２０の加熱コイル２２のインダクタンスＬと負荷抵抗Ｒを含むすべての定数を知ることができる。

駆動する電圧の理想波形は、駆動制御手段により得ることができる。駆動波形のフーリエ級数展開により、理想の駆動電圧波形の１次成分の割合を知ることができる。ＬＣＲ誘導加熱部２０のインダクタンスＬ、負荷抵抗Ｒおよび共振コンデンサ容量Ｃは既知であるので、ＬＣＲ誘導加熱部２０のインピーダンスＺlは次式で得られる。

上述のように、鍋に供給される有効電力値Ｗは駆動電流Ｉと負荷抵抗Ｒにより得られ、負荷抵抗Ｒは求めることができるので、ＬＣＲ誘導加熱部２０に注入したい所望の有効電力値Ｗに対して必要な駆動電流Ｉを算出することができる。

なお、インピーダンスＺがあまりに小さく、駆動電流Ｉを供給できる範囲外となる場合には、その鍋Ｐに対して所望とする電力Ｗを供給することができない。この場合には、供給電力を低くするなどの処置が必要となる。

上記［数１０］で得られるインピーダンスＺｌを用いれば、駆動電流ＩにインピーダンスＺｌを乗算することで必要となる駆動電圧を求めることが可能である。なお、駆動する周波数は、鍋検知の結果を元に決める。

制御回路５０は駆動回路１４に対して、どのような電圧波形で駆動するかが分かっている。この波形は理想波形である。この理想波形をフーリエ級数展開すれば１次の成分の電圧の大きさを得ることができる。これを、たとえばハーフブリッジであればデューティ比毎に、フルブリッジであれば位相毎に、１次の成分の大きさを持たせておく。そうすれば、必要な１次成分の駆動電圧の大きさを得るために必要なデューティ比や位相を知ることができる。

このときの駆動電圧が実際に供給できる値の範囲外となる場合には、実際には供給することができない電力である。その場合には、例えば、駆動周波数を高くするなどして再度算出を試みる。これにより、フィードバック制御を行う場合においても、ほぼ加熱したい電力に近い初期値を与えることができるため、要求されている電力まで高速に電力注入することができる。そのため、ガスのような瞬時の加熱感を得ることができる。

また本願発明に係る誘導加熱調理器３によれば、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分から、ＬＣＲ誘導加熱部２０の共振周波数Ｆｒ、インダクタンスＬおよび負荷抵抗Ｒを極めて短い時間（駆動周波数が３０ｋＨｚのとき、約３３マイクロ秒）で求めることができるので、鍋Ｐを鍋振りしたときに鍋Ｐの載置状態に起因して負荷抵抗Ｒが急激に変動した場合であっても、加熱コイル２２を常に最適な条件で駆動して、鍋振り調理に対応することができる。

実施の形態４．
図７を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態４について以下に説明する。実施の形態４による誘導加熱装置４は、複数の加熱コイル２２と、それぞれの加熱コイルを個別に駆動する駆動回路を有する点を除いて、実施の形態１の誘導加熱装置１と同様の構成を有するので、その他の構成部品に関連する詳細な説明を省略する。なお図中、同一構成部品については同一の符号を用いて示す。

実施の形態４に係る誘導加熱装置４は、これに限定するものではないが、図７に示すように、中央コイル２８と、４つのサテライトコイル２９ａ〜２９ｄとを有するものであってもよい。中央コイル２８およびサテライトコイル２９ａ〜２９ｄは、実施の形態１と同様の駆動回路（図示せず）にそれぞれ接続されている。したがって、実施の形態４の誘導加熱装置４は、中央コイル２８およびサテライトコイル２９のそれぞれについて、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分から共振周波数Ｆｒ（または加熱コイル２２のインダクタンスＬ）と負荷抵抗Ｒを検出することにより、被加熱体Ｐの載置状態（鍋Ｐの有無を含む）および被加熱体Ｐの材質を検知して、各加熱コイル２８，２９に電源供給すべきか否か等を瞬時（たとえば駆動周波数が３０ｋＨｚのとき、約３３マイクロ秒で）に判断することができる。たとえば、鍋Ｐが小さく、中央コイル２８の上方にのみ載置される場合、制御回路５０は、加熱開始直後にサテライトコイル２９ａ〜２９ｄの上方には鍋Ｐが載置されていないことを検知して、直ちにサテライトコイル２９ａ〜２９ｄへの給電を停止することにより、不要な電力消費を極力回避することができる。また、鍋Ｐが中心から逸脱して、中央コイル２８とサテライトコイル２９ａ，２９ｄの上方にのみ載置されたとき、同様にサテライトコイル２９ｂ，２９ｃへの給電を停止することにより、不要な電力消費を回避することができる。

