JP5190466B2 - フェーズド・アレイのための移相及び結合アーキテクチャ - Google Patents

Description

政府の権利に関する声明
本発明は、国防高等研究計画局（Defense Advanced Research Projects Agency）により認可された契約番号第Ｎ６６００１−０２−Ｃ−８０１４号の下、政府の助成によりなされた。政府は、本発明に一定の権利を有する。

本発明は、一般に信号送受信システムに関し、より具体的にはそのようなシステムで用いられるフェーズド・アレイに関する。

このセクションでは、フェーズド・アレイの簡単な概要をシステムの要件及び既存の実装を説明する関連で提供する。このセクションでは主として受信機に焦点を当てるが、説明される概念は送信機にも当てはめることができる。

フェーズド・アレイは、受信機の最大感度の方向を電気的にステアリングして、空間的選択性又は同等に高いアンテナ利得をもたらすために用いられる。フェーズド・アレイは、レーダ（ＲＡＤＡＲ）及びデータ通信を含むがそれらに限定されない多くの異なる無線用途において使途が見いだされている。ビーム・ステアリングは、まず、各受信信号の位相を漸進的な量ずつ移相して、到来位相間の逐次的な差異を補償することによって達成される。次にこれらの信号は結合され、そこで、信号は所望の方向については強め合って加算され、他の方向については弱め合って加算される。

図１は、Ｎ個の素子を有する、無線周波数（ＲＦ）で結合される従来の線形フェーズド・アレイ受信機１００のブロック図を示し、ここでＮ＝４である。アンテナ（１０２−０から１０２−３まで）は距離ｄずつ離間し、ｚ軸に沿って配置される。球面座標系を用いると、アレイのｎ番目の素子のところに入射角θで到来した信号は、位相シフトΨ_ｎを受けることになり、Ψ_ｎは、
Ψ_ｎ＝−ｎｋｄ ｃｏｓ（θ）＝−ｎΨ_０ （１）
であり、ここでｋは位相速度であり、２π／λに等しく、λは波長である。受信素子中の移相器（１０４−０から１０４−３まで）は、（Ｎ−ｎ）αに等しい補償遅延を加算する。並列な受信機の全ての出力を結合器１０６を通じて結合すると、得られる信号は、フェーザ表記で表すと

となる。この式中では電流が用いられているが、他の計量を用いることもできる。最大感度角θ_ｍａｘは、

で生じ、これはｋｄｃｏｓ（θ_ｍａｘ）＝αとなる場合なので、αがビームをステアリングするために用いられる。θ_ｍａｘにおいて、電流は同相で加算され、個別の各電流よりもＮ倍大きい値が生じる。この結果として、受信電力レベルはＮ^２倍、増加する。

このとき、Ｎ個の受信素子が未補正の雑音を発生させているので、総計の雑音電力はＮ倍大きくなり（分散加算）、従って、受信信号対雑音比は係数Ｎだけ大きくなる。フェーズド・アレイのためのその他の有用な計量は指向性であり、これは等方放射源からの放射電力に対する最大放射電力の比である。これもまたＮであることを示すことができるので、従って、指向性が高いほどフェーズド・アレイ中により多くの素子を必要とする。

これらの方程式から、幾つかの基本的なシステム要件を誘導することができる。第１に、アンテナが波長の半分の距離ずつ離間すると仮定すると、ｋｄ＝πとなる。このような間隔は、グレーティング・ローブの存在を排除する。４素子線形アレイの例でθ＝０の場合、Ψ_０＝πであり、各々の受信アンテナにおける入射位相は（０、−π、−２π、−３π）である。それゆえ、各々の移相器において要求される位相シフトは（α_ｍｉｎ−３π、α_ｍｉｎ−２π、α_ｍｉｎ−π、α_ｍｉｎ）であり、α_ｍｉｎはこのデバイスを通じた最小可能位相シフトである。θ＝π／２では、Ψ_０＝０であり、アンテナにおける入射位相は（０、０、０、０）である。移相器を通じた位相シフトは、全てα_ｍｉｎに等しい。これらの２つの事例が各素子において要求される位相シフトの範囲を定め、それはα_ｍｉｎからα_ｍｉｎ−３πまでとなる。より一般的には、Ｎ素子アレイの場合、移相器はα_ｍｉｎからα_ｍｉｎ−（Ｎ−１）πまで変化しなければならない。このような大きな位相シフト範囲は、達成するのが困難である。

