JP5187753B2 - Control circuit for switching power supply circuit - Google Patents
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Description
本発明はスイッチング電源回路の制御回路に関し、特に軽負荷から重負荷に亘り広い範囲で負荷電流が変化する場合に適用して有用なものである。 The present invention relates to a control circuit for a switching power supply circuit, and is particularly useful when applied to a case where a load current changes in a wide range from a light load to a heavy load.
従来技術に係るスイッチング電源回路の中には、負荷が所定以上の重負荷のときＰＷＭ制御で動作させるとともに、前記負荷が所定未満の軽負荷のときＰＦＭ制御で動作させるように構成したものがある。この種のスイッチング電源回路の一例を図８に示す。同図に示すように、かかるスイッチング電源回路では、スイッチング素子ＳＷＰをオンさせると、電源ＶＩＮからスイッチング素子ＳＷＰ、リアクトルＬ及び平滑用のコンデンサＣＬを介して出力端子ＯＵＴから負荷（図示せず。；以下同じ。）に負荷電流ＩＯＵＴが供給される。このときリアクトルＬにはエネルギが蓄積される。その後、スイッチング素子ＳＷＰをオフさせると、リアクトルＬに蓄積されたエネルギに基づくコイル電流ＩＬがダイオードＳＢＤを介して循環することにより負荷には引き続き負荷電流ＩＯＵＴが供給される。 Some switching power supply circuits according to the prior art are configured to operate with PWM control when the load is a heavy load greater than or equal to a predetermined value, and to operate with PFM control when the load is a light load less than a predetermined value. . An example of this type of switching power supply circuit is shown in FIG. As shown in the figure, in such a switching power supply circuit, when the switching element SWP is turned on, a load (not shown) is supplied from the power supply VIN to the output terminal OUT via the switching element SWP, the reactor L, and the smoothing capacitor CL. The same applies hereinafter), and the load current IOUT is supplied. At this time, energy is accumulated in the reactor L. Thereafter, when the switching element SWP is turned off, the coil current IL based on the energy accumulated in the reactor L circulates through the diode SBD, so that the load current IOUT is continuously supplied to the load.
ここで、出力端子ＯＵＴにおける出力電圧ＶＯＵＴは抵抗ＲＦＢ１及び抵抗ＲＦＢ２で所定の割合に分圧されてエラーアンプ１の一方の入力端子に供給されている。エラーアンプ１は出力電圧ＶＯＵＴを分圧した電圧と、他方の入力端子に供給されている予め定めた基準電圧ＶＲＥＦとの偏差を表す誤差信号Ｖｅｒｒを出力する。ＰＷＭコンパレータ２は誤差信号Ｖｅｒｒと、ランプ発生器３が発生するランプ信号ＲＡＭＰとを比較して形成したＰＷＭ信号ＰＷＭを出力する。ＰＷＭ信号ＰＷＭはＰＷＭ／ＰＦＭ回路４を介してＰＷＭ信号ＰＷＭ又はＰＦＭ信号ＰＦＭの何れか一方を選択して出力する。
Here, the output voltage VOUT at the output terminal OUT is divided into a predetermined ratio by the resistor RFB1 and the resistor RFB2, and is supplied to one input terminal of the
さらに詳言すると、ＰＷＭ／ＰＦＭ回路４はＰＷＭ信号ＰＷＭに基づきＰＦＭ信号ＰＦＭを形成するとともに、ＰＷＭ信号ＰＷＭとＰＦＭ信号ＰＦＭとのパルス幅を比較し、この結果ＰＷＭ信号ＰＷＭのパルス幅（負荷によって変動する）がＰＦＭ信号ＰＦＭのパルス幅（一定）よりも短いとき、すなわち軽負荷のときはＰＦＭ信号ＰＦＭを出力し、このＰＦＭ信号ＰＦＭでスイッチング素子ＳＷＰのスイッチング制御を行う。一方、負荷が増加してＰＷＭ信号ＰＷＭのパルス幅がＰＦＭ信号ＰＦＭのパルス幅よりも長くなったとき、すなわち重負荷のときはＰＷＭ信号ＰＷＭを出力し、このＰＷＭ信号ＰＷＭでスイッチング素子ＳＷＰのスイッチング制御を行う。 More specifically, the PWM / PFM circuit 4 forms the PFM signal PFM based on the PWM signal PWM, compares the pulse widths of the PWM signal PWM and the PFM signal PFM, and as a result, the pulse width of the PWM signal PWM (depending on the load). Is changed) is shorter than the pulse width (constant) of the PFM signal PFM, that is, when the load is light, the PFM signal PFM is output, and the switching control of the switching element SWP is performed by the PFM signal PFM. On the other hand, when the load increases and the pulse width of the PWM signal PWM becomes longer than the pulse width of the PFM signal PFM, that is, when the load is heavy, the PWM signal PWM is output, and the switching of the switching element SWP is performed by this PWM signal PWM. Take control.
このように軽負荷から重負荷まで、広い範囲に対応させて負荷電流ＩＯＵＴを供給するスイッチング電源回路においては、通常エラーアンプ１の出力側に位相補償回路が設けてある。この位相補償回路は直列に接続した抵抗Ｒ及びコンデンサＣからなり、所定値以上の高周波数領域においてエラーアンプ１のゲインを低減する。このようにゲインを低減することにより重負荷モードにおいてもエラーアンプ１の発振を防止して当該スイッチング電源回路の安定な動作を保証するためである。
In the switching power supply circuit that supplies the load current IOUT corresponding to a wide range from a light load to a heavy load as described above, a phase compensation circuit is usually provided on the output side of the
一方、上述の如き位相補償回路を設けることにより、軽負荷モードにおいても所定値以上の高周波数領域においてはエラーアンプ１のゲインが低減される。
On the other hand, by providing the phase compensation circuit as described above, the gain of the
したがって、重負荷モードの動作の安定性を基準に位相補償回路のコンデンサＣの容量を決定した場合、軽負荷モードでは不必要な低周波数領域においてもエラーアンプ１のゲインが低減されてしまうことになる。
Therefore, when the capacitance of the capacitor C of the phase compensation circuit is determined based on the stability of the operation in the heavy load mode, the gain of the
この結果、軽負荷モードでは誤差信号Ｖｅｒｒの立ち上がりが必要以上に鈍った波形となるので、制御の追従性を悪化させてしまうという問題を生起する。特に、軽負荷から重負荷への過渡応答の際には、エラーアンプのゲインが低いことに起因するアンダーシュートが大きくなるという問題を生起する。 As a result, in the light load mode, the rise of the error signal Verr becomes a waveform that is dulled more than necessary, which causes a problem that the followability of the control is deteriorated. In particular, during a transient response from a light load to a heavy load, there arises a problem that an undershoot due to a low gain of the error amplifier becomes large.