実施の形態５．
次に、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態５について以下に説明する。実施の形態５による誘導加熱装置５は、上記実施の形態に係る１次成分抽出手段４０の代わりに、ｎ次成分抽出手段を用いる点を除いて、実施の形態１の誘導加熱装置１または実施の形態２の誘導加熱装置２と同様の構成を有するので、その他の構成部品に関連する詳細な説明を省略する。なお図中、同一構成部品については同一の符号を用いて示す。

実施の形態５に係るｎ次成分抽出手段（図示せず）は、駆動電圧検出手段３０および駆動電流検出手段３２で検出された駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを、駆動周波数のｎ倍（ｎは自然数）のサンプリング周波数を用いて離散フーリエ変換することにより、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分のみならず、ｎ次成分（すなわち駆動周波数とほぼｎ倍の周波数を有する成分）を抽出するものである。

一般に、アルミニウム製の被加熱体Ｐを効率的に誘導加熱するためには、鉄等からなる被加熱体Ｐを誘導加熱するときに用いられる高周波電流の駆動周波数より高い駆動周波数を有するものを用いる必要がある。そして、このように高導電率および低透磁率を有するアルミニウムを含む任意の金属材料からなる鍋Ｐを誘導加熱する、いわゆるオールメタル対応の誘導加熱調理器はすでに提案され（たとえば特許第３４６０９９７号）、市場において販売されており、本願発明は、係るオールメタル対応の誘導加熱調理器にも適応することができる。

通常、ｎ倍の駆動周波数を有する駆動電流Ｉでアルミニウム製の被加熱体Ｐを誘導加熱するとき、駆動電流Ｉの１次成分は小さい値となり、ｎ次成分が大きくなる。そして実施の形態５に係るｎ次成分抽出手段は、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分よりｎ次成分（たとえば３次成分）が大きくなる場合には、１次成分ではなく、ｎ次成分を抽出して、上記と同様の演算を行うことにより、共振周波数Ｆｒおよび負荷抵抗Ｒを瞬時に算出することができる。このとき、ｎ次成分を用いて演算することにより、Ａ／Ｄ変換器の分解能を大きくする必要がなくなるので好ましい。

なお詳細図示しないが、ｎ次成分を用いて算出された共振周波数と負荷抵抗の関係を示すマップとして、図４（ａ）と同様のものが得られる（ただしアルミニウム円板の負荷抵抗は、共振周波数の増大に伴い、図４（ａ）のものより大きくなる。）。すなわち制御回路部５０は、ｎ次駆動電圧およびｎ次駆動電流から、ＬＣＲ誘導加熱部２０のインダクタンスＬまたは共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒとを算出するとともに、算出されたインダクタンスＬまたは共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒとに基づいて、ＬＣＲ誘導加熱部２０に電源供給すべきか否かを判断する。こうして実施の形態５に係る誘導加熱調理器は、共振周波数と負荷抵抗の関係を示す上記マップを用いて、被加熱体Ｐの材質と加熱コイル２２に対する重畳率を検知することができ、駆動禁止領域においては加熱コイル２２に電源供給しないようにすることができる。

実施の形態６．
図８を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態６について以下に説明する。実施の形態６による誘導加熱装置６は、駆動電圧検出手段３０および駆動電流検出手段３２（またはコンデンサ電圧検出手段３４）により検出された駆動電圧Ｖと駆動電流Ｉとの間において、これらの検出手段に起因する位相差（φ）を検出する位相補正手段４２を有する点を除いて、上記実施の形態の誘導加熱装置（とりわけ実施の形態１の誘導加熱装置１または実施の形態２の誘導加熱装置２）と同様の構成を有するので、その他の構成部品に関連する詳細な説明を省略する。なお図中、同一構成部品については同一の符号を用いて示す。

