JP5151985B2 - Speaker array and microphone array - Google Patents

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Description

本発明は、スピーカアレイおよびマイクロホンアレイの指向性を向上させる技術に関し、特に、低音域における指向性を向上させる技術に関する。   The present invention relates to a technique for improving the directivity of a speaker array and a microphone array, and more particularly to a technique for improving the directivity in a low sound range.

スピーカやマイクロホンなどのトランスデューサを所定の間隔で直線状に複数配列して形成されるスピーカアレイやマイクロホンアレイを用いて特定の方向だけに音場を形成したり、特定の方向から到来する音声のみを収音したりする技術が一般に普及している。
ところで、この種のスピーカアレイやマイクロホンアレイにおいては、高音域から低音域までの広い帯域に渡って同一の指向特性を実現できることが望ましい。しかしながら、低音域の指向特性は、スピーカアレイやマイクロホンアレイのアレイ長（トランスデューサの個数にそのトランスデューサの配置間隔を乗算して得られる値）が大きい程向上するため（非特許文献１参照）、低音域で十分な指向性を確保するためにはスピーカアレイやマイクロホンアレイの装置サイズが大きくなってしまうといった問題点があった。
そこで、上記のような問題点を解決するための技術が従来より種々提案されており、その一例としては、非特許文献２に開示された技術が挙げられる。この非特許文献２には、スピーカアレイやマイクロホンアレイを構成する各トランスデューサに接続されているデジタルフィルタの振幅特性について、２次元周波数平面での空間周波数方向の断面が阻止域等リプル特性であるDolph-Chebyshevフィルタの振幅特性（または、その近似特性）となるように各デジタルフィルタのフィルタ係数を設定することによって、同一の指向特性を与え得る帯域を低音域側に拡張する技術が開示されている。
大賀寿郎、山崎芳男、金田豊 “音響システムとデジタル信号処理” 電子情報通信学会 １９９３−０５ ｐ１７６〜１８６ 松本康志、西川清 “一定サイドローブ量の指向性アレイスピーカの設計方法” 電子情報通信学会信学技報 ２００４−７４ ｐ１３〜１８ A sound field is formed only in a specific direction by using a speaker array or microphone array formed by arranging a plurality of transducers such as speakers and microphones linearly at a predetermined interval, or only sound coming from a specific direction is received. The technology of picking up sound is widely used.
By the way, in this kind of speaker array or microphone array, it is desirable that the same directivity characteristic can be realized over a wide band from a high sound range to a low sound range. However, the directivity characteristics in the low sound range improve as the array length of the speaker array or microphone array (value obtained by multiplying the number of transducers by the arrangement interval of the transducers) increases (see Non-Patent Document 1). In order to ensure sufficient directivity in the sound range, there has been a problem that the apparatus size of the speaker array and microphone array becomes large.
Thus, various techniques for solving the above-described problems have been proposed in the past, and an example thereof is the technique disclosed in Non-Patent Document 2. This Non-Patent Document 2 describes a Dolph whose cross section in the spatial frequency direction in the two-dimensional frequency plane has a ripple characteristic such as a stop band in the amplitude characteristics of a digital filter connected to each transducer constituting a speaker array or a microphone array. -A technology that expands the band that can give the same directivity to the low frequency range by setting the filter coefficient of each digital filter so that it becomes the amplitude characteristic (or its approximate characteristic) of the Chebyshev filter .
Toshiro Oga, Yoshio Yamazaki, Yutaka Kaneda “Acoustic System and Digital Signal Processing” The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers 1993-05, p176-186 Yasushi Matsumoto, Kiyoshi Nishikawa “Design Method for Directional Array Speakers with Constant Sidelobe” IEICE Technical Report 2004-74 p13-18

しかしながら、阻止域等リプル特性のリプルは、非物理領域（２次元周波数平面において、規格化空間周波数＞規格化時間周波数である領域）以外の領域にも通常存在するため、低音域における指向性を向上させるために阻止域等リプルに大きな振幅を与えてしまうと、本来不要な指向特性であるサイドローブの振幅レベルが増大してしまうといった問題点があった。また、マイクロホンアレイやスピーカアレイを実際に使用する際には、その指向主軸を任意の方向に向けること（以下、ステアリング）ができれば便利であるが、非特許文献２には、このようなことを可能にする技術については開示されていない。
本発明は、上記課題に鑑みて為されたものであり、アレイ長を長くすることなく、スピーカアレイやマイクロホンアレイの低音域での指向性を向上させるとともに、サイドローブの振幅レベルの増大を回避することを可能にし、さらに、その指向主軸のステアリングを可能にする技術を提供することを目的としている。However, ripples with ripple characteristics such as stopbands usually exist in regions other than non-physical regions (regions where the normalized spatial frequency is greater than the normalized time frequency in the two-dimensional frequency plane). If a large amplitude is given to the ripple such as the stop band for the purpose of improvement, there is a problem that the amplitude level of the side lobe, which is an originally unnecessary directivity characteristic, increases. Further, when actually using a microphone array or speaker array, it is convenient if the directional main axis can be directed in an arbitrary direction (hereinafter referred to as steering). The technology that makes it possible is not disclosed.
The present invention has been made in view of the above problems, and improves the directivity of the speaker array and microphone array in the low frequency range without increasing the array length and avoids an increase in the amplitude level of the side lobe. It is another object of the present invention to provide a technique that enables the steering of the directional spindle.

上記課題を解決するために、本発明は、所定の間隔で直線状に配列された複数のスピーカと、前記複数のスピーカの各々に対応して設けられ、所定のフィルタ係数が予め設定されているとともに、入力された音声データに前記フィルタ係数に応じたフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、入力された音声データを前記各１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データを、対応する前記スピーカへ供給しその音声データに応じた音声を出力させるスピーカアレイにおいて、前記各１次元デジタルフィルタに設定されているフィルタ係数は、前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、空間周波数方向の断面においては、阻止域に複数のリプルを有し、かつ、該複数のリプルのうち非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きく、前記非物理領域内のリプルのうち空間周波数が所定の値よりも小さい領域内のリプルについては、そのリプルに対応する空間周波数が小さいほど、そのリプルの時間周波数方向の帯域幅が狭くなっている振幅特性を前記２次元デジタルフィルタに与えるフィルタ係数であることを特徴とするスピーカアレイ、を提供する。   In order to solve the above problems, the present invention is provided with a plurality of speakers arranged linearly at a predetermined interval, and corresponding to each of the plurality of speakers, and a predetermined filter coefficient is preset. And a one-dimensional digital filter that outputs and outputs the input voice data according to the filter coefficient according to the filter coefficient, and supplies the input voice data to each one-dimensional digital filter. In the speaker array for supplying the audio data output from the three-dimensional digital filter to the corresponding speaker and outputting the sound corresponding to the audio data, the filter coefficient set in each one-dimensional digital filter is the one for each one. When the frequency characteristics of a two-dimensional digital filter formed by a two-dimensional digital filter are represented on a two-dimensional frequency plane In the cross section in the spatial frequency direction, the non-physical region has a plurality of ripples in the stop band, and the amplitude of the ripples in the non-physical region is larger than the amplitude of the ripples in the physical region among the plurality of ripples. For the ripples in the region where the spatial frequency is smaller than the predetermined value, the amplitude characteristic in which the bandwidth of the ripple in the time frequency direction is narrowed as the spatial frequency corresponding to the ripple is small. Provided is a speaker array characterized by being a filter coefficient given to a two-dimensional digital filter.

また、上記課題を解決するために、本発明は、所定の間隔で直線状に配列された複数のマイクロホンと、前記複数のマイクロホンの各々に対応して設けられ、所定のフィルタ係数が予め設定されているとともに、入力された音声データに前記フィルタ係数に応じたフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、前記複数のマイクロホンの各々から出力された音声データを、対応する前記１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データの和信号を出力するマイクロホンアレイにおいて、前記各１次元デジタルフィルタに設定されているフィルタ係数は、前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、空間周波数方向の断面においては、阻止域に複数のリプルを有し、かつ、該複数のリプルのうち非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きく、前記非物理領域内のリプルのうち空間周波数が所定の値よりも小さい領域内のリプルについては、そのリプルに対応する空間周波数が小さいほど、そのリプルの時間周波数方向の帯域幅が狭くなっている振幅特性を前記２次元デジタルフィルタに与えるフィルタ係数であることを特徴とするマイクロホンアレイ、を提供する。   In order to solve the above-described problem, the present invention provides a plurality of microphones arranged linearly at a predetermined interval and each of the plurality of microphones, and a predetermined filter coefficient is set in advance. And a one-dimensional digital filter that performs a filtering process on the input audio data according to the filter coefficient and outputs the same, and the audio data output from each of the plurality of microphones is associated with the corresponding 1 In the microphone array that outputs the sum signal of the audio data output from each one-dimensional digital filter while being supplied to the one-dimensional digital filter, the filter coefficient set in each one-dimensional digital filter is the one-dimensional digital filter. The frequency characteristics of a two-dimensional digital filter formed by a filter are represented on a two-dimensional frequency plane. In the cross section in the spatial frequency direction, there are a plurality of ripples in the stop band, and the amplitude of the ripple in the non-physical region is larger than the amplitude of the ripple in the physical region among the plurality of ripples, For ripples in a region where the spatial frequency is smaller than a predetermined value among ripples in the non-physical region, the smaller the spatial frequency corresponding to the ripple, the narrower the bandwidth in the time frequency direction of the ripple is. There is provided a microphone array characterized by being filter coefficients that give characteristics to the two-dimensional digital filter.

