JP5183299B2 - Current control device and image forming apparatus - Google Patents
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Description
本発明は、電流制御装置及び画像形成装置に関する。特に画像の定着に用いる、加熱手段としての定着器に流れる電流を制御する電流制御装置及びそれを具備した画像形成装置に関する。 The present invention relates to a current control device and an image forming apparatus. More particularly, the present invention relates to a current control device for controlling a current flowing in a fixing device as a heating unit used for fixing an image, and an image forming apparatus including the current control device.
一般的な電子写真プロセスを用いた画像形成装置（レーザプリンタ）について説明する。 An image forming apparatus (laser printer) using a general electrophotographic process will be described.
このような画像形成装置の熱定着器は、電子写真プロセス等の画像形成手段により転写紙上に形成された未定着画像（トナー像）を転写紙上に定着させるものである。この熱定着器には、加熱手段としてハロゲンヒータを熱源とする熱ローラ式の熱定着器やセラミック面状発熱体ヒータを熱源とするフィルム加熱式の熱定着器が用いられている、例えば特許文献１，特許文献２に示されている。
Such a heat fixing device of the image forming apparatus fixes an unfixed image (toner image) formed on the transfer paper by image forming means such as an electrophotographic process on the transfer paper. In this heat fixing device, a heat roller type heat fixing device using a halogen heater as a heat source or a film heating type heat fixing device using a ceramic sheet heating element heater as a heat source is used as a heating means. 1 and
熱定着器の温調制御する際に、画像形成装置のエンジンコントローラは、温度検出素子で検出される温度と、予め設定されている目標温度とを比較して、上述した加熱手段としてのヒータに供給する電力デューティを算出する。そして、その電力デューティに相当する位相角或は波数を決定し、その位相条件又は波数条件で、ヒータを駆動しているスイッチング素子をオン／オフ制御する。 When controlling the temperature of the heat fixing device, the engine controller of the image forming apparatus compares the temperature detected by the temperature detecting element with a preset target temperature, and uses the above-described heater as the heating unit. The power duty to be supplied is calculated. Then, the phase angle or wave number corresponding to the power duty is determined, and the switching element driving the heater is turned on / off under the phase condition or wave number condition.
ここで商用電源から熱定着器に供給される電流は、熱定着器の定格電流及び、米国ＵＬ規格や電気用品安全法によって定められる上限の電流値以下に制御する必要がある。そのため、熱定着器に流れる電流を検知し、通電可能な上限電流値以下に制御する。 Here, the current supplied from the commercial power source to the heat fixing device needs to be controlled to be equal to or less than the rated current of the heat fixing device and the upper limit current value determined by the US UL standard or the Electrical Appliance and Material Safety Law. For this reason, the current flowing through the heat fixing device is detected and controlled to be equal to or less than the upper limit current value that can be energized.
また特許文献３では、電流検出トランスで電圧変換した波形を、抵抗を介して電流検出回路に入力することで、半周期ごとの電流実効値を検知する方法が提案されている。
この熱定着器に使用されるヒータは一般的に、トライアック等のスイッチング素子を介して交流電源に接続されており、この交流電源から電力が供給されている。またヒータを熱源とする熱定着器には温度検出素子、例えばサーミスタ感温素子が設けられており、この温度検出素子により検出された温度情報を基にスイッチング素子をオン／オフ制御して、熱定着器の温度が目標の温度になるように制御される。またセラミック面状発熱体ヒータのオン／オフ制御は通常、入力される商用電源の位相制御又は波数制御により行われる。また、トライアック等のスイッチング素子の故障や電力制御の暴走によりヒータが異常発熱した場合には、温度検出素子によりヒータの過昇温を検出して、交流電源からヒータへの電力供給を遮断している。
しかし、電流検出トランスで電圧変換した二次側出力波形には、素子固有の特性により波形の歪みを生じてしまう。特に電流実効値を検知する場合、波形の歪みによって実効値が変化してしまい、電流検出精度が低下してしまう。電流検出トランス二次側出力に生じる歪量は、一次側入力波形の振幅、位相角、周波数によって異なる。また負荷が急激に変動する場合には、それ以前の波形によって歪み量は異なる。電流検出トランスの歪みによって生じる誤差を補正することは、より正確な電流検知を行うための課題であった。 However, the secondary-side output waveform that has been voltage-converted by the current detection transformer is distorted due to the characteristic of the element. In particular, when the current effective value is detected, the effective value changes due to waveform distortion, and current detection accuracy decreases. The amount of distortion that occurs in the secondary output of the current detection transformer varies depending on the amplitude, phase angle, and frequency of the primary input waveform. When the load fluctuates rapidly, the amount of distortion varies depending on the previous waveform. Correcting an error caused by distortion of the current detection transformer has been a problem for more accurate current detection.
本発明の目的は、上記従来技術の問題点を解決することにある。 An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems of the prior art.
本発明では、負荷に供給する電力デューティを、周波数、位相角の変動量の情報に基づき歪量補正を行うことでより高精度な電流制御を行う電流制御装置及びそれを具備した画像形成装置を提供することを目的とする。 In the present invention, a current control device that performs more accurate current control by correcting the amount of power supplied to a load based on information on the amount of variation in frequency and phase angle, and an image forming apparatus including the current control device. The purpose is to provide.
本発明は、上述の目的を達成するため、以下（１）、（２）の構成を備えるものである。 In order to achieve the above object, the present invention comprises the following configurations (1) and ( 2 ).
（１）負荷に供給する電力を制御する電力制御手段と、前記負荷に流れる電流の経路に設けられた電流検出トランスの出力電圧に基づき、前記負荷に流れる電流値を検知する電流検知手段と、前記電流検知手段で検知した電流値を、前記電力制御手段により制御される電力に対応した位相に基づき補正する歪量補正手段を有することを特徴とする電流制御装置。
（２）記録材に画像を定着する定着手段を有する画像形成装置において、商用電源から前記定着手段に供給する電力を制御する電力制御手段と、前記定着手段に流れる電流の経路に設けられた電流検出トランスの出力電圧に基づき、前記定着手段に流れる電流値を検知する電流検知手段と、前記電流検知手段で検知した電流値を、前記電力制御手段により制御される電力に対応した位相に基づき補正する歪量補正手段を有することを特徴とする画像形成装置。
(1) and the braking Gosuru power control unit power supplied to the load, based on the output voltage of the current detection transformer provided in the path of the current flowing through the load, current sensing for detecting a current flowing through the load means and the current value of the current detected by the detection means, said current control device characterized by having a distortion amount correcting means for correcting, based on the position phase corresponding to the power controlled by the power control unit.
(2) In an image forming apparatus having a fixing unit that fixes an image on a recording material, a power control unit that controls power supplied from a commercial power source to the fixing unit, and a current provided in a path of a current flowing through the fixing unit Based on the output voltage of the detection transformer, a current detection means for detecting the current value flowing through the fixing means, and the current value detected by the current detection means is corrected based on the phase corresponding to the power controlled by the power control means. An image forming apparatus, comprising: a distortion amount correcting unit that performs the correction.
本発明によれば、負荷に供給する電力デューティを、周波数、位相の変動量の情報に基づき歪量補正を行うことでより高精度な電流制御を行う電流制御装置及びそれを具備した画像形成装置を提供することができる。 According to the present invention, a current control device that performs more accurate current control by correcting the amount of power supplied to a load based on information on frequency and phase fluctuation amounts, and an image forming apparatus including the current control device Can be provided .
以下、本発明を実施するための最良の形態を、実施例により詳しく説明する。 Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention will be described in detail with reference to examples.
商用電源から電力を供給する電力供給手段を有し、負荷に流れる電流を検知するための電流検出トランスの２次側出力波形に生じる歪みの誤差を低減し、前記負荷に流れる電流を精度良く検知する電流検知装置を有する画像形成装置についての説明である。
It has power supply means to supply power from a commercial power supply, reduces distortion errors in the secondary output waveform of the current detection transformer for detecting the current flowing through the load, and accurately detects the current flowing through the
以下、添付図面に基づき説明する。 Hereinafter, description will be given with reference to the accompanying drawings.
図２は電子写真プロセスを用いた画像形成装置の概略構成図であり、例えばレ−ザプリンタの場合を示している。 FIG. 2 is a schematic configuration diagram of an image forming apparatus using an electrophotographic process, and shows a case of a laser printer, for example.