ここで、軽負荷及び重負荷とは、相対的な概念で、ＰＦＭモード及びＰＷＭモードでいえばＰＦＭモードが軽負荷に対応し、ＰＷＭモードが重負荷に対応する。したがって、軽負荷から重負荷への過渡応答とは、例えばＰＦＭモードからＰＷＭモードへ移行する際の過渡応答を意味する。他にも、コイル電流ＩＬの非連続状態を軽負荷に対応させ、連続状態を重負荷に対応させることができる。ここで、コイル電流ＩＬが非連続とは脈動するコイル電流ＩＬが一旦零まで下降することによりコイル電流ＩＬが連続しない状態になることをいい、連続とは脈動しながらもコイル電流ＩＬが零になることなく連続する状態をいう。 Here, the light load and the heavy load are relative concepts. In the PFM mode and the PWM mode, the PFM mode corresponds to the light load, and the PWM mode corresponds to the heavy load. Therefore, the transient response from the light load to the heavy load means, for example, a transient response when shifting from the PFM mode to the PWM mode. In addition, the discontinuous state of the coil current IL can correspond to a light load, and the continuous state can correspond to a heavy load. Here, the coil current IL is discontinuous means that the pulsating coil current IL once drops to zero, and the coil current IL is not continuous. The continuous means that the coil current IL is zero while pulsating. It means a continuous state without becoming.
なお、この種のスイッチング電源回路において高速応答性と位相補償を備えた公知技術として特許文献１がある。
In addition, there is
本発明は、上記従来技術に鑑み、軽負荷時における制御の応答性を向上させると同時に重負荷時における制御の安定性を実現し得るスイッチング電源回路の制御回路を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a control circuit for a switching power supply circuit capable of improving control responsiveness at light load and realizing control stability at heavy load.
上記目的を達成するための本発明の第１の態様は、出力電圧と基準値との偏差を検出するエラーアンプの出力信号に基づきスイッチ手段を制御することにより出力端子を介して一定電圧を出力するとともに、負荷電流が相対的に小さい軽負荷モードと、前記負荷電流が相対的に大きい重負荷モードの２種類の負荷モードの何れかで駆動されるスイッチング電源回路の制御回路であって、前記エラーアンプの位相補償用の第１のコンデンサと、接続用スイッチ手段を介して前記第１のコンデンサと並列に接続された第２のコンデンサと、前記第２のコンデンサのチャージ電圧が前記第１のコンデンサのチャージ電圧に等しくなるように前記第２のコンデンサのチャージ電圧を調整する電圧調整手段と、前記軽負荷モード乃至前記重負荷モードの何れであるかを検出し、前記軽負荷モードの時には前記接続用スイッチ手段をオフして第１のコンデンサによる位相補償を行わせる一方、前記重負荷モードの時には前記接続用スイッチ手段をオンして第１のコンデンサと第２のコンデンサとによる位相補償を行わせる状態判定手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。 The first aspect of the present invention for achieving the above object is to output a constant voltage via the output terminal by controlling the switch means based on the output signal of the error amplifier that detects the deviation between the output voltage and the reference value. And a control circuit for a switching power supply circuit that is driven in one of two load modes, a light load mode with a relatively small load current and a heavy load mode with a relatively large load current, A first capacitor for phase compensation of an error amplifier, a second capacitor connected in parallel with the first capacitor via connection switch means, and a charge voltage of the second capacitor is the first capacitor. Voltage adjusting means for adjusting the charge voltage of the second capacitor so as to be equal to the charge voltage of the capacitor; and the light load mode to the heavy load mode. In the light load mode, the connection switch means is turned off to perform phase compensation by the first capacitor, while in the heavy load mode, the connection switch means is turned on. The control circuit of the switching power supply circuit includes a state determination unit that performs phase compensation using the first capacitor and the second capacitor.
本発明の第２の態様は、第１の態様に記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記第１のコンデンサは、前記第２のコンデンサよりも小容量であることを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。 According to a second aspect of the present invention, in the control circuit for the switching power supply circuit according to the first aspect, the first capacitor has a smaller capacity than the second capacitor. In the control circuit.
本発明の第３の態様は、第１又は第２の態様に記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記電圧調整手段は、前記第１のコンデンサのチャージ電圧と第２のコンデンサのチャージ電圧とを比較して両者の偏差が零になるように調整する他のエラーアンプと、このエラーアンプの出力側と前記第２のコンデンサとの間に接続されて前記軽負荷モードの時にはオン状態、前記重負荷モードの時にはオフ状態に前記状態判定手段により制御される調整用スイッチ手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。 According to a third aspect of the present invention, in the control circuit for a switching power supply circuit according to the first or second aspect, the voltage adjusting unit includes: a charge voltage of the first capacitor; a charge voltage of the second capacitor; Are connected between the error amplifier output side and the second capacitor so that the deviation between the two becomes zero, and in the light load mode, the ON state, The control circuit of the switching power supply circuit has adjustment switch means controlled by the state determination means in the off state in the heavy load mode.
