JP5152512B2 - probe - Google Patents

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Description

本発明は、被測定対象の電気信号を波形測定装置に伝送する波形測定装置用のプローブに関し、詳しくは、広帯域にわたってプローブ自身が被測定対象に対して影響を与えずに被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送する波形測定装置用のプローブに関するものである。   The present invention relates to a probe for a waveform measuring apparatus that transmits an electric signal to be measured to a waveform measuring apparatus, and more specifically, the probe itself does not affect the object to be measured over a wide band. The present invention relates to a probe for a waveform measuring apparatus that accurately transmits the waveform measuring apparatus.

波形測定装置（例えば、デジタルオシロスコープ、ロジックアナライザ、スペクトラムアナライザ等）では、被測定対象に物理的・電気的に接続し、被測定対象からの電気信号を波形測定装置本体に伝送するためのプローブが必須である。   In a waveform measurement device (for example, a digital oscilloscope, a logic analyzer, a spectrum analyzer, etc.), a probe for physically and electrically connecting to a measurement target and transmitting an electric signal from the measurement target to the waveform measurement device main body is provided. It is essential.

ロジック信号を対象とする波形測定装置用のプローブは、一般的に、被測定対象からの電気信号を伝送するケーブル部の前後に先端部とアンプ部とが設けられることが多い。先端部（チップ部、入力部等とも呼ばれる）は、一端が被測定対象に物理的・電気的に接続され、他端がケーブル部に接続される。ケーブル部は、例えば、同軸ケーブルが用いられる。アンプ部は、一端がケーブル部に接続され、他端が装置接続用ケーブル（例えば、同軸ケーブル）を介して波形測定装置本体の入力コネクタに接続される。もちろん、アンプ部は、他端が直接波形測定装置本体の入力コネクタに接続される場合もある。   In general, a probe for a waveform measuring device that targets a logic signal is generally provided with a tip portion and an amplifier portion before and after a cable portion that transmits an electrical signal from a measurement target. One end of the distal end portion (also referred to as a chip portion or an input portion) is physically and electrically connected to the measurement target, and the other end is connected to the cable portion. For example, a coaxial cable is used for the cable portion. One end of the amplifier section is connected to the cable section, and the other end is connected to the input connector of the waveform measuring apparatus main body via an apparatus connection cable (for example, a coaxial cable). Of course, the other end of the amplifier unit may be directly connected to the input connector of the waveform measuring device main body.

また、プローブは、被測定対象に電気的に接続されるため、プローブ自身が被測定対象に対して影響しないようにする必要があると共に、被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送する必要がある。   In addition, since the probe is electrically connected to the measurement target, it is necessary to prevent the probe itself from affecting the measurement target, and to accurately transmit the signal of the measurement target to the waveform measurement device. There is a need.

そのためプローブには、例えば、高入力インピーダンス、広帯域な周波数特性（言い換えると、平坦な周波数特性（プローブへの入力電圧とプローブの出力電圧との比が一定））が必要とされる。なお、帯域としては、波形測定装置本体の周波数帯域と同じか、それ以上が必要である。   Therefore, for example, the probe needs to have a high input impedance and a wide frequency characteristic (in other words, a flat frequency characteristic (a ratio of the input voltage to the probe and the output voltage of the probe is constant)). Note that the band needs to be equal to or higher than the frequency band of the waveform measuring apparatus main body.

図１１は、従来のプローブの構成を示した図である（例えば、特許文献１〜３参照）。
被測定対象からの入力信号（電気信号）は、抵抗Ｒｔａｐを通り、伝送路Ｃａｂｌｅ（抵抗Ｒｔａｐ、Ｒｔｉｐ、コンデンサＣｔｉｐが実装されるプリン基板上の配線）を経由して、並列に設けられた抵抗ＲｔｉｐとコンデンサＣｔｉｐに入力される。なお、抵抗Ｒｔａｐ、伝送路Ｃａｂｌｅ，抵抗Ｒｔｉｐ，コンデンサＣｔｉｐは、プローブの先端部に設けられる。 FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a conventional probe (see, for example, Patent Documents 1 to 3).
The input signal (electrical signal) from the object to be measured passes through the resistor Rtap and is connected in parallel via the transmission line Cable (wiring on the printed circuit board on which the resistors Rtap, Rtip, and the capacitor Ctip are mounted). Rtip and the capacitor Ctip are input. The resistor Rtap, the transmission line Cable, the resistor Rtip, and the capacitor Ctip are provided at the tip of the probe.

プローブの先端部からの電気信号は、ケーブル部である同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅを通り、終端抵抗Ｒｅの一端に入力される。この終端抵抗Ｒｅの他端は、オペアンプＡｍｐの負入力端子に接続される。また、オペアンプＡｍｐの正入力端子は、グランドに接続（接地）されている。従って、オペアンプＡｍｐの負入力端子は、仮想接地点になる。   An electric signal from the tip of the probe passes through the coaxial cable Tprobe-cable which is a cable part, and is input to one end of the termination resistor Re. The other end of this termination resistor Re is connected to the negative input terminal of the operational amplifier Amp. The positive input terminal of the operational amplifier Amp is connected (grounded) to the ground. Therefore, the negative input terminal of the operational amplifier Amp becomes a virtual ground point.

つまり、終端抵抗Ｒｅの他端は、接地電位（オペアンプＡｍｐの仮想接地点）に接続されるため、終端抵抗Ｒｅの抵抗値を、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅの特性インピーダンスに一致させることにより、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅは整合終端されて、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅと終端抵抗Ｒｅとの接続部では無反射となる。これにより、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅに入力した電気信号は、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅの損失と遅延とを無視すれば、同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅの長さおよび周波数の影響を受けずに終端抵抗Ｒｅに到達する。   That is, since the other end of the termination resistor Re is connected to the ground potential (virtual ground point of the operational amplifier Amp), the coaxial cable is obtained by matching the resistance value of the termination resistor Re with the characteristic impedance of the coaxial cable Tprobe-cable. The Tprobe-cable is matched and terminated and becomes non-reflective at the connection portion between the coaxial cable Tprobe-cable and the termination resistor Re. As a result, if the loss and delay of the coaxial cable Tprobe-cable are ignored, the electrical signal input to the coaxial cable Tprobe-cable is not affected by the length and frequency of the coaxial cable Tprobe-cable, and the terminal resistor Re To reach.

なお、終端抵抗Ｒｅ、アンプＡｍｐ、抵抗Ｒｐ、Ｒｐｋ、コンデンサＣｐは、プローブのアンプ部に設けられる。   The termination resistor Re, the amplifier Amp, the resistors Rp and Rpk, and the capacitor Cp are provided in the amplifier unit of the probe.

続いて、図１１に示す装置の周波数特性について説明する。
先端部の回路網では、上述の特許文献１によれば、抵抗ＲｔｉｐとコンデンサＣｔｉｐの並列回路により伝達ゼロ（a transmission zero）が作られ、抵抗Ｒｔａｐとケーブルｃａｂｌｅの静電容量により伝達極（a transmission pole）が作られる、と記載されている。 Next, frequency characteristics of the apparatus shown in FIG. 11 will be described.
According to the above-mentioned Patent Document 1, in the circuit network at the tip portion, a transmission zero is created by a parallel circuit of a resistor Rtip and a capacitor Ctip, and a transmission pole (a transmission pole) is created.

アンプ部の回路網について説明する。
上述のように、終端抵抗Ｒｅの他端は、オペアンプＡｍｐの仮想接地点に接続されており、終端抵抗Ｒｅを流れる電流は、オペアンプＡｍｐの出力端子から負入力端子に向かって帰還回路網（抵抗ＲｐｋとコンデンサＣｐとの直列回路に、抵抗Ｒｐを並列に接続）を流れる電流で打ち消される。 A circuit network of the amplifier unit will be described.
As described above, the other end of the termination resistor Re is connected to the virtual ground point of the operational amplifier Amp, and the current flowing through the termination resistor Re is fed back from the output terminal of the operational amplifier Amp toward the negative input terminal (resistor). The resistance Rp is connected to the series circuit of Rpk and the capacitor Cp in parallel to cancel the current.

従って、アンプ部の出力電圧（波形測定装置への出力信号）は、帰還回路網を流れる電流に、帰還回路網のインピーダンスを乗じれば求まる。帰還回路網のインピーダンスは、抵抗ＲｐとコンデンサＣｐとにより伝達極が作られ、抵抗ＲｐｋとコンデンサＣｐにより伝達ゼロが作られる。   Therefore, the output voltage of the amplifier unit (output signal to the waveform measuring device) can be obtained by multiplying the current flowing through the feedback network by the impedance of the feedback network. As for the impedance of the feedback network, a transmission pole is created by the resistor Rp and the capacitor Cp, and a transmission zero is created by the resistor Rpk and the capacitor Cp.

ここで、先端部で作られる伝達ゼロにアンプ部の抵抗Ｒｐ、コンデンサＣｐとで作られる伝達極を一致させ、先端部で作られる伝達極にアンプ部の抵抗ＲｐｋとコンデンサＣｐとで作られる伝達ゼロを一致させる。すなわち、先端部の周波数特性を、アンプ部の帰還回路網の周波数特性で補償することにより、プローブ全体としては、平坦な周波数特性になる。   Here, the transmission pole made by the resistor Rp and the capacitor Cp of the amplifier section is made to coincide with the transmission zero made by the tip section, and the transmission made by the resistance Rpk of the amplifier section and the capacitor Cp is made to the transmission pole made by the tip section. Match zeros. That is, by compensating the frequency characteristic of the tip part with the frequency characteristic of the feedback network of the amplifier part, the entire probe becomes a flat frequency characteristic.

米国特許第６４８３２８４号明細書US Pat. No. 6,483,284 米国特許第４７４３８３９号明細書US Pat. No. 4,743,839 特開２００５−３４５４６９号公報JP 2005-345469 A

広帯域にわたり同軸ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅを整合終端するためには、オペアンプＡｍｐの負入力端子の電位が接地電位とみなせる必要がある。このためには、オペアンプＡｍｐの高周波帯域での開ループゲインが大きいこと、すなわち、帯域幅（ＧＢ積）が大きいことが必要となる。   In order to terminate the coaxial cable Tprobe-cable over a wide band, the potential of the negative input terminal of the operational amplifier Amp needs to be regarded as the ground potential. For this purpose, it is necessary that the open-loop gain in the high frequency band of the operational amplifier Amp is large, that is, the bandwidth (GB product) is large.

一般的に、半導体ウェハから切り出したチップ状のオペアンプでは、プリント基板等への実装が非常に困難なので、チップを樹脂等でモールド化したＩＣとして市販されている。ＩＣとして市販され電圧入力型のオペアンプには、ＧＢ積の大きなものは少なく、非常に高価である。   Generally, a chip-shaped operational amplifier cut out from a semiconductor wafer is very difficult to mount on a printed circuit board or the like, and is therefore commercially available as an IC in which a chip is molded with a resin or the like. There are few voltage input type operational amplifiers marketed as ICs with large GB products, and they are very expensive.

ＧＢ積が大きく、安価な市販のオペアンプには、いわゆる電流帰還型のオペアンプが存在するが、一般的に、ＩＣとして入手できる電流帰還型のオペアンプは、負入力端子の入力バイアス電流（Input Bias Current）が大きく、この入力バイアス電流により直流オフセット誤差が生じる。   A commercially available operational amplifier with a large GB product and a low price includes a so-called current feedback operational amplifier. Generally, a current feedback operational amplifier available as an IC has an input bias current (Input Bias Current) of a negative input terminal. ) And the input bias current causes a DC offset error.

すなわち、上述のように、プローブは、被測定対象に電気的に接続されるため、プローブ自身が被測定対象に対して影響しないようにする必要があると共に、被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送する必要がある。   That is, as described above, since the probe is electrically connected to the measurement target, it is necessary that the probe itself does not affect the measurement target, and the signal of the measurement target is transmitted to the waveform measurement device. Must be transmitted accurately.

被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送するために直流オフセット誤差を減少させるには、プローブへの入力インピーダンスを小さくする必要があるが、被測定対象への影響が生じてしまうという問題があった。   In order to reduce the DC offset error in order to accurately transmit the signal to be measured to the waveform measurement device, it is necessary to reduce the input impedance to the probe, but this has the effect of affecting the object to be measured. was there.

また、被測定対象への影響を小さくするためには高入力インピーダンスが必要だが、特に入力インピーダンスを決定する抵抗分を大きくすると、直流オフセット誤差が大きくなってしまうという問題があった。   In addition, a high input impedance is required to reduce the influence on the object to be measured, but there is a problem that a DC offset error increases especially when the resistance component that determines the input impedance is increased.

例えば、アンプ部のオペアンプの入力バイアス電流が４０［μＡ］、入力インピーダンスに影響する抵抗Ｒｔｉｐが１００［ｋΩ］の時には、入力換算で４［Ｖ］の直流オフセット誤差が生じ、波形測定装置用のプローブとして実用上用いることができないという問題があった。   For example, when the input bias current of the operational amplifier of the amplifier unit is 40 [μA] and the resistance Rtip affecting the input impedance is 100 [kΩ], a DC offset error of 4 [V] is generated in terms of input, and the waveform measurement device is used. There was a problem that it could not be used practically as a probe.

一方、抵抗Ｒｔｉｐの抵抗値を小さく、例えば、１［ｋΩ］とすれば、直流オフセット誤差は４０［ｍＶ］に抑えることができる。しかしながら、プローブとしての入力抵抗が低下し、入力インピーダンスも低くなる。そのためプローブ自身が、被測定対象に対して大きな影響を与えてしまい、波形測定装置用のプローブとして実用上用いることができないという問題があった。   On the other hand, if the resistance value of the resistor Rtip is small, for example, 1 [kΩ], the DC offset error can be suppressed to 40 [mV]. However, the input resistance as a probe decreases and the input impedance also decreases. Therefore, the probe itself has a great influence on the object to be measured, and there is a problem that it cannot be used practically as a probe for a waveform measuring apparatus.