＜画像形成装置の全体構成＞
レーザプリンタ本体１０１（以下、本体１０１）は、記録紙Ｓを収納するカセット１０２を有する。このカセット１０２の記録紙Ｓの有無を検知するカセット有無センサ１０３、カセット１０２の記録紙Ｓのサイズを検知するため復数個のマイクロスイッチで構成されたカセットサイズセンサ１０４を有する。そして、カセット１０２から記録紙Ｓを繰り出す給紙ローラ１０５等が設けられ、給紙ローラ１０５の下流には記録紙Ｓを同期搬送するレジストローラ対１０６が設けられている。また、レジストローラ対１０６の下流にはレーザスキャナ部１０７からのレーザ光に基づいて記録紙Ｓ上にトナー像を形成する画像形成部１０８が設けられている。更に、画像形成部１０８の下流には記録紙Ｓ上に形成されたトナー像を熱定着する定着器１０９が設けられている。定着器１０９の下流には排紙部の搬送状態を検知する排紙センサ１１０、記録紙Ｓを排紙する排紙ローラ１１１、記録の完了した記録紙Ｓを積載する積載トレイ１１２が設けられている。この記録紙Ｓの搬送基準は、記録紙Ｓの画像形成装置の搬送方向に直交する方向の長さ、つまり記録紙Ｓの幅に対して中央になるように設定されている。
<Overall configuration of image forming apparatus>
The laser printer main body 101 (hereinafter, main body 101) has a
また、前記レーザスキャナ１０７は、後述する外部装置１３１から送出される画像信号（画像信号ＶＤＯ）に基づいて変調されたレーザ光を発光するレーザユニット１１３がある。このレーザユニット１１３からのレーザ光を後述する感光ドラム１１７上に走査するためのポリゴンモータ１１４、結像レンズ１１５、折り返しミラー１１６等により構成されている。
The
そして、前記画像形成部１０８は、公知の電子写真プロセスに必要な、感光ドラム１１７、１次帯電ローラ１１９、現像器１２０、転写帯電ローラ１２１、クリーナ１２２等から構成されている。
The
また、定着器１０９は定着フィルム１０９ａ、定着ローラ１０９ｂ、定着フィルム内部に設けられたセラミックヒータ１０９ｃ、セラミックヒータの表面温度を検出するサーミスタ１０９ｄから構成されている。
The
また、メインモータ１２３は、給紙ローラ１０５には給紙ローラクラッチ１２４を介して、レジストローラ対１０６にはレジストローラ１２５を介して駆動力を与えている。更にメインモータ１２３は、感光ドラム１１７を含む画像形成部１０８の各ユニット、定着器１０９、排紙ローラ１１１にも駆動力を与えている。
The
また、エンジンコントローラ１２６は、当該発明にかかる歪補正制御シーケンスを実施するのに必要な情報を記憶する記憶手段を有する。また、レーザスキャナ部１０７、画像形成部１０８、定着器１０９による電子写真プロセスの制御、前記本体１０１内の記録紙の搬送制御なども行なっている。
Further, the
また、ビデオコントローラ１２７は、パーソナルコンピュータ等の外部装置１３１と汎用のインターフェース（セントロニクス、ＲＳ２３２Ｃ、ＵＳＢ等）１３０で接続されている。この汎用インターフェースから送られてくる画像情報をビットデータに展開し、そのビットデータをＶＤＯ信号として、エンジンコントローラ１２６へ送出している。
The
＜セラミックヒータの駆動及び制御回路の構成＞
図１には本実施例における定着器１０９を構成するセラミックヒ−タの駆動及び制御回路を示した図である。交流電源１は、本画像形成装置である本体１０１に接続される商用電源である。本体１０１には交流電源１からＡＣフィルタ２，電流検出トランス２５，リレー４１を介して加熱手段であるセラミックヒ−タ１０９ｃを構成する発熱体２０３，発熱体２２０へ電力を供給することにより、発熱体２０３，発熱体２２０を発熱させる。
<Configuration of ceramic heater drive and control circuit>
FIG. 1 is a diagram showing a driving circuit and a control circuit of a ceramic heater constituting the
商用電源から発熱体２０３への電力供給手段として、トライアック４の通電、あるいは遮断することによって制御が行われている。抵抗５、６はトライアック４のためのバイアス抵抗である、フォトトライアックカプラ７は、一次（負荷側）と、二次（制御側）間の沿面距離（絶縁距離）を確保するためのデバイスである。フォトトライアックカプラ７の発光ダイオードに通電することによりトライアック４を通電する。抵抗８はフォトトライアックカプラ７の電流を制限するための抵抗であり、トランジスタ９によりフォトトライアックカプラ７を通電、あるいは遮断する。トランジスタ９は抵抗１０を介してエンジンコントロ−ラ１２６からのＯＮ１信号にしたがって動作する。
Control is performed by energizing or shutting off the
商用電源から発熱体２２０への電力供給手段として、トライアック１３の通電、あるいは遮断することによって制御が行われている。抵抗１４、１５はトライアック１３のためのバイアス抵抗である、フォトトライアックカプラ１６は、一次、二次間の沿面距離を確保するためのデバイスである。フォトトライアックカプラ１６の発光ダイオードに通電することによりトライアック１３を通電する。抵抗１７はフォトトライアックカプラ１６の電流を制限するための抵抗であり、トランジスタ１８によりフォトトライアックカプラ１６を通電、あるいは遮断する。トランジスタ１８は抵抗１９を介してエンジンコントロ−ラ１２６からのＯＮ２信号にしたがって動作する。
Control is performed by energizing or cutting off the
＜位相角検出回路の構成＞
交流電源１の位相角の検出は、ゼロクロス検出回路１２によって行われる。ＡＣフィルタ２を介して交流電源１の出力は、ゼロクロス検出回路１２のＨｏｔとＮｅｕｔｒａｌに入力される。ゼロクロス検出回路１２では、入力された商用電源電圧がある閾値以下の電圧になっていることをエンジンコントロ−ラ１２６に対して位相角を算出するためのパルス信号を報知する。以下、エンジンコントロ−ラ１２６に送出されるこのパルス信号をＺＥＲＯＸ信号と呼ぶ。エンジンコントロ−ラ１２６では前記ＺＥＲＯＸ信号のパルスのエッジを検知し、そのエッジ間隔Ｔ１から商用電源である交流電源１の位相角が算出される。そして検出された位相角に基づき位相制御または波数制御を行うことによりトライアック４又は１３を通電、あるいは遮断する。また、検出された前記位相角は、エンジンコントローラの記憶手段に位相角情報として記憶される、前記記憶手段に記憶された過去の位相角情報は、検出された位相角と比較されその差に基づく前記電流検出トランスで検出された電流値の歪補正に利用される。
<Configuration of phase angle detection circuit>
Detection of the phase angle of the
また、ゼロクロス検出回路は商用電源の周波数を検出する周波数検出手段としての機能も有し、前記ゼロクロス検出回路から出力される前記ＺＥＲＯＸ信号より、商用電源の周波数もエンジンコントローラ１２６で算出される。
The zero cross detection circuit also has a function as frequency detection means for detecting the frequency of the commercial power supply. The frequency of the commercial power supply is calculated by the
＜セラミックヒータ電流検出回路の構成＞
トライアック４及び１３に制御されて、発熱体２０３及び発熱体２２０に通電されるヒータ電流は、電流の経路に設置された電流検出トランス２５によって電圧変換され、電流検出トランスの２次側の出力電圧として電流検出回路２７に入力される。
<Configuration of ceramic heater current detection circuit>
The heater current controlled by the
前記電流検出トランスによって電圧変換された２次側出力は商用周波数周期毎のヒータ電流に対応した値であり、電流検出回路２７では、電圧変換されたヒータ電流波形を半波整流し、その２乗値に変換し、更に反転増幅した後、コンデンサに充電される。この場合、電流検出トランスの前記コンデンサに充電された電圧Ｉ１ｆはＨＣＲＲＴ信号としてエンジンコントローラ１２６にＡ／Ｄ入力される。この２乗値とＨＣＲＲＴ信号とは概比例している。
The secondary output voltage converted by the current detection transformer has a value corresponding to the heater current for each commercial frequency period. The
＜セラミックヒータ温度検知回路の構成＞
図１に示した温度検知素子１０９ｄは発熱体２０３，および発熱体２２０によって形成されているセラミックヒ−タ１０９ｃの温度を検知するための温度検知手段としての温度検知素子である、例えば、サ−ミスタ感温素子などである。セラミックヒータ１０９ｃ上に発熱体２０３，および発熱体２２０に対して絶縁距離を確保できるように絶縁耐圧を有する絶縁物を介して配置されている。この温度検知素子１０９ｄによって検出される温度は、抵抗２２と、温度検知素子１０９ｄとで分圧された電圧として検出され、エンジンコントロ−ラ１２６にＴＨ信号としてＡ／Ｄ入力される。
<Configuration of ceramic heater temperature detection circuit>
The
前記ＴＨ信号は前記エンジンコントロ−ラ１２６の記憶手段に記憶され、発熱体２０３、および発熱体２２０の温調制御する信号として使用される。
The TH signal is stored in the storage means of the
＜エンジンコントローラの制御方法と過昇温防止回路＞
セラミックヒ−タ１０９ｃの温度は、ＴＨ信号としてエンジンコントロ−ラ１２６において監視されている。エンジンコントロ−ラ１２６の内部で予め設定されるセラミックヒ−タ１０９ｃの設定温度とＴＨ信号とを比較することによって、セラミックヒ−タ１０９ｃを構成する発熱体２０３，２２０に供給するべき電力比を算出する。そして、供給する電力比に対応した位相角（位相制御）または波数（波数制御）に換算し、その制御条件によりエンジンコントロ−ラ１２６がトランジスタ９にＯＮ１信号、あるいはトランジスタ１８にＯＮ２信号を送出する。発熱体２０３，２２０に供給する電力比を算出する際に、電流検出回路２７から報知されるＨＣＲＲＴ信号（検知電圧）を基に上限の電力比を算出して、その上限の電力比以下の電力が通電されるように制御する。例えば、位相制御の場合、下記の表１のようなデータをエンジンコントローラ１２６内に有しており、この制御表に基づき制御をおこなう。
<Engine controller control method and overheat prevention circuit>
The temperature of the
さらに、発熱体２０３，２２０に電力を供給しており、制御する手段が故障し、発熱体２０３，２２０が熱暴走に至った場合、過昇温を防止する手段として、過昇温防止手段２２３がセラミックヒータ１０９ｃ上に配されている。過昇温防止手段２２３は、例えば温度ヒューズやサーモスイッチである。電力供給制御手段の故障により、発熱体２０３，２２０が熱暴走に至り過昇温防止手段２２３が所定の温度以上になると、過昇温防止手段２２３がＯＰＥＮ状態になり、発熱体２０３および２２０への通電が遮断される保護回路を有している。