図８は、実施の形態１の誘導加熱装置１に位相補正手段４２を組み込んだ実施の形態６に係る誘導加熱装置６の回路ブロック図である。当業者ならば、実施の形態２の誘導加熱装置２に対しても同様に、実施の形態６の位相補正手段４２を採用することができる。図８に示す誘導加熱装置６において、上述のように、駆動電圧検出手段３０および駆動電流検出手段３２の回路構成に依存して、駆動電圧検出手段３０が検出する駆動電圧Ｖと、駆動電流検出手段３２が検出する駆動電流Ｉとの間に位相差（φ）が生じることがある。こうした位相差（φ）は、本願発明に係る１次成分抽出手段４０が１次駆動電圧および１次駆動電流から、ＬＣＲ誘導加熱部２０のインダクタンスＬまたは共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒとを算出するときの演算結果に悪影響を与える。そこで係る位相差（φ）を補正する位相補正手段４２を設けることが好ましい。

鍋Ｐを載置しない状態（無負荷状態）にあるＬＣＲ誘導加熱部２０において、負荷抵抗Ｒは加熱コイル２２の線抵抗にのみ依存し、インダクタンスＬは無負荷状態（鍋Ｐとの磁気的結合がない状態）であるので加熱コイル２２のインダクタンスと同一であり、共振用コンデンサＣの静電容量は固定値であり既知である。したがってＬＣＲ誘導加熱部２０の各定数が既知であるので、無負荷状態で電源供給したときの駆動電圧Ｖと駆動電流Ｉとの間に生じる位相差（θ）は理論的に計算できる。

一方、実際に、ＬＣＲ誘導加熱部２０に無負荷状態で電源供給したとき、駆動電圧検出手段３０が検出する駆動電圧Ｖと、駆動電流検出手段３２が検出する駆動電流Ｉとの間に生じる位相差は１次成分抽出手段４０を用いて検出することができる。たとえば１次成分抽出手段４０で検出された駆動電圧Ｖに対する駆動電流Ｉの位相差が（θ−φ）であるとき、駆動電圧検出手段３０および駆動電流検出手段３２の回路構成に起因して、駆動電流Ｉは実際よりも位相ずれ（φ）だけ遅れて検出されていると判断できる。このとき、駆動電流Ｉの検出結果に位相ずれ（φ）だけ加算することにより、実際の駆動電流Ｉにより近似するように補正することができる。

より具体的には、たとえば製品出荷時において、鍋Ｐを載置しない状態（無負荷状態）で電源供給することにより、上述の位相ずれ（φ）を検出し、その情報を位相補正手段４２内のメモリ（図示せず）に記憶させておく。そしてユーザが実際に使用する際には、位相補正手段４２は、１次成分抽出手段４０で検出された駆動電圧Ｖに対する駆動電流Ｉの位相ずれ（φ）で補正した位相差信号を制御回路５０に供給する。

なお、検出された駆動電流Ｉに位相ずれ（φ）だけ加算して補正後の駆動電流Ｉａを得るためには、Ｃを複素係数として次式を用いて簡単に計算することができる。

また、検出された駆動電圧Ｖに対する駆動電流Ｉの位相ずれ（φ）が駆動周波数にも依存して変動する場合には、使用される駆動周波数ごとに位相ずれ（φ）を予め検出しておき、位相補正手段４２内のメモリ（図示せず）に記憶させておくことが好ましい。

このように実施の形態６によれば、位相補正手段４２を用いて、駆動電圧Ｖに対する駆動電流Ｉの位相ずれ（φ）で補正して、より正確に検出された駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを用いて、共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒを検出することにより、鍋Ｐの材質および載置状態を瞬時に検出し、鍋Ｐの材質および載置状態に応じた最適な駆動条件で鍋Ｐを誘導加熱することができる。

実施の形態７．
図９を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態７について以下に説明する。実施の形態７による誘導加熱装置７は、駆動電圧Ｖと駆動電流Ｉの１次成分を用いたより簡便な手法を用いて、ＬＣＲ誘導加熱部２０の電力を検出できるように構成された点を除いて、上記実施の形態の誘導加熱装置と同様の構成を有するので、その他の構成部品に関連する詳細な説明を省略する。なお図中、同一構成部品については同一の符号を用いて示す。