また、上記課題を解決するために、本発明は、所定の間隔で直線状に配列された複数のスピーカと、前記複数のスピーカの各々に対応して設けられ、入力された音声データに所定のフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、入力された音声データを前記各１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データを、対応する前記スピーカへ供給しその音声信号に応じた音声を出力させるスピーカアレイにおいて、予め定められた角度範囲内で指向主軸のステアリング角度を指定する指定手段と、前記指定手段により指定されたステアリング角度に応じて、前記複数のスピーカの各々から出力される音声に付与するべき遅延量をそのスピーカ毎に特定する特定手段と、前記特定手段により前記各スピーカ毎に特定された遅延量に応じた遅延を、前記複数の１次元デジタルフィルタの各々から出力される音声データに付与する遅延手段と、を備え、前記各１次元デジタルフィルタのフィルタ係数は、前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、（１）空間周波数方向の断面において、阻止域に複数のリプルを有すること、（２）上記複数のリプルのうち非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きくなっていること、（３）非物理領域内のうち、前記角度範囲内で最大のステアリング角度で指向主軸のステアリングを行った場合にリプルの一部が物理領域へはみ出さない領域内にのみリプルを形成すること、を特徴とするスピーカアレイを提供する。   In order to solve the above-described problem, the present invention provides a plurality of speakers arranged linearly at a predetermined interval, and a plurality of speakers provided corresponding to each of the plurality of speakers. A one-dimensional digital filter that performs a filtering process and outputs the input audio data to each one-dimensional digital filter, while the audio data output from each one-dimensional digital filter In a speaker array for supplying sound to a speaker and outputting sound corresponding to the sound signal, designation means for designating a steering angle of a directional spindle within a predetermined angle range, and according to the steering angle designated by the designation means Specifying means for specifying for each speaker a delay amount to be added to the sound output from each of the plurality of speakers; Delay means for applying to the audio data output from each of the plurality of one-dimensional digital filters a delay corresponding to the delay amount specified for each speaker by a determining means, and each one-dimensional digital filter When the frequency characteristic of the two-dimensional digital filter formed by each of the one-dimensional digital filters is represented by a two-dimensional frequency plane, (1) a plurality of ripples are provided in the stop band in the cross section in the spatial frequency direction. (2) the amplitude of the ripple in the non-physical region among the plurality of ripples is larger than the amplitude of the ripple in the physical region, and (3) within the angular range of the non-physical region. When the steering shaft is steered at the maximum steering angle, a ripple is formed only in an area where a part of the ripple does not protrude into the physical area. Providing a speaker array to symptoms.

また、上記課題を解決するために、本発明は、所定の間隔で直線状に配列された複数のスピーカと、前記複数のスピーカの各々に対応して設けられ、入力された音声データに所定のフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、入力された音声データを前記各１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データを、対応する前記スピーカへ供給しその音声信号に応じた音声を出力させるスピーカアレイにおいて、予め定められた角度範囲内で指向主軸のステアリング角度を指定する指定手段と、を備え、前記各１次元デジタルフィルタのフィルタ係数は、前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、（１）前記指定手段により指定されたステアリング角度方向に主ローブを形成するように通過域を形成するとともに、物理領域と非物理領域との境界と該通過域との間に第１の阻止域を形成する一方、非物理領域内に第２の阻止域を形成すること、（２）第１および第２の阻止域に渡って阻止域に複数のリプルを有すること、（３）第２の阻止域のリプルの振幅が第１の阻止域のリプルの振幅よりも大きくなっていること、を特徴とするスピーカアレイを提供する。   In order to solve the above-described problem, the present invention provides a plurality of speakers arranged linearly at a predetermined interval, and a plurality of speakers provided corresponding to each of the plurality of speakers. A one-dimensional digital filter that performs a filtering process and outputs the input audio data to each one-dimensional digital filter, while the audio data output from each one-dimensional digital filter A speaker array for supplying to a speaker and outputting a sound corresponding to the sound signal, comprising: designation means for designating a steering angle of a directional spindle within a predetermined angle range, and a filter coefficient of each one-dimensional digital filter Represents a frequency characteristic of a two-dimensional digital filter formed by each one-dimensional digital filter in a two-dimensional frequency plane. (1) A passband is formed so as to form a main lobe in the steering angle direction designated by the designation means, and a first between the boundary between the physical region and the non-physical region and the passband is formed. A second stop zone in the non-physical region, (2) having a plurality of ripples in the stop zone across the first and second stop zones, (3) There is provided a speaker array characterized in that the amplitude of the ripple in the second stop band is larger than the amplitude of the ripple in the first stop band.

また、上記課題を解決するために、本発明は、所定の間隔で直線状に配列された複数のマイクロホンと、前記複数のマイクロホンの各々に対応して設けられ、入力された音声データに所定のフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、前記複数のマイクロホンの各々から出力された音声データを、対応する前記１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データの和信号を出力するマイクロホンアレイにおいて、予め定められた角度範囲内で指向主軸のステアリング角度を指定する指定手段と、前記指定手段により指定されたステアリング角度に応じて、前記複数のマイクロホンの各々から出力される音声データに付与するべき遅延量をそのマイクロホン毎に特定する特定手段と、前記特定手段により前記各マイクロホン毎に特定された遅延量に応じた遅延を、前記各マイクロホンから出力される音声データに付与して対応する前記１次元デジタルフィルタへ入力する遅延手段と、を備え、前記各１次元デジタルフィルタのフィルタ係数は、前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、（１）空間周波数方向の断面において、阻止域に複数のリプルを有すること、（２）上記複数のリプルのうち非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きくなっていること、（３）非物理領域内のうち、前記角度範囲内で最大のステアリング角度で指向主軸のステアリングを行った場合にリプルの一部が物理領域へはみ出さない領域内にのみリプルを形成すること、を特徴とするマイクロホンアレイを提供する。   In order to solve the above-described problem, the present invention provides a plurality of microphones arranged linearly at a predetermined interval, and a plurality of microphones corresponding to each of the plurality of microphones. A one-dimensional digital filter that performs filtering and outputs, and supplies audio data output from each of the plurality of microphones to the corresponding one-dimensional digital filter, while outputting from the corresponding one-dimensional digital filter In the microphone array that outputs the sum signal of the audio data, a designation unit that designates the steering angle of the directional main spindle within a predetermined angle range, and the plurality of the plurality of voices according to the steering angle designated by the designation unit The delay amount to be added to the audio data output from each microphone is specified for each microphone. Delay means for giving a delay corresponding to the delay amount specified for each of the microphones by the specifying means to the audio data output from the microphones and inputting it to the corresponding one-dimensional digital filter. And the filter coefficient of each one-dimensional digital filter is expressed as follows: (1) in the spatial frequency direction when the frequency characteristic of the two-dimensional digital filter formed by each one-dimensional digital filter is represented by a two-dimensional frequency plane. The cross section has a plurality of ripples in the blocking area, (2) among the plurality of ripples, the ripple amplitude in the non-physical region is larger than the amplitude of the ripple in the physical region; When the steering spindle is steered at the maximum steering angle within the above-mentioned angle range, a part of the ripple enters the physical area. Forming a ripple only in the absence area, to provide a microphone array according to claim.

また、上記課題を解決するために、本発明は、所定の間隔で直線状に配列された複数のマイクロホンと、前記複数のマイクロホンの各々に対応して設けられ、入力された音声データに所定のフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、前記複数のマイクロホンの各々から出力された音声データを、対応する前記１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データの和信号を出力するマイクロホンアレイにおいて、予め定められた角度範囲内で指向主軸のステアリング角度を指定する指定手段と、を備え、前記各１次元デジタルフィルタのフィルタ係数は、前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、（１）前記指定手段により指定されたステアリング角度方向に主ローブを形成するように通過域を形成するとともに、物理領域と非物理領域との境界と該通過域との間に第１の阻止域を形成する一方、非物理領域内に第２の阻止域を形成すること、（２）第１および第２の阻止域に渡って阻止域に複数のリプルを有すること、（３）第２の阻止域のリプルの振幅が第１の阻止域のリプルの振幅よりも大きくなっていること、を特徴とするマイクロホンアレイを提供する。   In order to solve the above-described problem, the present invention provides a plurality of microphones arranged linearly at a predetermined interval, and a plurality of microphones corresponding to each of the plurality of microphones. A one-dimensional digital filter that performs filtering and outputs, and supplies audio data output from each of the plurality of microphones to the corresponding one-dimensional digital filter, while outputting from the corresponding one-dimensional digital filter A microphone array that outputs a sum signal of the audio data, and a designating unit that designates the steering angle of the directional main axis within a predetermined angle range, and the filter coefficient of each one-dimensional digital filter includes The frequency characteristics of a two-dimensional digital filter formed by a one-dimensional digital filter are represented on a two-dimensional frequency plane In this case, (1) a pass band is formed so as to form a main lobe in the steering angle direction designated by the designation means, and a first between the boundary between the physical area and the non-physical area and the pass area. A second stop zone in the non-physical region, (2) having a plurality of ripples in the stop zone across the first and second stop zones, (3) There is provided a microphone array characterized in that the amplitude of the ripple in the second stop band is larger than the amplitude of the ripple in the first stop band.