Further, when power is supplied to the
また、ＴＨ信号として監視されているセラミックヒ−タ１０９ｃの温度は、エンジンコントローラ１２６において、温度制御の設定温度とは別に異常高温検知温度が設定されている。ＴＨ信号から検知される温度がその異常高温検知温度以上になった場合には、エンジンコントローラ１２６からのＲＬＤ信号はＬｏｗレベルとなる。その結果、トランジスタ４２がオフとなり、リレー４１の接点回路をオープンとすることにより、発熱体２０３および２２０への通電を遮断する。通常、温度制御時には常に、エンジンコントローラ１２６はＲＬＤ信号をＨｉｇｈレベルとして送出し、トランジスタ４２をオンにし、リレー４１の接点回路をクローズにしている。抵抗４３は電流制限抵抗であり、抵抗４４ベース・エミッタ間のバイアス抵抗である。ダイオード４５はリレー４１のオフ時の逆起電力吸収用素子である。
The temperature of the
＜セラミックヒータ及び熱定着器の概略＞
図３（ａ）（ｂ）は、本実施の形態に係るセラミックヒータ１０９ｃの概略を説明する図である。図３（ａ）は、セラミック面状発熱体ヒータの断面図であり、図３（ａ）の矢印３０１で示すのは、発熱体２０３，２２０が形成されている表面を示しており、同じく図３（ａ）の矢印３０２で示すのは、３０１が示す表面と相対する裏面を示している。
<Outline of ceramic heater and heat fixing device>
FIGS. 3A and 3B are diagrams for explaining the outline of the
このセラミック面状発熱体ヒータ１０９ｃは、ＳｉＣ，ＡｌＮ，Ａｌ２Ｏ３等のセラミックス系の絶縁基板３３１が使用されている。また、絶縁基板３３１面上にはペースト印刷等で形成されている発熱体２０３，２２０と、２本の発熱体を保護しているガラス等の保護層３３４から構成されている。この保護層３３４上に、セラミック面状発熱体ヒータ１０９ｃの温度を検出する温度検出素子１０９ｄと過昇温防止手段２２３が配置されている。図３（ｂ）で示すように、これらは記録紙Ｓの搬送基準、つまり発熱部２０３ａ，２２０ａの長さ方向の中心（ａ１）に対して左右対称な位置（ｈ）で、かつ通紙可能な最小の記録紙のシート幅よりも内側の位置に配設されている。
This ceramic sheet
発熱体２０３は、電力が供給されると発熱する部分２０３ａと、コネクタを介して電力が供給される電極部２０３ｃ，２０３ｄと、これら電極部２０３ｃ，２０３ｄと発熱体２０３とを接続する導電部２０３ｂとを有している。また発熱体２２０は、電力が供給されると発熱する部分２２０ａと、コネクタを介して電力が供給される電極部２０３ｃ，２２０ｄと、電極部２０３ｃ，２２０ｄと接続される導電部２２０ｂとを有している。電極部２０３ｃは、２本の発熱体２０３と２２０に共通に接続されており、発熱体２０３，２２０の共通電極となっている。また発熱体２０３，２２０が印刷されている絶縁基板３３１との対向面側に摺動性を向上させるために図３で示すガラス層３３４が形成される場合もある。
The
この共通電極２０３ｃは、商用電源である交流電源１のＨＯＴ側端子から過昇温防止部２２３を介して接続される。電極部２０３ｄは、発熱体２０３を制御するトライアック４に接続され、交流電源１のＮｅｕｔｒａｌ端子に接続される。電極部２２０ｄは、発熱体２２０を制御するトライアック１３と電気的に接続され、交流電源１のＮｅｕｔｒａｌ端子に接続される。セラミックヒータ１０９ｃは、図４（ａ）（ｂ）に示すように、フィルムガイド６２によって支持されている。
The common electrode 203c is connected from the HOT-side terminal of the
図４（ａ）（ｂ）は、本実施例に係る熱定着器１０９の概略構成を示す図である。図４（ａ）は、絶縁基板３３１に対して、発熱体２０３，２２０が定着ニップ部と反対側にある場合を示し、図４（ｂ）は、絶縁基板３３１に対して、発熱体２０３，２２０が定着ニップ部側に位置している場合を示している。
4A and 4B are diagrams showing a schematic configuration of the
定着フィルム１０９ａは、円筒状の耐熱材製の定着フィルムであり、セラミックヒータ１０９ｃを下面側に支持させたフィルムガイド６２に外嵌させてある。そして、このフィルムガイド６２の下面のセラミックヒータ１０９ｃと、加圧部材としての弾性加圧ローラ１０９ｂとを、定着フィルム１０９ａを挟ませて弾性加圧ローラ１０９ｂの弾性に抗して所定の加圧力をもって圧接させている。こうして加熱部としての所定幅の定着ニップ部を形成している。また過昇温防止手段２２３、例えば、サーモスタットがセラミックヒータ１０９ｃの絶縁基板３３１面上、或はガラス層３３４面上に当接されている。このサーモスタット２２３は、フィルムガイド６２に位置を矯正され、サーモスタット２２３の感熱面がセラミックヒータ１０９ｃの面上に当接されている。図示はしていないが、温度検出素子１０９ｄも同様に、このセラミックヒータ１０９ｃの面上に当接されている。ここで、図４（ａ）のように、セラミックヒータ１０９ｃは発熱体２０３，２２０が定着ニップ部と反対側にあっても良く、或は図４（ｂ）のように、発熱体２０３，２２０が定着ニップ部側にあってもかまわない。また、定着フィルム１０９ａの摺動性を上げるために、定着フィルム１０９ａとセラミックヒータ１０９ｃとの界面に摺動性のグリースを塗布してもかまわない。
The fixing
＜ヒータ電流検出回路＞
図５は、本実施例に係る電流検出回路２７の構成を説明するための回路図であり、図６は、この電流検出回路２７の動作を説明するためのタイミング波形図である。
<Heater current detection circuit>
FIG. 5 is a circuit diagram for explaining the configuration of the
図６のヒータ電流Ｉ１（６０１）は、発熱体２０３に流される電流Ｉ１の波形で、電流検出トランス２５によって、その電流波形が２次側で電圧変換される。この電流検出トランス２５の電圧出力をダイオード５１ａ，５３ａによって整流し、負荷抵抗として抵抗５２ａ，５４ａを接続している。半波整流後電圧（６０３）は、このダイオード５３ａによって半波整流された波形を示す。この電圧波形は、抵抗５５ａを介して乗算器５６ａに入力される。この乗算器５６ａの出力は、半波整流後２乗電圧（６０４）で示されるように、２乗した電圧波形を出力する。これは電圧波形を２乗することにより、制御対象の変化に対する応答が速く、かつ、高精度で制御をおこなうための電流検知手段となる。この２乗された波形は、抵抗５７ａを介してオペアンプ５９ａの−端子に入力される。このオペアンプ５９ａの＋端子には、抵抗５８ａを介してリファレンス電圧８４ａが入力されており、帰還抵抗６０ａにより反転増幅される。尚、このオペアンプ５９ａは片電源から電源が供給されているものとする。
The heater current I1 (601) in FIG. 6 is a waveform of the current I1 flowing through the
反転増幅出力（６０５）は、リファレンス電圧８４ａを基準に半波整流後２乗電圧（６０４）を反転増幅した波形を示す。このオペアンプ５９ａの出力は、オペアンプ７２ａの＋端子に入力される。オペアンプ７２ａでは、リファレンス電圧８４ａと、その＋端子に入力された波形の電圧差と、抵抗７１ａで決定される電流がコンデンサ７４ａに流入されるようにトランジスタ７３ａを制御している。こうしてコンデンサ７４ａは、リファレンス電圧８４ａと、その＋端子に入力された波形の電圧差と抵抗７１ａで決定される電流で充電される。
The inverted amplification output (605) shows a waveform obtained by inverting and amplifying the square voltage (604) after half-wave rectification based on the
ダイオード５３ａによる半波整流区間が終わると、コンデンサ７４ａへの充電電流がなくなるため、その電圧値がピークホールドされる。そしてＨＣＲＲＴ１信号（６０６）が示すように、ダイオード５１ａの半波整流期間にＤＩＳ信号（６０７）によりトランジスタ７５ａをオンする。これにより、コンデンサ７４ａの充電電圧が放電される。トランジスタ７５ａは、エンジンコントローラ１２６からのＤＩＳ信号によりオン／オフされており、ＤＩＳ信号は図２で示すゼロクロス検出回路から送出されるＺＥＲＯＸ信号６０２を基に、トランジスタ７５ａのオン／オフ制御を行っている。このＤＩＳ信号は、ＺＥＲＯＸ信号の立ち上がりエッジから所定の遅延時間Ｔｄｌｙ後にＨｉｇｈｔレベルとなり、ＺＥＲＯＸ信号の立下がりエッジと同じタイミング、もしくは直前でＬｏｗレベルとなる。これにより、ダイオード５３ａの半波整流期間であるヒータの通電期間を干渉することなく制御できる。
When the half-wave rectification section by the
こうしてコンデンサ７４ａにピークホールドされた電圧値が、電流検出回路２７からＨＣＲＲＴ１信号としてエンジンコントローラ１２６に送出される。図５に示す回路の特徴として検出した電圧波形を２乗することにより、対象となるヒータ電流の変化に対する応答が速く、高精度で制御をおこなうためには有効な電流検知手段となる。
The voltage value thus peak-held by the
また、前記ＨＣＲＲＴ信号は前記電流検出回路２７で検出された電流値として、エンジンコントローラの記憶手段に電流値情報として記憶される。前記記憶手段に記憶された電流値情報は、電流検出トランスで検出された電流値の歪補正シーケンスで利用される。
The HCRRT signal is stored as current value information in the storage means of the engine controller as a current value detected by the
＜電流検出トランスの歪補正方法＞
図７は、本実施例に係る電流検出トランス２５によって生じる歪みの補正方法を説明するための等価回路図を示している。歪みのない理想的な変圧器に対して、一次インダクタンス、一次巻線漏洩インダクタンスの影響を加味した回路図になっている。本実施の形態１を説明するために行ったシミュレーションでは、一次側及び二次側巻き線抵抗、浮遊容量、鉄損の影響は少ないため、等価回路図から省略している。また、本提案の電流検出トランス歪の補正量を決める手段にあっては、実測値や、他の等価回路を用いたシミュレーション値を用いてもよい。必ずしも本実施の形態１で説明する方法に限定されるものではない。
<Distortion correction method for current detection transformer>
FIG. 7 is an equivalent circuit diagram for explaining a method for correcting distortion caused by the
電流検出トランスの歪補正方法の具体例として、次の位相角と、周波数による歪補正方法を説明する。 As a specific example of the distortion correction method for the current detection transformer, a distortion correction method using the following phase angle and frequency will be described.