第２のシステム要件は、移相器の挿入損失に起因する。これは、方程式（２）にｋ＝β−ｊαを代入することに等しく、ここでαは単位長さ当たりの損失であり、その結果、総和の中に指数関数的に減少する項が生じる。コヒーレント信号加算の場合、変動する信号振幅を等化するために、増幅器が挿入されなければならない。これらの増幅器なしでは、アレイの指向性は悪化することになる。

上記の例は、ＲＦ結合されるフェーズド・アレイについてのものであった。しかし、受信信号経路の任意の点、例えば、中間周波数（ＩＦ）、ベースバンド周波数、又はデジタルドメインにおいてさえ、信号を結合することが可能である。各々がその独自の長所及び短所を有する。２つの両極端、すなわちＲＦ結合とデジタル結合とを比較すると、ＲＦ結合では電力消費及び必要とされる領域が最も低くなる。これには、高周波数において非常に精密な位相シフトと増幅とのバランスを生成しなければならないという不利益が付随する。他方、デジタル結合（デジタル・ビーム形成としても知られる）は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）の精度内で、非常に正確な位相シフトと振幅とのバランスを生成することが可能であるという長所がある。デジタル・ビーム形成の重大な欠点は、単一のＡＤＣへと全てが給電する完全に並列な受信機が必要とされることである。非常に高いデータ転送率の場合、このＡＤＣは非常に複雑になり得る。それゆえ、デジタル・ビーム形成は、領域及び電力集約的となり得る。

フェーズド・アレイのための別の選択肢は、混合器の後で、ＩＦで結合することである。そのとき、信号に対する位相シフトは信号経路又は局部発振器（ＬＯ）経路のいずれかにおいて実現することができることを理解されたい。多相のＬＯ信号を全体的又は局部的に発生させることができ、これらの異なる位相を用いて、アレイ素子に対して必要な位相シフトを与えることができる。これは、損失の大きい移相器が信号経路内に必要とされないので、振幅をより良く整合させることができるという利点を有する。しかし、このアプローチの欠点は、ＬＯ発生及び分配回路がかなり大きな電力及び／又は領域を消費し得ることである。また、このようなアプローチは、混合器の非線形性から影響を被ることがあり、その場合、所望の方向の外側に位置するブロッキング信号は、その時点ではまだ相殺されていないので、依然として混合器まで到達する。

本発明の原理は、改良されたフェーズド・アレイ技術及びアーキテクチャを提供する。

例えば、本発明の１つの態様において、線形フェーズド・アレイは、Ｎ個の離散的移相器とＮ−１個の可変移相器とを含み、Ｎ−１個の可変移相器は、Ｎ個の離散的移相器がＮ−１個の可変移相器によって提供される連続的な位相シフトの量を減らすように、Ｎ個の離散的移相器の隣接する出力ノード間にそれぞれ連結される。Ｎ個の離散的移相器の各々は、２つ又はそれ以上の離散的位相シフトの間で選択する。Ｎ個の離散的移相器はまた、好ましくは、線形フェーズド・アレイにおける可変終端インピーダンスの必要性も排除する。

本発明の別の態様において、線形フェーズド・アレイにおいて使用するための方法は以下のステップを含む。第１に、Ｎ個の離散的移相器とＮ−１個の可変移相器とが準備される。Ｎ−１個の可変移相器は、Ｎ個の離散的移相器の隣接する出力ノード間にそれぞれ連結される。次に、移相モードが、Ｎ個の離散的移相器に関連付けられる多数の移相モードの中から選択される。Ｎ個の離散的移相器に関連付けられる離散的位相シフト設定は、離散的位相シフト設定の数が増加するにつれてＮ−１個の可変移相器の可変位相シフト範囲が減少するようなモードで構成される。