本発明の第４の態様は、第１又は第２に記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記電圧調整手段は、ゲートに前記第１のコンデンサのチャージ電圧が印加されているデプレッション型のＮチャンネルの第１のＭＯＳＦＥＴ素子と、ゲートが接地されるとともに、ソースが前記第１のＭＯＳＦＥＴ素子のソースとバックゲートとに接続されているデプレッション型のＮチャンネルの同形の第２のＭＯＳＦＥＴ素子と、前記第１及び第２のＭＯＳＦＥＴ素子同士の接続部と前記第２のコンデンサとの間に接続されて前記軽負荷モードの時にはオン状態、前記重負荷モードの時にはオフ状態に前記状態判定手段により制御される調整用スイッチ手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。 According to a fourth aspect of the present invention, in the control circuit for a switching power supply circuit described in the first or second aspect, the voltage adjusting means is a depletion type N in which a charge voltage of the first capacitor is applied to a gate. A first MOSFET element of the channel; a depletion type N-channel second MOSFET element having a gate grounded and a source connected to the source and back gate of the first MOSFET element; Connected between the connection between the first and second MOSFET elements and the second capacitor and controlled by the state determination means in the on state during the light load mode and in the off state during the heavy load mode. And a switching circuit for adjusting the switching power supply circuit.
本発明の第５の態様は、第１乃至第４の態様の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記状態判定手段は、ＰＦＭ制御モードが検出されているときを軽負荷モードと判定するとともに、ＰＷＭ制御モードが検出されているときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。 According to a fifth aspect of the present invention, in the control circuit for a switching power supply circuit according to any one of the first to fourth aspects, the state determination means determines that the light load is detected when the PFM control mode is detected. A control circuit for a switching power supply circuit, wherein the control circuit is configured to perform on / off control of the connection switch means by determining the mode as a heavy load mode when the PWM control mode is detected It is in.
本発明の第６の態様は、第１乃至第４の態様の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記状態判定手段は、コイル電流が非連続状態のときを軽負荷モードと判定するとともに、前記コイル電流が連続状態のときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。 According to a sixth aspect of the present invention, in the control circuit for a switching power supply circuit according to any one of the first to fourth aspects, the state determination unit is configured to perform a light load mode when the coil current is in a discontinuous state. In the control circuit of the switching power supply circuit, the heavy load mode is determined when the coil current is in a continuous state and the on / off control of the connection switch means is performed. .
本発明の第７の態様は、第１乃至第４の態様の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記状態判定手段は、前記非連続状態乃至連続状態の如何にかかわらず前記ＰＦＭモードが検出されているとき及び前記ＰＷＭ制御モードが検出され、且つ前記非連続状態が検出されているときを軽負荷モードと判定する一方、その他のときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。 According to a seventh aspect of the present invention, in the control circuit for a switching power supply circuit according to any one of the first to fourth aspects, the state determination means is independent of the discontinuous state or the continuous state. When the PFM mode is detected and when the PWM control mode is detected and when the discontinuous state is detected, it is determined as a light load mode, and at other times, it is determined as a heavy load mode. A control circuit for a switching power supply circuit is configured to perform on / off control of the connection switch means.
本発明の第８の態様は、第１乃至第７の態様の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記状態判定手段は、前記接続スイッチをオンする際には高速のスイッチング速度で、またオフする際には低速のスイッチング速度でそれぞれ切り替えを行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。 According to an eighth aspect of the present invention, in the control circuit for a switching power supply circuit according to any one of the first to seventh aspects, the state determination means performs high-speed switching when the connection switch is turned on. The control circuit of the switching power supply circuit is configured to perform switching at a low speed and at a low switching speed when turning off.
本発明の第９の態様は、第１乃至第８の態様の何れか一つに記載するスイッチング電源回路の制御回路において、前記状態判定手段は、前記接続スイッチをオフする際には所定の遅延時間の経過後に切り替え動作を開始するように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路にある。 According to a ninth aspect of the present invention, in the control circuit for a switching power supply circuit according to any one of the first to eighth aspects, the state determination means has a predetermined delay when the connection switch is turned off. A control circuit for a switching power supply circuit is characterized in that the switching operation is started after a lapse of time.
本発明によれば、軽負荷モードが検出されている時には第１のコンデンサのみの容量が、また重負荷モードが検出されている時には第１のコンデンサと接続用スイッチ手段を介して並列接続される第２のコンデンサとの並列容量がエラーアンプの位相補償回路の容量として機能する。かかる軽負荷時にはエラーアンプのゲインを低減させなくてもエラーアンプの発振等、動作の不安定を生起することはない。 According to the present invention, when the light load mode is detected, only the capacity of the first capacitor is connected, and when the heavy load mode is detected, the first capacitor is connected in parallel via the connection switch means. A parallel capacitance with the second capacitor functions as a capacitance of the phase compensation circuit of the error amplifier. At such a light load, even if the gain of the error amplifier is not reduced, operation instability such as oscillation of the error amplifier does not occur.
したがって、軽負荷モードで使用する第１のコンデンサによる位相補償回路の容量は小さくすることができ、この結果軽負荷モード時のエラーアンプの応答特性を従来よりもより高周波数域まで良好に保持することができる。 Therefore, the capacity of the phase compensation circuit using the first capacitor used in the light load mode can be reduced, and as a result, the response characteristic of the error amplifier in the light load mode is better maintained in a higher frequency range than in the prior art. be able to.
一方、重負荷時には発振等による動作の不安定性を生起し易くなるので、ある程度以上の高周波数域ではエラーアンプのゲインを低減させる必要がある。本発明における重負荷モードでは第１のコンデンサと第２のコンデンサとを並列接続することで位相補償回路を十分大容量のものとすることができる。 On the other hand, since instability of operation due to oscillation or the like is likely to occur at heavy loads, it is necessary to reduce the gain of the error amplifier in a certain high frequency range. In the heavy load mode of the present invention, the phase compensation circuit can have a sufficiently large capacity by connecting the first capacitor and the second capacitor in parallel.
この結果、重負荷時の動作の不安定を生起することもない。すなわち、軽負荷時の応答性と重負荷時の安定性を同時に得ることができる。 As a result, instability of operation during heavy load does not occur. That is, responsiveness at light load and stability at heavy load can be obtained at the same time.
さらに、第２のコンデンサのチャージ電圧は電圧調整手段により第１のコンデンサのチャージ電圧と等価になるように調整してある。 Further, the charge voltage of the second capacitor is adjusted by the voltage adjusting means so as to be equivalent to the charge voltage of the first capacitor.