本発明によれば、アレイ長を長くすることなく、スピーカアレイやマイクロホンアレイの低音域での指向性を向上させるとともに、サイドローブのレベルの増大を回避することが可能になり、さらに、その指向主軸のステアリングが可能になるといった効果を奏する。   According to the present invention, it is possible to improve the directivity of the speaker array and the microphone array in the low sound range without increasing the array length, and to avoid an increase in the level of the side lobe. The main shaft can be steered.

本発明の第１実施形態に係るスピーカアレイ１００の電気的な構成を表すブロック図である。1 is a block diagram illustrating an electrical configuration of a speaker array 100 according to a first embodiment of the present invention. 同スピーカアレイ１００の２次元デジタルフィルタの振幅特性の一例を２次元周波数平面を用いて表した図である。3 is a diagram illustrating an example of amplitude characteristics of a two-dimensional digital filter of the speaker array 100 using a two-dimensional frequency plane. FIG. 同振幅特性の一部を等振幅特性図で示した図である。It is the figure which showed a part of the same amplitude characteristic with the equal amplitude characteristic figure. 同スピーカアレイ１００の振幅特性を所定の角度毎にプロットした図である。It is the figure which plotted the amplitude characteristic of the speaker array 100 for every predetermined angle. 同スピーカアレイ１００の指向特性を所定の周波数毎にプロットした図である。It is the figure which plotted the directional characteristic of the speaker array 100 for every predetermined frequency. 同スピーカアレイ１００から出力される音響ビームの周波数とその音響ビームの主ローブ幅との関係を示した図である。It is the figure which showed the relationship between the frequency of the acoustic beam output from the speaker array 100, and the main lobe width of the acoustic beam. ｆ１≧ｆｌでの断面特性について非特許文献２に開示されている設計方法を説明するための図である。design method sectional characteristic at f 1 ≧ f l is disclosed in Non-Patent Document 2 is a diagram for explaining the. ｆ１＜ｆｌでの断面特性について非特許文献２に開示されている設計方法を説明するための図である。f 1 <is a diagram for explaining a method of designing the cross-sectional characteristics at f l is disclosed in Non-Patent Document 2. 本実施形態に係る断面特性の設計方法を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the design method of the cross-sectional characteristic which concerns on this embodiment. Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計プログラムによる１次元フィルタの設計結果の特性を示すための図である。It is a figure for showing the characteristic of the design result of the one-dimensional filter by the equiripple filter design program of Parks & McClellan. Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計プログラムによる１次元フィルタの設計例とDolph-Chebyshev特性の１次元フィルタの設計例とを示す図である。It is a figure which shows the design example of the one-dimensional filter by the equiripple filter design program of Parks & McClellan, and the design example of the one-dimensional filter of Dolph-Chebyshev characteristic. 本発明の第２実施形態に係るマイクロホンアレイ２００の電気的な構成を示す図である。It is a figure which shows the electrical structure of the microphone array 200 which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係るスピーカアレイ５００の電気的な構成を表すブロック図である。It is a block diagram showing the electric constitution of the speaker array 500 which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 同スピーカアレイ５００の振幅特性および指向特性を示した図である。It is the figure which showed the amplitude characteristic and directivity characteristic of the same speaker array. 非物理領域に利用制限を設けていないスピーカアレイの振幅特性および指向特性を示した図である。It is the figure which showed the amplitude characteristic and directional characteristic of the speaker array which has not provided the use restriction in a non-physical area. ｆ１≧ｆｌでの断面特性について非特許文献２に開示されている設計方法を説明するための図である。design method sectional characteristic at f 1 ≧ f l is disclosed in Non-Patent Document 2 is a diagram for explaining the. ｆ１＜ｆｌでの断面特性について非特許文献２に開示されている設計方法を説明するための図である。f 1 <is a diagram for explaining a method of designing the cross-sectional characteristics at f l is disclosed in Non-Patent Document 2. 本実施形態に係る断面特性の設計方法を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the design method of the cross-sectional characteristic which concerns on this embodiment. Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計プログラムによる１次元フィルタの設計結果の特性を示すための図である。It is a figure for showing the characteristic of the design result of the one-dimensional filter by the equiripple filter design program of Parks & McClellan. Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計プログラムによる１次元フィルタの設計例とDolph-Chebyshev特性の１次元フィルタの設計例とを示す図である。It is a figure which shows the design example of the one-dimensional filter by the equiripple filter design program of Parks & McClellan, and the design example of the one-dimensional filter of Dolph-Chebyshev characteristic. 本発明の第４実施形態に係るマイクロホンアレイ２００の電気的な構成を示す図である。It is a figure which shows the electrical structure of the microphone array 200 which concerns on 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５実施形態に係るスピーカアレイ３００の電気的な構成を示す図である。It is a figure which shows the electrical structure of the speaker array 300 which concerns on 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６実施形態に係るスピーカアレイ４００の電気的な構成を示す図である。It is a figure which shows the electrical structure of the speaker array 400 which concerns on 6th Embodiment of this invention. ２次元周波数平面と断面の関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between a two-dimensional frequency plane and a cross section. 断面設計結果の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a cross-section design result. スピーカアレイ４００の２次元デジタルフィルタの振幅特性の一例を２次元周波数平面で表した図である。It is a figure showing an example of the amplitude characteristic of the two-dimensional digital filter of the speaker array 400 on a two-dimensional frequency plane. 同振幅特性の等振幅特性図である。It is an equiamplitude characteristic diagram of the same amplitude characteristic. 同スピーカ４００の指向特性を表す図である。4 is a diagram illustrating directional characteristics of the speaker 400. FIG. 変形例（３），（６）に係る周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic concerning modification (3), (6).

符号の説明Explanation of symbols

１００，３００，４００，５００…スピーカアレイ、１１０−ｉ（ｉ：１〜ｎの自然数）…スピーカ、１２０−ｉ…１次元デジタルフィルタ、１３０−ｉ…遅延回路、１４０…Ｕ／Ｉ部、１５０…制御部、１６０…記憶部、２００…マイクロホンアレイ、２１０−ｉ…マイクロホン   100, 300, 400, 500 ... speaker array, 110-i (i: natural number of 1 to n) ... speaker, 120-i ... one-dimensional digital filter, 130-i ... delay circuit, 140 ... U / I section, 150 ... Control unit, 160 ... Storage unit, 200 ... Microphone array, 210-i ... Microphone

以下、図面を参照しつつ、本発明を実施する際の最良の形態について説明する。
（Ａ．第１実施形態）
（Ａ−１：構成）
図１は、本発明の第１実施形態に係るスピーカアレイ１００の構成例を示すブロック図である。図１に示すように、このスピーカアレイ１００は、所定の間隔（本実施形態では、一定の間隔Ｄ）で直線状に配列されたトランスデューサ（本実施形態では、スピーカ）１１０−１、１１０−２…１１０−ｎと、それらスピーカと同数の１次元デジタルフィルタ１２０−１、１２０−２…１２０−ｎと、を有している。Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings.
(A. First embodiment)
(A-1: Configuration)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a speaker array 100 according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the speaker array 100 includes transducers (speakers in this embodiment) 110-1 and 110-2 that are linearly arranged at predetermined intervals (in this embodiment, a constant interval D). ... 110-n and the same number of one-dimensional digital filters 120-1, 120-2 ... 120-n as the speakers.