有利には、本発明の例示的な原理は、シリコン内への単一チップ集積に適したフェーズド・アレイを提供する。これは、低い挿入損失及び低い逆流損失を有する広範囲に調節可能な移相器を提供することによって達成される。より具体的には、本発明の例示的な原理は、移相器の要求範囲を低減し、かつ挿入損失及び逆流損失を最小化する、移相及び結合アーキテクチャを提供する。

本発明のこれら及びその他の目的、特徴及び利点は、添付の図面との関連において読まれるべき、以下の例示的な実施形態の詳細な説明から明らかとなろう。

従来の線形フェーズド・アレイを示す。 本発明の実施形態による線形フェーズド・アレイを示す。 本発明の実施形態による、中間周波数段が後続した線形フェーズド・アレイを示す。 本発明の別の実施形態による、中間周波数段が後続した線形フェーズド・アレイを示す。 本発明の実施による、中間周波数段に存在する線形フェーズド・アレイを示す。 図６（ａ）から図６（ｃ）は、本発明の実施形態による、同調範囲にわたるそれぞれの位相シフト割当てを示す。 本発明の実施形態による、３つの異なるモードについてシミュレーションされたアレイ利得を示す。 本発明の実施形態による、二方向性可変移相器のシミュレーションされた位相シフトを示す。

本発明の例示的な原理をここでは受信機のためのＮ素子アレイに関して説明するが、この原理は受信機にも同様に適用できることを認識されたい。

図２は、受信機及び送信機の両方に応用可能な４素子線形フェーズド・アレイの１つの実施形態を概略的に示す。フェーズド・アレイ・アーキテクチャ２００の主要な機能性構成要素は、それぞれノード２７０、２７１、２７２及び２７３で接続された並列の離散的移相器２３０、２３１、２３２及び２３３を含む。さらに、本発明のアーキテクチャは、それぞれ隣接するノード２７０と２７１、２７１と２７２、及び２７２と２７３との間に二方向性の可変移相器（ＶＰＳ）を挿入することを規定する。さらに、終端インピーダンス２６１及び２６５がノード２７０及び２７３にそれぞれ取り付けられており、これらのノードは線形フェーズド・アレイからの２つの出力として働く。これらのノードは受信機の実装のためには出力として働くが、可変移相器は二方向性なので、これらは送信機の実装のためには入力として働くことができることを理解すべきであることに留意されたい。

本発明の例示的な原理は、可変移相器において要求される連続的な位相シフトを低減するために、図示されるように離散的移相素子（２３０−２３３）の使用を規定する。離散的移相器は、位相シフトを０とδ_ｎとの間で選択することができる。このような改変は、ＶＰＳの要求範囲を低減するのみならず、ＶＰＳの位相シフト範囲が減少するにつれてインピーダンスの変動も減少するので、可変終端インピーダンスの必要性を排除することもできる。さらに、離散的移相器のうちの１つ又は複数が１８０°位相シフトを含むことができる。

本発明の原理に従って形成される移相素子間のこの概略的な関係を想定して、以下、種々の例示的な実施形態が説明される。

図３は、ＲＦ移相器の要件を制限しながらＲＦにおいて結合することによって、並列なハードウェアの量を最小化したフェーズド・アレイの実施形態を示す。この実施形態において、離散的移相素子（２３０−２３３）は、ＲＦフロントエンド内に位置する。図３はさらに、フェーズド・アレイの２つの出力ノード（すなわち２７０及び２７８）が混合器２６８及び２６９にそれぞれ取り付けるやり方、及びデバイス２８０を用いて混合器の中間周波数（ＩＦ）信号（ノード２７８及び２７９）を随意的に選択して、ノード２９０（送信機の実装においてはＩＦ入力ノード）において単一ＩＦ出力をもたらすやり方を示す。Ｎ素子線形フェーズド・アレイは、ＲＦ素子及び可変移相器の数を適切に増減させる（ｓｃａｌｉｎｇ）ことによって得ることができることを理解されたい。