この結果、接続用スイッチ手段のオン動作に伴う第２のコンデンサの接続の際に第１のコンデンサのチャージ電圧を変化させることなく円滑な接続を行うことができる。すなわち、第２のコンデンサの接続に伴うエラーアンプの出力側の電圧変動等の悪影響を生起することもない。 As a result, a smooth connection can be made without changing the charge voltage of the first capacitor when the second capacitor is connected due to the ON operation of the connection switch means. That is, there is no adverse effect such as voltage fluctuation on the output side of the error amplifier due to the connection of the second capacitor.
以下本発明の実施の形態及び実施例を図面に基づき詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments and examples of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図１は本発明の実施の形態に係るスイッチング電源回路の制御回路を示す回路図である。本形態は、図８に示すスイッチング電源回路に次の制御回路を追加したものである。そこで図８と同一部分には同一番号を付し、重複する説明は省略する。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a control circuit of a switching power supply circuit according to an embodiment of the present invention. In this embodiment, the following control circuit is added to the switching power supply circuit shown in FIG. Therefore, the same parts as those in FIG.
同図に示すように、本形態に係る制御回路は、エラーアンプ１の出力側に抵抗Ｒとともに接続される位相補償用の第１のコンデンサＣ１の他に第２のコンデンサＣ２も有している。コンデンサＣ２は接続用スイッチ手段であるスイッチング素子ＳＷ１を介してコンデンサＣ１と並列に接続されている。ここで、コンデンサＣ１の容量は、コンデンンサＣ２の容量よりも小容量であることが望ましい。軽負荷の場合の位相補償回路の容量を可及的に小さくしてエラーアンプ１の応答特性を向上させると同時に、重負荷の場合の位相補償回路の容量を十分大きくしてエラーアンプ１の安定動作を図るためである。
As shown in the figure, the control circuit according to the present embodiment also has a second capacitor C2 in addition to the first capacitor C1 for phase compensation connected to the output side of the
本形態における電圧調整手段Ｉは、エラーアンプ７と調整用スイッチ手段であるスイッチング素子ＳＷ２とで構成してある。ここで、エラーアンプ７はコンデンサＣ１のチャージ電圧とコンデンサＣ２のチャージ電圧とを比較して両者の偏差が零になるように調整する。また、スイッチング素子ＳＷ２はエラーアンプ７の出力側とコンデンサＣ２との間に接続されてそのオン・オフ制御を状態判定回路８で行うように構成してある。
The voltage adjusting means I in this embodiment is composed of an
電圧調整手段Ｉはエラーアンプ７とスイッチング素子ＳＷ２との組み合わせに限定するものではない。要はコンデンサＣ２のチャージ電圧がコンデンサＣ１のチャージ電圧に等しくなるようにコンデンサＣ２のチャージ電圧を調整することができるように構成してあれば、それ以上の特別な限定はない。例えば、図６に示すような構成の電圧調整手段IIであっても構わない。
The voltage adjusting means I is not limited to the combination of the
なお、本形態の如くエラーアンプ７の出力をスイッチング素子ＳＷ２でオン・オフ制御するように構成した場合には、コンデンサＣ１，Ｃ２の並列接続時においてコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が不安定になるのを未然に防止し得る。また、コンデンサＣ２がスイッチング素子ＳＷ１を介してコンデンサＣ１に並列接続される重負荷モード時には、スイッチング素子ＳＷ２がオフ状態になるのでエラーアンプ７の出力電圧の変動がコンデンサＣ２に影響を及ぼすことはない。
If the output of the
状態判定回路８は当該スイッチング電源回路が軽負荷モード乃至重負荷モードの何れであるかを検出し、軽負荷モードの時にはスイッチング信号Ａによりスイッチング素子ＳＷ１をオフしてコンデンサＣ１による位相補償を行わせる一方、重負荷モードの時にはスイッチング素子ＳＷ１をオンして並列接続されたコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とによる位相補償を行わせる。同時に、本形態における状態判定回路８においては、スイッチング信号Ｂにより軽負荷モードの時にはスイッチング素子ＳＷ２がオン状態、重負荷モードの時にはオフ状態になるように制御している。
The
ＰＦＭ状態検出回路９はＰＷＭ／ＰＦＭ回路４の出力状態に基づき当該スイッチング電源回路の駆動モード、すなわちＰＷＭモード又はＰＦＭモードの何れであるかを検出してこのときの駆動モードを表わす状態信号Ｅを状態判定回路８に送出する。非連続状態検出回路１０は電圧検出部５の電圧状態に基づき当該スイッチング電源回路のコイル電流ＩＬが連続状態であるか、又は非連続状態であるかを検出して、連続状態又は非連続状態の何れであるかを表わす状態信号Ｆを状態判定回路８に送出する。ちなみに、非連続状態の時にはコイル電流ＩＬが途切れることにより当該部分で電圧のリンギングが発生するので、かかるリンギング現象を検出するようにすれば良い。
The PFM
ここで、状態判定回路８が検出する軽負荷モード及び重負荷モードの判断基準は種々考えられるが、代表的な例として次の３態様が挙げられる。
１） ＰＦＭモードであることが検出されている場合に軽負荷モードと判定し、ＰＷＭモードであることが検出されている場合に重負荷モードと判定する。
２） コイル電流ＩＬが非連続状態のときに軽負荷モードと判定するとともに、コイル電流ＩＬが連続状態のときに重負荷モードと判定する。
３） 電流の非連続状態乃至連続状態の如何にかかわらずＰＦＭモードが検出されているとき及びＰＷＭモードが検出され、且つ電流の非連続状態が検出されているときを軽負荷モードと判定する一方、その他のときを重負荷モードと判定する。
Here, various determination criteria for the light load mode and the heavy load mode detected by the
1) When the PFM mode is detected, the light load mode is determined. When the PWM mode is detected, the heavy load mode is determined.
2) The light load mode is determined when the coil current IL is in a discontinuous state, and the heavy load mode is determined when the coil current IL is in a continuous state.
3) While the PFM mode is detected regardless of whether the current is discontinuous or continuous, and when the PWM mode is detected and the current discontinuous state is detected, the light load mode is determined. Other times are determined to be the heavy load mode.