＜位相角による歪補正方法＞
本実施例で用いる、発熱体２０３，２２０の位相制御に用いる位相角に応じて、電流検出トランス２５による歪みの影響を補正する方法を説明する。
<Distortion correction method by phase angle>
A method for correcting the influence of distortion by the
図８（ａ）のシミュレーション結果は、日本国内で使用されている商用周波数５０Ｈｚと６０Ｈｚにおいて、電流検出トランス２５によって生じる歪量の位相角による変化を示している。縦軸は理想的な変圧器の出力と、前記等価回路の出力との誤差を、比率で示している。
The simulation result in FIG. 8A shows changes due to the phase angle of the distortion amount generated by the
図８（ｂ）のシミュレーション結果は、電流検出トランス２５によって生じる歪量の位相角による変化を表している。縦軸は理想的な変圧器の出力と、前記等価回路の出力との電位差を示している。
The simulation result in FIG. 8B represents a change in distortion caused by the
図８中のグラフの表示は、商用周波数が５０Ｈｚの場合を○、６０Ｈｚの場合を●の曲線で示している。 The display of the graph in FIG. 8 shows a circle with a circle when the commercial frequency is 50 Hz and a circle with a circle when it is 60 Hz.
図９は図８（ａ）及び図８（ｂ）のシミュレーション結果を元に作成した、位相角補正表である。このとき商用周波数は６０Ｈｚを規準値とする。図９のような表をエンジンコントローラ１２６内に有しており、この表に基づき補正をおこなう。この補正表を用いることで、電流検出回路２７の出力ＨＣＲＲＴ１信号より検出されるＡＤ値を位相角により歪補正することができる。図８（ｂ）から分かるように、位相角が１８０°に近づくと、理想的な変圧器の出力と、前記等価回路の出力との電位差は小さくなる。位相角１２０°〜１８０°では発生する歪が電流検出回路２７の出力に与える影響は少ないため、補正量を一定値とした。位相角１２０°〜１８０°の状態とは、セラミックヒータ１０９ｃの温度が定常状態に達した状態に相当する。
FIG. 9 is a phase angle correction table created based on the simulation results of FIGS. 8 (a) and 8 (b). At this time, the commercial frequency is set to 60 Hz as a standard value. A table as shown in FIG. 9 is provided in the
このように、補正表は所望の精度や、制御に求められる条件に応じて、シミュレーション結果や、実測値に基づいて作成すれば良い。 As described above, the correction table may be created based on the simulation result or the actual measurement value in accordance with desired accuracy and conditions required for control.
＜周波数による歪補正方法＞
本実施例で用いる、商用周波数に応じて、電流検出トランス２５による歪みを補正する方法を説明する。図９の補正表を用いて算出した補正値は、商用周波数が６０Ｈｚの場合でのＨＣＲＲＴ１信号より検出されたＡＤ値の補正量であり、周波数の違いによって適正な補正量は異なる。そのため、周波数検出手段より求めた商用周波数に応じて、更に周波数補正を行う必要がある。
<Distortion correction method by frequency>
A method of correcting distortion caused by the
図１０のシミュレーション結果は、電流検出トランス２５によって生じる歪み量の商用電源の周波数による変化を示している。縦軸は周波数６０Ｈｚの出力と、各商用周波数の出力との差分を、比率で示している。
The simulation result of FIG. 10 shows a change in the amount of distortion caused by the
図１１は図１０のシミュレーション結果を元に作成した、商用周波数ごとの補正表である。図９の位相角補正表で得られた補正値を、更に図１０で周波数補正を行うことができる。位相角１２０°〜１８０°では入力波形の歪みが電流検出回路２７の出力に与える影響は少ないため、周波数の違いによる補正は行っていない。
FIG. 11 is a correction table for each commercial frequency created based on the simulation result of FIG. The correction values obtained from the phase angle correction table of FIG. 9 can be further subjected to frequency correction in FIG. Since the influence of the distortion of the input waveform on the output of the
＜定着器の温調制御シーケンス＞
次に、エンジンコントローラ１２６で実施される、本実施の形態１における定着器１０９のヒータ温調制御シーケンスについて説明する。
<Fixing device temperature control sequence>
Next, the heater temperature adjustment control sequence of the fixing
図１２は、本発明の本実施の形態１に係るエンジンコントローラ１２６による定着器１０９のヒータ温調制御シーケンスを、Ｓ１００〜Ｓ１１４のフローチャートで説明する。
FIG. 12 illustrates a heater temperature adjustment control sequence of the fixing
＜Ｓ１００＞
ステップＳ１００は、エンジンコントローラ１２６にて、ヒータ温調制御シーケンスの開始を示す。
<S100>
Step S100 indicates the start of the heater temperature control sequence by the
＜Ｓ１０１＞
「ヒータＯＮ要求？」
ステップＳ１０１は、エンジンコントローラ１２６にて、セラミックヒータ１０９ｃへの電力供給開始の要求が発生するかを判断する工程である。
電力供給開始の要求が発生れば“Ｙｅｓ”でＳ１０２へ、“Ｎｏ”で有ればステプＳ１０１を繰り返す。
<S101>
"Heater ON request?"
Step S101 is a process of determining whether or not the
If a power supply start request is generated, “Yes” is returned to S102, and if “No” is determined, Step S101 is repeated.
＜Ｓ１０２＞
「電力デュ―ティの最初の上限値Ｄｌｉｍｉｔ（ｎ）＝Ｄｌｉｍｉｔ（１）を設定」
ステップＳ１０２では、想定されている入力電圧範囲やヒータの抵抗値等を考慮して、最大の電力デューティとして予め定めたＤｌｉｍｉｔ（１）として初期値に設定する。例えば、入力電圧が最小値、抵抗値が最大値の場合を想定して、ヒータに通電可能な許容電流を超えない電力デューティを初期値に設定する。
ｎ＝１，２，３・・・、等の整数である。
<S102>
“Set first upper limit value Dlimit (n) = Dlimit (1) of power duty”
In step S102, an initial value is set as Dlimit (1) determined in advance as the maximum power duty in consideration of an assumed input voltage range, a resistance value of the heater, and the like. For example, assuming that the input voltage is the minimum value and the resistance value is the maximum value, the power duty that does not exceed the allowable current that can be supplied to the heater is set to the initial value.
n = 1, 2, 3,...