図３に詳細に示されているように、ＲＦフロントエンド２５０は、アンテナ２１０を含み、このアンテナはＲＦ増幅器２２０に接続され、このＲＦ増幅器は離散的移相器２３０に接続され、この離散的移相器は緩衝器２４０に接続される。同様に、フロントエンド２５１、２５２、及び２５３は同じ素子を含み、これは、２５１については２１１、２２１、２３１及び２４１、２５２については２１２、２２２、２３２及び２４２、２５３については２１３、２２３、２３３及び２４３として番号付けされる。受信機の場合、ＲＦ増幅器は、受信アレイの全体としての雑音指数を低減する低雑音増幅器である。送信機の場合、ＲＦ増幅器は、出力送信電力を増大させる電力増幅器である。これらのＲＦ増幅器は、位相シフト・ネットワークにおける損失を補償するために可変利得を必要とする。

上述のように、離散的移相素子２３０−２３３は、可変移相器２６２−２６４において要求される連続的な位相シフトを低減するために各フロントエンド内に挿入される。離散的移相器は位相シフトを０とδ_ｎとの間で選択する。この場合もまた、これがＶＰＳの要求範囲を低減するだけでなく、ＶＰＳの位相シフト範囲が減少するにつれてインピーダンスの変動も減少するので、可変終端インピーダンスを排除することも可能にする。最後に、フロントエンド内の緩衝器（２４０−２４３）は、離散的移相器のパフォーマンスを連続的移相器から隔離する。

二方向性可変移相器（ＶＰＳ）２６２−２６４は、隣接するＲＦフロントエンド（２５０−２５３）間の信号を結合する。この隣接結合は、１つの素子の位相シフトを次の素子が再利用することを可能にし、これがひいては、各移相器において要求される総計の位相シフトを低減させることにつながる。すなわち、多重ラインに沿って位相シフトを共有することが、移相器の要求範囲を小さくする。これらのＶＰＳデバイスにおける要求位相シフトは、離散的移相器（２３０−２３３）がＲＦフロントエンド内で用いられているか否かに依存する。ＶＰＳデバイスの実現に応じて、その特性インピーダンスは位相シフトに依存し得る。その結果、終端インピーダンス（２６１及び２６５）は、ＶＰＳの特性インピーダンスをトラッキングするために可変である必要があり得る。

後述するように、ＲＦ出力２７０及び２７３は異なる入射角に方向付けられる。これは、異なる入射角の同時照射に備える。例として、ノード２７０はレーダについて１つの角度範囲を走査するために用いることができ、他方、ノード２７３は異なる角度範囲を走査するために用いることができる。同時操作が所望されない場合には、セレクタ２８０を用いてこれらの２つの出力を単一のライン上に多重化することができる。

入射角θの平面波の場合、アレイにおける各信号の到来位相はΨ_０の量ずつ均一に減少し、Ψ_０は方程式（１）で定義される。離散的移相器（２３０−２３３）は、追加の位相遅延δ_ｎを加算する。アレイからの２つの出力が存在し、これらはＲＦｐ及びＲＦと名付けられ、２７０及び２７３と番号付けされる。出力ＲＦｐにおいて得られる信号は、

である。コヒーレント信号加算の場合、総和の中の各要素は等しくなるはずなので、従って、ＲＦｐの場合、
δ_０＝Ψ_０＋δ_１＋α＝２Ψ_０＋δ_２＋２α＝...＝ＮΨ_０＋δ_Ｎ＋Ｎα （５）
である。Ψ_０について、α及びδの関数として解くと、
Ψ_０＝−α−（δ_ｉ＋１−δ_ｉ） （６）
が得られる。方程式（６）は、離散的移相器が入射角（Ψ_０）とＶＰＳ角（α）との間の関係をどのように変化させるかを示す。他の出力ＲＦｎについて、同様の手順に従って、以下の関係、