図１のスピーカアレイ１００においては、外部音源（図示省略）から供給される音声信号（アナログ信号）は、Ａ／Ｄ変換器（図示省略）によってデジタルデータ（以下、音声データ）に変換され、その音声データが１次元デジタルフィルタ１２０−ｉ（ｉ：１〜ｎの自然数：以下、同じ）の各々へ供給される。なお、本実施形態では、アナログ形式の音声信号が外部音源からスピーカアレイ１００へ供給される場合について説明するが、デジタル形式の音声データが外部音源からスピーカアレイ１００へ供給されるとしても勿論良く、このように、デジタル形式の音声データが外部音源から供給される場合には、スピーカアレイ１００に上記Ａ／Ｄ変換器を設けておく必要がないことは言うまでもない。
図１の１次元デジタルフィルタ１２０−ｉの各々には、本発明に係るスピーカアレイに特徴的なフィルタ係数が予め設定されている。これら１次元デジタルフィルタ１２０−ｉの各々は、上記Ａ／Ｄ変換器から引渡された音声データにそのフィルタ係数に応じたフィルタ処理を施して出力する。
そして、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉの各々から出力された音声データは、Ｄ／Ａ変換器（図示省略）によって音声信号へと変換され、その１次元デジタルフィルタ１２０−ｉに対応するスピーカ１１０−ｉへ供給される。その結果、スピーカ１１０−ｉの各々からは、上記Ｄ／Ａ変換器から供給された音声信号に対応する音声が放音されることになる。なお、本実施形態では、スピーカ１１０−ｉがアナログ形式の音声信号に応じた音を放音する場合について説明するが、スピーカ１１０−ｉがデジタル形式の音声データに応じた音を放音する場合には、上記Ｄ／Ａ変換器を設ける必要がないことは言うまでもない。
以上がスピーカアレイ１００の構成である。In the speaker array 100 of FIG. 1, an audio signal (analog signal) supplied from an external sound source (not shown) is converted into digital data (hereinafter referred to as audio data) by an A / D converter (not shown). Audio data is supplied to each of the one-dimensional digital filters 120-i (i: natural numbers of 1 to n: the same applies hereinafter). In the present embodiment, a case where an analog audio signal is supplied from an external sound source to the speaker array 100 will be described, but it is of course possible that digital audio data is supplied from the external sound source to the speaker array 100. In this way, when digital audio data is supplied from an external sound source, it is needless to say that the speaker array 100 does not need to be provided with the A / D converter.
In each of the one-dimensional digital filters 120-i in FIG. 1, filter coefficients characteristic of the speaker array according to the present invention are set in advance. Each of these one-dimensional digital filters 120-i performs a filtering process corresponding to the filter coefficient on the audio data delivered from the A / D converter and outputs the result.
The audio data output from each one-dimensional digital filter 120-i is converted into an audio signal by a D / A converter (not shown), and the speaker 110- corresponding to the one-dimensional digital filter 120-i. i. As a result, a sound corresponding to the sound signal supplied from the D / A converter is emitted from each of the speakers 110-i. In the present embodiment, the case where the speaker 110-i emits a sound corresponding to an analog audio signal will be described. However, the speaker 110-i emits a sound corresponding to digital audio data. Needless to say, it is not necessary to provide the D / A converter.
The above is the configuration of the speaker array 100.

以上に説明したように、本実施形態に係るスピーカアレイ１００のハードウェア構成は、従来のスピーカアレイのハードウェア構成と何ら変わるところはない。しかしながら、本実施形態に係るスピーカアレイ１００においては、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉの各々に、本発明に係るスピーカアレイに特徴的なフィルタ係数が予め設定されているため、それら１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタに本発明に係るスピーカアレイに特徴的な振幅特性が付与され、その振幅特性によって、本発明に係るスピーカアレイに特徴的な指向特性が実現されるようになっている。
以下、上記１次元デジタルフィルタ１２０−ｉにより形成される２次元デジタルフィルタの振幅特性およびその振幅特性により実現される指向特性について図面を参照しつつ説明する。なお、以下では、スピーカ１１０−ｉの各々は理想的な特性（すなわち、その指向特性が出力音声の周波数に依存しないといった特性）を有しているものする。また、以下では、スピーカの配置間隔Ｄ＝０．０６８［ｍ］、サンプリング周波数ｆｓ＝７４５１［Ｈｚ］、ＦＩＲタップ数＝２４１、ｎ（スピーカの個数）＝１５であるものとする。As described above, the hardware configuration of the speaker array 100 according to the present embodiment is not different from the hardware configuration of the conventional speaker array. However, in the speaker array 100 according to the present embodiment, filter coefficients characteristic of the speaker array according to the present invention are preset in each of the one-dimensional digital filters 120-i. A characteristic amplitude characteristic of the speaker array according to the present invention is given to the formed two-dimensional digital filter, and a characteristic directivity characteristic of the speaker array according to the present invention is realized by the amplitude characteristic. .
Hereinafter, the amplitude characteristic of the two-dimensional digital filter formed by the one-dimensional digital filter 120-i and the directivity characteristic realized by the amplitude characteristic will be described with reference to the drawings. In the following, it is assumed that each of the speakers 110-i has an ideal characteristic (that is, a characteristic that the directivity characteristic does not depend on the frequency of the output sound). In the following, it is assumed that the speaker arrangement interval D = 0.068 [m], the sampling frequency f s = 7451 [Hz], the number of FIR taps = 241, and n (the number of speakers) = 15.

（Ａ−２：２次元デジタルフィルタの振幅特性および指向特性）
図２から図６は、スピーカアレイ１００の２次元デジタルフィルタの振幅特性およびその振幅特性により実現される指向特性を表す図である。
図２は、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉにより形成される２次元デジタルフィルタの振幅特性を２次元周波数平面で示した図であり、図３は、図２に示す振幅特性の一部（具体的には、規格化時間周波数ｆ１が０〜０．５の範囲で、かつ、規格化空間周波数ｆ２が０〜０．５の範囲）を等振幅特性図で表した図である。なお、規格化時間周波数とは、時間周波数を時間サンプリング間隔の逆数で規格化して得られる値であり、規格化空間周波数とは、空間周波数をスピーカの配置間隔Ｄの逆数で規格化して得られる値である。
図２および図３を参照すれば明らかなように、本実施形態に係るスピーカアレイ１００では、規格化時間周波数ｆ１が低い領域（例えば、ｆ１が０〜０．１である領域）に複数のリプルが設けられているとともに、非物理領域内のリプルには、大きな振幅（本実施形態では、“１”）が与えられており、物理領域内のリプルについては、その振幅が非物理領域内のリプルよりも低く抑えられている。なお、図２および図３を参照すれば明らかなように、非物理領域内のリプルについては振幅が略等しい等リプルであるため、図２および図３に示す振幅特性を阻止域２段等リプル特性と呼ぶ。(A-2: Amplitude characteristics and directivity characteristics of a two-dimensional digital filter)
2 to 6 are diagrams showing the amplitude characteristics of the two-dimensional digital filter of the speaker array 100 and the directivity characteristics realized by the amplitude characteristics.
FIG. 2 is a diagram showing the amplitude characteristics of the two-dimensional digital filter formed by the one-dimensional digital filter 120-i on a two-dimensional frequency plane. FIG. 3 shows a part of the amplitude characteristics shown in FIG. FIG. 6 is a diagram showing an equiamplitude characteristic diagram in which the normalized time frequency f 1 is in the range of 0 to 0.5 and the normalized spatial frequency f 2 is in the range of 0 to 0.5. The normalized time frequency is a value obtained by normalizing the time frequency by the reciprocal of the time sampling interval, and the normalized spatial frequency is obtained by normalizing the spatial frequency by the reciprocal of the speaker arrangement interval D. Value.
As is clear by referring to FIGS. 2 and 3, a plurality in the speaker array 100 according to the present embodiment, the normalized time-frequency f 1 is lower region (e.g., region f 1 is 0 to 0.1) And a ripple in the non-physical area is given a large amplitude (in this embodiment, “1”). For a ripple in the physical area, the amplitude of the ripple is in the non-physical area. Lower than the inner ripple. As is clear from FIG. 2 and FIG. 3, since ripples in the non-physical region are equal ripples having substantially the same amplitude, the amplitude characteristics shown in FIG. 2 and FIG. Called a characteristic.

加えて、非物理領域内のリプルについては、規格化空間周波数ｆ２が所定の値以上である領域（図３では、ｆ２≧０．２５である領域）のリプルについては、規格化時間周波数方向の帯域幅が略一定である一方、規格化空間周波数ｆ２が上記所定の値未満である領域のリプルについては、規格化空間周波数ｆ２の値が小さくなるほど規格化時間周波数方向の帯域幅が狭くなっている。このように、規格化空間周波数ｆ２が上記所定の値未満である領域のリプルについては、規格化空間周波数ｆ２の値が小さくなるほど規格化時間周波数方向の帯域幅を狭くしている理由は、以下の通りである。
主ローブの幅は非物理領域内のリプルの個数やその振幅に依存すること（例えば、阻止域のリプルの総数の中に占める非物理領域のリプルの数が多いほど通過帯域を狭め主ローブ幅を狭くできること）が一般に知られている（非特許文献２参照）。上記のように規格化空間周波数ｆ２が上記所定の値未満である領域のリプルについては、規格化空間周波数ｆ２の値が小さくなるほど規格化時間周波数方向の帯域幅を狭くすることによって、その帯域幅を一定に保つ場合に比較して、規格化時間周波数ｆ１が低い領域（例えば、ｆ１が０〜０．１である領域）で利用可能な非物理領域内のリプルの数が増加し、より主ローブ幅を狭めることが可能になると期待されるからである。なお、本実施形態では、規格化空間周波数ｆ２についての所定の値（非物理領域を区分けする規格化空間周波数の値）が０．２５である場合について説明するが、係る値は０．２５に限定されるものではなく、スピーカアレイ１００に対して要求される指向特性（すなわち、その指向特性を実現する振幅特性）に応じて適宜定めるようにすれば良い。In addition, for ripples in the non-physical region, for a ripple in a region where the normalized spatial frequency f 2 is equal to or greater than a predetermined value (in FIG. 3, a region where f 2 ≧ 0.25), a normalized time frequency while the bandwidth of the direction is substantially constant, the normalized spatial frequency f 2 is about ripple area is less than the predetermined value, the bandwidth of as normalized time-frequency direction value of the normalized spatial frequency f2 becomes smaller It is narrower. The reason why the normalized spatial frequency f 2 is that narrowing the bandwidth of the above for the ripple given is less than the value area, the more normalized time-frequency direction value of the normalized spatial frequency f2 becomes smaller, It is as follows.
The width of the main lobe depends on the number of ripples in the non-physical region and its amplitude (for example, the larger the number of ripples in the non-physical region in the total number of ripples in the stop region, the narrower the passband, the main lobe width. Is generally known (see Non-Patent Document 2). As for the ripple in the region where the normalized spatial frequency f 2 is less than the predetermined value as described above, by reducing the bandwidth in the normalized time frequency direction as the value of the normalized spatial frequency f 2 decreases, Increased number of ripples in non-physical regions available in regions where the normalized time frequency f 1 is low (eg, regions where f 1 is 0 to 0.1) compared to keeping the bandwidth constant This is because it is expected that the main lobe width can be further reduced. In the present embodiment, a case where the predetermined value (the value of the normalized spatial frequency that divides the non-physical area) for the normalized spatial frequency f 2 is 0.25 will be described. The value is 0.25. It is not limited to this, and it may be determined as appropriate according to the directivity characteristic required for the speaker array 100 (that is, the amplitude characteristic that realizes the directivity characteristic).