一般に、電力は、商用電源の電圧と電流を乗算したものを所定期間で積分して所定期間で割ることにより得られ、とりわけＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される電力は、整流回路１２の両端の電圧と、これより出力される電流の積として測定される。
整流回路１２を構成する平滑コンデンサ（図示せず）が十分に大きい静電容量を有し、整流回路１２（平滑コンデンサ）の両端の電圧Ｖ_Ｃがほぼ一定とみなせる場合（ほぼ直流電流とみなせる場合）、ＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される電力は、任意のタイミングで測定された電圧Ｖ_Ｃと整流回路１２から出力される電流Ｉ_Ｃの積として算出することができる。

しかしながら、整流回路１２で出力される電圧波形を直流波形とするためには、静電容量が大きい平滑コンデンサが必要であり、静電容量が大きい平滑コンデンサを用いると、無効電力が増えて力率が悪くなるのでこのましくない。
したがって実際に用いられる全波整流用の整流回路１２の両端の電圧Ｖ_Ｃは、ＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷が小さいときには、ほぼ一定とみなせるが、負荷が大きいときには、図９に示すように、電源電圧を全波整流したままのような（商用電源とともに変動する）波形を有する。このように整流回路１２の電圧Ｖ_Ｃが変動すると、整流回路１２から出力される電流Ｉ_Ｃも変化し、上記のように、ＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される電力を、単純に電圧Ｖ_Ｃと電流Ｉ_Ｃの積で求めることはできない。

一方、駆動電圧検出手段３０が検出する駆動電圧Ｖおよび駆動電流検出手段３２が検出する駆動電流Ｉは検出することができるので、有効電力Ｗは、上式［数３］により求めることができ、それを図２に示すコイル駆動の１周期における複数のタイミングで得られた有効電力Ｗを合計することにより、コイル駆動の１周期におけるＷｃを求めることができる。また上記のように、駆動電圧Ｖは、整流回路１２の両端の電圧Ｖ_Ｃとともに変動するので、商用電源の１周期に相当する時間において継続的に（すなわち複数のコイル駆動周期に相当する期間）有効電力Ｗｃを演算することにより、ＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される電力を正確に検出することができる。

ただし、たとえば商用電源の１周期が１／６０秒（６０Ｈｚ）で、図２のコイル駆動の１周期が１／３００００秒（３０ｋＨｚ）であるとき、商用電源の１周期においてＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される電力を計測するためには、商用電源の少なくとも１／２周期（すなわちコイル駆動２５０周期分）に相当する期間において、有効電力Ｗｃを検出し続ける必要がある。しかし、こうした一連の演算処理は、高速なＡ／Ｄ変換を間断なく行う必要があり、ＣＰＵに対するデータ取り込みと演算処理のために莫大な負荷を強いるものである。

そこで実施の形態７に係る発明は、任意の適当な手段を用いて、整流回路１２の両端の電圧Ｖ_Ｃの平均値およびピーク電圧Ｖ_Ｐを検出し、ピーク電圧Ｖ_Ｐが得られるタイミングでコイル駆動の１周期における電力Ｗｃを求めることを提案するものである。上記のように、コイル駆動の１周期が商用電源の１周期に比して極めて小さいので、コイル駆動の１周期における有効電力Ｗｃは電圧Ｖ_Ｃにより変動しないものとみなすことができる。

またピーク電圧Ｖ_Ｐを含む任意のタイミングにおいて、電力は電圧の二乗に比例するので、電圧が変動する場合であっても、平均電力は変動電圧の二乗に比例し、その比は一定であると考えられる。したがって整流回路１２の両端の電圧Ｖ_Ｃが図９に示すように変動波形を有する場合であっても、整流回路１２の１周期における平均電力に対する整流回路１２の両端の電圧Ｖ_Ｃの平均値の二乗の比は、ピーク電圧Ｖ_Ｐが得られるタイミングで検出されたコイル駆動の１周期における電力Ｗｃに対するピーク電圧Ｖ_Ｐの二乗の比に等しいと考えられる。

したがって、制御回路５０は、商用電源の１周期において整流回路１２の１周期における平均電力を下式で求めることができる。
（平均電力）＝（電圧Ｖ_Ｃの平均の二乗）／（電圧Ｖ_Ｐの二乗）×（電力Ｗｃ）
尚、整流回路１２が全波整流する場合、整流回路１２の両端の電圧Ｖ_Ｃの平均値およびピーク電圧Ｖ_Ｐは、商用電源の１周期ではなく、半周期において検出するものであってもよい。このように、駆動電圧Ｖと駆動電流Ｉの１次成分を用いたより簡便な演算を用いて電力を計算することができる。