δ_０＋（Ｎ−１）α＝Ψ_０＋δ_１＋（Ｎ−２）α＝...＝（Ｎ−２）Ψ_０＋δ_Ｎ−２＋α＝（Ｎ−１）Ψ_０＋δ_Ｎ−１ （８）
Ψ_０＝α−（δ_ｉ＋１−δ_ｉ） （９）
を得ることができる。

これらの関係を用いて、種々の値のδ_ｎについてΨ_０とαとの間の関係を誘導することができる。λ／２のアンテナ間隔の場合、Ψ_０は−πからπまで変化することに留意されたい。次にこのΨ_０の範囲をカバーするために必要とされるαの範囲を計算する。

まず、離散的移相器が存在しない事例を検討すると、すべてのｎについてδ_ｎ＝０である。これを本発明の「実施形態Ａ」とみなす。全てのｎについてδ_ｎ＝０なので、方程式（６）は、ＲＦｐ出力を用いてΨ_０＝−αに対応する角度を照射することができることを示し、他方、方程式（７）は、ＲＦｎ出力を用いてΨ_０＝αに対応する角度を照射することができることを示す。αがπから２πまで変化する場合、フェーズド・アレイはΨ_０の全ての値を連続的にカバーすることができる。結果として得られた出力ＲＦｐ及びＲＦｎ間のΨ_０の割当てを図６（ａ）に示し、表１にまとめる。次に方程式（３）を用いて、Ψ_０の値をθ_ｍａｘ値に変換する。要するに、実施形態Ａは離散的移相器を必要としない。しかしながら、同調範囲が１８０°のＶＰＳが必要である。２つの出力を有することで、入力角度の範囲を２つの出力の間で分散させることが可能となるので、Ψ_０における２πの範囲をカバーするために、αにおいて必要とされるのはπの範囲にすぎない。

可変移相器のために１８０°同調範囲を達成することは、電圧依存性キャパシタ（バラクタ）で負荷をかけられた伝送線路のような標準的なシリコンベースのデバイスを用いると、依然として困難である。αの範囲を半分にするために、２つのモードのうちの１つで動作する離散的移相器が必要とされる。第１のモードは、全ての離散的移相器の間で相対位相シフトが０であるものである。これは、直前に記載した事例であり、出力ＲＦｐの場合Ψ_０＝−αであり、出力ＲＦｎの場合Ψ_０＝＋αであるが、ただしここではαはπから３π／２まで変化する。第２のモードはδ_ｉ＋１−δ_ｉ＝πのものであるので、従ってδ_０＝０、δ_１＝π、δ_２＝０、δ_３＝πである。これを方程式（６）及び（９）に代入すると、表２が得られる。結果は図６（ｂ）にも示されている。この事例を本発明の「実施形態Ｂ」とみなし、この場合、０位相シフトと１８０°位相シフトとの間で切り換える離散的移相器が必要とされる。さらに、９０°同調範囲を有するＶＰＳが必要とされる。ここでは、Ψ_０における２πの範囲をカバーするためには、２つの出力と２つのモードの両方が使用されるので、αにおいて必要とされるのはπ／２の範囲にすぎない。