そこで本発明の目的は、広帯域にわたってプローブ自身が被測定対象に対して影響を与えずに被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送する波形測定装置用のプローブを実現することにある。   Accordingly, an object of the present invention is to realize a probe for a waveform measuring apparatus that accurately transmits a signal to be measured to the waveform measuring apparatus without affecting the object to be measured over a wide band.

請求項１記載の発明は、
被測定対象の電気信号を波形測定装置に伝送する波形測定装置用のプローブにおいて、
前記被測定対象に電気的に接続され、ゲインの周波数特性をもつ先端部と、
この先端部からの電気信号を伝送するケーブル部と、
このケーブル部からの電気信号を入力端子から入力し、前記先端部のゲインの周波数特性を補償して出力端子から前記波形測定装置に出力するアンプ部とを有し、前記アンプ部は、
負入力端子への前記電気信号が直流的には絶縁され出力端子が前記アンプ部の出力端子に接続されるオペアンプを有する反転増幅回路と、
前記アンプ部の入力端子と出力端子との間に直列に接続された第１、第２抵抗と、
この直列に接続された第１、第２抵抗同士の接続点の電圧に基づいて、前記反転増幅回路のオペアンプの負入力端子に入力バイアス電流を出力するバイアス回路とを備え、
前記反転増幅回路のオペアンプは、
前記アンプ部の入力端子と前記オペアンプの負入力端子との間に入力抵抗と入力コンデンサとが直列に接続され、
前記オペアンプの出力端子と前記オペアンプの負入力端子との間に帰還抵抗と帰還コンデンサとが直列に接続されたことを特徴とするものである。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、
・前記ケーブル部の特性インピーダンス＝前記入力抵抗の抵抗値＝前記帰還抵抗の抵抗値
・前記出力端子側の第２抵抗の抵抗値／前記入力端子側の第１抵抗の抵抗値
＝前記入力コンデンサの容量値／前記帰還コンデンサの容量値
・前記帰還コンデンサの容量値＜＜前記入力コンデンサの容量値
・前記帰還コンデンサの容量値×（入力抵抗の抵抗値＋帰還抵抗の抵抗値）
＜＜前記入力コンデンサの容量値×前記入力抵抗の抵抗値
となる上記４個の関係式を満たすことを特徴とするものである。
請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２に記載の発明において、
前記オペアンプは、電流帰還型であることを特徴とするものである。
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の発明において、
前記バイアス回路は、前記アンプ部の周波数特性の伝達極の周波数よりも低域で通過特性を持つことを特徴とするものである。
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の発明において、
前記バイアス回路は、
前記アンプ部の周波数特性の伝達極の周波数よりも低域で積分特性をもち、
開ループゲインが１になる周波数よりも高域で比例動作することを特徴とするものである。 The invention described in claim 1
In a probe for a waveform measuring device that transmits an electrical signal to be measured to the waveform measuring device,
A tip portion electrically connected to the object to be measured and having a frequency characteristic of gain;
A cable part for transmitting an electrical signal from the tip part,
An electric signal from the cable part is input from an input terminal, and an amplifier part that compensates for the frequency characteristics of the gain of the tip part and outputs it from the output terminal to the waveform measuring device, and the amplifier part,
An inverting amplifier circuit having an operational amplifier in which the electrical signal to the negative input terminal is galvanically isolated and the output terminal is connected to the output terminal of the amplifier unit;
First and second resistors connected in series between an input terminal and an output terminal of the amplifier unit;
A bias circuit that outputs an input bias current to the negative input terminal of the operational amplifier of the inverting amplifier circuit based on the voltage at the connection point between the first and second resistors connected in series ;
The operational amplifier of the inverting amplifier circuit is:
An input resistor and an input capacitor are connected in series between the input terminal of the amplifier unit and the negative input terminal of the operational amplifier,
A feedback resistor and a feedback capacitor are connected in series between the output terminal of the operational amplifier and the negative input terminal of the operational amplifier .
The invention according to claim 2 is the invention according to claim 1,
The characteristic impedance of the cable portion = the resistance value of the input resistor = the resistance value of the feedback resistor. The resistance value of the second resistor on the output terminal side / the resistance value of the first resistor on the input terminal side = of the input capacitor Capacitance value / Capacitance value of the feedback capacitor-Capacitance value of the feedback capacitor << Capacitance value of the input capacitor-Capacitance value of the feedback capacitor × (resistance value of the input resistor + resistance value of the feedback resistor)
<< The above four relational expressions satisfying the capacitance value of the input capacitor × the resistance value of the input resistance are satisfied.
The invention according to claim 3 is the invention according to claim 1 or 2 ,
The operational amplifier is a current feedback type.
The invention according to claim 4 is the invention according to any one of claims 1 to 3,
The bias circuit has a pass characteristic in a lower frequency range than the frequency of the transmission pole of the frequency characteristic of the amplifier unit.
The invention according to claim 5 is the invention according to any one of claims 1 to 4,
The bias circuit includes:
It has an integral characteristic at a lower frequency than the frequency of the transmission pole of the frequency characteristic of the amplifier section,
It is characterized by a proportional operation at a higher frequency than the frequency at which the open loop gain becomes 1.

本発明によれば、以下のような効果がある。
アンプ部が、先端部のゲインの周波数特性を補償して出力端子から波形測定装置に出力信号を出力する。そして、アンプ部は、反転増幅回路、直列接続された第１、第２抵抗、バイアス回路を有し、反転増幅回路は、負入力端子への電気信号が直流的には絶縁されたオペアンプを備え、直列接続された第１、第２抵抗は、アンプ部の入力端子と出力端子との間に設けられ、バイアス回路は、直列に接続された第１、第２抵抗同士の接続点の電圧に基づく電流（反転増幅回路の入力バイアス電流に相当）を、反転増幅回路のオペアンプの負入力端子に出力する。これにより、プローブの入力インピーダンスを大きくしたとしても、反転増幅回路を安定に動作させつつ、オペアンプの負入力端子の入力バイアス電流に起因する直流の入力オフセット誤差を小さくすることができる。従って、広帯域にわたってプローブ自身が被測定対象に対して影響を与えずに被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送することができる。 The present invention has the following effects.
The amplifier unit compensates the frequency characteristic of the gain at the tip and outputs an output signal from the output terminal to the waveform measuring device. The amplifier unit includes an inverting amplifier circuit, first and second resistors connected in series, and a bias circuit. The inverting amplifier circuit includes an operational amplifier in which an electrical signal to the negative input terminal is isolated in terms of DC. The first and second resistors connected in series are provided between the input terminal and the output terminal of the amplifier unit, and the bias circuit applies the voltage at the connection point between the first and second resistors connected in series. The current based on this (corresponding to the input bias current of the inverting amplifier circuit) is output to the negative input terminal of the operational amplifier of the inverting amplifier circuit. Thereby, even if the input impedance of the probe is increased, the DC input offset error caused by the input bias current of the negative input terminal of the operational amplifier can be reduced while the inverting amplifier circuit is stably operated. Therefore, the signal of the measurement target can be accurately transmitted to the waveform measurement apparatus without affecting the measurement target by the probe itself over a wide band.

以下図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。
［第１の実施例］
図１は、本発明の第１の実施例を示した構成図である。また、図２は、図１に示すプローブの外観を示した図である。図１、図２において、波形測定装置用のプローブは、先端部１０、同軸ケーブル２０、アンプ部３０から構成され、被測定対象１００からの入力信号（電圧信号）Ｖｉｎを出力信号（電圧信号）Ｖｏｕｔとして波形測定装置本体に伝送する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[First embodiment]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a diagram showing the appearance of the probe shown in FIG. 1 and 2, the probe for the waveform measuring apparatus is composed of a tip portion 10, a coaxial cable 20, and an amplifier portion 30, and an input signal (voltage signal) Vin from the measurement target 100 is output as an output signal (voltage signal). Vout is transmitted to the waveform measuring device main body.

ここで、図２は、プローブ（二値のロジック信号用）の外観であり、アンプ部３０が装置接続用ケーブルを介して波形測定装置に接続される例を示している。もちろん、装置接続用ケーブルを用いずに、アンプ部３０から波形測定装置の入力コネクタに直接接続してもよい。   Here, FIG. 2 shows an appearance of the probe (for binary logic signal), and shows an example in which the amplifier unit 30 is connected to the waveform measuring device via the device connecting cable. Of course, you may connect directly from the amplifier part 30 to the input connector of a waveform measuring device, without using the apparatus connection cable.

先端部１０は、抵抗Ｒ１，Ｒ２，コンデンサＣ１を有し、一端（先端部１０の入力側）が被測定対象１００に接続され、被測定対象１００から入力信号Ｖｉｎが入力される。抵抗Ｒ１は、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との並列回路に直列に接続される。ここで、先端部１０が出力する信号をＶ１とする。   The tip 10 has resistors R 1, R 2 and a capacitor C 1, one end (the input side of the tip 10) is connected to the measurement target 100, and the input signal Vin is input from the measurement target 100. The resistor R1 is connected in series to a parallel circuit of the resistor R2 and the capacitor C1. Here, a signal output from the distal end portion 10 is V1.

同軸ケーブル２０は、ケーブル部であり、先端部１０からの信号Ｖ１を信号Ｖ２としてアンプ部３０に伝送する。同軸ケーブル２０の一端（入力側）が、先端部１０の他端（先端部１０の出力側）に接続され、同軸ケーブル２０の他端（出力側）がアンプ部３０の一端（アンプ部３０の入力側）に接続される。   The coaxial cable 20 is a cable part, and transmits the signal V1 from the tip part 10 to the amplifier part 30 as a signal V2. One end (input side) of the coaxial cable 20 is connected to the other end (output side of the tip portion 10) of the tip portion 10, and the other end (output side) of the coaxial cable 20 is one end of the amplifier portion 30 (of the amplifier portion 30). Connected to the input side).

詳細には、同軸ケーブル２０の心線（内部導体）の一端が先端部１０の出力側に接続され、心線の他端がアンプ部３０の入力側に接続される。また、同軸ケーブル２０のシールド層（外部導体）の一端が被測定対象１００の共通電位ＧＮＤ１に接続され、シールド層の他端がアンプ部３０の共通電位ＧＮＤ２に接続される。   Specifically, one end of the core wire (internal conductor) of the coaxial cable 20 is connected to the output side of the tip portion 10, and the other end of the core wire is connected to the input side of the amplifier unit 30. One end of the shield layer (outer conductor) of the coaxial cable 20 is connected to the common potential GND1 of the measurement target 100, and the other end of the shield layer is connected to the common potential GND2 of the amplifier unit 30.

なお、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスをＺ０とした場合、この特性インピーダンスＺ０は、同軸ケーブル２０の仕様として予め定められている場合が多いが、ユーザ側から製造メーカに対し、所望の特性インピーダンスとなるように製造させる場合もある。   When the characteristic impedance of the coaxial cable 20 is Z0, the characteristic impedance Z0 is often determined in advance as the specification of the coaxial cable 20, but the desired impedance is provided from the user side to the manufacturer. In some cases, it may be manufactured.

アンプ部３０は、反転増幅回路、整合終端回路、バイアス回路から構成され、同軸ケーブル２０からの信号Ｖ２を増幅、ゲインの周波数特性の補償を行なって、出力信号Ｖｏｕｔとして波形測定装置に出力する。   The amplifier unit 30 includes an inverting amplifier circuit, a matching termination circuit, and a bias circuit. The amplifier unit 30 amplifies the signal V2 from the coaxial cable 20, compensates the frequency characteristic of the gain, and outputs the signal as an output signal Vout to the waveform measuring device.

アンプ部３０は、抵抗Ｒ３〜Ｒ７，コンデンサＣ２〜Ｃ３、オペアンプＡ１，アンプＡ２を有する。ここで、オペアンプＡ１と単なるアンプＡ２との違いは、オペアンプＡ１は、ゲインが無限大のものであり、アンプＡ２は、ゲインが有限のものである。   The amplifier unit 30 includes resistors R3 to R7, capacitors C2 to C3, an operational amplifier A1, and an amplifier A2. Here, the difference between the operational amplifier A1 and the simple amplifier A2 is that the operational amplifier A1 has an infinite gain, and the amplifier A2 has a finite gain.

同軸ケーブル２０の他端（出力側）とオペアンプＡ１の負入力端子との間に、入力抵抗Ｒ３，入力コンデンサＣ３が直列に接続される。オペアンプＡ１の出力端子とオペアンプＡ１の負入力端子との間に、帰還抵抗Ｒ４，帰還コンデンサＣ２が直列に接続される。また、オペアンプＡ１の出力端子から出力信号Ｖｏｕｔが出力される。そして、オペアンプＡ１の正入力端子は、共通電位（接地電位）ＧＮＤ２に接続される。   An input resistor R3 and an input capacitor C3 are connected in series between the other end (output side) of the coaxial cable 20 and the negative input terminal of the operational amplifier A1. A feedback resistor R4 and a feedback capacitor C2 are connected in series between the output terminal of the operational amplifier A1 and the negative input terminal of the operational amplifier A1. The output signal Vout is output from the output terminal of the operational amplifier A1. The positive input terminal of the operational amplifier A1 is connected to a common potential (ground potential) GND2.