＜Ｓ１０３＞
「ヒータをＤｌｉｍｉｔ（ｎ）以下の電力ＤｕｔｙでＴＨ信号を基に温度制御」
ステップＳ１０３では、Ｄｌｉｍｉｔ（ｎ）を上限電力デューティとして、目標の温度情報とＴＨ信号（温度検出素子の信号）との温度差を基に電力デューティＤ（ｎ）を決定しヒータ温調制御を開始する。エンジンコントローラ１２６に設定されている所定の温度になるように、ＴＨ信号からの情報を基に、例えばＰＩ制御（比率積分制御）により発熱体２０３，２２０に供給する電力を制御する。目標の温度情報とＴＨ信号からの温度情報の差分から供給する電力デューティを決定している。但し、算出された電力デューティが上限デューティＤｌｉｍｉｔ（ｎ）を超える場合は、Ｄｌｉｍｉｔ（ｎ）を供給する電力デューティとする。つまりステップＳ１０２では、上限デューティＤｌｉｍｉｔ（ｎ）以下の電力デューティＤ（ｎ）でヒータ温調制御を行う。
ここでは電力デューティＤ（ｎ）に相当する位相角α（ｎ）で、ＯＮ１，ＯＮ２信号のオンパルスがＺＥＲＯＸ信号をトリガにして、エンジンコントローラ１２６より送出される。これにより発熱体２０３及び２２０には、位相角α（ｎ）で電流が供給される。
<S103>
“Temperature control of heater based on TH signal with power duty less than Dlimit (n)”
In step S103, with Dlimit (n) as the upper limit power duty, the power duty D (n) is determined based on the temperature difference between the target temperature information and the TH signal (temperature detection element signal), and the heater temperature control is started. To do. Based on the information from the TH signal, the electric power supplied to the
Here, an ON pulse of the ON1 and ON2 signals is sent from the
＜Ｓ１０４＞
「現在の位相角α（ｎ）を記憶部に保存する。」
ステップＳ１０４では、位相角α（ｎ）の値をエンジンコントローラ１２６の記憶部に記憶させる。
<S104>
“Save the current phase angle α (n) in the storage unit.”
In step S104, the value of the phase angle α (n) is stored in the storage unit of the
＜Ｓ１０５＞
「ＺＥＲＯＸ周期Ｔ（ｎ）を検出」
ステップＳ１０５では、ＺＥＲＯＸ周期Ｔ（ｎ）を検出する。エンジンコントローラ１２６は、ＺＥＲＯＸ信号の立下がりエッジから立下がりエッジまでの時間間隔Ｔ（ｎ）を検出することにより、商用周波数Ｆ（ｎ）を算出することができる。
<S105>
“Detect ZEROX cycle T (n)”
In step S105, the ZEROX cycle T (n) is detected. The
＜Ｓ１０６＞
「商用周波数Ｆ（ｎ）を記憶部に保存する」
検知したＺＥＲＯＸ信号の立下り時間の間隔Ｔ（ｎ）より入力電源の周波数を算出し、記憶部に保存する。
ステップＳ１０６では、算出した商用周波数Ｆ（ｎ）の値をエンジンコントローラ１２６の記憶部に記憶される。
<S106>
“Save commercial frequency F (n) in storage”
The frequency of the input power supply is calculated from the fall time interval T (n) of the detected ZEROX signal and stored in the storage unit.
In step S106, the calculated value of commercial frequency F (n) is stored in the storage unit of
＜Ｓ１０７＞
「ＨＣＲＲＮＴ１信号から電流値Ｉ１ｆ（ｎ）を検知」
ステップＳ１０７では，電力デューティＤ（ｎ）で通電している状態で、電流値Ｉ１ｆ（ｎ）に相当する電流検出回路２７から送られてくるＨＣＲＲＴ１信号により電圧Ｖ１ｆ（ｎ）を取得する。これは前述したようにコンデンサ７４ａでピークホールドされた電圧値Ｖ１ｆ（ｎ）に該当している。即ち、図６に示すＨＣＲＲＴ１信号のピークホールド値である。本実施例では、ＺＥＲＯＸ信号をトリガにして、ＺＥＲＯＸ信号の立ち上がりエッジからＤＩＳ信号を送出するまでの間、Ｔｄｌｙの期間内にこの値を取得する。この期間Ｔｄｌｙは、エンジンコントローラ１２６がピークホールド値Ｖ１ｆ（ｎ）を検知するのに十分な時間に設定されている。
尚、図１２のフローチャートの説明では、電流値を検出し、その電流値に基づいて上限電流値及び上限デューティを求めるように説明しているが、前述したように、実際はピークホールドされた電圧値を検出している。そして、この電圧値に対応する電流値を求めて計算を実行している。
<S107>
“Detect current value I1f (n) from HCRRNT1 signal”
In step S107, the voltage V1f (n) is acquired from the HCRRT1 signal sent from the
In the description of the flowchart of FIG. 12, it is described that the current value is detected and the upper limit current value and the upper limit duty are obtained based on the current value. However, as described above, the peak-held voltage value is actually obtained. Is detected. Then, a current value corresponding to this voltage value is obtained and calculation is performed.
＜Ｓ１０８＞
「電流値Ｉ１ｆ（ｎ）の周波数換算値Ｉ１（ｎ）を算出」
ステップＳ１０８では、電流値Ｉ１ｆ（ｎ）の周波数換算値を求める。ここで、ＨＣＲＲＴ１信号が報知するＩ１ｆ（ｎ）値は、前記電流検出回路で説明したように、２乗波形の商用周波数半周期分の積分値である。周波数Ｆ（ｎ）Ｈｚにおける電流値Ｉ１ｆ（ｎ）に対して、商用周波数を特定の周波数、例えば５０Ｈｚを規準の周波数として設定しておくことで周波数の比を求め補正を行う。電流値Ｉ１ｆ（ｎ）の５０Ｈｚ換算値をＩ１（ｎ）とすると、
Ｉ１（ｎ）＝Ｉ１ｆ（ｎ）×Ｆ（ｎ）／５０
と表すことができる。
<S108>
“Calculate frequency converted value I1 (n) of current value I1f (n)”
In step S108, a frequency converted value of the current value I1f (n) is obtained. Here, the I1f (n) value notified by the HCRRT1 signal is an integral value corresponding to a half cycle of the commercial frequency of the square waveform as described in the current detection circuit. For the current value I1f (n) at the frequency F (n) Hz, a commercial frequency is set as a specific frequency, for example, 50 Hz as a reference frequency, and the frequency ratio is obtained and corrected. When the 50 Hz conversion value of the current value I1f (n) is I1 (n),
I1 (n) = I1f (n) × F (n) / 50
It can be expressed as.
＜Ｓ１０９＞
「電流値Ｉ１（ｎ）のＡＤ値と位相角α（ｎ）を用いて図９位相角補正表から歪補正値Ｉ１’（ｎ）を算出する。」
ステップＳ１０９では、ステップＳ１０８で求めた電流値Ｉ１（ｎ）（２５６ｂｉｔのＡＤ値）と、エンジンコントローラ１２６に記憶されている位相角α（ｎ）を用いて、図９の位相角補正表から電流値Ｉ１’（ｎ）を算出する。
<S109>
“The distortion correction value I1 ′ (n) is calculated from the phase angle correction table of FIG. 9 using the AD value of the current value I1 (n) and the phase angle α (n).”
In step S109, the current value I1 (n) (256-bit AD value) obtained in step S108 and the phase angle α (n) stored in the
＜Ｓ１１０＞
「電流値Ｉ１’（ｎ）と周波数Ｆ（ｎ）を用いて図１１周波数補正表から歪み補正値Ｉ１’’（ｎ）を算出する」
ステップＳ１１０では、ステップＳ１０９で求めたＩ１’（ｎ）と、エンジンコントローラ１２６に記憶されている周波数Ｆ（ｎ）を用いて、図１１の周波数補正表から電流値Ｉ１’’（ｎ）を算出する。
<S110>
“Calculate the distortion correction value I1 ″ (n) from the frequency correction table of FIG. 11 using the current value I1 ′ (n) and the frequency F (n).”
In step S110, the current value I1 ″ (n) is calculated from the frequency correction table of FIG. 11 using I1 ′ (n) obtained in step S109 and the frequency F (n) stored in the
＜Ｓ１１１＞
「位相角α（ｎ）と電流値Ｉ１’’（ｎ）より、上限電力デューティＤｌｉｍｔ（ｎ＋１）を算出する」
ステップＳ１１１では、補正値Ｉ１’’（ｎ）と、電力デューティＤ（ｎ）と予め設定されている通電可能な電流値Ｉｌｉｍｉｔから、通電可能な上限の電力デューティの更新値Ｄｌｉｍｉｔ（ｎ＋１）を次の式より算出する。
Ｄｌｉｍｉｔ（ｎ＋１）＝（Ｉｌｉｍｉｔ／Ｉ１’’（ｎ））×Ｄ（ｎ）
電流値Ｉｌｉｍｉｔは、接続される商用電源の定格電流に対して、ヒータ以外の部分に供給される電流を差し引いたヒータに供給可能な許容電流値を設定する、ここでは周波数５０Ｈｚにおける値を設定する。
<S111>
“Calculate upper limit power duty Dlimit (n + 1) from phase angle α (n) and current value I1 ″ (n)”
In step S111, from the correction value I1 ″ (n), the power duty D (n), and a preset current value Ilimit that can be energized, the update value Dlimit (n + 1) of the upper limit power duty that can be energized is next. It is calculated from the following formula.
Dlimit (n + 1) = (Ilimit / I1 ″ (n)) × D (n)
The current value Ilimit is set to an allowable current value that can be supplied to the heater by subtracting the current supplied to a portion other than the heater from the rated current of the connected commercial power supply. Here, a value at a frequency of 50 Hz is set. .