実施の形態８．
図１０を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態８について以下に説明する。実施の形態８による誘導加熱装置８は、駆動電圧検出手段３０および駆動電流検出手段３２が駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉのデータを収集するサンプリング速度を低速にする点を除いて、上記実施の形態の誘導加熱装置と同様の構成を有するので、その他の構成部品に関連する詳細な説明を省略する。なお図中、同一構成部品については同一の符号を用いて示す。

上述のように、被加熱体Ｐの共振周波数Ｆｒ（またはインダクタンスＬ）と負荷抵抗Ｒを検出するためには、コイル駆動の１周期において駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを検出する必要がある。通常、駆動電圧検出手段３０および駆動電流検出手段３２は、サンプリング周波数で時分割したときのそれぞれのタイミングにおける駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを取り込んでＡ／Ｄ変換器によりデジタルデータに変換して、共振周波数Ｆｒおよび負荷抵抗Ｒの演算に用いる。しかし図２のコイル駆動の１周期において、たとえば３２ポイントに時分割すると、コイル駆動の周波数が３０ｋＨｚのとき、商用電源の１周期においては９６万ポイント（９６０ｋＨｚ）の駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを取り込み、アナログ・デジタル変換して、これに基づいて共振周波数Ｆｒおよび負荷抵抗Ｒを求める必要がある。しかし、こうした演算処理は、高速のＡ／Ｄ変換器を必要とするものであるが、ＣＰＵ内蔵のＡ／Ｄ変換器は低速である場合が多く、高速のＡ／Ｄ変換を実現するためには外付けの専用Ａ／Ｄ変換器が必要となるため、コスト高が避けられない。

そこで実施の形態８に係る発明は、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉをより低速のサンプリング速度でデータ収集することを提案するものである。まず駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉは、商用電源の１周期において実質的に変化しないものと仮定する。
従来においては、コイル駆動の１周期をｎ分割して（図１０においては、たとえば５分割）、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉのデータをｎ回収集し、このときのサンプリング間隔をｓとする。
実施の形態８に係る駆動電圧検出手段３０および駆動電流検出手段３２は、このサンプリング間隔ｓを変更せず、図１０に示すように、サンプリング間隔｛ｓ×（ｎ＋１）｝の間隔で駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉのデータを収集することにより、コイル駆動の複数周期における異なるタイミングの駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを順次（昇順で）検知することができる。
択一的には、実施の形態８に係る駆動電圧検出手段３０および駆動電流検出手段３２は、このサンプリング間隔ｓを変更せず、図１０に示すように、｛ｓ×（ｎ−１）｝の間隔で駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉのデータを収集することにより、コイル駆動の複数周期における異なるタイミングの駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを順次（降順で）検知することができる。
したがって、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉは変化しないと仮定したので、実施の形態８によれば、従来と同様に、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉのデータをｎ回収集したとき、コイル駆動の１周期分に相当する１つの完全なデータセットを得ることができる。

なお、実施の形態７で説明したように、整流回路１２の両端の電圧Ｖ_Ｃが変動する場合、コイル駆動の複数周期における駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉも電圧Ｖ_Ｃに依存して変動し得る。しかし、整流回路１２の電圧Ｖ_Ｃがピーク電圧Ｖ_Ｐを有する領域においては、比較的に一定であるので、そのタイミングで駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉをより低速のサンプリング速度でデータ収集することが好ましい。あるいは、変動する電圧Ｖ_Ｃに基づいて、コイル駆動の複数周期における駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを補正した後に、コイル駆動の１周期分に相当する１つの完全なデータセットを得るようにしてもよい。

実施の形態９．
図１１〜図１４を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態９について以下に説明する。実施の形態９による誘導加熱装置９は、被加熱体Ｐの共振周波数Ｆｒおよび負荷抵抗Ｒを用いて、ＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される所望の電力を瞬時に実現する点を除いて、上記実施の形態の誘導加熱装置と同様の構成を有するので、その他の構成部品に関連する詳細な説明を省略する。なお図中、同一構成部品については同一の符号を用いて示す。