同軸ケーブル２０の他端（＝アンプ部３０の入力端子）とオペアンプＡ１の出力端子（＝アンプ部３０の出力端子）との間に、抵抗Ｒ５，Ｒ６が直列に接続される。なお、抵抗Ｒ５が、同軸ケーブル２０の他端（言い換えると、抵抗Ｒ３）に接続され、抵抗Ｒ６が、オペアンプＡ１の出力端子（言い換えると、コンデンサＣ２）に接続される。   Resistors R5 and R6 are connected in series between the other end of the coaxial cable 20 (= input terminal of the amplifier unit 30) and the output terminal of the operational amplifier A1 (= output terminal of the amplifier unit 30). The resistor R5 is connected to the other end of the coaxial cable 20 (in other words, the resistor R3), and the resistor R6 is connected to the output terminal of the operational amplifier A1 (in other words, the capacitor C2).

また、抵抗Ｒ５は、特許請求の範囲の「アンプ部の入力端子と出力端子との間に直列に接続された第１、第２抵抗」のうちの「入力端子側の第１抵抗」に相当する。そして、抵抗Ｒ６は、特許請求の範囲の「アンプ部の入力端子と出力端子との間に直列に接続された第１、第２抵抗」のうちの「出力端子側の第２抵抗」に相当する。   The resistor R5 corresponds to “a first resistor on the input terminal side” of “first and second resistors connected in series between the input terminal and the output terminal of the amplifier unit” in the claims. To do. The resistor R6 corresponds to the “second resistor on the output terminal side” of the “first and second resistors connected in series between the input terminal and the output terminal of the amplifier unit” in the claims. To do.

抵抗Ｒ５，Ｒ６同士の接続点と、オペアンプＡ１の負入力端子との間に、アンプＡ２，抵抗Ｒ７が直列に接続される。詳細には、アンプＡ２の入力側が、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点に接続され、アンプＡ２の出力側が抵抗Ｒ７を介してオペアンプＡ１の負入力端子に接続される。また、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点の信号をＶ３とする。   An amplifier A2 and a resistor R7 are connected in series between a connection point between the resistors R5 and R6 and the negative input terminal of the operational amplifier A1. Specifically, the input side of the amplifier A2 is connected to the connection point of the resistors R5 and R6, and the output side of the amplifier A2 is connected to the negative input terminal of the operational amplifier A1 through the resistor R7. The signal at the connection point of the resistors R5 and R6 is V3.

ここで、アンプ部３０の反転増幅回路とは、抵抗Ｒ３，Ｒ４，コンデンサＣ２、Ｃ３、オペアンプＡ１である。また、整合終端回路は、反転増幅回路に直列接続の抵抗Ｒ５，Ｒ６を加えたものである。そして、バイアス回路は、アンプ部３０のうち抵抗Ｒ５〜Ｒ７、アンプＡ２であり、オペアンプＡ１を含んでループを構成する。   Here, the inverting amplifier circuit of the amplifier unit 30 includes resistors R3 and R4, capacitors C2 and C3, and an operational amplifier A1. The matching termination circuit is obtained by adding resistors R5 and R6 connected in series to an inverting amplifier circuit. The bias circuit includes resistors R5 to R7 and an amplifier A2 in the amplifier unit 30, and forms a loop including the operational amplifier A1.

このような装置の動作を説明する。
プローブ全体の基本的な動作を説明した後、先端部１０、アンプ部３０それぞれの詳細な説明（インピーダンス、周波数特性、直流オフセット誤差の軽減等）をする。 The operation of such an apparatus will be described.
After describing the basic operation of the entire probe, detailed explanations (impedance, frequency characteristics, reduction of DC offset error, etc.) of the tip 10 and the amplifier 30 will be given.

まず、プローブ全体の基本的な動作を説明する。
被測定対象１００からの出力は、プローブの入力信号Ｖｉｎとして先端部１０に入力される。そして、先端部１０が、入力信号Ｖｉｎを所定の周波数特性にて信号Ｖ１として同軸ケーブル２０に出力する。 First, the basic operation of the entire probe will be described.
The output from the object 100 to be measured is input to the tip 10 as the probe input signal Vin. And the front-end | tip part 10 outputs the input signal Vin to the coaxial cable 20 as the signal V1 with a predetermined frequency characteristic.

そして、同軸ケーブル２０が、信号Ｖ１をアンプ部３０に信号Ｖ２として伝送する。ここで、アンプ部３０の入力インピーダンスが、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０に一致するようにアンプ部３０の定数を選択することにより、同軸ケーブル２０が整合終端される。この整合終端によって、入力部１０から同軸ケーブル２０を見込んだインピーダンスが、同軸ケーブル２０の長さ、周波数によらず一定の値の特性インピーダンスＺ０になる。   Then, the coaxial cable 20 transmits the signal V1 to the amplifier unit 30 as the signal V2. Here, by selecting the constant of the amplifier unit 30 so that the input impedance of the amplifier unit 30 matches the characteristic impedance Z0 of the coaxial cable 20, the coaxial cable 20 is matched and terminated. With this matching termination, the impedance of the coaxial cable 20 seen from the input unit 10 becomes a characteristic impedance Z0 having a constant value regardless of the length and frequency of the coaxial cable 20.

つまり、入力信号Ｖｉｎが、先端部１０のインピーダンスと、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０とで分圧（減衰）されて、信号Ｖ１となる。そして、同軸ケーブル２０を通して、信号Ｖ１が信号Ｖ２としてアンプ部３０に入力される。ここで、先端部１０のインピーダンスは、周波数の関数となるため、先端部１０のゲイン（信号Ｖ１／入力信号Ｖｉｎ）も周波数特性を有する。   That is, the input signal Vin is divided (attenuated) by the impedance of the distal end portion 10 and the characteristic impedance Z0 of the coaxial cable 20, and becomes the signal V1. Then, the signal V1 is input to the amplifier unit 30 as the signal V2 through the coaxial cable 20. Here, since the impedance of the tip 10 is a function of frequency, the gain of the tip 10 (signal V1 / input signal Vin) also has frequency characteristics.

一方、同軸ケーブル２０は、整合終端（無反射終端）されているので、同軸ケーブル２０の入力側、出力側の信号Ｖ１，Ｖ２の電圧は、同軸ケーブル２０の損失および遅延を無視すれば、等しく、ゲイン（信号Ｖ２／信号Ｖ１）＝１で一定となる。以下、プローブ全体におけるゲインの周波数特性については、同軸ケーブル２０を無視して説明する。   On the other hand, since the coaxial cable 20 is matched termination (non-reflective termination), the voltages of the signals V1 and V2 on the input side and output side of the coaxial cable 20 are equal if the loss and delay of the coaxial cable 20 are ignored. , Gain (signal V2 / signal V1) = 1 and becomes constant. Hereinafter, the frequency characteristics of the gain in the entire probe will be described ignoring the coaxial cable 20.

そして、アンプ部３０が、信号Ｖ２に対して増幅および先端部１０で生じたゲインの周波数特性の補償を行なって、出力信号Ｖｏｕｔを波形測定装置本体に出力する。   Then, the amplifier unit 30 amplifies the signal V2 and compensates for the frequency characteristic of the gain generated at the tip portion 10, and outputs the output signal Vout to the waveform measuring device main body.

ここで、プローブ全体のゲイン（増幅率、減衰比等と呼ばれる）は、先端部１０の分圧比とアンプ部３０の増幅率の積で決定され、アンプ部３０の定数を選択することで、増幅率は周波数によらず一定になる。   Here, the gain of the entire probe (referred to as amplification factor, attenuation ratio, etc.) is determined by the product of the voltage division ratio of the tip 10 and the amplification factor of the amplifier unit 30, and is amplified by selecting a constant of the amplifier unit 30. The rate is constant regardless of the frequency.

なお、アンプ部３０の定数の選択の詳細や、先端部１０、アンプ部３０、プローブ全体のゲインの周波数特性の詳細については、後述する。   Details of selection of constants of the amplifier unit 30 and details of frequency characteristics of gains of the tip unit 10, the amplifier unit 30, and the entire probe will be described later.

続いて、先端部１０の詳細について説明する。図３は、先端部１０のみの構成を示した図である。ここで、図１と同一のものには同一符号を付し、説明を省略する。   Next, details of the tip 10 will be described. FIG. 3 is a diagram showing a configuration of only the tip portion 10. Here, the same components as those in FIG.

なお、以下、数式においては、（抵抗Ｒ１の抵抗値）を単に（Ｒ１）と示し、（コンデンサＣ１の容量値）を単に（Ｃ１）と示し、（入力信号Ｖｉｎの電圧値）を単に（Ｖｉｎ）と示す。他の抵抗、コンデンサ、信号も同様である。   In the following equations, (resistance value of resistor R1) is simply indicated as (R1), (capacitance value of capacitor C1) is simply indicated as (C1), and (voltage value of input signal Vin) is simply expressed as (Vin). ). The same applies to other resistors, capacitors, and signals.

図３に示す先端部１０の回路のインピーダンスは、浮遊容量等を無視すれば、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値、コンデンサＣ１の容量値で求まり、下記の式（１）になる。   The impedance of the circuit of the tip 10 shown in FIG. 3 can be obtained from the resistance values of the resistors R1 and R2 and the capacitance value of the capacitor C1 if the stray capacitance is ignored, and is expressed by the following equation (1).

（先端部１０のインピーダンス）＝Ｒ１＋Ｒ２／（１＋ｊω・Ｃ１・Ｒ２） …式（１）   (Impedance of tip portion 10) = R1 + R2 / (1 + jω · C1 · R2) Formula (1)

なお、ωは、角周波数であり、（ω＝２πｆ）である。   Note that ω is an angular frequency and (ω = 2πf).

プローブの入力インピーダンスは、概ね先端部１０の回路で決定される。例えば、数値例として、抵抗Ｒ１の抵抗値を数百［Ω］、抵抗Ｒ２の抵抗値を１００［ｋΩ］、コンデンサＣ１の容量値を１［ｐＦ］とした場合、先端部１０の物理的形状、材質等に依存する浮遊容量を含めて、約１００［ｋΩ］//３［ｐＦ］の入力インピーダンスが得られる。   The input impedance of the probe is generally determined by the circuit at the tip 10. For example, as a numerical example, when the resistance value of the resistor R1 is several hundred [Ω], the resistance value of the resistor R2 is 100 [kΩ], and the capacitance value of the capacitor C1 is 1 [pF], the physical shape of the tip 10 An input impedance of about 100 [kΩ] / 3/3 [pF] is obtained including stray capacitance depending on the material and the like.

先端部１０の分圧比（先端部１０のゲインに相当）は、同軸ケーブル２０が同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０で終端されていれば、下記の式（２）になる。   If the coaxial cable 20 is terminated by the characteristic impedance Z0 of the coaxial cable 20, the voltage division ratio of the distal end portion 10 (corresponding to the gain of the distal end portion 10) is expressed by the following equation (2).

Ｖ１／Ｖｉｎ＝Ｚ０／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｚ０）×（１＋ｊω・Ｃ１・Ｒ２）／（１＋ｊω・Ｃ１・Ｒ２（Ｒ１＋Ｚ０）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｚ０）） …式（２）   V1 / Vin = Z0 / (R1 + R2 + Z0) × (1 + jω · C1 · R2) / (1 + jω · C1 · R2 (R1 + Z0) / (R1 + R2 + Z0)) (2)

ここで、（Ｒ１＋Ｚ０）＜＜（Ｒ２）とすれば、式（２）は式（３）で近似される。   Here, if (R1 + Z0) << (R2), Equation (2) is approximated by Equation (3).

Ｖ１／Ｖｉｎ＝Ｚ０／Ｒ２×（１＋ｊω・Ｃ１・Ｒ２）／（１＋ｊω・Ｃ１（Ｒ１＋Ｚ０）） …式（３）   V1 / Vin = Z0 / R2 × (1 + jω · C1 · R2) / (1 + jω · C1 (R1 + Z0)) (3)

式（３）より、先端部１０のゲインの周波数特性を図４に示す。図４は、横軸が角周波数、縦軸は先端部１０のゲインである。なお、各数式においてωを用いているので、周波数特性の図においても、周波数ｆではなく、角周波数ω（＝２πｆ）として説明する。   From the equation (3), the frequency characteristic of the gain of the tip 10 is shown in FIG. In FIG. 4, the horizontal axis represents the angular frequency, and the vertical axis represents the gain of the tip portion 10. In addition, since ω is used in each numerical expression, in the frequency characteristic diagram, the description will be made with the angular frequency ω (= 2πf) instead of the frequency f.

図４に示すように、角周波数ω１（＝１／（Ｃ１・Ｒ２）））で伝達ゼロ、角周波数ω２（＝１／（Ｃ１（Ｒ１＋Ｚ０）））で伝達極をもつ周波数特性になる。なお、（角周波数ω１）＜（角周波数ω２）である。   As shown in FIG. 4, the frequency characteristic has a transmission pole at an angular frequency ω1 (= 1 / (C1 · R2))) and a transmission pole at an angular frequency ω2 (= 1 / (C1 (R1 + Z0))). Note that (angular frequency ω1) <(angular frequency ω2).

すなわち、角周波数ω１よりも低周波数側では、ゲインが（Ｚ０／Ｒ２）であり、角周波数ω２よりも高周波側では、ゲインが（Ｚ０／（Ｒ１＋Ｚ０））である。   That is, the gain is (Z0 / R2) on the lower frequency side than the angular frequency ω1, and the gain is (Z0 / (R1 + Z0)) on the higher frequency side than the angular frequency ω2.