また、状態判定回路８は、スイッチング素子ＳＷ１をオンする際には高速のスイッチング速度で、またオフする際には低速のスイッチング速度でそれぞれ切り替えを行うように構成するのが望ましい。スイッチング素子ＳＷ１をオンする際には、状態判定回路８が軽負荷から重負荷への変化を検出した時点から可及的速やかに位相補償用コンデンサ（コンデンサＣ１，Ｃ２）の並列接続を実現する必要があるからである。すなわち、コンデンサＣ２の接続状態の遅延を可及的に低減するためである。一方、コンデンサＣ１の容量は小さいためスイッチング素子ＳＷ１の寄生容量の影響を受け易い。したがって、かかる影響を低減するためには、スイッチング素子ＳＷ１をある程ゆっくりオフする必要がある。
Further, it is desirable that the
さらに、状態判定回路８は、スイッチング素子ＳＷ１をオフする際には所定の遅延時間の経過後に切り替え動作を開始するように構成するのが望ましい。この場合は、重負荷から軽負荷に変化した場合であるが、状態判定回路８で軽負荷となったことが検出された場合でも一定時間スイッチング信号Ａによるスイッチング素子ＳＷ１の状態変化を遅延させることにより、すなわちヒステリシスを持たせることにより状態判定回路８の判定動作を安定させることができるからである。
Furthermore, it is desirable that the
本形態によれば、軽負荷モードが検出されている時にはコンデンサＣ１のみの容量が、また重負荷モードが検出されている時にはコンデンサＣ１とスイッチング素子ＳＷ１を介して並列接続されるコンデンサＣ２との並列容量がエラーアンプ１の位相補償回路の容量となる。すなわち、本形態におけるエラーアンプ１のゲインの周波数特性は図２に示すようなものとなる。
According to this embodiment, when the light load mode is detected, only the capacitance of the capacitor C1 is provided. When the heavy load mode is detected, the capacitor C1 and the capacitor C2 connected in parallel via the switching element SW1 are connected in parallel. The capacity becomes the capacity of the phase compensation circuit of the
図２に示すように、軽負荷モードではｆｚ２＝１／２π・Ｃ１・Ｒで規定される周波数以上の場合にゲインが低減され、重負荷モードではｆｚ１＝１／２π・（Ｃ１＋Ｃ２）・Ｒで規定される周波数以上の場合にゲインが低減される。ここで、ｆｚ２＞ｆｚ１であるので軽負荷モードでは図２中に実線で示す特性となる。すなわち、エラーアンプ１のゲインはより高周波数域まで低減されることはない。したがって、軽負荷時の応答性を良好に保持することができる。一方、重負荷モードでは図２中に点線で示す特性となる。すなわち、より低い周波数域でエラーアンプ１のゲインが低減される。したがって、重負荷時に特に生起し易い発振等、動作の不安定を未然に防止し得る。
As shown in FIG. 2, in the light load mode, the gain is reduced when the frequency is equal to or higher than fz 2 = 1 / 2π · C1 · R, and in the heavy load mode, fz 1 = 1 / 2π · (C1 + C2) · The gain is reduced when the frequency is not less than the frequency defined by R. Here, since fz 2 > fz 1 , the characteristics shown by the solid line in FIG. 2 are obtained in the light load mode. That is, the gain of the
コンデンサＣ２のチャージ電圧はエラーアンプ７によりコンデンサＣ１のチャージ電圧と等価になるように調整してある。かくして、スイッチング素子ＳＷ１のオン動作に伴うコンデンサＣ２の接続の際にコンデンサＣ１のチャージ電圧を変化させることなく円滑な接続を行うことができる。
The charge voltage of the capacitor C2 is adjusted by the
この結果、軽負荷における過渡応答及び軽負荷から重負荷に移行する場合の過渡応答を改善し得る。すなわち、従来のスイッチング電源回路では、その安定性を確保するためエラーアンプ１の高周波ゲインを敢えて小さくする位相補償がなされており、このため軽負荷から重負荷への過渡応答において、エラーアンプ１のゲインが低いことに基因するアンダーシュートが大きくなるが、本形態によれば、かかるアンダーシュートを可及的に小さくすることができる。
As a result, the transient response in a light load and the transient response when shifting from a light load to a heavy load can be improved. That is, in the conventional switching power supply circuit, phase compensation is made to deliberately reduce the high-frequency gain of the
図３は従来技術に係る図８に示すスイッチング電源回路との比較において図１に示すスイッチング電源回路及びその制御回路における各部の波形を示す波形図である。同図（ａ）は従来と本形態に共通の負荷電流ＩＯＵＴを示す。以下、（ｂ）は従来技術におけるランプ信号ＲＡＭＰ，誤差信号Ｖｅｒｒ，コンデンサＣのチャージ電圧ＶＣ、（ｃ）は 従来技術におけるコイル電流ＩＬ、（ｄ）は従来技術（点線で示す特性）と本形態（実線で示す特性）における出力電圧ＶＯＵＴ、（ｅ）は本形態のおけるランプ信号ＲＡＭＰ，誤差信号Ｖｅｒｒ，コンデンサＣ１のチャージ電圧ＶＣ１、（ｆ）は本形態におけるコイル電流ＩＬ、（ｇ）はＰＷＭ信号、（ｈ）はＰＦＭ信号、（ｉ）は選択された後のＰＷＭ信号乃至ＰＦＭ信号、（ｊ）は状態信号Ｅ、（ｋ）はスイッチング信号Ａ、（ｌ）はスイッチング信号Ｂの波形をそれぞれ示す。なお、本図３は軽負荷モードをＰＦＭモードに対応させ、重負荷モードをＰＷＭモードに対応させた場合である。 FIG. 3 is a waveform diagram showing waveforms of respective parts in the switching power supply circuit shown in FIG. 1 and its control circuit in comparison with the switching power supply circuit shown in FIG. 8 according to the prior art. FIG. 4A shows a load current IOUT common to the conventional and this embodiment. Hereinafter, (b) is the ramp signal RAMP, error signal Verr, charge voltage VC of the capacitor C in the prior art, (c) is the coil current IL in the prior art, (d) is the prior art (characteristic indicated by the dotted line) and this form The output voltage VOUT in (characteristic shown by a solid line), (e) is the ramp signal RAMP, error signal Verr, charge voltage VC1 of the capacitor C1, (f) is the coil current IL in this embodiment, and (g) is the PWM. (H) is the PFM signal, (i) is the selected PWM signal through PFM signal, (j) is the status signal E, (k) is the switching signal A, and (l) is the waveform of the switching signal B. Each is shown. FIG. 3 shows the case where the light load mode is made to correspond to the PFM mode and the heavy load mode is made to correspond to the PWM mode.