αにおいて要求される範囲をさらに低減するために、さらに２つのモードを導入することができる。αにおける範囲の低減は、その位相シフトを変化させたときにＶＰＳにおける特性インピーダンスの変動範囲を制御するために有利である。両実施形態「Ａ」及び「Ｂ」の場合、ＶＰＳのインピーダンスは位相シフトの範囲にわたってかなり変動するので、必然的にフェーズド・アレイの両末端に可変終端インピーダンスを必要とする。αにおける範囲としてπから５π／４までを目標にして、最初に実施形態Ｂのモード１及び２を保持する。他の２つのモードは、δ_ｉ＋１−δ_ｉ＝±π／２のものである。離散的移相器におけるステップ数を減らすために、モード３及び４は可能な限りモード１及び２と重複させる。結果を表３にまとめ、図６（ｃ）に示す。この事例を本発明の「実施形態Ｃ」とみなし、この場合、離散的移相器は、０／９０、０／１８０、０／２７０、及び０／１８０°の位相シフトを提供する必要がある。さらに、４５°の同調範囲を有するＶＰＳが必要とされる。ここでは、Ψ_０における２πの範囲をカバーするためには、αにおいて必要とされるのはπ／４の範囲にすぎない。

３つ全ての実施形態（Ａ、Ｂ及びＣ）は、πから０までのθ範囲に対応する−πから＋πまでのΨ_０の範囲にわたって走査することが可能である。可変移相器の連続的な同調範囲が、離散的移相器がフロントエンドにおいて必要とされるかどうかを決定付けることになる。

「概念実証」を示すために、ここでシミュレーションされた例をいくつか提示する。実施形態「Ｃ」のシミュレーションされた性能の例を、モード１、２及び４について図７に示す。このプロットは、フェーズド・アレイの利得を−πからπまで連続的に変化するΨの関数として示す。３つの異なる値のαについて、一群の３つの曲線がプロットされる。ここから判るように、ＶＰＳの挿入損失は位相遅延に依存するので、アレイ利得はαの関数として変化する。これは、ＲＦフロントエンドにおける可変利得増幅器の必要性を強調する。ＶＰＳ位相シフトの例を、制御電圧の関数として図８に示す。この移相線路は、電圧依存性キャパシタで周期的に負荷をかけられた伝送線路を用いて形成される。図８は、連続的可変移相器を−πから−５π／４より大きい位相シフト範囲で実現することができることを実証する。挿入損失は−０．８から−２ｄＢの間で変化し、一方、逆流損失は全ての設定について２０ｄＢよりも優れている。このＶＰＳは、実施形態「Ｃ」での使用のために設計された。

あるいは、連続的な走査範囲が必要とされない場合、単に離散的移相器を用いることができ、この場合ＶＰＳは単一の設定にロックされる。実施形態「Ｃ」において、これは３方向性アンテナ・スイッチを提供する。例えば、実施例「Ｃ」において、ＶＰＳはα＝πで設定することができる。表３から、α＝πのとき、ＲＦｐ及びＲＦｎ出力の両方が、モード３、２、及び４について、それぞれ、π／２、０、及び−π／２に向けられることが判る。ｄ＝λ／２の場合、これはθ＝６０°、９０°、１２０°に対応する。ＲＦｐ及びＲＦｎ出力の両方が同じ方向に向けられているので、出力は多重化されるよりもむしろ合計されることができる。従って、このアーキテクチャは、３つの異なる角度間で切り換えるために用いることができ、これは、見通し線がブロックされたときの見通し内通信のために有用であり得る。

ここで図４及び図５を参照すると、図２の線形フェーズド・アレイ・アーキテクチャに対するバリエーションを示す代替的な実施形態が図示される。

例えば、図４は、図３の実施形態と同様の配置を示すが、ここではセレクタ２８０はＩＦ混合器の前に存在する。すなわち、この線形フェーズド・アレイの出力２７８又は出力２７９の選択はＲＦで行われる。次に、選択された出力がＩＦに変換され、ＩＦ信号２９０がもたらされる。

図５は、線形フェーズド・アレイがこの場合、ＲＦよりも低い周波数、すなわちＩＦにおいて実装される実施形態を示す。すなわち、図５は、Ｎ個のＲＦフロントエンド（２９１−２９４）及びＮ個のＩＦ混合器（２９５−２９８）と、その後に続く離散的並列移相器（２３０−２３３）及び二方向性連続移相器（２６２−２６４）を示す。全ての移相器は、中間周波数のところに存在する。