続いて、アンプ部３０の詳細について説明する。図５は、アンプ部３０のみの構成を示した図である。ここで、図１と同一のものには同一符号を付し、説明を省略する。図１、図５において、抵抗Ｒ３を流れる電流をＩｒ３とし、抵抗Ｒ５を流れる電流をＩｒ５とし、抵抗Ｒ６を流れる電流をＩｒ６とし、抵抗Ｒ７を流れる電流をＩｒ７とする。   Next, details of the amplifier unit 30 will be described. FIG. 5 is a diagram showing a configuration of only the amplifier unit 30. Here, the same components as those in FIG. 1 and 5, the current flowing through the resistor R3 is Ir3, the current flowing through the resistor R5 is Ir5, the current flowing through the resistor R6 is Ir6, and the current flowing through the resistor R7 is Ir7.

また、電流Ｉｒ３〜Ｉｒ７それぞれの電流の方向について説明する。電流Ｉｒ３は、同軸ケーブル２０からオペアンプＡ１の負入力端子への方向、電流Ｉｒ５は、同軸ケーブル２０から抵抗Ｒ５、Ｒ６の接続点への方向、電流Ｉｒ６は、オペアンプＡ１の出力端子から抵抗Ｒ６，Ｒ５の接続点への方向、電流Ｉｒ７は、アンプＡ２の出力側からオペアンプＡ１の負入力端子への方向である。   The direction of each current Ir3 to Ir7 will be described. The current Ir3 is a direction from the coaxial cable 20 to the negative input terminal of the operational amplifier A1, the current Ir5 is a direction from the coaxial cable 20 to the connection point of the resistors R5 and R6, and the current Ir6 is a resistor R6 from the output terminal of the operational amplifier A1. The direction to the connection point of R5, the current Ir7, is the direction from the output side of the amplifier A2 to the negative input terminal of the operational amplifier A1.

アンプ部３０の基本回路となる反転増幅回路から詳細に説明する。
図６は、アンプ部３０の反転増幅回路を示した図であり、図６（ａ）は、アンプ部３０の反転増幅回路に相当する部分を示した図であり、図６（ｂ）は、図６（ａ）をインピーダンスで示した図であり、図６（ｃ）は、図６（ａ）〜（ｂ）の入力インピーダンス、電圧ゲインを示した式である。なお、図６において、抵抗Ｒ３，コンデンサＣ３のインピーダンスをＺｉｎ、帰還回路網の抵抗ｒ４、コンデンサＣ２のインピーダンスをＺｆとする。 The inverting amplifier circuit that is the basic circuit of the amplifier unit 30 will be described in detail.
FIG. 6 is a diagram illustrating an inverting amplifier circuit of the amplifier unit 30, FIG. 6A is a diagram illustrating a portion corresponding to the inverting amplifier circuit of the amplifier unit 30, and FIG. FIG. 6A is a diagram showing impedance, and FIG. 6C is an equation showing the input impedance and voltage gain of FIGS. 6A to 6B. In FIG. 6, the impedance of the resistor R3 and the capacitor C3 is Zin, the resistor r4 of the feedback network, and the impedance of the capacitor C2 is Zf.

図６（ａ）に示した回路は、図６（ｂ）に示すように反転増幅回路の一つの回路形態であり、オペアンプＡ１に理想オペアンプを用いたと仮定すれば、全周波数帯域で正常に動作する。例えば、電流帰還型のオペアンプを用いることができる。   The circuit shown in FIG. 6 (a) is one circuit form of an inverting amplifier circuit as shown in FIG. 6 (b). If it is assumed that an ideal operational amplifier is used as the operational amplifier A1, the circuit operates normally in the entire frequency band. To do. For example, a current feedback type operational amplifier can be used.

ただし、図６に示す反転増幅回路の出力の直流電圧は、各コンデンサＣ２〜Ｃ３の初期電圧に依存した値となるが、反転増幅回路の入力インピーダンスおよび電圧ゲインは、反転増幅回路の一般的な計算式を適用することにより、下記の式（４）、式（５）で示される。   However, although the DC voltage of the output of the inverting amplifier circuit shown in FIG. 6 has a value depending on the initial voltage of each of the capacitors C2 to C3, the input impedance and voltage gain of the inverting amplifier circuit are the same as those of the inverting amplifier circuit. By applying the calculation formula, the following formulas (4) and (5) are shown.

（入力インピーダンス）＝Ｚｉｎ＝Ｒ３×（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）／（ｊω・Ｃ３・Ｒ３） …式（４）   (Input impedance) = Zin = R3 × (1 + jω · C3 · R3) / (jω · C3 · R3) (4)

（電圧ゲイン）＝−Ｚｆ／Ｚｉｎ＝−（Ｃ３／Ｃ２）×（１＋ｊω・Ｃ２・Ｒ４）／（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３） …式（５）   (Voltage gain) = − Zf / Zin = − (C3 / C2) × (1 + jω · C2 · R4) / (1 + jω · C3 · R3) (5)

ここで、アンプ部３０全体のゲインの周波数特性は、図６に示す反転増幅回路のゲインの周波数特性とみなすことができる。従って、式（５）より、アンプ部３０全体のゲインの周波数特性を図７に示す。図７は、横軸が角周波数、縦軸はアンプ部３０全体のゲインである。   Here, the frequency characteristic of the gain of the entire amplifier unit 30 can be regarded as the frequency characteristic of the gain of the inverting amplifier circuit shown in FIG. Therefore, the frequency characteristics of the gain of the entire amplifier unit 30 are shown in FIG. In FIG. 7, the horizontal axis represents the angular frequency, and the vertical axis represents the gain of the entire amplifier unit 30.

図７に示すように、角周波数軸上において１／（Ｃ３・Ｒ３）で伝達極、１／（Ｃ２・Ｒ４）で伝達ゼロをもつ周波数特性になる。また、伝達極の角周波数よりも低周波数側では、ゲインが（Ｃ３／Ｃ２）であり、伝達ゼロの角周波数よりも高周波側では、ゲインが（Ｒ４／Ｒ３）である。   As shown in FIG. 7, the frequency characteristic has a transmission pole at 1 / (C3 · R3) and a transmission zero at 1 / (C2 · R4) on the angular frequency axis. Further, the gain is (C3 / C2) on the lower frequency side than the angular frequency of the transmission pole, and the gain is (R4 / R3) on the higher frequency side than the angular frequency of transmission zero.

従って、アンプ部３０の伝達極の角周波数を、先端部１０の伝達ゼロの角周波数ω１に一致させ、アンプ部３０の伝達ゼロの角周波数を、先端部１０の伝達極の角周波数ω２に一致させる。   Therefore, the angular frequency of the transmission pole of the amplifier unit 30 is matched with the angular frequency ω1 of the transmission pole of the tip portion 10, and the angular frequency of zero transmission of the amplifier unit 30 is matched with the angular frequency ω2 of the transmission pole of the tip portion 10. Let

具体的には、図４、図７から明らかなように、（Ｃ１・Ｒ２）＝（Ｃ３・Ｒ３）、（Ｃ１（Ｒ１＋Ｚ０））＝（Ｃ２・Ｒ４）となるように、アンプ部３０の抵抗Ｒ３，Ｒ４，コンデンサＣ２，Ｃ３を選択する。   Specifically, as is clear from FIGS. 4 and 7, the resistance of the amplifier unit 30 is set such that (C1 · R2) = (C3 · R3), (C1 (R1 + Z0)) = (C2 · R4). R3, R4 and capacitors C2, C3 are selected.

これにより、先端部１０とアンプ部３０とを合成したゲインの周波数特性、すなわち、プローブ全体の周波数特性が広帯域にわたって平坦となる。   As a result, the frequency characteristic of the gain obtained by synthesizing the tip portion 10 and the amplifier unit 30, that is, the frequency characteristic of the entire probe is flat over a wide band.

なお、アンプ部３０の抵抗Ｒ３，Ｒ４，コンデンサＣ２，Ｃ３の定数を選択して先端部１０の周波数特性を補償しているが、先端部１０の周波数特性の補償という点では、上述の特許文献１と同様な機能である。しかし、特許文献１が片方の端子を接地した２端子回路網のインピーダンス変化を利用したものに対し、図５に示す回路では、オペアンプＡ１を用いた反転増幅回路（図６参照）の電圧ゲインが、（電圧ゲイン）＝−Ｚｆ／Ｚｉｎで決まるので、オペアンプＡ１の入力側インピーダンスＺｉｎと、オペアンプＡ１の帰還側インピーダンスＺｆそれぞれに周波数特性を持たせた反転増幅回路とした点が特徴である。   Note that the frequency characteristics of the tip portion 10 are compensated by selecting the constants of the resistors R3, R4 and capacitors C2, C3 of the amplifier unit 30, but in terms of compensation of the frequency characteristics of the tip portion 10, the above-mentioned patent document 1 is the same function. However, in the circuit shown in FIG. 5, the voltage gain of the inverting amplifier circuit using the operational amplifier A1 (see FIG. 6) is different from that in Patent Document 1 that uses the impedance change of the two-terminal network in which one terminal is grounded. , (Voltage gain) = − Zf / Zin, the inverting amplifier circuit is characterized in that each of the input side impedance Zin of the operational amplifier A1 and the feedback side impedance Zf of the operational amplifier A1 has frequency characteristics.

続いて、アンプ部３０全体の入力インピーダンスについて説明する。このアンプ部３０全体の入力インピーダンスは、同軸ケーブル２０との整合終端という点からも、広帯域なプローブでは非常に重要なパラメータである。   Next, the input impedance of the entire amplifier unit 30 will be described. The input impedance of the entire amplifier unit 30 is also a very important parameter for a wide-band probe in terms of matching termination with the coaxial cable 20.

ここで、図８は、整合終端回路の構成を示した図である。図８に示すように、整合終端回路は、図６の基本回路となる反転増幅回路に抵抗Ｒ５，Ｒ６を付加したものとなる。   Here, FIG. 8 is a diagram showing a configuration of the matching termination circuit. As shown in FIG. 8, the matching termination circuit is obtained by adding resistors R5 and R6 to the inverting amplifier circuit as the basic circuit of FIG.

すなわち、図６に示す基本回路の入力インピーダンスは、上記の式（４）で示されるように、（Ｚｉｎ）＝Ｒ３×（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）／（ｊω・Ｃ３・Ｒ３）であり、角周波数ωが含まれるため、周波数によって基本回路の入力インピーダンスが変動する。   That is, the input impedance of the basic circuit shown in FIG. 6 is (Zin) = R3 × (1 + jω · C3 · R3) / (jω · C3 · R3) as shown in the above equation (4). Since the frequency ω is included, the input impedance of the basic circuit varies depending on the frequency.

一方、アンプ部３０全体では、同軸ケーブル２０を、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０で終端しなければならない。   On the other hand, in the amplifier unit 30 as a whole, the coaxial cable 20 must be terminated with the characteristic impedance Z 0 of the coaxial cable 20.

図８に示す抵抗Ｒ５，Ｒ６は、アンプ部３０の入力側から見込んだときに、ミラー効果によってアンプ部３０全体のゲインに依存した対接地インピーダンスにみえる。ここで、アンプ部３０の入力側から見込んだ対接地インピーダンスをＺｍとした場合、インピーダンスＺｍは、下記の式（６）で示される。   The resistors R5 and R6 shown in FIG. 8 appear to have a ground impedance depending on the gain of the entire amplifier unit 30 due to the mirror effect when viewed from the input side of the amplifier unit 30. Here, when the ground impedance seen from the input side of the amplifier unit 30 is Zm, the impedance Zm is expressed by the following equation (6).

Ｚｍ＝（Ｒ５＋Ｒ６）／（１−（アンプ部３０全体のゲイン））
＝（Ｒ５＋Ｒ６）／（１＋（Ｃ３／Ｃ２）×（１＋ｊω・Ｃ２・Ｒ４）／（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）
＝（（Ｒ５＋Ｒ６）／（１＋Ｃ３／Ｃ２））×（（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）／（１＋ｊω・（（Ｒ３＋Ｒ４）Ｃ２・Ｃ３／（Ｃ２＋Ｃ３）））
…式（６） Zm = (R5 + R6) / (1− (gain of the entire amplifier unit 30))
= (R5 + R6) / (1+ (C3 / C2) × (1 + jω · C2 · R4) / (1 + jω · C3 · R3)
= ((R5 + R6) / (1 + C3 / C2)) × ((1 + jω · C3 · R3) / (1 + jω · ((R3 + R4) C2 · C3 / (C2 + C3)))
... Formula (6)

ここで、各定数に下記の関係式（式（７）〜式（１０））が成立する場合、   Here, when the following relational expressions (formula (7) to formula (10)) are established for each constant,

Ｒ３＝Ｒ５ …式（７）
Ｒ６／Ｒ５＝Ｃ３／Ｃ２ …式（８）
Ｃ２＜＜Ｃ３ …式（９）
Ｃ２（Ｒ３＋Ｒ４）＜＜Ｃ３・Ｒ３ …式（１０） R3 = R5 Formula (7)
R6 / R5 = C3 / C2 Formula (8)
C2 << C3 Formula (9)
C2 (R3 + R4) << C3 · R3 Formula (10)

対接地インピーダンスＺｍは、（ω＜（１／（Ｒ３＋Ｒ４）Ｃ２））の範囲で下記の式（１１）で表される。   The ground impedance Zm is expressed by the following formula (11) in the range of (ω <(1 / (R3 + R4) C2)).

Ｚｍ＝Ｒ３（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３） …式（１１）   Zm = R3 (1 + jω · C3 · R3) (11)

式（１１）から明らかに、対接地インピーダンスＺｍは、抵抗Ｒ３（＝抵抗Ｒ５）と、Ｃ３（Ｒ３）＾２のコイルの直列回路に等価であることがわかる。   As apparent from the equation (11), the ground impedance Zm is equivalent to a series circuit of a coil of a resistor R3 (= resistor R5) and a coil of C3 (R3) ^ 2.