＜Ｓ１１２＞
「ヒータ温調制御終了？」
ステップＳ１１２で、ヒータ１０９ｃの温調制御が終了かを判断する、温調制御終了なら「Ｙｅｓ」で終了、さらに継続するなら「Ｎｏ」へ進み、ステップＳ１１３を経て温調制御を繰り返す。
<S112>
“Heater temperature control complete?”
In step S112, it is determined whether or not the temperature control of the
＜Ｓ１１３＞
「ｎ＝ｎ＋１」
ステップＳ１１３はヒータ温調制御が継続する場合に、ｎ＝ｎ＋１と更新し、Ｓ１０３へ戻して温調制御のステップを繰り返す。
ｎ＝１，２，３・・・、等の整数である。
<S113>
“N = n + 1”
Step S113 updates n = n + 1 when the heater temperature control is continued, and returns to S103 to repeat the temperature control step.
n = 1, 2, 3,...
＜Ｓ１１４＞
ヒータ温調制御シーケンスの終了となり、ヒータ１０９への電力供給が停止される。
以上の処理を、ヒータ１０９ｃの温調制御が終了するまで、商用電源の周期ごとに繰り返し行う。その結果、エンジンコントローラ１２６で、発熱体２０３，２２０に供給する電力デューティを算出する処理を繰り返し、正確なヒータ温調制御を実施することが可能となる。このように、電流検出回路２７の出力を検知した結果に対して、図９の位相角に基づいた補正と、図１１の商用周波数に基づいた補正を行うことで、電流検出トランス２５による歪みの影響を低減することができる。
位相角と商用周波数に基づき、どのような補正を行うかは、想定する周波数範囲や、位相角の範囲、電流検出トランスの特性などにより最適な方法は異なるため、本出願の補正方法は実施例１の説明にある手段に限られるものではない。
<S114>
The heater temperature control sequence ends, and power supply to the
The above processing is repeated every commercial power supply cycle until the temperature control of the
Since the optimum method differs depending on the assumed frequency range, phase angle range, current detection transformer characteristics, etc., the correction method of the present application is based on the embodiment. It is not restricted to the means in 1 description.
実施例１に記載の画像形成装置であって、本実施例２では定着器１０９に供給される電力を位相制御する際に、位相角が急激に変わる負荷変動が発生した場合の歪量補正方法を示すものである。
In the image forming apparatus according to the first exemplary embodiment, in the second exemplary embodiment, when phase control is performed on the power supplied to the
位相角の変動が少ない場合、すなわち定着器が定常状態にある場合には近接する波形の位相角には連続性があるため、実施例１の方法で精度よく補正することができる。しかし位相角が急激に変わる場合には、それ以前の波形の影響を受けて電流検出トランスの２次側電圧に歪みを生じる。そのため、加熱手段に流れる電流に急激な変動がある場合には、電流検知手段で検知した電流値を更に補正する必要がある。実施例２では、実施例１で説明した歪みの補正結果に、更に加熱手段の負荷変動によって生じる歪みの補正を行う方法を説明する。 When the fluctuation of the phase angle is small, that is, when the fixing device is in a steady state, the phase angle of adjacent waveforms has continuity, so that it can be accurately corrected by the method of the first embodiment. However, when the phase angle changes abruptly, the secondary voltage of the current detection transformer is distorted due to the influence of the previous waveform. Therefore, when there is a sudden change in the current flowing through the heating means, it is necessary to further correct the current value detected by the current detection means. In the second embodiment, a method for correcting the distortion caused by the load fluctuation of the heating unit in addition to the distortion correction result described in the first embodiment will be described.
図１３は、位相角が変化した場合に、電流検出トランスの出力に与える影響を説明するための、シミュレーション結果である。 FIG. 13 is a simulation result for explaining the influence on the output of the current detection transformer when the phase angle changes.
図１３（ａ）は、位相角を１８０°から９０°に減少させた場合の、シミュレーション結果を示す。 FIG. 13A shows a simulation result when the phase angle is decreased from 180 ° to 90 °.
図１３（ｂ）は、位相角を０°から９０°に増加させた場合の、シミュレーション結果を示す。 FIG. 13B shows a simulation result when the phase angle is increased from 0 ° to 90 °.
電流検出トランスが同じ位相角で通電されている定常状態と比べて、一波前の波形より位相角が減少する場合は波形の実効値が減少する。一波前の波形より位相角が増加する場合は波形の実効値が増加する。実施例２では図１３のように負荷変動が生じた場合、負荷の変動量に応じて電流検出トランス２５による歪みを補正する方法を説明する。
Compared to the steady state in which the current detection transformer is energized at the same phase angle, the effective value of the waveform decreases when the phase angle decreases from the previous waveform. When the phase angle increases from the previous waveform, the effective value of the waveform increases. In the second embodiment, a method of correcting distortion caused by the
図１４（ａ）のシミュレーション結果は、電流検出トランス２５によって生じる歪み量の、負荷の増加量に対する変化を示している。縦軸は負荷変動が無い場合の出力を１００％とし、負荷変動が生じた場合の出力との比率を示している。横軸には一波前と現在の波形の、位相角の差分（°）を示している。（制御位相角が減少すると、負荷は増大する）位相制御に用いた位相角の値はエンジンコントローラ１２６に記憶されており、エンジンコントローラ内部で位相角の差分値を算出する。
The simulation result of FIG. 14A shows the change in the amount of distortion caused by the
図１４（ｂ）のシミュレーション結果は、電流検出トランス２５によって生じる歪み量の、負荷の減少量に対する変化を示している。縦軸は負荷変動無い場合の出力を規準とし、負荷変動が生じた場合の出力との比率を示している。横軸は一波前の波形と、現在の実効値の差分（Ｖ）を示している。この実効値は、エンジンコントローラ１２６に記憶された、位相角に基づき算出する。（この実効値は位相角０°で実効値１Ｖの正弦波位相制御波形とする）位相角に応じた実効値を算出するため、エンジンコントローラは角位相角ごとの実効値に相当する値を位相角情報として記憶しており、エンジンコントローラ内部で実効値の差分値を算出する。（例えば実施例１で用いた、表１の電力比〜位相角変換表の電力比は、実効値の値に相当する値である。実効値＝電力比／１００（Ｖ））。
The simulation result of FIG. 14B shows a change in the amount of distortion caused by the
図１５は図１４のシミュレーション結果を元に作成した、負荷変動に対する補正表である。図１５を用いて、実施例１で得られた補正後の電流値を、更に負荷変動による歪みの影響を加味してより精度の高い補正をすることができる。 FIG. 15 is a correction table for load fluctuations created based on the simulation results of FIG. With reference to FIG. 15, the corrected current value obtained in the first embodiment can be corrected with higher accuracy in consideration of the influence of distortion due to load fluctuation.
次に、本実施例２における定着器１０９の温調制御シーケンスについて説明する。
Next, a temperature control sequence of the fixing
定着器の急激な負荷変動が発生した場合でも、実施例１で示した定着器１０９の温調制御シーケンスに基づき電圧デューティが決られる。更に、エンジンコントローラ１２６に記憶されている電流値情報と比較して、その変化量に対応した歪補正を更に加えることで、より精度の高い電圧デューティを決定するものである。
Even when a sudden load fluctuation of the fixing device occurs, the voltage duty is determined based on the temperature control sequence of the fixing
＜定着器の温調制御シーケンス＞
図１６は、本発明の本実施例２に係るエンジンコントローラ１２６による定着器１０９の温調制御シーケンスを説明するフローチャートである。
<Fixing device temperature control sequence>
FIG. 16 is a flowchart for explaining a temperature control sequence of the fixing
前記温調制御シーケンスのステップＳ２００からＳ２１０までのフローは、本発明の実施例１で説明した図１２の温調制御シーケンスのステップＳ１００からＳ１１０までの内容と同一の処理である。重複するステップＳ２００からＳ２１０につてはステップＳ１００からＳ１１０を参照し、説明を省略する。 The flow from step S200 to step S210 of the temperature control sequence is the same as the content from step S100 to step S110 of the temperature control sequence in FIG. 12 described in the first embodiment of the present invention. For overlapping steps S200 to S210, refer to steps S100 to S110, and a description thereof will be omitted.
ステップＳ２１１より説明する。 This will be described from step S211.
＜Ｓ２１１＞
「電流値Ｉ１’’（ｎ）、位相角α（ｎ），α（ｎ−１）を用いて、図１５の位相角補正表から補正値Ｉ１’’’（ｎ）を算出する。」
ステップＳ２１１では、位相角α（ｎ），α（ｎ−１），電流値Ｉ１’’（ｎ）をもちいて、図１５（ａ）の位相角補正表から補正値Ｉ１’’’（ｎ）を算出する。
α（ｎ）＜α（ｎ−１）の場合は図１５（Ａ）の補正表を用いる。位相角の差分値は、α（ｎ−１）−α（ｎ）で求めることができる。位相角の初期値α（０）は電流が通電されていない状態なので、α（０）＝１８０°とする。
α（ｎ）＞α（ｎ−１）の場合は図１５（ｂ）の補正表を用いる。実効値の差分値は、（Ｄ（ｎ−１） −Ｄ（ｎ））／１００で求めることができる。電力デューティＤ（ｎ）は実施例１の表１の電力比〜位相角変換表と位相角α（ｎ）より求めることができる。
<S211>
“A correction value I1 ′ ″ (n) is calculated from the phase angle correction table of FIG. 15 using the current value I1 ″ (n) and the phase angles α (n), α (n−1).”