図４は、図２に示す振幅特性を、各スピーカ１１０−ｉとスピーカアレイ１００から出力される音声の観測点とを含む平面内でスピーカ１１０−ｉの配列方向と直角方向を０度とした場合にスピーカ配列の中央から見た観測点の方向の角度（図１の角度φ）についての周波数特性として示した図である。なお、図４では、φ＝０°、１２．５°、２０°、６０°および９０°についての周波数特性が示されている。
図４を参照すれば明らかなように、本実施形態に係るスピーカアレイ１００から出力される音響ビームの振幅レベルは、その周波数が一定の値よりも高い場合には、φ＝１２．５°の方向については、φ＝０°方向に比較して振幅レベルが約６［ｄＢ］低下し、φ＝２０°、６０°および９０°方向については、φ＝０°方向に比較して振幅レベルが約２０［ｄＢ］低下していることが判る。
図５は、図２に示す振幅特性を、いくつかの周波数（３７１．０９４７３Ｈｚ、７４５．８２７６４Ｈｚ、１４９１．６５５３Ｈｚ、２２３３．８４４７Ｈｚおよび３３５４．４０５３Ｈｚ）での指向特性として示した図である。
図４および図５を参照すれば明らかなように、本実施形態に係るスピーカアレイ１００によれば、一定の値以上の周波数について、音響ビームの主ローブ幅を一定に保ちつつ、サイドローブのレベルを略一定（この場合−２０ｄB）に保つことが可能になっていることが判る。FIG. 4 shows the amplitude characteristics shown in FIG. 2 in the plane including each speaker 110-i and the observation point of the sound output from the speaker array 100, and the direction perpendicular to the arrangement direction of the speakers 110-i is 0 degree. It is the figure shown as a frequency characteristic about the angle (angle (phi) of FIG. 1) of the observation point direction seen from the center of the speaker arrangement | sequence in the case. FIG. 4 shows frequency characteristics for φ = 0 °, 12.5 °, 20 °, 60 °, and 90 °.
As is apparent from FIG. 4, the amplitude level of the acoustic beam output from the speaker array 100 according to the present embodiment is φ = 12.5 ° when the frequency is higher than a certain value. For the direction, the amplitude level is reduced by about 6 [dB] compared to the direction of φ = 0 °, and for the directions of φ = 20 °, 60 °, and 90 °, the amplitude level is lower than the direction of φ = 0 °. It can be seen that it has decreased by about 20 [dB].
FIG. 5 is a diagram showing the amplitude characteristics shown in FIG. 2 as directivity characteristics at several frequencies (371.09473 Hz, 745.882864 Hz, 1491.6553 Hz, 22333.8447 Hz, and 3354.4053 Hz).
As apparent from FIGS. 4 and 5, according to the speaker array 100 of the present embodiment, the side lobe level is maintained while keeping the main lobe width of the acoustic beam constant for frequencies above a certain value. It can be seen that it can be kept substantially constant (-20 dB in this case).

図６は、本実施形態に係るスピーカアレイ１００を含む複数種のスピーカアレイについて、主ローブ幅（φ＝０°方向に比較して音響ビームの振幅が６［ｄＢ］低下する領域の幅を表す角度）を周波数毎にプロットした図である。
具体的には、図６のグラフＬ１、Ｌ２およびＬ３は、本実施形態に係るスピーカアレイ１００の主ローブ幅を周波数毎にプロットした図であり、グラフＬ１は、φｓ＝２０°かつ非物理領域のリプルの振幅を１に設定した場合、グラフＬ２は、φｓ＝２０°かつ非物理領域のリプルの振幅を２に設定した場合、グラフＬ３は、φｓ＝４０°かつ非物理領域のリプルの振幅を１に設定した場合、のスピーカアレイ１００の主ローブ幅を周波数毎にプロットしたグラフである。
図６のグラフＬ４は、矩形同相駆動の場合の主ローブ幅をプロットしたグラフであり、グラフＬ５は、非特許文献２に開示された設計手法により設計されたスピーカアレイの主ローブ幅をプロットしたグラフである。
そして、図６のグラフＬ６、Ｌ７およびＬ８は、阻止域２段等リプルかつ、非物理領域内のリプルの規格化時間周波数方向の帯域幅が略一定である振幅特性が２次元デジタルフィルタに設定されたスピーカアレイの主ローブ幅を周波数毎にプロットした図であり、グラフＬ６は、φｓ＝４０°かつ非物理領域のリプルの振幅を１に設定した場合、グラフＬ７は、φｓ＝２０°かつ非物理領域のリプルの振幅を２に設定した場合、グラフＬ８は、φｓ＝２０°かつ非物理領域のリプルの振幅を１に設定した場合の主ローブ幅を周波数毎にプロットしたグラフである。FIG. 6 shows the width of a region where the amplitude of the acoustic beam is reduced by 6 [dB] compared to the main lobe width (φ = 0 ° direction) for a plurality of types of speaker arrays including the speaker array 100 according to the present embodiment. It is the figure which plotted angle) for every frequency.
Specifically, graphs L1, L2, and L3 in FIG. 6 are plots of the main lobe width of the speaker array 100 according to the present embodiment for each frequency, and the graph L1 shows φs = 20 ° and a non-physical region. When the amplitude of the ripple is set to 1, the graph L2 is φs = 20 ° and the amplitude of the ripple in the non-physical region is set to 2. When the amplitude of the ripple in the non-physical region is set to 2, the graph L3 is the amplitude of the ripple in the non-physical region and φs = 40 ° Is a graph in which the main lobe width of the speaker array 100 is plotted for each frequency.
A graph L4 in FIG. 6 is a graph plotting the main lobe width in the case of rectangular in-phase driving, and the graph L5 is a plot of the main lobe width of the speaker array designed by the design method disclosed in Non-Patent Document 2. It is a graph.
In the graphs L6, L7, and L8 in FIG. 6, the amplitude characteristics in which the bandwidth in the normalization time frequency direction of the ripple in the non-physical region is substantially constant are set in the two-dimensional digital filter. The graph L6 plots the main lobe width of the speaker array for each frequency, and the graph L6 shows that when φs = 40 ° and the amplitude of the ripple in the non-physical region is set to 1, the graph L7 shows φs = 20 ° and When the ripple amplitude of the non-physical region is set to 2, the graph L8 is a graph plotting the main lobe width for each frequency when φs = 20 ° and the ripple amplitude of the non-physical region is set to 1.

図６を参照すれば明らかなように、本実施形態に係るスピーカアレイ１００によれば、矩形同相駆動に係るスピーカアレイや非特許文献２に開示され設計手法に係るスピーカアレイなどの従来のスピーカアレイや、阻止域２段等リプルかつ非物理領域内のリプルの規格化時間周波数方向の帯域幅が略一定である振幅特性が２次元デジタルフィルタに設定されたスピーカアレイに比較して低音域での主ローブ幅を狭くすることが可能になっていることが判る。
また、図６を参照すれば明らかなように、本実施形態に係るスピーカアレイ１００では、例えば、主ローブ幅としてある値（例えば、８０°）が定められている場合に、その主ローブ幅での出力が可能な音響ビームの周波数の下限（すなわち、指向性スピーカアレイの帯域下端ｆＬ：詳細については、非特許文献２参照）が、矩形同相駆動を行った場合に比較して低減していることが判る。As apparent from FIG. 6, according to the speaker array 100 according to the present embodiment, a conventional speaker array such as a speaker array related to rectangular in-phase driving or a speaker array related to the design method disclosed in Non-Patent Document 2 is used. Compared to a speaker array in which the amplitude characteristics in which the bandwidth in the frequency direction of the ripple in the non-physical region and the ripple in the non-physical region is approximately constant are set in the two-dimensional digital filter It can be seen that the main lobe width can be reduced.
Further, as apparent from FIG. 6, in the speaker array 100 according to the present embodiment, for example, when a certain value (for example, 80 °) is defined as the main lobe width, the main lobe width is used. The lower limit of the frequency of the acoustic beam that can be output (that is, the lower end band f L of the directional speaker array: see Non-Patent Document 2 for details) is reduced compared to the case where rectangular in-phase driving is performed. I know that.