図３を参照すれば明らかな通り、点αでＰＦＭモードからＰＷＭモードに切替わっているが、本形態によればＰＦＭモードではエラーアンプ１のゲインを従来よりも大きくすることができるので、重負荷モードに移行する過渡期における誤差信号Ｖｅｒｒ（図３（ｂ）及び同図（ｅ）参照）がより迅速に収束し、コイル電流ＩＬ（図３（ｃ）及び同図（ｆ）参照）の応答性も改善されていることが分る。この結果、図３（ｄ）に示すように、ＰＦＭモードからＰＷＭモードへの過渡応答の際のアンダーシュートが大幅に改善される。
As apparent from FIG. 3, the mode is switched from the PFM mode to the PWM mode at the point α. However, according to the present embodiment, the gain of the
図４は、軽負荷モードを電流の非連続状態に対応させ、重負荷モードを電流の連続状態に対応させた場合における本形態に係るスイッチング電源回路の制御回路の各部の波形を示す波形図である。同図（ａ）は負荷電流ＩＯＵＴ、（ｂ）は出力電圧ＶＯＵＴ、（ｃ）はランプ信号ＲＡＭＰ，誤差信号Ｖｅｒｒ，コンデンサＣ１のチャージ電圧ＶＣ１、（ｄ）はコイル電流ＩＬ、（ｅ）はＰＷＭ信号、（ｆ）は選択された後のＰＷＭ信号乃至ＰＦＭ信号、（ｇ）は連続／非連続判定信号、（ｈ）は状態信号Ｆ、（ｉ）はスイッチング信号Ａ、（ｊ）はスイッチング信号Ｂの波形をそれぞれ示す。 FIG. 4 is a waveform diagram showing waveforms of respective parts of the control circuit of the switching power supply circuit according to the present embodiment when the light load mode is made to correspond to the current discontinuous state and the heavy load mode is made to correspond to the current continuous state. is there. (A) is the load current IOUT, (b) is the output voltage VOUT, (c) is the ramp signal RAMP, the error signal Verr, the charge voltage VC1 of the capacitor C1, (d) is the coil current IL, and (e) is the PWM. (F) is a selected PWM signal to PFM signal, (g) is a continuous / non-continuous determination signal, (h) is a status signal F, (i) is a switching signal A, and (j) is a switching signal. Each waveform of B is shown.
図４を参照すれば明らかな通り、点βで非連続状態から連続状態に切替わっているが、連続状態に移行する過渡期における誤差信号Ｖｅｒｒ（図４（ｂ）参照）が図３（ｅ）に示す場合と同様に迅速に収束し、コイル電流ＩＬ（図４（ｃ）参照）の応答性も図３（ｆ）に示す場合と同様に改善されていることが分る。この結果、図４（ｄ）に示すように、非連続状態から連続状態への過渡応答の際のアンダーシュートが、図３（ｄ）に示す場合と同様に、大幅に改善される。 As apparent from FIG. 4, the error signal Verr (see FIG. 4B) in the transition period in which the transition is made to the continuous state is shown in FIG. It can be seen that, as in the case shown in FIG. 3, the convergence is made quickly, and the responsiveness of the coil current IL (see FIG. 4C) is improved as in the case shown in FIG. As a result, as shown in FIG. 4 (d), the undershoot during the transient response from the discontinuous state to the continuous state is greatly improved as in the case shown in FIG. 3 (d).
図５は、軽負荷モードをＰＦＭモードに対応させ、重負荷モードをＰＷＭモードに対応させた場合であて、重負荷モードから軽負荷モードに移行する際の過渡状態における本形態に係るスイッチング電源回路の制御回路の各部の波形を示す波形図である。同図（ａ）は出力電圧ＶＯＵＴ、（ｂ）は負荷電流ＩＯＵＴ、（ｃ）はランプ信号ＲＡＭＰ，誤差信号Ｖｅｒｒ，コンデンサＣ１のチャージ電圧ＶＣ１、（ｄ）はコイル電流ＩＬ、（ｅ）はＰＷＭ信号、（ｆ）はＰＦＭ信号、（ｇ）は選択された後のＰＷＭ信号乃至ＰＦＭ信号、（ｈ）は状態信号Ｅ、（ｉ）はスイッチング信号Ａ、（ｊ）はスイッチング信号Ｂの波形をそれぞれ示す。 FIG. 5 shows a case where the light load mode is made to correspond to the PFM mode and the heavy load mode is made to correspond to the PWM mode, and the switching power supply circuit according to the present embodiment in a transient state when shifting from the heavy load mode to the light load mode. It is a wave form diagram which shows the waveform of each part of this control circuit. (A) is the output voltage VOUT, (b) is the load current IOUT, (c) is the ramp signal RAMP, the error signal Verr, the charge voltage VC1 of the capacitor C1, (d) is the coil current IL, and (e) is the PWM. (F) is the PFM signal, (g) is the selected PWM signal to PFM signal, (h) is the status signal E, (i) is the switching signal A, (j) is the waveform of the switching signal B. Each is shown.