本発明の原則をここで詳細に説明してきたが、当業者は、例示的な実施形態に対するその他のバリエーションを認識するであろう。

さらに、他のフェーズド・アレイと同様に、ここで説明されたアーキテクチャは、受信機又は送信機のための単なるダイバーシチ・スイッチとして用いることができることを認識されたい。それゆえ、完全なアーキテクチャは、連続走査、離散的走査、及びダイバーシチ・スイッチを規定する。

有利には、例示的な本発明の原理は、フェーズド・アレイ方式の無線受信機又は送信機のための移相及び信号結合を提供するための方法及び装置を提供する。本発明の例示的な原理は、隣接する無線周波数フロントエンド素子（例えば、アンテナ及び増幅器）の間に連結された二方向性可変移相器を使用する。これらの移相器は、信号がアレイの末端でコヒーレントに結合されるように、特定の範囲にわたって連続的な位相シフトを提供する。隣接するフロントエンド素子間に連結することは、１つのデバイスの位相シフトが隣接する移相デバイスで再利用されることを可能にし、それにより各デバイスにおいて要求される総計の位相シフトを制限することになる。この構造はまた、各々が異なる入射角に方向付けられる２つ又はそれ以上の同時出力を提供するという付加的な利点も有する。これは、２つ又はそれ以上の異なる方向を同時に照射するアレイを可能にする。さらに、可変移相器の潜在的な制限された同調範囲及び／又は過剰な挿入損失を克服するために、離散的移相器が各経路に導入される。全体としてのアーキテクチャは、ミリメートル波の周波数に対する特定の用途で、線形フェーズド・アレイを単一の半導体チップ上に集積するのに適切である。

本発明の例示的な実施形態をここで添付の図面を参照して説明してきたが、本発明はそれらの実施形態そのものに限定されるものではなく、本発明の精神の範囲から逸脱することなく、当業者によってその他の種々の変更及び改変がなされることができる。

２００：フェーズド・アレイ・アーキテクチャ
２１０、２１１、２１２、２１３：アンテナ
２２０、２２１、２２２、２２３：ＲＦ増幅器
２３０、２３１、２３２、２３３：離散的移相器
２４０、２４１、２４２、２４３：緩衝器
２５０、２５１、２５２、２５３：ＲＦフロントエンド
２６１、２６５：終端インピーダンス
２６２、２６３、２６４、：二方向性可変移相器
２６８、２６９、２９５、２９６、２９７、２９８、２９９：混合器
２７０、２７１、２７２、２７３：ノード
２８０：セレクタ

Claims (19)