上記実施の形態において上述のように、本願発明によれば、一次成分抽出手段４０を用いて、被加熱体Ｐの共振周波数Ｆｒ（またはインダクタンスＬ）と負荷抵抗Ｒを検出することができる。このとき、目標とする電力Ｗがユーザにより設定されると、これを実現する電流Ｉは次式で与えられる。

駆動周波数をｆ、角速度をω（＝２πｆ）、ＬＣＲ誘導加熱部２０のインダクタンスをＬ、負荷抵抗をＲ、および共振コンデンサ２４の静電容量をＣとすると、そのインピーダンスＺは次式で表される。

したがって、このインピーダンスＺに目標電力Ｗを実現する電流Ｉを得るために必要な電圧は次式で表される。

まず駆動回路１４がフルブリッジ式駆動回路である場合について以下説明する。
図１１は、フルブリッジ式駆動回路の駆動電圧波形（１周期分、一次成分）を示す。一般に、図１１に示す位相幅ａを制御することにより、ＬＣＲ誘導加熱部２０の電力を制御することができる。この駆動電圧波形のフーリエ級数展開ｖ（ｘ）は次式で表される。

ここで、０＜ａ＜πである。そして上記の１次成分の係数ｃ１（ａ）は次式で表される。

図１２は、位相幅ａと１次成分の係数ｃ１（ａ）との関係を示すグラフである。ここで目標とする電圧をＶｄとすると、位相幅ａの値は下式により求められる。

以上のように、本願発明によれば、一次成分抽出手段４０を用いて、位相幅ａ、すなわちＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される所望の電力を瞬時にして検知することができる。

次に、駆動回路１４がハーフブリッジ式駆動回路である場合について以下説明する。
図１３は、ハーフブリッジ式駆動回路の駆動電圧波形（１周期分、一次成分）を示す。同様に、図１３に示す位相幅ａを制御することにより、ＬＣＲ誘導加熱部２０の電力を制御することができる。この駆動電圧波形のフーリエ級数展開ｖ（ｘ）は次式で表される。

ここで、０＜ａ＜πである。そして上記の１次成分の係数ｃ１（ａ）は次式で表される。

図１４は、位相幅ａと１次成分の係数ｃ１（ａ）との関係を示すグラフである。ここで位相幅ａは、通常、デューティ比ｄ（％）として表される場合が多く、下記の関係を有する。

ここで目標とする電圧をＶｄとすると、位相幅ａの値は下式により求められる。

これを上式［数２０］に代入してｄを求めると、デューティ比が得られる。このようにハーフブリッジ式駆動回路１４を用いた場合でも、一次成分抽出手段４０を用いて、位相幅ａ、すなわちＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される所望の電力を瞬時にして検知することができる。尚、図１４から明らかに、デューティ比は５０％以上としても効果はなく、５０％以下で制御される。

なお、上述のように、本願発明に係る一次成分抽出手段４０を用いて、被加熱体Ｐの共振周波数Ｆｒおよび負荷抵抗Ｒを検知するとき、コイル駆動の１周期において駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを検出する必要がある。このとき、詳細図示しないが、一次成分抽出手段４０に用いられるＡ／Ｄ変換器は、そのサンプリング周波数が駆動周波数（クロック周波数）のｎ倍（ｎは２以上の自然数）となるように選択することが好ましい。択一的には、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が駆動周波数（クロック周波数）の１／ｎ倍（ｎは２以上の自然数）となるように選択してもよい。いずれにしても、駆動周波数（クロック周波数）およびＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数は同じクロック発信源を用いて構成することが好ましい。

１〜４：誘導加熱調理器、１０：商用電源、１２：整流回路、１４：駆動回路、２０：ＬＣＲ誘導加熱部、２２：加熱コイル、２４：共振コンデンサ、２６：円板（擬似鍋）、２８：中央コイル、２９：サテライトコイル、３０：駆動電圧検出手段、３２：駆動電流検出手段、３４：コンデンサ電圧検出手段、４０：１次成分抽出手段、４２：位相補正手段、５０：制御回路。

Claims (13)