図５を参照すれば明らかな通り、点γでＰＷＭモードからＰＦＭモードに切替わっている。ここで、スイッチング信号Ａは状態信号Ｅがモードの切替わりを検出した時点から一定時間ｔ１遅延した時点でスイッチング素子ＳＷ１を切替えるためのスイッチング信号Ａを送出している。また、このときのスイッチング信号Ａは遅延時間ｔ２で漸減する信号とすることによりゆっくりオフ状態になるように制御している。前者によりかかる場合の状態判定回路８の判定動作の安定化を図ると同時に、後者によりスイッチング素子ＳＷ１の寄生容量に基因してコンデンサＣ１のチャージ電圧にノイズが重畳されるのを防止している。
As apparent from FIG. 5, the mode is switched from the PWM mode to the PFM mode at the point γ. Here, the switching signal A sends out the switching signal A for switching the switching element SW1 when the state signal E is delayed by a predetermined time t1 from the time when the state signal E detects the mode switching. Further, the switching signal A at this time is controlled so as to be slowly turned off by being a signal that gradually decreases at the delay time t2. In the former case, the determination operation of the
図６は電圧調整手段IIが異なる本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電源回路の制御回路を示す回路図である。同図に示すように、本形態にかかるスイッチング電源回路の制御回路は電圧調整手段IIが異なるだけで他の構成は、図１に示す実施の形態と全く同様であるので、同一部分には同一番号を付し、重複する説明は省略する。 FIG. 6 is a circuit diagram showing a control circuit of a switching power supply circuit according to another embodiment of the present invention having a different voltage adjusting means II. As shown in the figure, the control circuit of the switching power supply circuit according to the present embodiment is the same as that of the embodiment shown in FIG. Numbers are assigned and duplicate descriptions are omitted.
図６に示すように、本形態における電圧調整手段IIは、Ｎチャンネルのデプレッション型のＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ１と同様のＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ２とを直列に接続して構成してある。ここで、ＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ１のゲートにはキャパシタＣ１のチャージ電圧ＶＣ１が印加してある。一方、ＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ２のゲートは接地されるとともに、そのソースがＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ１のソースとバックゲートとに接続され、さらに両者の接続部がスイッチング素子ＳＷ２を介してコンデンサＣ２に接続してある。 As shown in FIG. 6, the voltage adjusting means II in this embodiment is configured by connecting an N channel depletion type MOSFET element ND1 and a similar MOSFET element ND2 in series. Here, the charge voltage VC1 of the capacitor C1 is applied to the gate of the MOSFET element ND1. On the other hand, the gate of the MOSFET element ND2 is grounded, the source thereof is connected to the source and back gate of the MOSFET element ND1, and the connection between the two is connected to the capacitor C2 via the switching element SW2.
かくして、ＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ１及びＭＯＳＦＥＴ素子ＮＤ２の接続部の電圧Ｖ３がチャージ電圧ＶＣ１に一致するように調整される。 Thus, the voltage V3 at the connection between the MOSFET element ND1 and the MOSFET element ND2 is adjusted so as to coincide with the charge voltage VC1.
この結果、軽負荷モード時にスイッチング素子ＳＷ１がオフ状態となることにより、コンデンサＣ１，Ｃ２間はスイッチング素子ＳＷ１で遮断されているもののコンデンサＣ２のチャージ電圧ＶＣ２はチャージ電圧ＶＣ１に等しくなるように調整される。また、コンデンサＣ２がスイッチング素子ＳＷ１を介してコンデンサＣ１に並列接続される重負荷モード時にはスイッチング素子ＳＷ２がオフ状態になるので電圧Ｖ３の変動がコンデンサＣ１、Ｃ２に影響を及ぼすことはない。 As a result, when the switching element SW1 is turned off in the light load mode, the charge voltage VC2 of the capacitor C2 is adjusted to be equal to the charge voltage VC1 although the capacitor C1 and C2 are disconnected by the switching element SW1. The Further, in the heavy load mode in which the capacitor C2 is connected in parallel to the capacitor C1 via the switching element SW1, the switching element SW2 is turned off, so that the fluctuation of the voltage V3 does not affect the capacitors C1 and C2.
かかる本形態の電圧調整手段IIはその回路構成が図１に示す電圧調整手段Ｉに比べて簡単になる。 The voltage adjusting means II of this embodiment is simpler in circuit configuration than the voltage adjusting means I shown in FIG.
なお、図６に示す実施の形態では、デプレッション型のＭＯＳＦＥＴ素子を用いた回路を例示したが、その他の増幅素子を用いて電圧フォロア回路を組んでも良い。図１及び図６に示す電圧調整手段Ｉ,IIと同様の特性改善は期待出来るからである。 In the embodiment shown in FIG. 6, a circuit using a depletion type MOSFET element is illustrated, but a voltage follower circuit may be assembled using another amplifying element. This is because a characteristic improvement similar to that of the voltage adjusting means I and II shown in FIGS. 1 and 6 can be expected.
さらに、図１に示す実施の形態は降圧形のスイッチング電源回路に適用した場合であるが、スイッチング電源回路が昇圧形であっても勿論構わない。図７は昇圧形のスイッチング電源回路に適用した場合を示す回路図である。同図に示すように、昇圧形の場合、リアクトルＬとスイッチング素子ＳＷＰとの位置が入れ替わっているだけで他は図１に示す降圧形のスイッチング電源回路と同様である。また、その制御回路自体も本質的に変わるところはない。そこで、同一部分について同一番号を付し、重複する部分の説明は省略する。なお、本形態においても、電圧調整手段Ｉを電圧調整手段IIで代替することは勿論可能である。 Furthermore, although the embodiment shown in FIG. 1 is applied to a step-down switching power supply circuit, it is needless to say that the switching power supply circuit may be a step-up type. FIG. 7 is a circuit diagram showing a case where the present invention is applied to a step-up type switching power supply circuit. As shown in the figure, the boost type is the same as the step-down type switching power supply circuit shown in FIG. 1 except that the positions of the reactor L and the switching element SWP are interchanged. Further, the control circuit itself is not essentially changed. Therefore, the same number is assigned to the same part, and the description of the overlapping part is omitted. Also in this embodiment, it is of course possible to replace the voltage adjusting means I with the voltage adjusting means II.
本発明は、例えば携帯電話、パソコン等の電源回路を形成するスイッチング電源回路を製造、販売する電子機器産業分野で利用することができる。 The present invention can be used, for example, in the field of electronic equipment industry that manufactures and sells a switching power supply circuit that forms a power supply circuit for a mobile phone, a personal computer, and the like.