具体的には、φｓ＝２０°（すなわち、主ローブ幅が２０°）かつ非物理領域のリプルの振幅を１に設定した場合（図６：グラフＬ１）には、矩形同相駆動を行った場合に比較してスピーカアレイの帯域下端が１４．３％低減している。φｓ＝２０°かつ非物理領域のリプルの振幅を２に設定した場合（図６：グラフＬ２）には、１９．１％低減している、そして、φｓ＝４０°（すなわち、主ローブ幅が４０°）かつ非物理領域のリプルの振幅を１に設定した場合（図６：グラフＬ３）には、４０．５８％低減している。つまり、本実施形態に係るスピーカアレイ１００によれば、従来の矩形同相駆動のスピーカアレイに比較して帯域下端を低減させること（すなわち、低音域の指向性を向上させること）が可能になっている。   Specifically, when φs = 20 ° (that is, the main lobe width is 20 °) and the ripple amplitude of the non-physical region is set to 1 (FIG. 6: graph L1), the case where rectangular in-phase driving is performed The lower end of the band of the speaker array is reduced by 14.3%. When φs = 20 ° and the ripple amplitude of the non-physical region is set to 2 (FIG. 6: graph L2), it is reduced by 19.1%, and φs = 40 ° (that is, the main lobe width is 40 °) and the ripple amplitude of the non-physical region is set to 1 (FIG. 6: graph L3), the reduction is 40.58%. That is, according to the speaker array 100 according to the present embodiment, it is possible to reduce the lower end of the band (that is, to improve the directivity in the low sound range) as compared with the conventional rectangular in-phase driving speaker array. Yes.

以上に説明したように、本実施形態に係るスピーカアレイ１００においては、その２次元デジタルフィルタに、図２に示すような振幅特性（すなわち、以下に述べる３つの要件を満たす振幅特性）を設定することによって、アレイ長を長くすることなく、スピーカアレイの低音域での指向性を向上させるとともに、サイドローブのレベルの増大を回避することが可能になっている。
なお、上記３つの要件とは、
その周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、
（ａ）空間周波数方向の断面において、阻止域に複数のリプルを有すること、
（ｂ）上記複数のリプルのうち非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きくなっていること、
（ｃ）非物理領域内のリプルのうち規格化空間周波数が所定の値よりも小さい領域内のリプルについては、そのリプルに対応する空間周波数が小さいほど、そのリプルの時間周波数方向の帯域幅が狭くなっていること、
である。
次いで、上記３つの要件を満たす２次元デジタルフィルタの設計（すなわち、各１次元デジタルフィルタ１２０−ｉへ設定するべきフィルタ係数の算出）について説明する。As described above, in the speaker array 100 according to the present embodiment, amplitude characteristics as shown in FIG. 2 (that is, amplitude characteristics satisfying the following three requirements) are set in the two-dimensional digital filter. This makes it possible to improve the directivity of the speaker array in the low sound range without increasing the array length and to avoid an increase in the sidelobe level.
The above three requirements are:
When the frequency characteristics are expressed in a two-dimensional frequency plane,
(A) having a plurality of ripples in the stop band in the cross section in the spatial frequency direction;
(B) The amplitude of the ripple in the non-physical region among the plurality of ripples is larger than the amplitude of the ripple in the physical region;
(C) Of the ripples in the non-physical region, for the ripples in the region where the normalized spatial frequency is smaller than a predetermined value, the smaller the spatial frequency corresponding to the ripple, the smaller the bandwidth in the time frequency direction of the ripple. Being narrow,
It is.
Next, the design of a two-dimensional digital filter that satisfies the above three requirements (that is, calculation of filter coefficients to be set for each one-dimensional digital filter 120-i) will be described.

（Ａ−３：２次元デジタルフィルタの設計）
さて、前述した非特許文献２には、各スピーカに接続されている１次元デジタルフィルタ群により形成される２次元デジタルフィルタの振幅特性を２次元周波数平面で見た場合、スピーカアレイの出力を十分遠方の観測点で観測した場合の周波数特性は、２次元周波数平面において以下の数１で表される直線上に分布する振幅特性であることが開示されている。
（数１）ｆ２＝ｆ１・Ｄ・sin（φ）／（ｃ・Ｔ）
但し、数１において、ｆ１は規格化時間周波数、ｆ２は規格化空間周波数、Ｄはトランスデューサ間隔、Ｔは時間サンプリング周期、ｃは音速である。(A-3: Two-dimensional digital filter design)
In Non-Patent Document 2 described above, when the amplitude characteristics of a two-dimensional digital filter formed by a group of one-dimensional digital filters connected to each speaker are viewed on a two-dimensional frequency plane, the output of the speaker array is sufficient. It is disclosed that the frequency characteristic when observed at a distant observation point is an amplitude characteristic distributed on a straight line represented by the following Equation 1 in a two-dimensional frequency plane.
(Expression 1) f 2 = f 1 · D · sin (φ) / (c · T)
In Equation 1, f 1 is a normalized time frequency, f 2 is a normalized spatial frequency, D is a transducer interval, T is a time sampling period, and c is a sound velocity.

したがって、ある非規格化時間周波数ｆにおけるスピーカアレイの指向特性は、２次元周波数平面では、その非規格化時間周波数ｆに対応する規格化時間周波数ｆ１＝ｆ・Ｔで規定される直線上に、以下の数２で示される関係で分布しているといえる。
（数２）φ＝sin-1{(ｆ２・ｃ・Ｔ）／（ｆ１・Ｄ）} Therefore, the directivity characteristic of the speaker array at a certain non-standardized time frequency f is on a straight line defined by the standardized time frequency f 1 = f · T corresponding to the non-standardized time frequency f in the two-dimensional frequency plane. It can be said that they are distributed according to the relationship represented by the following formula 2.
(Expression 2) φ = sin −1 {(f 2 · c · T) / (f 1 · D)}

すなわち、各非規格化時間周波数ｆにおける所望の指向特性が、直線ｆ１＝ｆ・Ｔ上に上記数２で示される関係で分布するように２次元デジタルフィルタを設計することができれば、結果として所望の指向特性が得られることになる。非特許文献２には、上記のように２次元周波数平面の規格化空間周波数方向（すなわち、ｆ２方向）の断面に１次元のフィルタ特性を並べて２次元デジタルフィルタの目標特性を設定し、その目標特性に対して２次元フーリエ級数近似を施すことによって、ＦＩＲフィルタ係数を得る方法が開示されている。That is, if the two-dimensional digital filter can be designed so that the desired directivity at each non-standardized time frequency f is distributed on the straight line f 1 = f · T in the relationship shown by the above equation 2, A desired directivity characteristic can be obtained. Non-Patent Document 2, the normalized spatial frequency direction of the two-dimensional frequency plane as described above (i.e., f 2 direction) side by side one-dimensional filter characteristic section of setting the target characteristic of the two-dimensional digital filter, its A method for obtaining FIR filter coefficients by applying a two-dimensional Fourier series approximation to a target characteristic is disclosed.

より詳細に説明すると、非特許文献２には、（Ｎ２＋１）個のスピーカで形成されるスピーカアレイの設計条件として、音響ビーム中心φ０とビーム端角度（φｓ＋、φｓ−）および等リプルサイドローブの大きさ（振幅）δが与えられている場合の２次元デジタルフィルタの設計手順が開示されている。なお、以下では、φ０＝０°、φｓ＋＝φｓ、φｓ−＝−φｓである（すなわち、音響ビームがその中心（φ０＝０°）軸に対して対称である）とする。More specifically, Non-Patent Document 2 describes, as design conditions for a speaker array formed of (N 2 +1) speakers, an acoustic beam center φ 0 and beam end angles (φ s + , φ s− ) and A design procedure for a two-dimensional digital filter in the case where a size (amplitude) δ of an equal ripple side lobe is given is disclosed. In the following, φ 0 = 0 °, φ s + = φ s , φ s− = −φ s (that is, the acoustic beam is symmetric with respect to its center (φ 0 = 0 °) axis). To do.

非特許文献２に開示されている設計手順では、まず、図７（ｂ）に示すように、ｆ１＝−０．５〜０．５の範囲で２次元周波数平面をＭ１（本実施形態では、Ｍ１は偶数であるとする）分割し、各周波数ｆ１＝ｋ１／Ｍ１（ｋ１＝−Ｍ１／２〜Ｍ１／２の整数）での断面にDolph-Chebyshev特性を設計して以下の手順で並置することで目標ファンフィルタ特性とする。In the design procedure disclosed in Non-Patent Document 2, first, as shown in FIG. 7B, a two-dimensional frequency plane is represented by M 1 (this embodiment) in the range of f 1 = −0.5 to 0.5. in, M 1 is assumed to be an even number) is divided, the Dolph-Chebyshev characteristic cross-section at each frequency f 1 = k 1 / M 1 (k 1 = -M 1 / 2~M 1/2 integer) Design and target fan filter characteristics by juxtaposing them in the following procedure.