1. 第１ノードと第２ノードの間で並列に配置されたＮ個の離散的移相器と、
   前記第１ノードと前記第２ノードの間で直列に配置されたＮ−１個の可変移相器と
   を含み、前記Ｎ−１個の可変移相器は、前記Ｎ個の離散的移相器が前記Ｎ−１個の可変移相器によって提供される連続的な位相シフトの量を減らすように、前記Ｎ個の離散的移相器の隣接する出力ノード間にそれぞれ連結され、
   前記Ｎ個の離散的移相器の各々が、２つ又はそれ以上の離散的位相シフトの間で選択し、
   前記Ｎ−１個の可変移相器が二方向性であり、受信のときは前記第１ノードと前記第２ノードから信号が出力され、送信のときは前記第１ノードと前記第２ノードから信号が入力される、
   線形フェーズド・アレイ。
2. 前記Ｎ個の離散的移相器が、前記線形フェーズド・アレイにおける可変終端インピーダンスの必要性を排除する、請求項１に記載の線形フェーズド・アレイ。
3. 前記Ｎ個の離散的移相器及び前記Ｎ−１個の可変移相器が無線周波数（ＲＦ）で作動する、請求項１に記載の線形フェーズド・アレイ。
4. 前記線形フェーズド・アレイの前記第１ノードと前記第２ノードが２つの中間周波数（ＩＦ）混合器にそれぞれ連結する、請求項３に記載の線形フェーズド・アレイ。
5. 前記２つのＩＦ混合器にセレクタが連結する、請求項４に記載の線形フェーズド・アレイ。
6. 前記線形フェーズド・アレイの前記第１ノードと前記第２ノードがセレクタに連結する、請求項３に記載の線形フェーズド・アレイ。
7. 前記セレクタの出力ノードが中間周波数（ＩＦ）混合器に連結する、請求項６に記載の線形フェーズド・アレイ。
8. 前記Ｎ個の離散的移相器及び前記Ｎ−１個の可変移相器が中間周波数（ＩＦ）で作動する、請求項１に記載の線形フェーズド・アレイ。
9. 前記線形フェーズド・アレイのＮ個の入力ノードがＮ個のＩＦ混合器に連結し、これがＮ個のＲＦフロントエンド素子に連結する、請求項８に記載の線形フェーズド・アレイ。
10. 前記Ｎ−１個の可変移相器が、そこに提示された信号が前記線形フェーズド・アレイの１つ又は複数のノードにおいてコヒーレントに結合するように、所与の範囲にわたって連続的な位相シフトを提供するように調節可能である、請求項１に記載の線形フェーズド・アレイ。
11. 前記線形フェーズド・アレイの前記第１ノードと前記第２ノードが異なる入射角で方向付けられる、請求項１に記載の線形フェーズド・アレイ。
12. 前記線形フェーズド・アレイが２つ又はそれ以上の出力を含む、請求項１に記載の線形フェーズド・アレイ。
13. 前記２つ又はそれ以上の出力が、２つ又はそれ以上の同時出力が異なる入射角で方向付けられるように、前記Ｎ−１個の可変移相器の任意の出力に沿って接続可能である、請求項１２に記載の線形フェーズド・アレイ。
14. 前記Ｎ個の離散的移相器の位相シフト設定が、入射角が複数の区域に分割されるモードで構成される、請求項１に記載の線形フェーズド・アレイ。
15. 前記離散的位相シフト設定の数が増加するにつれて、前記Ｎ−１個の可変移相器の可変位相シフト範囲が減少する、請求項１４に記載の線形フェーズド・アレイ。
16. 線形フェーズド・アレイにおいて使用するための方法であって、
    第１ノードと第２ノードの間で並列に配置されたＮ個の離散的移相器と前記第１ノードと前記第２ノードの間で直列に配置されたＮ−１個の可変移相器とを準備するステップであって、前記Ｎ個の離散的移相器が前記Ｎ−１個の可変移相器によって提供される連続的な位相シフトの量を減らすように、前記Ｎ−１個の可変移相器が、前記Ｎ個の離散的移相器の隣接する出力ノード間にそれぞれ連結される、前記準備するステップと、
    前記Ｎ個の離散的移相器に関連付けられる多数の移相モードの中から移相モードを選択するステップであって、前記Ｎ個の離散的移相器に関連付けられる離散的位相シフト設定が、前記離散的位相シフト設定の数が増加するにつれて前記Ｎ−１個の可変移相器の可変位相シフト範囲が減少するモードで構成される、前記選択するステップと、
    を含み、前記Ｎ−１個の可変移相器が二方向性であり、受信のときは前記第１ノードと前記第２ノードから信号が出力され、送信のときは前記第１ノードと前記第２ノードから信号が入力される、前記方法。
17. 前記Ｎ個の離散的移相器及び前記Ｎ−１個の可変移相器が無線周波数（ＲＦ）で作動する、請求項１６に記載の方法。
18. 前記Ｎ個の離散的移相器及び前記Ｎ−１個の可変移相器が中間周波数（ＩＦ）で作動する、請求項１６に記載の方法。
19. 前記Ｎ−１個の可変移相器が、そこに提示された信号が前記線形フェーズド・アレイの１つ又は複数のノードにおいてコヒーレントに結合するように、所与の範囲にわたって連続的な位相シフトを提供するように調節可能である、請求項１６に記載の方法。

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