In step S211, using the phase angles α (n), α (n−1) and the current value I1 ″ (n), the correction value I1 ′ ″ (n) is obtained from the phase angle correction table of FIG. Is calculated.
When α (n) <α (n−1), the correction table of FIG. 15A is used. The difference value of the phase angle can be obtained by α (n−1) −α (n). Since the initial value α (0) of the phase angle is in a state where no current is applied, α (0) = 180 °.
When α (n)> α (n−1), the correction table of FIG. 15B is used. The difference value of the effective value can be obtained by (D (n−1) −D (n)) / 100. The power duty D (n) can be obtained from the power ratio to phase angle conversion table and the phase angle α (n) in Table 1 of the first embodiment.
＜Ｓ２１２＞
「位相角α（ｎ）と電流値Ｉ１’’’（ｎ）より、上限電力デューティＤｌｉｍｔ（ｎ＋１）を算出する」
ステップＳ２１２では、補正値Ｉ１’’’（ｎ）と、電力デューティＤ（ｎ）と予め設定されている通電可能な電流値Ｉｌｉｍｉｔから、通電可能な上限の電力デューティの更新値Ｄｌｉｍｉｔ（ｎ＋１）を次の式より算出する。
Ｄｌｉｍｉｔ（ｎ＋１）＝（Ｉｌｉｍｉｔ／Ｉ１’’’（ｎ））×Ｄ（ｎ）
電流値Ｉｌｉｍｉｔは、接続される商用電源の定格電流に対して、ヒータ以外の部分に供給される電流を差し引いたヒータに供給可能な許容電流値を設定する、ここでは周波数５０Ｈｚにおける値を設定する。
<S212>
“Calculate upper limit power duty Dlimit (n + 1) from phase angle α (n) and current value I1 ′ ″ (n)”
In step S212, from the correction value I1 ′ ″ (n), the power duty D (n) and the preset current value Ilimit that can be energized, an upper limit power duty update value Dlimit (n + 1) that can be energized is obtained. Calculated from the following formula.
Dlimit (n + 1) = (Ilimit / I1 ′ ″ (n)) × D (n)
The current value Ilimit is set to an allowable current value that can be supplied to the heater by subtracting the current supplied to a portion other than the heater from the rated current of the connected commercial power supply. Here, a value at a frequency of 50 Hz is set. .
＜Ｓ２１３＞
「ヒータ温調制御終了？」
ステップＳ２１３で、ヒータ１０９ｃの温調制御が終了かを判断する、温調制御終了なら「Ｙｅｓ」で終了、さらに継続するなら「Ｎｏ」へ進み、ステップＳ２１４を経て温調制御を繰り返す。
<S213>
“Heater temperature control complete?”
In step S213, it is determined whether or not the temperature control of the
＜Ｓ２１４＞
「ｎ＝ｎ＋１を設定する」
ステップＳ２１４はヒータ温調制御が継続する場合に、ｎ＝ｎ＋１と更新し、Ｓ２０３へ戻して温調制御のステップを繰り返す。
ｎ＝１，２，３・・・、等の整数である。
<S214>
“Set n = n + 1”
Step S214 updates n = n + 1 when the heater temperature control is continued, and returns to S203 to repeat the temperature control step.
n = 1, 2, 3,...
＜Ｓ２１５＞
ヒータ温調制御シーケンスの終了となり、ヒータ１０９への電力供給が停止される。
<S215>
The heater temperature control sequence ends, and power supply to the
実施例２で説明した方法は、一波前の波形と現在の波形の位相角及び、位相角から推定する電流実効値に基づき、補正を行っている。つまり実施例２による温調制御シーケンスでは、実施例１で説明した電流値の歪補正の精度を更に高めた温調制御が可能となる。 In the method described in the second embodiment, correction is performed based on the phase angle of the previous wave and the current waveform and the current effective value estimated from the phase angle. That is, in the temperature control sequence according to the second embodiment, it is possible to perform the temperature control with further improved accuracy of distortion correction of the current value described in the first embodiment.
位相角に基づき補正を行う方法以外にも、例えば、一波前の波形と現在の波形の電流検知結果に基づき、同様に表を作成して補正を行ってもよい。より精度の高い補正を行うためには、２波以前の波形の影響についても、同様に表を作成して補正を行ってもよい。実施例２で説明した方法では、表を用いて補正をしているが、例えば図１３の表に基づき近似式を作成して補正を行ってもよい。 In addition to the method of correcting based on the phase angle, for example, a table may be similarly generated and corrected based on the current detection result of the previous waveform and the current waveform. In order to perform correction with higher accuracy, a table may be created in the same manner for the influence of waveforms before two waves. In the method described in the second embodiment, correction is performed using a table. However, for example, an approximation formula may be created based on the table in FIG. 13 to perform correction.
どのような補正を行うかは、精度を向上させる目的や、想定する周波数範囲、位相角の範囲、電流検出トランスの特性などにより最適な方法は異なるため、本出願の補正方法は実施形２の説明にある手段に限られるものではない。 Since the optimum method depends on the purpose of improving accuracy, the assumed frequency range, phase angle range, current detection transformer characteristics, etc., the correction method of the present application is that of the second embodiment. It is not limited to the means in the explanation.
本実施例３では定着器１０９に供給する電力を位相制御する際に、位相角が急激に変わる負荷変動が発生した場合と、位相角の変動が少ない定常状態の場合とにおける、歪量補正方法を切り替える手段について説明する。これは定着器１０９への電力供給をより効率的に実施するための温調制御シーケンスを提供するものである。
In the third embodiment, when phase control is performed on the electric power supplied to the
例えば、定着器１０９の立ち上げ時には発熱体２０３，２０９へ流れる電流に大きな変動が生じるが、立ち上げ後の定常時では発熱体へ流れる電流の変動が少なくなる場合について説明する。このような場合では、電流変動が大きい立ち上げ時のみ、前記電流変動によって生じる歪みの歪量補正を行えば、電流検知結果を精度良く、かつ効率的に補正することができる。しかし定常時まで発熱体へ流れる電流の変動補正を行うと、エンジンコントローラ１２６の負荷が大きくなってしまうため、温調制御シーケンスを更に効率的に補正する必要がある。そのため、前記発熱体の温調制御シーケンスに応じて、歪量補正手段を切り替えることは有用な方法である。
＜定着器の温調制御シーケンス３＞
図１７は、本実施例３に係るエンジンコントローラ１２６による定着器１０９の温調制御シーケンスを説明するフローチャートである。
For example, a case will be described in which the current flowing to the
<Fixing device
FIG. 17 is a flowchart for explaining the temperature control sequence of the fixing
前記温調制御シーケンスのステップＳ３００〜Ｓ３１０までのフローは、本発明の実施例１にかかる図１２の温調制御シーケンスのステップＳ１００〜Ｓ１１０と内容が重複するため、ステップＳ１００〜Ｓ１１０を参照し説明を省略する。 The flow of steps S300 to S310 of the temperature control sequence is the same as steps S100 to S110 of the temperature control sequence of FIG. 12 according to the first embodiment of the present invention. Therefore, the flow will be described with reference to steps S100 to S110. Is omitted.
ステップＳ３１１から説明する。 The description starts from step S311.
＜Ｓ３１１＞
「定着器立ち上げ中？」
ステップＳ３１１では、エンジンコントローラ１２６内部に有している、負荷変動補正を行うかを判断する判断部によって定着器１０９の制御シーケンスが、立ち上げ中か定常時かを判断する。
立ち上げ中の場合にはＳ３１２に進み、負荷変動に応じた歪量補正を行う。定常時の場合にはＳ３１４に進む。
<S311>
"Fixer is starting up?"
In step S <b> 311, the determination unit included in the
If it is in the process of starting up, the process proceeds to S312 to correct the amount of distortion according to the load variation. If it is regular, the process proceeds to S314.
＜Ｓ３１２＞
「電流値Ｉ１’’（ｎ）、位相角α（ｎ），α（ｎ−１）を用いて、図１５の位相角補正表から補正値Ｉ１’’’（ｎ）を算出する。」
ステップＳ３１２では、位相角α（ｎ），α（ｎ−１），電流値Ｉ１’’（ｎ）をもちいて、図１５（ａ）の位相角補正表から補正値Ｉ１’’’（ｎ）を算出する。
α（ｎ）＜α（ｎ−１）の場合は図１５（ａ）の補正表を用いる。位相角の差分値は、α（ｎ−１）−α（ｎ）で求めることができる。位相角の初期値α（０）は電流が通電されていない状態なので、α（０）＝１８０°とする。
α（ｎ）＞α（ｎ−１）の場合は図１５（ｂ）の補正表を用いる。実効値の差分値は、（Ｄ（ｎ−１）−Ｄ（ｎ））／１００で求めることができる。電力デューティＤ（ｎ）は実施例１の表１の電力比〜位相角変換表と位相角α（ｎ）より求めることができる。
<S312>
“A correction value I1 ′ ″ (n) is calculated from the phase angle correction table of FIG. 15 using the current value I1 ″ (n) and the phase angles α (n), α (n−1).”
In step S312, using the phase angles α (n), α (n−1) and the current value I1 ″ (n), the correction value I1 ′ ″ (n) is obtained from the phase angle correction table of FIG. Is calculated.