具体的には、まず、次数Ｎ２、阻止域リプルの大きさδのDolph-Chebyshevフィルタの特性を設計し、その阻止域端周波数ｆｓｔがφ＝φｓの直線（すなわち、ｆ２＝ｆ１・Ｄ・sin（φｓ）／（ｃ・Ｔ）で表される直線）に一致するときの周波数ｆｌを求める。次いで、ｆ１≧ｆｌの断面位置では、ｆ１＝ｆｌでの断面特性を、図７（ａ）に示すように、阻止域端がφ＝φｓの直線上に位置するようにｆ２方向に拡大して配置する。
一方、ｆ１＜ｆｌの断面位置に対しては、図８（ａ）に示すように、阻止域リプルを、その振幅をδから所定の許容値δＬまで少しずつ大きくしたDolph-Chebyshevフィルタ特性（ｆ２＝−０．５〜０．５）を置く。但し、どの断面においても阻止域端ｆｓｔがφ＝φｓの直線上に位置するように阻止域リプルを定める。そして、図８（ｂ）に示されているように、阻止域リプルδＬの特性が最初に置かれる周波数ｆ１の値をｆｕとして、ｆ１＜ｆｕではｆ１＝ｆｕの断面特性と同一の特性を置く。なお、図８（ｂ）のｆＬは、スピーカアレイの帯域下端であり、以下の数３により定まる値である。
（数３） ｆＬ＝ｃ・Ｔ・ｆｃ／ｓｉｎ（φｓ）
但し、数３においてｆｃは、図８（ａ）に示されている阻止域リプルδＬの特性の半値周波数である。
以降、このようにして設定されたファンフィルタの目標振幅特性に対して２次元逆離散フーリエ変換を施すことにより、各１次元デジタルフィルタに設定するべきフィルタ係数が算出される。Specifically, first, the characteristics of a Dolph-Chebyshev filter of order N 2 and stop band ripple size δ are designed, and the stop band end frequency f st is a straight line with φ = φ s (ie, f 2 = f 1 · D · sin (φ s ) / (c · T)), the frequency f 1 is obtained. Next, at the cross-sectional position of f 1 ≧ f l, the cross-sectional characteristics at f 1 = f l are shown in FIG. 7A so that the stop band edge is positioned on the straight line of φ = φ s. Arranged in two directions.
On the other hand, for the cross-sectional position of f 1 <f 1 , as shown in FIG. 8A, a Dolph-Chebyshev filter in which the stop band ripple is gradually increased from δ to a predetermined allowable value δ L as shown in FIG. Put the characteristic (f2 = −0.5 to 0.5). However, the stop band ripple is determined so that the stop band end f st is located on the straight line φ = φ s in any cross section. Then, as shown in FIG. 8 (b), the value of the frequency f 1 the characteristics of the stop band ripple [delta] L is first placed as f u, the cross section of the f 1 <f u in f 1 = f u Put the same property as the property. Note that f L in FIG. 8B is the lower end of the band of the speaker array, and is a value determined by the following Equation 3.
(Expression 3) f L = c · T · f c / sin (φ s )
However, f c in Equation 3, which is half the frequency characteristic of the stop band ripple [delta] L shown in FIG. 8 (a).
Thereafter, a filter coefficient to be set for each one-dimensional digital filter is calculated by performing a two-dimensional inverse discrete Fourier transform on the target amplitude characteristic of the fan filter set in this way.

これに対して、本実施形態に係るスピーカアレイ１００の２次元デジタルフィルタの設計では、図９（ｂ）に示すようにＭ１分割された２次元周波数平面において、ｆ１≧ｆｌでは阻止域の全域でリプルの小さい１次元フィルタを断面特性としておく一方、ｆ１＜ｆｌでは非物理領域にだけ大きなリプルの１次元フィルタを断面に置く。図９（ａ）に示す２つの振幅特性はそれぞれの断面に置く１次元フィルタの振幅特性である。この２つの振幅特性の比較から判るように、非物理領域でリプルを大きくしたことで、そのリプルが占める周波数域が広くなり、逆に通過域が狭くなっている。
そこで、本実施形態に係る２次元デジタルフィルタの設計では、非物理領域でのリプルの振幅が所定の最大値に達するまで、より低音域の時間周波数の断面位置に置き、該所定の最大値に達した場合には、それよりも低い周波数の各ｆ１において、所定の最大振幅（または、それ以下の振幅）のリプルで非物理領域が満たされるような設計を繰り返し、各ｆ１における断面特性として設定する。なお、このような設計は、ｆ１＜ｆｕとなる領域ではｆ２（＝ｆｓｔ）をｆ１・Ｄ・sin（φ）／（ｃ・Ｔ）より大きな値にすることによって実現される。In contrast, in the two-dimensional digital filter design of the speaker array 100 according to this embodiment, the M 1 split two-dimensional frequency plane, as shown in FIG. 9 (b), f 1 ≧ f l in the stopband placing the small one-dimensional filter ripples across the while keep the cross-sectional characteristics, the one-dimensional filter of large ripple f 1 <f l in the non-physical area only section. Two amplitude characteristics shown in FIG. 9A are amplitude characteristics of a one-dimensional filter placed on each cross section. As can be seen from the comparison of the two amplitude characteristics, by increasing the ripple in the non-physical region, the frequency range occupied by the ripple is widened, and conversely the passband is narrowed.
Therefore, in the design of the two-dimensional digital filter according to the present embodiment, the ripple amplitude in the non-physical region is placed at the cross-sectional position of the time frequency in the lower sound range until the ripple amplitude reaches the predetermined maximum value, If it is reached, the design is repeated so that the non-physical region is filled with a ripple having a predetermined maximum amplitude (or an amplitude smaller than that) at each f 1 of a lower frequency, and the cross-sectional characteristics at each f 1 Set as. Such a design is in a region where the f 1 <f u is realized by a value greater than f 2 (= f st) to f 1 · D · sin (φ ) / (c · T) .

本実施形態では、図９（ａ）に示すような阻止域２段等リプル特性の１次元フィルタを設計するために、Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計アルゴリズムにしたがってフィルタ設計を行うプログラムを利用している。ここで、Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計アルゴリズムとは、Remez交換アルゴリズムと重み付きChebyshev 近似理論を用いて、希望する周波数応答と実際の周波数応答が最適になるようにフィルタを設計するアルゴリズムである。このアルゴリズムに従って設計されたフィルタは、希望する周波数応答と実際の周波数応答との間の最大誤差を最小にするという点で最適であるため、ミニマックスフィルタとも呼ばれることもある。また、このアルゴリズムに従って設計されたフィルタは、その周波数応答において等リプルを示すため、等リプルフィルタとしても知られている。なお、本実施形態では、阻止域２段等リプル特性の１次元フィルタの設計に、Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計アルゴリズムを用いる場合について説明するが、他のFIR フィルタ設計アルゴリズムを用いても良いことは勿論である。   In this embodiment, in order to design a one-dimensional filter having two-step stopband equiripple characteristics as shown in FIG. 9A, a program for designing a filter according to the Parks & McClellan equiripple filter design algorithm is used. . Here, the equiripple filter design algorithm of Parks & McClellan is an algorithm for designing a filter so that a desired frequency response and an actual frequency response are optimized by using a Remez exchange algorithm and a weighted Chebyshev approximation theory. A filter designed according to this algorithm is sometimes referred to as a minimax filter because it is optimal in minimizing the maximum error between the desired frequency response and the actual frequency response. A filter designed according to this algorithm is also known as an equiripple filter because it exhibits equiripple in its frequency response. In this embodiment, the case where the Parks & McClellan equiripple filter design algorithm is used for the design of a one-dimensional filter with two-step stopband equiripple characteristics will be described. However, other FIR filter design algorithms may be used. Of course.

図１０は、上記プログラムへ与えるパラメータと、その設計結果の特性を示す図である。図１０に示すように、本実施形態では、３つの近似帯域（通過域、阻止域１，阻止域２）を設定し、各近似帯域を規定するパラメータとして、各近似帯域の目標振幅（それぞれ１，０，０）、誤差リプル（それぞれδ1≒０、δ2=δ、δ3=δn）および重み（それぞれw1、w2、w3）を定め、δ1w1=δ2w2=δ3w3の条件の下で繰り返し近似を行ってフィルタ係数を定めることにより、１次元フィルタの設計を行っている。   FIG. 10 is a diagram showing parameters given to the program and characteristics of the design results. As shown in FIG. 10, in the present embodiment, three approximate bands (pass band, stop band 1, stop band 2) are set, and the target amplitude (1 for each approximate band) is set as a parameter for defining each approximate band. , 0, 0), error ripple (respectively δ1≈0, δ2 = δ, δ3 = δn) and weight (respectively w1, w2, w3), and repeated approximation under the condition of δ1w1 = δ2w2 = δ3w3 By defining the filter coefficient, a one-dimensional filter is designed.