1. 誘導加熱調理器であって、
   加熱コイル、およびこれに直列に接続された共振コンデンサとからなるＬＣＲ誘導加熱部と、
   前記ＬＣＲ誘導加熱部に駆動周波数で電源供給する駆動回路と、
   前記ＬＣＲ誘導加熱部の両端に印加される駆動電圧を検出する駆動電圧検出手段と、
   前記ＬＣＲ誘導加熱部に流れる駆動電流を検出する駆動電流検出手段と、
   検出された前記駆動電圧および前記駆動電流から、前記駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次駆動電圧および１次駆動電流を抽出する１次成分抽出手段と、
   前記１次駆動電圧および前記１次駆動電流から、前記ＬＣＲ誘導加熱部のインダクタンスおよび負荷抵抗、あるいは共振周波数および負荷抵抗を算出するとともに、算出された前記インダクタンスおよび前記負荷抵抗、あるいは前記共振周波数および前記負荷抵抗が予め定められた値よりも大きいか否かによって、前記ＬＣＲ誘導加熱部に電源供給すべきか否かを判断する制御回路部とを有することを特徴とする誘導加熱調理器。
2. 誘導加熱調理器であって、
   加熱コイル、およびこれに直列に接続された共振コンデンサとからなるＬＣＲ誘導加熱部と、
   前記ＬＣＲ誘導加熱部に駆動周波数で電源供給する駆動回路と、
   前記ＬＣＲ誘導加熱部の両端に印加される駆動電圧を検出する駆動電圧検出手段と、
   前記共振コンデンサの両端のコンデンサ電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、
   前記コンデンサ電圧から、前記駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次コンデンサ電圧を抽出し、前記１次コンデンサ電圧から、前記ＬＣＲ誘導加熱部に流れる、前記駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次駆動電流を算出するとともに、検出された前記駆動電圧から、前記駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次駆動電圧を抽出する１次成分抽出手段と、
   前記１次駆動電圧および前記１次駆動電流から、前記ＬＣＲ誘導加熱部のインダクタンスおよび負荷抵抗、あるいは共振周波数および負荷抵抗を算出するとともに、算出された前記インダクタンスおよび前記負荷抵抗、あるいは前記共振周波数および前記負荷抵抗が予め定められた値よりも大きいか否かによって、前記ＬＣＲ誘導加熱部に電源供給すべきか否かを判断する制御回路部とを有することを特徴とする誘導加熱調理器。
3. １次成分抽出手段は、駆動周波数の単一周期に相当する時間における駆動電圧および駆動電流から、１次駆動電圧および１次駆動電流を抽出することを特徴とする請求項１または２に記載の誘導加熱調理器。
4. 制御回路部は、インダクタンスおよび負荷抵抗、あるいは共振周波数および負荷抵抗をパラメータとする電源供給マップにおける所定の駆動禁止領域を記憶する記憶手段を有し、算出された前記インダクタンスおよび前記負荷抵抗、あるいは前記共振周波数および前記負荷抵抗が電源供給マップ上の駆動禁止領域にあるとき、前記ＬＣＲ誘導加熱部への電源供給を停止することを特徴とする請求項１または２に記載の誘導加熱調理器。
5. 制御回路部は、ＬＣＲ誘導加熱部の負荷抵抗、インダクタンス、およびインピーダンスを算出するとともに、これらを用いて、前記ＬＣＲ誘導加熱部で消費される所望の電力に応じて、駆動回路を制御するための矩形パルス制御信号のデューティ比を決定することを特徴とする請求項１または２に記載の誘導加熱調理器。
6. 複数のＬＣＲ誘導加熱部と、それぞれの前記ＬＣＲ誘導加熱部に電源供給する複数の駆動回路とを有することを特徴とする請求項１または２に記載の誘導加熱調理器。
7. 誘導加熱調理器であって、
   加熱コイル、およびこれに直列に接続された共振コンデンサとからなるＬＣＲ誘導加熱部と、
   前記ＬＣＲ誘導加熱部に駆動周波数で電源供給する駆動回路と、
   前記ＬＣＲ誘導加熱部の両端に印加される駆動電圧を検出する駆動電圧検出手段と、
   前記ＬＣＲ誘導加熱部に流れる駆動電流を検出する駆動電流検出手段と、