ここで、アンプ部３０全体の入力インピーダンスをＺａｍｐとすれば、アンプ部３０全体の入力インピーダンスＺａｍｐは、反転増幅回路の入力インピーダンスＺｉｎと対接地インピーダンスＺｍとの並列インピーダンスになり、式（１２）で示される。   Here, if the input impedance of the entire amplifier unit 30 is Zamp, the input impedance Zamp of the entire amplifier unit 30 becomes a parallel impedance of the input impedance Zin of the inverting amplifier circuit and the ground impedance Zm, and is expressed by the equation (12). Indicated.

Ｚａｍｐ＝１／（１／Ｚｉｎ＋１／Ｚｍ）
＝Ｒ３／（（ｊω・Ｃ３・Ｒ３）／（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３）＋１／（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３））
＝Ｒ３ …式（１２） Zamp = 1 / (1 / Zin + 1 / Zm)
= R3 / ((jω · C3 · R3) / (1 + jω · C3 · R3) + 1 / (1 + jω · C3 · R3))
= R3 Formula (12)

すなわち、抵抗Ｒ３（＝抵抗Ｒ５）のインピーダンスを、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０に一致させ、さらに、他の定数間に上記の関係式（７）〜式（１０）を持たせることで、同軸ケーブル２０が、広帯域に整合終端される。   That is, the impedance of the resistor R3 (= resistor R5) is made to coincide with the characteristic impedance Z0 of the coaxial cable 20, and the above relational expressions (7) to (10) are provided between the other constants. The cable 20 is matched and terminated in a wide band.

なお、アンプ部３０全体の入力インピーダンスＺａｍｐを求める際に、対接地インピーダンスＺｍを用いた。そして、対接地インピーダンスＺｍは、高周波域となる角周波数（１／（（Ｒ３＋Ｒ４）Ｃ２）≦ω）の値を無視しているが、高周波域においては、対接地インピーダンスＺｍの値は、反転増幅回路の入力インピーダンスＺｉｎに対して十分大きくなるため、高周波域においても、実用上、近似誤差を無視できる。   In addition, when obtaining the input impedance Zamp of the entire amplifier unit 30, the ground impedance Zm was used. The ground impedance Zm ignores the value of the angular frequency (1 / ((R3 + R4) C2) ≦ ω) in the high frequency range, but the value of the ground impedance Zm is inverted and amplified in the high frequency range. Since it becomes sufficiently large with respect to the input impedance Zin of the circuit, the approximation error can be practically ignored even in the high frequency region.

ここで、整合終端について、補足説明をする。
上述の特許文献１では、ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅを伝播した信号は、単一の終端抵抗Ｒｅで終端し、この終端抵抗Ｒｅは、ケーブルＴｐｒｏｂｅ−ｃａｂｌｅからの信号を後段のアンプＡｍｐに伝送している。 Here, a supplementary explanation will be given regarding the matching termination.
In the above-mentioned Patent Document 1, a signal propagated through the cable Tprobe-cable is terminated with a single termination resistor Re, and this termination resistor Re transmits a signal from the cable Tprobe-cable to the amplifier Amp at the subsequent stage. .

一方、図１に示す本実施例のプローブでは、先端部１０で作られ同軸ケーブル２０で伝播した信号Ｖ２は、単一の終端抵抗で終端されるのでなく、アンプ部３０の基本回路の入力インピーダンスＺｉｎと、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６がミラー効果によって変換されたインピーダンスＺｍに分流して終端される。   On the other hand, in the probe of this embodiment shown in FIG. 1, the signal V <b> 2 made at the tip portion 10 and propagated by the coaxial cable 20 is not terminated by a single termination resistor, but is input to the basic circuit of the amplifier portion 30. Zin, the resistor R5 and the resistor R6 are shunted to the impedance Zm converted by the mirror effect and terminated.

このとき、入力インピーダンスＺｉｎ側を通過する信号は、反転増幅回路で増幅されて出力される。しかし、入力インピーダンスＺｉｎは周波数の関数であるため，同軸ケーブル２０を伝播した信号Ｖ２は変形されてオペアンプを含む反転増幅回路に伝達される。   At this time, the signal passing through the input impedance Zin side is amplified and output by the inverting amplifier circuit. However, since the input impedance Zin is a function of frequency, the signal V2 propagated through the coaxial cable 20 is transformed and transmitted to an inverting amplifier circuit including an operational amplifier.

また、アンプ部３０の入力インピーダンスＺａｍｐを同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０に整合させるために抵抗Ｒ５，Ｒ６を挿入しているが、これらの抵抗Ｒ５，Ｒ６が意図した動作をするためには、アンプ部３０全体のゲインが周波数特性を持っている必要がある。   In addition, resistors R5 and R6 are inserted in order to match the input impedance Zamp of the amplifier unit 30 with the characteristic impedance Z0 of the coaxial cable 20, but in order for these resistors R5 and R6 to operate as intended, The gain of the entire unit 30 needs to have frequency characteristics.

すなわち、整合終端回路は、整合終端のみならず、先端部１０の周波数特性を補償するための回路も含まれ、整合終端回路と先端部１０の周波数特性を補償する回路とを分離することができない回路構成となっている。   That is, the matching termination circuit includes not only the matching termination but also a circuit for compensating the frequency characteristic of the tip 10, and the matching termination circuit and the circuit for compensating the frequency characteristic of the tip 10 cannot be separated. It has a circuit configuration.

続いて、バイアス回路（直流の入力オフセット誤差の軽減等）について詳細に説明する。
アンプ部３０のオペアンプＡ１は、広帯域にわたり、オペアンプＡ１の負入力端子の電位が接地電位とみなせることが必要であり、ＧＢ積が大きい必要がある。上述のように、ＩＣの形で安価に入手できるオペアンプとしては、電流帰還型（トランスインピーダンス・アンプ型）のオペアンプを用いることができる。 Next, the bias circuit (reduction of DC input offset error, etc.) will be described in detail.
The operational amplifier A1 of the amplifier unit 30 needs to be able to regard the potential of the negative input terminal of the operational amplifier A1 as the ground potential over a wide band, and needs to have a large GB product. As described above, a current feedback type (transimpedance amplifier type) operational amplifier can be used as an operational amplifier that can be obtained at low cost in the form of an IC.

また、図１、図６に示すように、オペアンプＡ１の帰還側インピーダンスＺｆには、直列に帰還抵抗Ｒ４が含まれるため、オペアンプＡ１に電流帰還型のオペアンプを用いたとしても、高周波域の帰還量が制限でき、オペアンプＡ１が安定して動作する。   As shown in FIGS. 1 and 6, the feedback side impedance Zf of the operational amplifier A1 includes a feedback resistor R4 in series. Therefore, even if a current feedback operational amplifier is used as the operational amplifier A1, feedback in a high frequency range is performed. The amount can be limited, and the operational amplifier A1 operates stably.

なお、市販品として入手できるＩＣ形の電流帰還型のオペアンプの多くは、負入力端子の直流の入力バイアス電流が、大きな値を持っている。   Note that many of the IC-type current feedback operational amplifiers available as commercial products have a large value for the DC input bias current of the negative input terminal.

それに対して図１、図６に示すように、帰還コンデンサＣ２，入力コンデンサＣ３が、オペアンプＡ１の負入力端子を直流的には他の回路部分と絶縁している。従って、入力バイアス電流が、先端部１０からの信号Ｖ１，Ｖ２に混入しない。これにより、オペアンプＡ１の負入力端子の入力バイアス電流による直流オフセット誤差を抑えることができる。   On the other hand, as shown in FIGS. 1 and 6, the feedback capacitor C2 and the input capacitor C3 insulate the negative input terminal of the operational amplifier A1 from other circuit portions in terms of DC. Therefore, the input bias current is not mixed in the signals V1 and V2 from the tip portion 10. Thereby, it is possible to suppress a DC offset error due to the input bias current of the negative input terminal of the operational amplifier A1.

しかしながら、図１、図６に示すようにコンデンサＣ２，Ｃ３が、オペアンプＡ１の負入力端子を直流的には他の回路部分と絶縁している。このように絶縁した場合、理想的なオペアンプと違って現実のオペアンプでは、オペアンプＡ１の入力バイアス電流により、直流動作点が安定しないという問題がある。   However, as shown in FIGS. 1 and 6, the capacitors C2 and C3 insulate the negative input terminal of the operational amplifier A1 from other circuit portions in terms of DC. When insulated in this way, unlike an ideal operational amplifier, an actual operational amplifier has a problem that the DC operating point is not stabilized due to the input bias current of the operational amplifier A1.

すなわち、オペアンプＡ１の内部にはトランジスタ等が含まれるが、入力バイアス電流は、オペアンプＡ１のトランジスタを動作させるために必要な電流であり、この電流（入力バイアス電流）を必ず流さなければ、オペアンプＡ１が正しく動作しない。   That is, the operational amplifier A1 includes a transistor or the like, but the input bias current is a current necessary for operating the transistor of the operational amplifier A1, and if this current (input bias current) does not necessarily flow, the operational amplifier A1 Does not work properly.

そこで、バイアス回路を設けオペアンプＡ１に入力バイアス電流を供給し、反転増幅回路、整合終端回路と組み合わせることにより、安定して動作させると共に、正確な直流入力電圧を検知して、高精度化を図る。   Therefore, a bias circuit is provided to supply an input bias current to the operational amplifier A1 and combined with an inverting amplifier circuit and a matching termination circuit, thereby stably operating and detecting an accurate DC input voltage to achieve high accuracy. .

ここで、図９は、図５に示したアンプ部３０のうち直流経路を抜き出したもの（つまり、コンデンサＣ２，Ｃ３で直流的に絶縁されている回路を除いたもの）を示した図であり、バイアス回路である。   Here, FIG. 9 is a diagram showing the amplifier unit 30 shown in FIG. 5 with the DC path extracted (that is, the circuit that is DC-insulated by the capacitors C2 and C3 is excluded). , A bias circuit.

図６に示すアンプ部３０の基本回路となる反転増幅回路の低域ゲインは（Ｃ３／Ｃ２）であり、図８に示す整合終端回路として図６に示す回路に付加した抵抗Ｒ５，Ｒ６の関係式は、上述の式（８）で示したように、（Ｒ６／Ｒ５）＝（Ｃ３／Ｃ２）（＝角周波数ω１よりも低域側の低域ゲイン）になる。   The low-frequency gain of the inverting amplifier circuit that is the basic circuit of the amplifier unit 30 shown in FIG. 6 is (C3 / C2), and the relationship between the resistors R5 and R6 added to the circuit shown in FIG. 6 as the matching termination circuit shown in FIG. As shown in the above equation (8), the equation is (R6 / R5) = (C3 / C2) (= low frequency gain on the lower frequency side than the angular frequency ω1).

これは、低域における信号Ｖ３（抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続点）の電位が、オペアンプＡ１の負入力端子と同様の電圧変化をすることを意味する。ここで、特に、コンデンサＣ２，Ｃ３の初期電圧が０［Ｖ］と仮定すれば、オペアンプＡ１の出力信号Ｖｏｕｔの出力電圧にオフセット電圧が生じず、波形測定装置用のプローブとしては非常に望ましい。なお、コンデンサＣ２，Ｃ３の初期電圧が０［Ｖ］の場合、信号Ｖ３の電圧は直流的に０［Ｖ］である。   This means that the potential of the signal V3 (the connection point between the resistor R5 and the resistor R6) in the low frequency changes in the same voltage as the negative input terminal of the operational amplifier A1. Here, in particular, assuming that the initial voltages of the capacitors C2 and C3 are 0 [V], an offset voltage does not occur in the output voltage of the output signal Vout of the operational amplifier A1, which is very desirable as a probe for a waveform measuring apparatus. When the initial voltage of the capacitors C2 and C3 is 0 [V], the voltage of the signal V3 is 0 [V] in terms of DC.

また、波形測定装置自体が電源オフであったり、プローブが波形測定装置から取り外されていれば、コンデンサＣ２，Ｃ３は自然に放電されるので、初期電圧は０［Ｖ］になる。また、コンデンサＣ２，Ｃ３に電圧が残っていたとしても、実用上、図９に示す入力バイアス電流のループで、コンデンサＣ２，Ｃ３間でバランスがとられ、信号Ｖ３の電圧は直流的に０［Ｖ］に収束する。   Further, if the waveform measuring device itself is turned off or the probe is removed from the waveform measuring device, the capacitors C2 and C3 are naturally discharged, so the initial voltage becomes 0 [V]. Further, even if the voltage remains in the capacitors C2 and C3, the input bias current loop shown in FIG. 9 is practically balanced between the capacitors C2 and C3, and the voltage of the signal V3 is 0 [ V] converges.

以上より、信号Ｖ３の電圧を直流的に０［Ｖ］になるように，オペアンプＡ１の負入力端子に与える入力バイアス電流を調節すれば，出力信号Ｖｏｕｔの出力電圧にオフセット電圧が生じず、プローブとして非常に好ましい直流特性を得られる。   As described above, if the input bias current applied to the negative input terminal of the operational amplifier A1 is adjusted so that the voltage of the signal V3 becomes 0 [V] in a DC manner, an offset voltage does not occur in the output voltage of the output signal Vout, and the probe As a result, a very favorable DC characteristic can be obtained.

このような動作を行う目的で、アンプＡ２、抵抗Ｒ７が、図９に示すようにオペアンプＡ１の負入力端子と抵抗Ｒ５、Ｒ６の接続点の間に付加されている。   For the purpose of performing such an operation, an amplifier A2 and a resistor R7 are added between the connection point of the negative input terminal of the operational amplifier A1 and the resistors R5 and R6 as shown in FIG.