Ｉ 電圧調整手段
II 電圧調整手段
１ エラーアンプ
２ ＰＷＭコンパレータ
３ ＲＡＭＰ発生器
４ ＰＷＭ／ＰＦＭ回路
５ 電圧検出部
７ エラーアンプ
８ 状態判定回路
９ ＰＦＭ状態検出回路
１０ 非連続状態検出回路
I Voltage adjustment means
II Voltage adjustment means 1
5
Claims (9)
前記エラーアンプの位相補償用の第１のコンデンサと、
接続用スイッチ手段を介して前記第１のコンデンサと並列に接続された第２のコンデンサと、
前記第２のコンデンサのチャージ電圧が前記第１のコンデンサのチャージ電圧に等しくなるように前記第２のコンデンサのチャージ電圧を調整する電圧調整手段と、
前記軽負荷モード乃至前記重負荷モードの何れであるかを検出し、前記軽負荷モードの時には前記接続用スイッチ手段をオフして第１のコンデンサによる位相補償を行わせる一方、前記重負荷モードの時には前記接続用スイッチ手段をオンして第１のコンデンサと第２のコンデンサとによる位相補償を行わせる状態判定手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。 A constant voltage is output through the output terminal by controlling the switch means based on the output signal of the error amplifier that detects the deviation between the output voltage and the reference value, and the light load mode with a relatively small load current, A control circuit for a switching power supply circuit that is driven in one of two load modes of a heavy load mode with a relatively large load current,
A first capacitor for phase compensation of the error amplifier;
A second capacitor connected in parallel with the first capacitor via connection switch means;
Voltage adjusting means for adjusting the charge voltage of the second capacitor so that the charge voltage of the second capacitor is equal to the charge voltage of the first capacitor;
The light load mode to the heavy load mode is detected, and in the light load mode, the connection switch means is turned off to perform phase compensation by the first capacitor, while in the heavy load mode 2. A control circuit for a switching power supply circuit, comprising: state determining means for sometimes turning on the connection switch means to perform phase compensation by the first capacitor and the second capacitor.
前記第１のコンデンサは、前記第２のコンデンサよりも小容量であることを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。 In the control circuit of the switching power supply circuit according to claim 1,
The control circuit for a switching power supply circuit, wherein the first capacitor has a smaller capacity than the second capacitor.
前記電圧調整手段は、前記第１のコンデンサのチャージ電圧と第２のコンデンサのチャージ電圧とを比較して両者の偏差が零になるように調整する他のエラーアンプと、このエラーアンプの出力側と前記第２のコンデンサとの間に接続されて前記軽負荷モードの時にはオン状態、前記重負荷モードの時にはオフ状態に前記状態判定手段により制御される調整用スイッチ手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。 In the control circuit of the switching power supply circuit according to claim 1 or 2,
The voltage adjusting means compares the charge voltage of the first capacitor with the charge voltage of the second capacitor and adjusts the deviation between them to be zero, and the output side of the error amplifier And an adjustment switch unit that is connected between the first capacitor and the second capacitor and is controlled by the state determination unit to be in an on state when in the light load mode and in an off state when in the heavy load mode. Control circuit for switching power supply circuit.
前記電圧調整手段は、ゲートに前記第１のコンデンサのチャージ電圧が印加されているデプレッション型のＮチャンネルの第１のＭＯＳＦＥＴ素子と、ゲートが接地されるとともに、ソースが前記第１のＭＯＳＦＥＴ素子のソースとバックゲートとに接続されているデプレッション型のＮチャンネルの同形の第２のＭＯＳＦＥＴ素子と、前記第１及び第２のＭＯＳＦＥＴ素子同士の接続部と前記第２のコンデンサとの間に接続されて前記軽負荷モードの時にはオン状態、前記重負荷モードの時にはオフ状態に前記状態判定手段により制御される調整用スイッチ手段とを有することを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。 In the control circuit of the switching power supply circuit according to claim 1 or 2,
The voltage adjusting means includes a depletion-type N-channel first MOSFET element in which a charge voltage of the first capacitor is applied to a gate, a gate grounded, and a source connected to the first MOSFET element. A depletion type N-channel second MOSFET element connected to a source and a back gate, and a connection between the first and second MOSFET elements and the second capacitor are connected. A control circuit for a switching power supply circuit, comprising: adjustment switch means controlled by the state determination means in an on state when in the light load mode and in an off state when in the heavy load mode.
前記状態判定手段は、ＰＦＭ制御モードが検出されているときを軽負荷モードと判定するとともに、ＰＷＭ制御モードが検出されているときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。 In the control circuit of the switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 4,
The state determining means determines that the light load mode is set when the PFM control mode is detected, and determines that the heavy load mode is set when the PWM control mode is detected, and turns on / off the connection switch means. A control circuit for a switching power supply circuit configured to perform control.
前記状態判定手段は、コイル電流が非連続状態のときを軽負荷モードと判定するとともに、前記コイル電流が連続状態のときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。 In the control circuit of the switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 4,
The state determination means determines when the coil current is in a discontinuous state as a light load mode, and determines when the coil current is in a continuous state as a heavy load mode and performs on / off control of the connection switch means. A control circuit for a switching power supply circuit, characterized in that it is configured to perform.
前記状態判定手段は、前記非連続状態乃至連続状態の如何にかかわらず前記ＰＦＭモードが検出されているとき及び前記ＰＷＭ制御モードが検出され、且つ前記非連続状態が検出されているときを軽負荷モードと判定する一方、その他のときを重負荷モードと判定して前記接続用スイッチ手段のオン・オフ制御を行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。 In the control circuit of the switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 4,
The state determination unit is configured to perform a light load when the PFM mode is detected regardless of the discontinuous state or the continuous state, when the PWM control mode is detected, and when the discontinuous state is detected. A control circuit for a switching power supply circuit, wherein the control circuit is configured to perform on / off control of the connection switch means by determining the mode as a heavy load mode while determining the mode.
前記状態判定手段は、前記接続スイッチをオンする際には高速のスイッチング速度で、またオフする際には低速のスイッチング速度でそれぞれ切り替えを行うように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。 In the control circuit of the switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 7,
The state determination means is configured to perform switching at a high switching speed when the connection switch is turned on and at a low switching speed when the connection switch is turned off, respectively. circuit.
前記状態判定手段は、前記接続スイッチをオフする際には所定の遅延時間の経過後に切り替え動作を開始するように構成したことを特徴とするスイッチング電源回路の制御回路。 In the control circuit of the switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 8,
The control circuit for a switching power supply circuit, wherein the state determining means is configured to start a switching operation after a predetermined delay time elapses when the connection switch is turned off.
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