When α (n) <α (n−1), the correction table of FIG. The difference value of the phase angle can be obtained by α (n−1) −α (n). Since the initial value α (0) of the phase angle is in a state where no current is applied, α (0) = 180 °.
When α (n)> α (n−1), the correction table of FIG. 15B is used. The difference value of the effective value can be obtained by (D (n−1) −D (n)) / 100. The power duty D (n) can be obtained from the power ratio to phase angle conversion table and the phase angle α (n) in Table 1 of the first embodiment.
＜Ｓ３１３＞
「位相角α（ｎ）と電流値Ｉ１’’’（ｎ）より、上限電力デューティＤｌｉｍｔ（ｎ＋１）を算出する」
ステップＳ３１３では、補正値Ｉ１’’’（ｎ）と、電力デューティＤ（ｎ）と予め設定されている通電可能な電流値Ｉｌｉｍｉｔから、通電可能な上限の電力デューティの更新値Ｄｌｉｍｉｔ（ｎ＋１）を次の式より算出する。
Ｄｌｉｍｉｔ（ｎ＋１）＝（Ｉｌｉｍｉｔ／Ｉ１’’’（ｎ））×Ｄ（ｎ）
電流値Ｉｌｉｍｉｔは、接続される商用電源の定格電流に対して、ヒータ以外の部分に供給される電流を差し引いたヒータに供給可能な許容電流値を設定する、ここでは周波数５０Ｈｚにおける値を設定する。
<S313>
“Calculate upper limit power duty Dlimit (n + 1) from phase angle α (n) and current value I1 ′ ″ (n)”
In step S313, from the correction value I1 ′ ″ (n), the power duty D (n), and the preset current value Ilimit that can be energized, an upper limit power duty update value Dlimit (n + 1) that can be energized is obtained. Calculated from the following formula.
Dlimit (n + 1) = (Ilimit / I1 ′ ″ (n)) × D (n)
The current value Ilimit is set to an allowable current value that can be supplied to the heater by subtracting the current supplied to a portion other than the heater from the rated current of the connected commercial power supply. Here, a value at a frequency of 50 Hz is set. .
＜Ｓ３１４＞
「位相角α（ｎ）と電流値Ｉ１’’（ｎ）より、上限電力デューティＤｌｉｍｔ（ｎ＋１）を算出する」
ステップＳ３１４では負荷変動に応じた歪量補正は行わずに、通電可能な上限の電力デューティの更新値Ｄｌｉｍｉｔ（ｎ＋１）を算出する。
<S314>
“Calculate upper limit power duty Dlimit (n + 1) from phase angle α (n) and current value I1 ″ (n)”
In step S314, an upper limit power duty update value Dlimit (n + 1) that can be energized is calculated without correcting the amount of distortion according to the load fluctuation.
＜Ｓ３１５＞
「ヒータ温調制御終了？」
ステップＳ２１５で、ヒータ１０９ｃの温調制御が終了かを判断する、温調制御終了なら「Ｙｅｓ」で終了、さらに継続するなら「Ｎｏ」へ進み、ステップＳ３１６を経て温調制御を繰り返す。
<S315>
“Heater temperature control complete?”
In step S215, it is determined whether or not the temperature control of the
＜Ｓ３１６＞
「ｎ＝ｎ＋１を設定する」
ステップＳ３１６はヒータ温調制御が継続する場合に、ｎ＝ｎ＋１と更新し、Ｓ３０３へ戻して温調制御のステップを繰り返す。
ｎ＝１，２，３・・・、等の整数である。
<S316>
“Set n = n + 1”
Step S316 updates n = n + 1 when the heater temperature control is continued, and returns to S303 to repeat the temperature control step.
n = 1, 2, 3,...
＜Ｓ３１７＞
ヒータ温調制御シーケンスの終了となり、ヒータ１０９への電力供給が停止される。
<S317>
The heater temperature control sequence ends, and power supply to the
実施例３で説明した方法では定着器１０９の発熱体の温調制御シーケンスに応じて、歪補正の有無を切り換えへる手段を特徴とするもので、定着器１０９の発熱体の温調制御でヒータ電流の検知結果を精度良く、かつ効率的に補正する方法を示した例である。また、複数の歪量補正手段から最適な方法を選択する方法もある。複数の方法から歪量補正手段を選択する以外にも、例えば、通常時は補正を行わず、精度が必要な制御シーケンスのみ、電流検知結果に歪量補正するなど、歪量補正の有無を切り替えても良い。
The method described in the third embodiment is characterized by means for switching the presence / absence of distortion correction in accordance with the temperature adjustment control sequence of the heating element of the fixing
どのような補正を行うかは、精度を向上させる目的や、想定する周波数範囲、位相角の範囲、電流検出トランスの特性などにより最適な方法は異なるため、本出願の補正方法は実施例３の説明にある手段に限られるものではない。 Since the optimum method differs depending on the purpose of improving accuracy, the assumed frequency range, the range of the phase angle, the characteristics of the current detection transformer, etc., the correction method of the present application is the same as that of the third embodiment. It is not limited to the means in the explanation.
１ 交流電源（商用電源に対応）
２ ＡＣフィルタ
４及び１３ トライアック
１２ ゼロクロス検出回路（位相制御手段に対応）
２５ 電流検出トランス
２７ 電流検出回路（電流検知手段に対応）
４１ リレー
６２ フィルムガイド
１０１ 画像形成装置
１０９ 熱定着器
１０９ａ 定着フィルム
１０９ｂ 弾性加圧ローラ
１０９ｃ セラミックヒータ
１０９ｄ 温調制御用の温度検知素子
１２６ エンジンコントローラ
１２７ ビデオコントローラ
１３０ 汎用インターフェース
１３１ 外部装置
２０３及び２２０ 発熱体
２２３ 過昇温防止手段
３０１ セラミックヒータ表面
３０２ セラミックヒータ裏面
３３４ 保護層
Ｖ 電源電圧（位相制御波形）
Ｖｉｎ 電流検出トランスの入力電圧
ＬＩ１ １次巻線漏洩インダクタンス
ＬＰ １次インダクタンス
Ｒｈ 発熱体抵抗
ｎ２ＺＬ 電流検出トランス巻線比の二乗値×二次側負荷抵抗
1 AC power (supports commercial power)
2
25
41
Vin Current detection transformer input voltage LI1 Primary winding leakage inductance LP Primary inductance Rh Heating element resistance n2ZL Square value of current detection transformer winding ratio x Secondary load resistance
Claims (7)
前記負荷に流れる電流の経路に設けられた電流検出トランスの出力電圧に基づき、前記負荷に流れる電流値を検知する電流検知手段と、
前記電流検知手段で検知した電流値を、前記電力制御手段により制御される電力に対応した位相に基づき補正する歪量補正手段を有することを特徴とする電流制御装置。 And control Gosuru power control unit power you supplied to the load,
Based on the current detection transformer output voltage which is provided in the path of the current flowing through the load, a current detecting means for detecting a current flowing through the load,
The current value of the current detected by the detection means, said current control device characterized by having a distortion amount correcting means for correcting, based on the position phase corresponding to the power controlled by the power control unit.
前記歪量補正手段は、前記電流検知手段で検知した電流値を、前記周波数検出手段で検出した周波数に基づき補正することを特徴とする請求項１に記載の電流制御装置。 Have a frequency detecting means for detecting the frequency of the power that be supplied to the load,
The distortion amount correcting means, the current value of the current detected by the detecting means, the current control device according to 請 Motomeko 1 shall be the correction to features and Turkey based on the frequency detected by the frequency detecting means.
商用電源から前記定着手段に供給する電力を制御する電力制御手段と、
前記定着手段に流れる電流の経路に設けられた電流検出トランスの出力電圧に基づき、前記定着手段に流れる電流値を検知する電流検知手段と、
前記電流検知手段で検知した電流値を、前記電力制御手段により制御される電力に対応した位相に基づき補正する歪量補正手段を有することを特徴とする画像形成装置。 In an image forming apparatus having a fixing means for fixing an image on a recording material,
Power control means for controlling power supplied from a commercial power source to the fixing means;
Current detection means for detecting a current value flowing in the fixing means based on an output voltage of a current detection transformer provided in a path of current flowing in the fixing means;
An image forming apparatus comprising: a distortion amount correcting unit that corrects a current value detected by the current detecting unit based on a phase corresponding to power controlled by the power control unit .
前記歪量補正手段は、前記電流検知手段で検知した電流値を、前記周波数検出手段で検出した周波数に基づき補正することを特徴とする請求項４に記載の画像形成装置。 A frequency detecting means for detecting a frequency of power supplied to the load;
The image forming apparatus according to claim 4, wherein the distortion amount correcting unit corrects the current value detected by the current detecting unit based on the frequency detected by the frequency detecting unit.
前記温度検出手段により検出される温度が所定温度範囲になるように前記電力制御手段によって前記定着手段に供給される電力を制御することを特徴とする請求項４乃至６のいずれか１項に記載の画像形成装置。 Have a temperature detecting means for detecting the temperature of the heating element,
To any one of claims 4 to 6, wherein the controller controls the power supplied to the fixing unit by said power control means so that the temperature detected reaches a predetermined temperature range by the temperature detection means The image forming apparatus described.
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