アンプＡ２は、信号Ｖ３のバッファおよび増幅を行ない、抵抗Ｒ７に出力する。抵抗Ｒ７は、アンプＡ２の出力電圧を電流Ｉｒ７としてオペアンプＡ１の負入力端子に入力バイアス電流を与える。   The amplifier A2 buffers and amplifies the signal V3 and outputs it to the resistor R7. The resistor R7 applies an input bias current to the negative input terminal of the operational amplifier A1 using the output voltage of the amplifier A2 as the current Ir7.

ここで，アンプＡ２と抵抗Ｒ７は、それらを組合わせたときのトランスコンダクタンスｇｍ、すなわち下記の関係式（式（１３））が重要となる。   Here, for the amplifier A2 and the resistor R7, the transconductance gm when they are combined, that is, the following relational expression (formula (13)) is important.

ｇｍ=（アンプＡ２のゲイン）／Ｒ７ …式（１３）   gm = (gain of amplifier A2) / R7 (13)

アンプＡ２に入力される信号Ｖ３の電圧は、オペアンプＡ１の負入力端子に与える入力バイアス電流がＩｒ７のとき、下記の式（１４）となる。   The voltage of the signal V3 input to the amplifier A2 is expressed by the following equation (14) when the input bias current applied to the negative input terminal of the operational amplifier A1 is Ir7.

Ｖ３＝Ｉｒ７／ｇｍ
＝Ｉｒ７・Ｒ７／（アンプＡ２のゲイン） …式（１４） V3 = Ir7 / gm
= Ir7 · R7 / (Gain of amplifier A2) Equation (14)

式（１４）から明らかなように信号Ｖ３の電圧を小さくするためには、トランスコンダクタンスｇｍが大きいことが望ましい。   As apparent from the equation (14), in order to reduce the voltage of the signal V3, it is desirable that the transconductance gm is large.

なお、図９において、アンプＡ２にトランスコンダクタンスアンプ（電圧入力，電流出力のアンプ）を用いれば抵抗Ｒ７を省略してよい。   In FIG. 9, if a transconductance amplifier (voltage input, current output amplifier) is used as the amplifier A2, the resistor R7 may be omitted.

上述したように、波形測定装置のプローブとしては、直流では、信号Ｖ３の電圧が０［Ｖ］となることが望ましい。しかしながら、アンプ部３０の反転増幅回路の抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｃ２、Ｃ３によって、アンプ部３０全体のゲインに積分特性が生じる。アンプ部３０のゲインが積分特性に遷移するのは、周波数（ωｉ=１／（Ｒ３・Ｃ３））である。この周波数ωｉにおいては、もはやアンプ部３０のゲインが抵抗比（Ｒ６／Ｒ５）と一致しないという問題が生ずる。   As described above, as a probe of the waveform measuring apparatus, it is desirable that the voltage of the signal V3 is 0 [V] for direct current. However, due to the resistors R2, R3, C2, and C3 of the inverting amplifier circuit of the amplifier unit 30, an integral characteristic is generated in the gain of the entire amplifier unit 30. It is the frequency (ωi = 1 / (R3 · C3)) that the gain of the amplifier unit 30 transitions to the integral characteristic. At this frequency ωi, there arises a problem that the gain of the amplifier section 30 no longer matches the resistance ratio (R6 / R5).

なお、積分特性に遷移する周波数ωｉは、アンプ部３０の周波数特性の伝達極の周波数ω１と同じである（図７、式（５）参照）。   Note that the frequency ωi transitioning to the integral characteristic is the same as the frequency ω1 of the transmission pole of the frequency characteristic of the amplifier unit 30 (see FIG. 7, equation (5)).

そのため、図９に示すようなフィードバックループを持ったバイアス回路が、積分特性に遷移する周波数ωｉを超える周波数の信号に対して、信号Ｖ３の電圧を０［Ｖ］に制御しようとした場合、アンプ部３０のゲインが先に述べた関係式（５）の値ではなくなり、所望の周波数特性（先端部１０の周波数特性の補償）が得られない。   Therefore, when a bias circuit having a feedback loop as shown in FIG. 9 tries to control the voltage of the signal V3 to 0 [V] with respect to a signal having a frequency exceeding the frequency ωi transitioning to the integral characteristic, the amplifier The gain of the part 30 is not the value of the relational expression (5) described above, and a desired frequency characteristic (compensation of the frequency characteristic of the tip part 10) cannot be obtained.

（電圧ゲイン）＝−Ｚｆ／Ｚｉｎ＝−（Ｃ３／Ｃ２）×（１＋ｊω・Ｃ２・Ｒ４）／（１＋ｊω・Ｃ３・Ｒ３） …式（５）   (Voltage gain) = − Zf / Zin = − (C3 / C2) × (1 + jω · C2 · R4) / (1 + jω · C3 · R3) (5)

さらに、周波数ωｉ（＝ω１）を超える場合、アンプ部３０全体の入力インピーダンスＺａｍｐもミラー効果を用いて作っているのでアンプ部３０のゲインの影響を受け，アンプ部３０の合成入力インピーダンスＺａｍｐも抵抗Ｒ３とならず、式（１２）の関係を満たさない。   Further, when the frequency ωi (= ω1) is exceeded, the input impedance Zamp of the entire amplifier unit 30 is also made using the mirror effect, so that it is affected by the gain of the amplifier unit 30 and the combined input impedance Zamp of the amplifier unit 30 is also a resistance. R3 is not satisfied, and the relationship of the formula (12) is not satisfied.

そこで、アンプ部３０が、所望の周波数特性および所望の入力インピーダンスＺａｍｐとなるためには次の条件を満たす必要がある。すなわち、同軸ケーブル２０からの信号Ｖ２の交流成分は、抵抗Ｒ３，コンデンサＣ３を介してオペアンプＡ１に入力されるのが本来の信号経路となる。しかしながら、抵抗Ｒ５，アンプＡ２，抵抗Ｒ７からも信号Ｖ２が回り込む。   Therefore, in order for the amplifier unit 30 to have a desired frequency characteristic and a desired input impedance Zamp, the following conditions must be satisfied. That is, the original signal path is that the AC component of the signal V2 from the coaxial cable 20 is input to the operational amplifier A1 via the resistor R3 and the capacitor C3. However, the signal V2 also circulates from the resistor R5, the amplifier A2, and the resistor R7.

そこで、周波数（ωｉ=１／（Ｒ３・Ｃ３））よりも高域において，図９に示すバイアス回路によって供給される電流Ｉｒ７に重畳する信号Ｖ２による変化が，本来の信号経路（コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３の直列回路）に流れる信号に対して十分小さくなければならない。すなわちアンプＡ２が、周波数ωｉよりも低い周波数を通過させる低域通過特性を持たせる必要がある。   Therefore, in the region higher than the frequency (ωi = 1 / (R3 · C3)), the change due to the signal V2 superimposed on the current Ir7 supplied by the bias circuit shown in FIG. 9 changes to the original signal path (capacitor C3 and resistance R3 series circuit) must be small enough for the signal flowing through it. That is, it is necessary for the amplifier A2 to have a low-pass characteristic that allows a frequency lower than the frequency ωi to pass.

例えば、（ωｉ=１／（Ｒ３・Ｃ３））よりも低域側を通過させるローパスフィルタをアンプＡ２の前段または後段に設けてもよいが、市販されているアンプＡ２は、一般的には、周波数ωｉよりも高域にゲインを持たないものが多いので、このようなアンプＡ２であればローパスフィルタを設けなくともよい。   For example, a low-pass filter that passes a lower frequency side than (ωi = 1 / (R3 · C3)) may be provided before or after the amplifier A2, but the commercially available amplifier A2 is generally Since many amplifiers do not have a gain in the higher range than the frequency ωi, such an amplifier A2 does not need to be provided with a low-pass filter.

なお、アンプＡ２の入力インピーダンスは高いことが望まれる。特に信号Ｖ３の電圧が０［Ｖ］とは見なせなくなる周波数（ωｉ=１／（Ｒ３・Ｃ３））よりも高い周波数においては、抵抗Ｒ３よりもインピーダンスが、十分に高い必要がある。一般に，市販されているアンプＡ２には入力容量が存在するため、アンプＡ２の入力インピーダンスは入力容量により高周波で低下してしまう。この影響を避けるためにアンプＡ２の入力側の前段（アンプＡ２の入力側と抵抗Ｒ５、Ｒ６の接続点との間）に直列に抵抗を挿入するとよい。   It is desirable that the input impedance of the amplifier A2 is high. In particular, at a frequency higher than the frequency (ωi = 1 / (R3 · C3)) at which the voltage of the signal V3 cannot be regarded as 0 [V], the impedance needs to be sufficiently higher than that of the resistor R3. In general, since the amplifier A2 that is commercially available has an input capacitance, the input impedance of the amplifier A2 decreases at a high frequency due to the input capacitance. In order to avoid this influence, it is preferable to insert a resistor in series before the input side of the amplifier A2 (between the input side of the amplifier A2 and the connection point of the resistors R5 and R6).

このように、アンプ部３０が、先端部１０のゲインの周波数特性を補償して出力端子から波形測定装置に出力信号を出力する。そして、アンプ部３０は、反転増幅回路、直列接続された抵抗Ｒ５，Ｒ６、バイアス回路を有し、反転増幅回路（図６参照）は、負入力端子への電気信号Ｖ２が直流的には絶縁されたオペアンプＡ１を備える。また、直列接続された抵抗Ｒ５，Ｒ６は、アンプ部の入力端子と出力端子との間に設けられ（図８参照）、バイアス回路は、直列に接続された抵抗同士の接続点の信号Ｖ３の電圧に基づく電流（反転増幅回路の入力バイアス電流に相当）を、反転増幅回路のオペアンプの負入力端子に出力する（図９参照）。これにより、プローブの入力インピーダンスを大きくしたとしても、反転増幅回路を安定に動作させつつ、オペアンプの負入力端子の入力バイアス電流に起因する直流の入力オフセット誤差を小さくすることができる。従って、広帯域にわたってプローブ自身が被測定対象に対して影響を与えずに被測定対象の信号を波形測定装置に正確に伝送することができる。   In this way, the amplifier unit 30 compensates the frequency characteristic of the gain of the tip 10 and outputs an output signal from the output terminal to the waveform measuring device. The amplifier unit 30 includes an inverting amplifier circuit, resistors R5 and R6 connected in series, and a bias circuit. The inverting amplifier circuit (see FIG. 6) is electrically isolated from the electric signal V2 to the negative input terminal. The operational amplifier A1 is provided. Further, the resistors R5 and R6 connected in series are provided between the input terminal and the output terminal of the amplifier unit (see FIG. 8), and the bias circuit uses the signal V3 at the connection point between the resistors connected in series. A current based on the voltage (corresponding to the input bias current of the inverting amplifier circuit) is output to the negative input terminal of the operational amplifier of the inverting amplifier circuit (see FIG. 9). Thereby, even if the input impedance of the probe is increased, the DC input offset error caused by the input bias current of the negative input terminal of the operational amplifier can be reduced while the inverting amplifier circuit is stably operated. Therefore, the signal of the measurement target can be accurately transmitted to the waveform measurement apparatus without affecting the measurement target by the probe itself over a wide band.

また、先端部１０は、受動素子Ｒ１、Ｒ２，Ｃ１のみで構成されるので、被測定対象への接続部分を小型化できる。   Moreover, since the front-end | tip part 10 is comprised only with passive element R1, R2, C1, the connection part to a to-be-measured object can be reduced in size.

そして、アンプ部３０全体入力インピーダンスＺａｍｐ（反転増幅回路のインピーダンスＺｉｎと抵抗Ｒ５，Ｒ６のインピーダンスＺｍとの並列インピーダンス）が、周波数によらず、同軸ケーブル２０の特性インピーダンスＺ０に整合しているので、先端部１０の入力インピーダンス（プローブ全体の入力インピーダンス）を大きくとれ、広帯域な周波数特性、高入力インピーダンス、同軸ケーブル２０のケーブル長の影響をうけない。   Since the entire input impedance Zamp of the amplifier section 30 (parallel impedance of the impedance Zin of the inverting amplifier circuit and the impedance Zm of the resistors R5 and R6) matches the characteristic impedance Z0 of the coaxial cable 20 regardless of the frequency, The input impedance of the distal end portion 10 (the input impedance of the entire probe) can be increased, and is not affected by the broadband frequency characteristics, the high input impedance, and the length of the coaxial cable 20.

さらに、アンプ部３０の反転増幅回路の電圧ゲインによって、先端部１０のゲインの周波数特性を補償するので、広帯域な周波数特性を得られる。   Further, since the frequency characteristic of the gain of the tip portion 10 is compensated by the voltage gain of the inverting amplifier circuit of the amplifier unit 30, a wideband frequency characteristic can be obtained.

その上、反転増幅回路にコンデンサＣ２，Ｃ３を設けて信号Ｖ２の直流成分を分離し、バイアス回路でオペアンプＡ１に入力バイアス電流を供給するので、オペアンプＡ１の入力バイアス電流による直流オフセット誤差の影響を受けない。これにより、プローブ全体として良好な直流特性も得られる。   In addition, capacitors C2 and C3 are provided in the inverting amplifier circuit to separate the DC component of the signal V2, and an input bias current is supplied to the operational amplifier A1 by the bias circuit. Therefore, the influence of the DC offset error due to the input bias current of the operational amplifier A1 is reduced. I do not receive it. Thereby, a favorable direct current characteristic is also obtained as a whole probe.