   検出された駆動電圧および駆動電流から、駆動周波数のｎ倍（ｎは自然数）の周波数を有するｎ次成分を含むｎ次駆動電圧およびｎ次駆動電流を抽出するｎ次成分抽出手段と、
   前記ｎ次駆動電圧および前記ｎ次駆動電流から、前記ＬＣＲ誘導加熱部のインダクタンスおよび負荷抵抗、あるいは共振周波数および負荷抵抗を算出するとともに、算出された前記インダクタンスおよび前記負荷抵抗、あるいは前記共振周波数および前記負荷抵抗が予め定められた値よりも大きいか否かによって、前記ＬＣＲ誘導加熱部に電源供給すべきか否かを判断する制御回路部とを有することを特徴とする誘導加熱調理器。
8. 誘導加熱調理器であって、
   加熱コイル、およびこれに直列に接続された共振コンデンサとからなるＬＣＲ誘導加熱部と、
   前記ＬＣＲ誘導加熱部に駆動周波数で電源供給する駆動回路と、
   前記ＬＣＲ誘導加熱部の両端に印加される駆動電圧を検出する駆動電圧検出手段と、
   前記共振コンデンサの両端のコンデンサ電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、
   前記コンデンサ電圧から、前記駆動周波数のｎ倍（ｎは自然数）の周波数を有するｎ次成分を含むｎ次コンデンサ電圧を抽出し、前記ｎ次コンデンサ電圧から、前記ＬＣＲ誘導加熱部に流れる、前記駆動周波数のｎ倍の周波数を有するｎ次成分を含むｎ次駆動電流を算出するとともに、検出された前記駆動電圧から、前記駆動周波数のｎ倍の周波数を有するｎ次成分を含むｎ次駆動電圧を抽出するｎ次成分抽出手段と、
   前記ｎ次駆動電圧および前記ｎ次駆動電流から、前記ＬＣＲ誘導加熱部のインダクタンスおよび負荷抵抗、あるいは共振周波数および負荷抵抗を算出するとともに、算出された前記インダクタンスおよび前記負荷抵抗、あるいは前記共振周波数および前記負荷抵抗が予め定められた値よりも大きいか否かによって、前記ＬＣＲ誘導加熱部に電源供給すべきか否かを判断する制御回路部とを有することを特徴とする誘導加熱調理器。
9. 検出された駆動電圧に対する検出された駆動電流の位相のずれを検出し、該駆動電流の位相を補正する位相補正手段を有することを特徴とする請求項１、２、７または８に記載の誘導加熱調理器。
10. 商用交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、
    整流回路からの電圧（Ｖ_Ｃ）の平均値およびピーク電圧（Ｖ_Ｐ）を検出する手段とを備え、
    制御回路部は、ピーク電圧を与えるタイミング検出された１次駆動電圧および１次駆動電流から有効電力（Ｗｃ）を求めるとともに、ＬＣＲ誘導加熱部で消費される平均電力を次式により求めることを特徴とする請求項１または７に記載の誘導加熱調理器。
    （平均電力）＝（電圧Ｖ_Ｃの平均の二乗）／（電圧Ｖ_Ｐの二乗）×（電力Ｗｃ）
11. 駆動電圧検出手段および駆動電流検出手段は、コイル駆動の１周期をｎ分割して（ｎは２以上の自然数）サンプリング間隔（ｓ）で駆動電圧および駆動電流の検出するために、｛ｓ×（ｎ＋１）｝または｛ｓ×（ｎ−１）｝のサンプリング間隔で、コイル駆動の複数周期における駆動電圧および駆動電流を検出することを特徴とする請求項１または７に記載の誘導加熱調理器。
12. 駆動電圧検出手段およびコンデンサ電圧検出手段は、コイル駆動の１周期をｎ分割して（ｎは２以上の自然数）サンプリング間隔（ｓ）で駆動電圧および駆動電流の検出するために、｛ｓ×（ｎ＋１）｝または｛ｓ×（ｎ−１）｝のサンプリング間隔で、コイル駆動の複数周期における駆動電圧および駆動電流を検出することを特徴とする請求項２または８に記載の誘導加熱調理器。
13. 制御回路は、共振周波数、負荷抵抗およびインピーダンスを算出するとともに、これらに基づいて、ＬＣＲ誘導加熱部で消費すべき所望の電力を得るために必要な電流を算出するとともに、駆動回路を制御するための矩形パルス制御信号の電圧波形をフーリエ級数展開したときの１次成分の係数と位相幅との間で成り立つ関係式から、矩形パルス制御信号のデューティ比を算出し、該デューティ比を用いて駆動回路を制御することを特徴とする請求項１、２、７または８に記載の誘導加熱調理器。

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