例えば、市販の１［ＧＨｚ］程度の帯域を持った安価な電流帰還型のオペアンプＩＣを使って，数百［ＭＨｚ］の帯域を持ったプローブを容易に実現できる。そして、プローブとしての入力インピーダンスは、上記の実施例の通り約１００［ｋΩ］//３［ｐｆ］程度を実現可能である。   For example, a probe having a band of several hundreds [MHz] can be easily realized by using an inexpensive current feedback operational amplifier IC having a band of about 1 [GHz]. The input impedance as the probe can be about 100 [kΩ] / 3/3 [pf] as in the above embodiment.

また，電流帰還型で設計されたオペアンプＡ１は数十［μＡ］のバイアス電流を持つ。例えば、仕様上、４０［μＡ］の入力バイアス電流を持つようなオペアンプＡ１で，実施例で一例として挙げた入力インピーダンスが１００［ｋΩ］になるような回路設計をした場合、入力換算のオフセットとして１００［ｋΩ］×４０［μＡ］＝４［Ｖ］もの直流オフセット電圧誤差を生じてしまう。   The operational amplifier A1 designed as a current feedback type has a bias current of several tens [μA]. For example, in the case of an operational amplifier A1 having an input bias current of 40 [μA] in the specification and a circuit design in which the input impedance given as an example in the embodiment is 100 [kΩ], as an input conversion offset, A DC offset voltage error of 100 [kΩ] × 40 [μA] = 4 [V] is generated.

しかしながら、図１に示すような本発明による回路を用いれば直流特性（入力バイアス電流、直流オフセット誤差等）はアンプ２の特性に依存する。有限ゲインで低域周波数特性となるアンプＡ２は、オペアンプを用いた回路で作成され、ＩＣとして市販されている。そして、このような市販品のアンプＡ２を構成するのに用いられるオペアンプのバイアス電流は、例えば、一般的に１［ｐＡ］程度であり、アンプＡ２による影響は実用上、無視できる。   However, when the circuit according to the present invention as shown in FIG. 1 is used, the DC characteristics (input bias current, DC offset error, etc.) depend on the characteristics of the amplifier 2. The amplifier A2 having a finite gain and low frequency characteristics is created by a circuit using an operational amplifier and is commercially available as an IC. The bias current of the operational amplifier used to configure such a commercially available amplifier A2 is generally about 1 [pA], for example, and the influence of the amplifier A2 can be ignored in practice.

［第２の実施例］
図１０は、本発明の第２の実施例を示した構成図である。ここで、図１と同一のものには同一符号を付し説明を省略する。図１０において、アンプＡ２の代わりにオペアンプＡ３，抵抗Ｒ８，コンデンサＣ４が設けられる。 [Second Embodiment]
FIG. 10 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. Here, the same components as those in FIG. In FIG. 10, an operational amplifier A3, a resistor R8, and a capacitor C4 are provided instead of the amplifier A2.

オペアンプＡ３は、正入力端子が、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続点に接続され、出力端子が抵抗Ｒ７を介してオペアアンプＡ１の負入力端子に接続される。コンデンサＣ４は、オペアンプＡ３の負入力端子と出力端子との間に設けられる。抵抗Ｒ８は、オペアンプＡ３の負入力端子と共通電位ＧＮＤ２との間に設けられる。すなわち、オペアンプＡ３，抵抗Ｒ８，コンデンサＣ４は比例積分特性をもつ回路である。   The operational amplifier A3 has a positive input terminal connected to a connection point between the resistor R5 and the resistor R6, and an output terminal connected to the negative input terminal of the op amp A1 through the resistor R7. The capacitor C4 is provided between the negative input terminal and the output terminal of the operational amplifier A3. The resistor R8 is provided between the negative input terminal of the operational amplifier A3 and the common potential GND2. That is, the operational amplifier A3, the resistor R8, and the capacitor C4 are circuits having proportional integral characteristics.

抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４は、入力バイアス電流用のループの開ループゲインが１になる周波数ωｏにおいて、（コンデンサＣ４のインピーダンス）＜＜（抵抗Ｒ８のインピーダンス）となる関係を有する。すなわち、周波数ωｏよりも高域では、オペアンプＡ３は、単なる電圧フォロアであり、オペアンプＡ３での位相遅れが生じない。   The resistor R8 and the capacitor C4 have a relationship of (impedance of the capacitor C4) << (impedance of the resistor R8) at a frequency ωo at which the open-loop gain of the input bias current loop is 1. That is, in the frequency range higher than the frequency ωo, the operational amplifier A3 is a simple voltage follower, and no phase delay occurs in the operational amplifier A3.

このような装置の動作を説明する。図１と異なる点を主に説明する。
直流の入力バイアス電流のループは、概ね、オペアンプＡ３の出力端子からの出力が、抵抗Ｒ７を介して直流の入力バイアス電流Ｉｒ７としてオペアンプＡ１に入力される。そして、オペアンプＡ１の出力信号Ｖｏｕｔが、抵抗Ｒ６，Ｒ５によって分圧され、オペアンプＡ３に入力される。 The operation of such an apparatus will be described. Differences from FIG. 1 will be mainly described.
In the DC input bias current loop, the output from the output terminal of the operational amplifier A3 is generally input to the operational amplifier A1 as the DC input bias current Ir7 via the resistor R7. Then, the output signal Vout of the operational amplifier A1 is divided by resistors R6 and R5 and input to the operational amplifier A3.

ここで、オペアンプＡ１は、コンデンサＣ２，抵抗Ｒ７による積分特性が生じ、位相シフトが存在する。しかしながら、開ループゲインが１になる周波数ωｏにおいて、オペアンプＡ３が比例動作（電圧フォロア回路なため）となり、オペアンプＡ３で新たな位相シフトを生じないので、直流の入力バイアス電流のループ全体で位相余有（余裕）を確保することができる。   Here, the operational amplifier A1 has integral characteristics due to the capacitor C2 and the resistor R7, and there is a phase shift. However, at the frequency ωo at which the open loop gain becomes 1, the operational amplifier A3 becomes a proportional operation (because of the voltage follower circuit), and no new phase shift occurs in the operational amplifier A3. Existence (margin) can be secured.

このように、オペアンプＡ３を用いて比例積分特性を持つ回路にするので、オペアンプＡ３の直流ゲインを大きく取れると共に、オペアンプＡ１の直流特性（オペアンプＡ１のゲイン不足、入力バイアス電流誤差、入力オフセット電圧誤差等）を実用上無視させるところまで抑えられる。また、アンプ部３０のゲインが積分特性に遷移する周波数（ωｉ＝ω１＝１／（Ｒ３・Ｃ３））で、オペアンプＡ３のゲインが過大にならないように抵抗Ｒ８，コンデンサＣ４によって積分特性を持たせる共に、比例動作によって、直流の入力バイアス電流のループを安定させることができる。   Since the operational amplifier A3 is used as a circuit having a proportional-integral characteristic, the operational amplifier A3 can have a large DC gain, and the operational amplifier A1 has a direct current characteristic (insufficient gain of the operational amplifier A1, input bias current error, input offset voltage error). Etc.) is practically ignored. Further, at the frequency at which the gain of the amplifier unit 30 transitions to the integral characteristic (ωi = ω1 = 1 / (R3 · C3)), the integral characteristic is provided by the resistor R8 and the capacitor C4 so that the gain of the operational amplifier A3 does not become excessive. In both cases, the DC input bias current loop can be stabilized by proportional operation.

なお、本発明はこれに限定されるものではなく、以下に示すようなものでもよい。
図１、図１０に示す装置において、先端部１０を、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ２との並列回路に、抵抗Ｒ１を直列にした２端子回路網とする構成を示したが、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との直列回路に、抵抗Ｒ２を並列にした２端子回路網としてもよい。 The present invention is not limited to this, and may be as shown below.
In the apparatus shown in FIG. 1 and FIG. 10, the tip portion 10 is shown as a two-terminal network in which a resistor R1 is connected in series to a parallel circuit of a capacitor C1 and a resistor R2. A two-terminal network in which a resistor R2 is connected in parallel may be used.

また、図１、図１０に示す装置において、アンプ部３０の入力端子とオペアンプＡ１の負入力端子間に、抵抗Ｒ３，コンデンサＣ３の順番で接続する構成を示したが、コンデンサＣ３，抵抗Ｒ３の順番でもよい。   1 and FIG. 10, the configuration in which the resistor R3 and the capacitor C3 are connected in this order between the input terminal of the amplifier unit 30 and the negative input terminal of the operational amplifier A1 is shown. It may be in order.

同様に、図１、図１０に示す装置において、オペアンプＡ１の出力端子と負入力端子間に、コンデンサＣ２，抵抗Ｒ４の順番で接続する構成を示したが、抵抗Ｒ４，コンデンサＣ２の順番でもよい。   Similarly, in the apparatus shown in FIGS. 1 and 10, the configuration in which the capacitor C2 and the resistor R4 are connected in the order between the output terminal and the negative input terminal of the operational amplifier A1 is shown, but the order of the resistor R4 and the capacitor C2 may be used. .

最後に各部１０〜３０の基本的な部分の要点、プローブ全体の要点をまとめる。
本プローブは、例えば、オシロスコープ，ロジックアナライザ、スペクトラムアナライザ等の波形測定装置への入力に使用されるものであり、先端部、ケーブル部、アンプ部の３つの部分で構成される。 Finally, the main points of the basic parts of the respective units 10 to 30 and the main points of the entire probe are summarized.
This probe is used for input to a waveform measuring apparatus such as an oscilloscope, a logic analyzer, a spectrum analyzer, etc., and is composed of three parts: a tip part, a cable part, and an amplifier part.

まず、先端部についてまとめる。
先端部は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ２並列回路に、抵抗Ｒ１を直列にした２端子回路網で構成される。そして、２端子回路網の一方の端子を被測定対象に接続し、他方の端子をケーブル部に接続する。そして、先端部は、入力信号の入力電圧を２端子回路網インピーダンスとケーブル部の特性インピーダンスＺ０とで分圧して出力する。この分圧比には伝達ゼロと伝達極が，実軸上の負の領域に１個ずつ存在し、その周波数（の絶対値）は伝達ゼロの周波数よりも伝達極の周波数の方が十分に高い。 First, the tip is summarized.
The tip portion is constituted by a two-terminal network in which a resistor R1 is connected in series with a capacitor C1 and a resistor R2 parallel circuit. Then, one terminal of the two-terminal network is connected to the object to be measured, and the other terminal is connected to the cable portion. The tip portion divides and outputs the input voltage of the input signal by the two-terminal network impedance and the characteristic impedance Z0 of the cable portion. In this voltage division ratio, there are one transmission zero and one transmission pole in the negative region on the real axis, and the frequency (the absolute value thereof) is sufficiently higher than the transmission zero frequency. .

続いて、ケーブル部についてまとめる。
ケーブル部は、同軸ケーブルのような不平衡伝送線路であり、特性インピーダンスＺ０が定義される。また、ケーブル部は、信号線とシールド線とがあり、それぞれ入力側のポートと出力側のポートがある。すなわち、信号線の一方（入力側）のポート（信号側）は、先端部の２端子回路網に接続され、シールド線の一方のポート（基準電位側）は、先端部の基準電位であり，被測定対象の基準電位に接続される。そして、信号線の他方（出力側）のポート（信号側）は、アンプ部の入力端子に接続され、シールド線の他方のポート（基準電位側）は、アンプ部の基準電位に接続される。このような接続によって、先端部からの信号をアンプ部に伝送する。 Next, the cable part will be summarized.
The cable portion is an unbalanced transmission line such as a coaxial cable, and a characteristic impedance Z0 is defined. The cable part has a signal line and a shield line, and has an input side port and an output side port, respectively. That is, one (input side) port (signal side) of the signal line is connected to the two-terminal network at the tip, and one port (reference potential side) of the shield wire is the reference potential at the tip. Connected to the reference potential of the object to be measured. The other (output side) port (signal side) of the signal line is connected to the input terminal of the amplifier unit, and the other port (reference potential side) of the shield line is connected to the reference potential of the amplifier unit. With such a connection, a signal from the tip is transmitted to the amplifier.

続いて、アンプ部についてまとめる。
アンプ部は、ケーブル部からの信号を受ける入力端子と，後段の波形測定装置装置に信号を出力するための出力端子を有し、オペアンプを用いた反転増幅回路と，アンプ部の入力端子、出力端子間に挿入された直列の抵抗と，オペアンプに入力バイアス電流を与えるバイアス回路（アンプ部のうち入力抵抗、入力コンデンサ、帰還抵抗、帰還コンデンサを除いた回路）で構成される。 Next, the amplifier section will be summarized.
The amplifier unit has an input terminal for receiving a signal from the cable unit, and an output terminal for outputting a signal to the subsequent waveform measuring apparatus, an inverting amplifier circuit using an operational amplifier, an input terminal of the amplifier unit, and an output It is composed of a series resistor inserted between terminals and a bias circuit for supplying an input bias current to the operational amplifier (a circuit excluding the input resistor, input capacitor, feedback resistor, and feedback capacitor in the amplifier unit).

反転増幅回路についてまとめる。
反転増幅回路の入力側は、アンプ部の入力端子に接続され，反転増幅回路の出力側はアンプ部の出力端子に接続される。そして、反転増幅回路の入力側インピーダンスＺｉは、アンプ部３０の入力端子とオペアンプの負入力端子の間に直列に接続された入力抵抗Ｒ３と入力コンデンサＣ３の直列回路でつくられる。なお、入力抵抗は、ケーブル部の特性インピーダンスＺ０に一致させる。また、反転増幅回路の帰還側インピーダンスＺｆは、オペアンプｂの出力端子と負入力端子の間に直列に接続された帰還抵抗Ｒ４と帰還コンデンサＣ２の直列回路でつくられる。 The inverting amplifier circuit is summarized.
The input side of the inverting amplifier circuit is connected to the input terminal of the amplifier unit, and the output side of the inverting amplifier circuit is connected to the output terminal of the amplifier unit. The input side impedance Zi of the inverting amplifier circuit is generated by a series circuit of an input resistor R3 and an input capacitor C3 connected in series between the input terminal of the amplifier unit 30 and the negative input terminal of the operational amplifier. The input resistance is matched with the characteristic impedance Z0 of the cable portion. The feedback side impedance Zf of the inverting amplifier circuit is formed by a series circuit of a feedback resistor R4 and a feedback capacitor C2 connected in series between the output terminal and the negative input terminal of the operational amplifier b.

ここで、アンプ部の直流ゲインは（−Ｃ３／Ｃ２）であり、十分に大きな値（絶対値で、５００〜１０００程度）となるコンデンサＣ３，Ｃ２で構成される。また、アンプ部のゲインは（−Ｚｉ／Ｚｆ）であり，伝達極と伝達ゼロが，実軸上の負の領域に１つずつある。そして、アンプ部の伝達極の周波数を、先端部の伝達ゼロの周波数に一致させる。さらに、アンプ部の伝達ゼロの周波数を，先端部の伝達極の周波数に一致させる。なお、アンプ部の伝達極の周波数（の絶対値）よりもアンプ部の伝達ゼロの周波数（の絶対値）の方が十分に高い。   Here, the direct current gain of the amplifier unit is (−C3 / C2), and is configured by capacitors C3 and C2 that have sufficiently large values (absolute values of about 500 to 1000). The gain of the amplifier section is (−Zi / Zf), and there are one transmission pole and one transmission zero in the negative region on the real axis. And the frequency of the transmission pole of an amplifier part is made to correspond with the frequency of the transmission zero of a front-end | tip part. Further, the transmission zero frequency of the amplifier unit is matched with the frequency of the transmission pole of the tip. Note that the frequency (absolute value) of transmission zero of the amplifier unit is sufficiently higher than the frequency (absolute value) of the transmission pole of the amplifier unit.

アンプ部の入力端子、出力端子間に挿入された抵抗についてまとめる。
抵抗Ｒ５、Ｒ６の直列回路で構成される。なお、反転増幅回路の入力側（アンプ部の入力端子）に接続する抵抗をＲ５とし、反転増幅回路の出力側（アンプ部の出力端子）に接続される抵抗をＲ６とする。ここで、抵抗Ｒ５の抵抗値は、ケーブル部の特性インピーダンスＺ０に一致させる。抵抗Ｒ６の抵抗値は、（Ｒ６／Ｒ５）＝（Ｃ３／Ｃ２）を満たす抵抗値にする。なお、上述の（Ｃ３／Ｃ２）にあわせ、抵抗Ｒ６の抵抗値は、抵抗Ｒ５に対して大きな値にする（Ｒ６／Ｒ５＝５００〜１０００程度）。 This section summarizes the resistance inserted between the input and output terminals of the amplifier.
It is composed of a series circuit of resistors R5 and R6. Note that a resistor connected to the input side of the inverting amplifier circuit (input terminal of the amplifier unit) is R5, and a resistor connected to the output side of the inverting amplifier circuit (output terminal of the amplifier unit) is R6. Here, the resistance value of the resistor R5 is matched with the characteristic impedance Z0 of the cable portion. The resistance value of the resistor R6 is set to a resistance value satisfying (R6 / R5) = (C3 / C2). In addition, in accordance with the above (C3 / C2), the resistance value of the resistor R6 is set to a larger value than the resistor R5 (R6 / R5 = about 500 to 1000).

バイアス回路についてまとめる。
抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接続点の信号Ｖ３の電圧は，反転増幅回路に直流誤差が無ければ０［Ｖ］になる誤差電圧である。従って，この信号Ｖ３の電圧を増幅して，電圧に対応した電流Ｉｒ７を，反転増幅回路の仮想接地点に与えて，オペアンプＡ１の入力バイアス電流そのものを制御する。この仮想接地点に与える電流Ｉｒ７は，反転増幅回路の伝達極の周波数よりも高いときには，反転増幅回路の入力インピーダンスＺｉを流れる電流の絶対値よりも小さくする。 The bias circuit is summarized.
The voltage of the signal V3 at the connection point between the resistor R5 and the resistor R6 is an error voltage that becomes 0 [V] if there is no DC error in the inverting amplifier circuit. Therefore, the voltage of the signal V3 is amplified, and the current Ir7 corresponding to the voltage is applied to the virtual ground point of the inverting amplifier circuit to control the input bias current itself of the operational amplifier A1. When the current Ir7 applied to the virtual ground point is higher than the frequency of the transmission pole of the inverting amplifier circuit, the current Ir7 is made smaller than the absolute value of the current flowing through the input impedance Zi of the inverting amplifier circuit.

また、バイアス回路には低域通過特性を持たせるとよい。さらに、バイアス回路には比例積分（ＰＩ制御）回路を用いるとよい。   The bias circuit may have a low-pass characteristic. Further, a proportional integration (PI control) circuit may be used for the bias circuit.

最後にプローブ全体についてまとめる。
アンプ部全体の入力インピーダンスは，抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列抵抗が（ミラー効果により）反転増幅回路の増幅率の影響を受けたものと，反転増幅回路の入力インピーダンスＺｉの並列回路として求めらる。そして、上述した条件を満たせば、アンプ部全体の入力インピーダンスＺａｍｐ（＝Ｒ３＝Ｒ５）は、周波数によらず、特性インピーダンスＺ０に一致する。

 Finally, the entire probe is summarized.
The input impedance of the entire amplifier unit is obtained as a parallel circuit of the series resistance of the resistors R5 and R6 (due to the mirror effect) influenced by the amplification factor of the inverting amplifier circuit and the input impedance Zi of the inverting amplifier circuit. If the above-described conditions are satisfied, the input impedance Zamp (= R3 = R5) of the entire amplifier unit matches the characteristic impedance Z0 regardless of the frequency.

このためケーブル部は，全帯域にわたりその特性インピーダンスＺ０で整合終端されるので、その伝送特性は周波数及びケーブル部の伝送路の長さによらない。このとき先端部から見込んだケーブル部のインピーダンスはＺ０である。   For this reason, since the cable portion is matched and terminated with its characteristic impedance Z0 over the entire band, the transmission characteristic does not depend on the frequency and the length of the transmission path of the cable portion. At this time, the impedance of the cable portion viewed from the tip is Z0.

先端部の伝達ゼロと伝達極は、それぞれアンプ部の伝達極と伝達ゼロで打ち消されて、プローブ全体の周波数特性は平坦になる。アンプ部の反転増幅回路に直流特性の悪い（オフセット電圧が大きい，入力バイアス電流の大きい）オペアンプを適用したときにおいても，これによる誤差がバイアス回路によって補正されて（アンプＡ２，オペアンプＡ３そのものが入力バイアス電流を出力），良好な直流特性を持ったプローブを実現できる。   The transmission zero and transmission pole at the tip are canceled by the transmission pole and transmission zero at the amplifier, respectively, and the frequency characteristics of the entire probe become flat. Even when an operational amplifier with poor DC characteristics (a large offset voltage and a large input bias current) is applied to the inverting amplifier circuit of the amplifier unit, the error caused by this is corrected by the bias circuit (the amplifier A2 and the operational amplifier A3 itself are input). Bias current is output), and a probe with good DC characteristics can be realized.

本発明の第１の実施例を示した構成図である。It is the block diagram which showed the 1st Example of this invention. 図１に示す装置の外観の一例を示した図である。It is the figure which showed an example of the external appearance of the apparatus shown in FIG. 図１に示す装置の先端部の構成を示した図である。It is the figure which showed the structure of the front-end | tip part of the apparatus shown in FIG. 図１に示す装置の先端部のゲインの周波数特性の一例を示した図である。It is the figure which showed an example of the frequency characteristic of the gain of the front-end | tip part of the apparatus shown in FIG. 図１に示す装置のアンプ部の構成を示した図である。It is the figure which showed the structure of the amplifier part of the apparatus shown in FIG. 図１に示す装置のアンプ部の基本回路（反転増幅回路）の構成を示した図である。It is the figure which showed the structure of the basic circuit (inverting amplifier circuit) of the amplifier part of the apparatus shown in FIG. 図１に示す装置のアンプ部のゲインの周波数特性の一例を示した図である。It is the figure which showed an example of the frequency characteristic of the gain of the amplifier part of the apparatus shown in FIG. 図１に示す装置のアンプ部の整合終端回路の構成を示した図である。It is the figure which showed the structure of the matching termination circuit of the amplifier part of the apparatus shown in FIG. 図１に示す装置のバイアス回路の構成を示した図である。It is the figure which showed the structure of the bias circuit of the apparatus shown in FIG. 本発明の第２の実施例を示した構成図である。It is the block diagram which showed the 2nd Example of this invention. 従来のプローブの構成図である。It is a block diagram of the conventional probe.

符号の説明Explanation of symbols

１０ 先端部
２０ 同軸ケーブル（ケーブル部）
３０ アンプ部
Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
Ａ１，Ａ３ オペアンプ
Ａ２ アンプ 10 Tip 20 Coaxial cable (Cable)
30 Amplifier part R1-R8 Resistor C1-C4 Capacitor A1, A3 Operational amplifier A2 Amplifier

Claims (5)

被測定対象の電気信号を波形測定装置に伝送する波形測定装置用のプローブにおいて、
前記被測定対象に電気的に接続され、ゲインの周波数特性をもつ先端部と、
この先端部からの電気信号を伝送するケーブル部と、
このケーブル部からの電気信号を入力端子から入力し、前記先端部のゲインの周波数特性を補償して出力端子から前記波形測定装置に出力するアンプ部とを有し、前記アンプ部は、
負入力端子への前記電気信号が直流的には絶縁され出力端子が前記アンプ部の出力端子に接続されるオペアンプを有する反転増幅回路と、
前記アンプ部の入力端子と出力端子との間に直列に接続された第１、第２抵抗と、
この直列に接続された第１、第２抵抗同士の接続点の電圧に基づいて、前記反転増幅回路のオペアンプの負入力端子に入力バイアス電流を出力するバイアス回路とを備え、
前記反転増幅回路のオペアンプは、
前記アンプ部の入力端子と前記オペアンプの負入力端子との間に入力抵抗と入力コンデンサとが直列に接続され、
前記オペアンプの出力端子と前記オペアンプの負入力端子との間に帰還抵抗と帰還コンデンサとが直列に接続されたことを特徴とするプローブ。 In a probe for a waveform measuring device that transmits an electrical signal to be measured to the waveform measuring device,
A tip portion electrically connected to the object to be measured and having a frequency characteristic of gain;
A cable part for transmitting an electrical signal from the tip part,
An electric signal from the cable part is input from an input terminal, and an amplifier part that compensates for the frequency characteristics of the gain of the tip part and outputs it from the output terminal to the waveform measuring device, and the amplifier part,
An inverting amplifier circuit having an operational amplifier in which the electrical signal to the negative input terminal is galvanically isolated and the output terminal is connected to the output terminal of the amplifier unit;
First and second resistors connected in series between an input terminal and an output terminal of the amplifier unit;
A bias circuit that outputs an input bias current to the negative input terminal of the operational amplifier of the inverting amplifier circuit based on the voltage at the connection point between the first and second resistors connected in series ;
The operational amplifier of the inverting amplifier circuit is:
An input resistor and an input capacitor are connected in series between the input terminal of the amplifier unit and the negative input terminal of the operational amplifier,
A probe, wherein a feedback resistor and a feedback capacitor are connected in series between an output terminal of the operational amplifier and a negative input terminal of the operational amplifier . 下記４個の関係式を満たすことを特徴とする請求項１記載のプローブ。
・前記ケーブル部の特性インピーダンス＝前記入力抵抗の抵抗値＝前記帰還抵抗の抵抗値
・前記出力端子側の第２抵抗の抵抗値／前記入力端子側の第１抵抗の抵抗値
＝前記入力コンデンサの容量値／前記帰還コンデンサの容量値
・前記帰還コンデンサの容量値＜＜前記入力コンデンサの容量値
・前記帰還コンデンサの容量値×（入力抵抗の抵抗値＋帰還抵抗の抵抗値）
＜＜前記入力コンデンサの容量値×前記入力抵抗の抵抗値 The probe according to claim 1, wherein the following four relational expressions are satisfied.
The characteristic impedance of the cable portion = the resistance value of the input resistor = the resistance value of the feedback resistor. The resistance value of the second resistor on the output terminal side / the resistance value of the first resistor on the input terminal side = of the input capacitor Capacitance value / Capacitance value of the feedback capacitor-Capacitance value of the feedback capacitor << Capacitance value of the input capacitor-Capacitance value of the feedback capacitor × (resistance value of the input resistor + resistance value of the feedback resistor)
<< Capacitance value of the input capacitor x Resistance value of the input resistance 前記オペアンプは、電流帰還型であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のプローブ。 The probe according to claim 1 , wherein the operational amplifier is a current feedback type. 前記バイアス回路は、前記アンプ部の周波数特性の伝達極の周波数よりも低域で通過特性を持つことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のプローブ。 The probe according to any one of claims 1 to 3 , wherein the bias circuit has a pass characteristic in a frequency lower than the frequency of the transmission pole of the frequency characteristic of the amplifier unit. 前記バイアス回路は、
前記アンプ部の周波数特性の伝達極の周波数よりも低域で積分特性をもち、
開ループゲインが１になる周波数よりも高域で比例動作することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のプローブ。 The bias circuit includes:
It has an integral characteristic at a lower frequency than the frequency of the transmission pole of the frequency characteristic of the amplifier section,
The probe according to any one of claims 1 to 4 , wherein the probe operates proportionally at a frequency higher than a frequency at which the open loop gain becomes 1.
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