図１１は、Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計アルゴリズムにしたがって設計された１次元フィルタと、Dolph-Chebyshev特性の１次元フィルタの設計例とを併記した図である。図１１を参照すれば明らかなように、前者の１次元フィルタでは、阻止域２のリプルを大きくしたことによって、通過域の幅が後者に比較して狭くなっていることが判る。このように通過域の幅を狭めるといった効果は、阻止域内のリプルの総数に占める非物理領域内のリプルの数が多い特性ほど顕著になる。なお、理論的には非物理領域のリプルについては、その振幅をいくらでも大きく設定することが可能であるが、実用的にはその上限値を適切に設定する必要があり、例えば、その上限値として“１”（すなわち、通過域の振幅に等しい値）や“２”（通過域の振幅の２倍の値）などを設定するようにすれば良い。
このようにして設計した２次元デジタルフィルタの目標振幅特性に対して２次元逆離散フーリエ変換を施すことによって、その２次元デジタルフィルタを形成する１次元デジタルフィルタの各々に設定するべきフィルタ係数が算出される。このようにして算出されたフィルタ係数を各１次元デジタルフィルタ１２０−ｉに設定することによって、それら１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタに図２に示す振幅特性が付与されることになる。FIG. 11 is a diagram in which a one-dimensional filter designed in accordance with Parks &McClellan's equiripple filter design algorithm and a design example of a one-dimensional filter having a Dolph-Chebyshev characteristic are shown. As is apparent from FIG. 11, in the former one-dimensional filter, it is understood that the width of the pass band is narrower than that of the latter by increasing the ripple in the stop band 2. Thus, the effect of narrowing the width of the pass band becomes more remarkable as the number of ripples in the non-physical area occupies the total number of ripples in the stop area. Theoretically, for ripples in the non-physical region, it is possible to set the amplitude as much as possible, but in practice it is necessary to set the upper limit appropriately, for example, as the upper limit “1” (that is, a value equal to the amplitude of the pass band), “2” (a value twice the amplitude of the pass band), or the like may be set.
By performing a two-dimensional inverse discrete Fourier transform on the target amplitude characteristic of the two-dimensional digital filter designed in this way, a filter coefficient to be set for each of the one-dimensional digital filters forming the two-dimensional digital filter is calculated. Is done. By setting the filter coefficient thus calculated in each one-dimensional digital filter 120-i, the amplitude characteristics shown in FIG. 2 are given to the two-dimensional digital filter formed by the one-dimensional digital filter. Become.

（Ａ−４：第１実施形態の効果）
以上に説明したように、物理領域の特性は指向特性に直接影響を与える一方、非物理領域における特性は指向特性に直接的には影響を与えないことから、本実施形態に係るスピーカアレイ１００においては、阻止域２段等リプル特性の１次元フィルタを用いることにより、最終的なフィルタ係数の特性として、特に低域においてサイドローブのレベルを低く保ったまま、主ローブの幅を低減することが可能である。(A-4: Effects of the first embodiment)
As described above, the characteristics in the physical region directly affect the directivity, while the characteristics in the non-physical region do not directly affect the directivity. Therefore, in the speaker array 100 according to the present embodiment, By using a one-dimensional filter having a two-stage stopband ripple characteristic, the width of the main lobe can be reduced as the final filter coefficient characteristic while keeping the sidelobe level low particularly in the low band. Is possible.

また、本実施形態によれば、ｆ１に応じて上記１次元フィルタを最適に調整することにより、従来より低い帯域においてもサイドローブの影響を低く保ったまま主ローブの幅を一定とすることが可能になる。前述したように、主ローブの幅は非物理領域内のリプルの個数やその振幅に依存するため、ｆ１に応じて必要な指向特性が得られるように非物理領域のリプルに設定する振幅とその個数を調整することによって、従来よりも低い帯域で主ローブの幅を一定とすることが可能になる。In addition, according to the present embodiment, by adjusting the one-dimensional filter optimally according to f 1 , the width of the main lobe is kept constant while keeping the influence of the side lobe low even in a band lower than the conventional band. Is possible. As described above, since the width of the main lobe depends on the number of ripples in the non-physical region and the amplitude thereof, the amplitude set for the ripple in the non-physical region so that the necessary directivity can be obtained according to f 1. By adjusting the number, it becomes possible to make the width of the main lobe constant in a lower band than in the prior art.

また、時間周波数が比較的高い領域（例えば、非特許文献２においてｆｌ≦ｆ１で規定される領域）については、非物理領域のリプルの振幅を大きくしなくても主ローブの幅を十分狭くすることが可能であるため、阻止域２段等リプル特性に替えて、例えば非特許文献２に開示されているDolph-Chebyshev特性を用いるようにしても良い。また、このような領域について、非特許文献２に開示されているように主ローブの幅を時間周波数に依存しないように設定すれば、本実施形態による低域での特性改善と合わせて、従来より広い帯域で時間周波数に依存しない指向特性を得ることが可能になる。Moreover, a relatively high region time-frequency (e.g., the region in the non-patent document 2 defined by f l ≦ f 1) for, without increasing the amplitude of the ripples in the non-physical area the width of the main lobe sufficient Since it can be narrowed, for example, the Dolph-Chebyshev characteristic disclosed in Non-Patent Document 2 may be used in place of the ripple characteristic of two stages of the stop band. In addition, for such a region, if the width of the main lobe is set so as not to depend on the time frequency as disclosed in Non-Patent Document 2, the conventional method is combined with the improvement in characteristics in the low region according to the present embodiment. It becomes possible to obtain directivity characteristics that do not depend on time frequency in a wider band.

（Ｂ．第２実施形態）
次いで、本発明の第２実施形態に係るマイクロホンアレイ２００について説明する。
図１２は、本発明の第２実施形態に係るマイクロホンアレイ２００の構成例を示す図である。図１２と図１とを比較すれば明らかなように、マイクロホンアレイ２００の構成が、スピーカアレイ１００の構成と異なっている点は、スピーカ１１０−ｉ（ｉ：１〜ｎの自然数）に替えて、収音した音声に対応する音声信号を出力するマイクロホン２１０−ｉ（ｉ：１〜ｎの自然数）を設けた点である。
このマイクロホンアレイ２００においては、マイクロホン２１０−ｉから出力された音声信号は、図示せぬＡ／Ｄ変換器によって音声データへと変換され、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉへ入力される。そして、各１次元デジタルフィルタ１２０−ｉによって前述したフィルタ処理が施され、各１次元デジタルフィルタから出力されたフィルタ処理済みの音声データが図示せぬ加算器によって足し合わせ、その加算結果である和信号が出力される。なお、本第２実施形態においても、マイクロホン２１０−ｉからデジタル形式の音声データが出力される場合には、上記Ａ／Ｄ変換器が不要であることは言うまでもない。(B. Second Embodiment)
Next, a microphone array 200 according to the second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of a microphone array 200 according to the second embodiment of the present invention. As apparent from a comparison between FIG. 12 and FIG. 1, the configuration of the microphone array 200 is different from the configuration of the speaker array 100 in that the speaker 110-i (i: natural number of 1 to n) is replaced. The microphone 210-i (i: a natural number from 1 to n) that outputs an audio signal corresponding to the collected audio is provided.
In the microphone array 200, the audio signal output from the microphone 210-i is converted into audio data by an A / D converter (not shown) and input to the one-dimensional digital filter 120-i. Then, the filter processing described above is performed by each one-dimensional digital filter 120-i, and the filtered audio data output from each one-dimensional digital filter is added by an adder (not shown), and a sum as a result of the addition is added. A signal is output. In the second embodiment, it is needless to say that the A / D converter is not necessary when digital audio data is output from the microphone 210-i.

さて、マイクロホンアレイにおいては、図１２に示す角度φ方向から到来する平面波の時間周波数特性は、そのマイクロホンアレイを構成する各マイクロホン（本実施形態では、マイクロホン２１０−ｉ）に接続されている１次元デジタルフィルタ群の振幅特性を２次元周波数平面で見た場合に、前述した数２で示される直線上に分布することが一般に知られている。このため、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉの各々に、前述した第１実施形態にて説明したフィルタ係数を設定しておくことによって、マイクロホンアレイ２００の指向特性について前述した第１実施形態と同一の効果（すなわち、アレイ長を長くすることなく、マイクロホンアレイの低音域での指向性を向上させるとともに、サイドローブのレベルの増大を回避するといった効果）を得ることが可能になる。   Now, in the microphone array, the time-frequency characteristic of the plane wave arriving from the angle φ direction shown in FIG. 12 is one-dimensionally connected to each microphone (microphone 210-i in the present embodiment) constituting the microphone array. When the amplitude characteristics of the digital filter group are viewed on a two-dimensional frequency plane, it is generally known that the digital filter group is distributed on the straight line represented by Equation 2 described above. Therefore, by setting the filter coefficient described in the first embodiment to each of the one-dimensional digital filters 120-i, the directivity characteristics of the microphone array 200 are the same as those in the first embodiment. It is possible to obtain an effect (that is, an effect of improving the directivity in the low sound range of the microphone array and avoiding an increase in the sidelobe level without increasing the array length).

（Ｃ．第３実施形態）
（Ｃ−１：構成）
図１３は、本発明の第３実施形態に係るスピーカアレイ５００の構成例を示すブロック図である。図１３に示すスピーカアレイ５００の構成は、図１に示すスピーカアレイ１００の構成に加えて、スピーカ１１０−１、１１０−２…１１０−ｎと同数の遅延回路１３０−１、１３０−２…１３０−ｎと、ユーザインタフェイス（以下、「Ｕ／Ｉ」）部１４０と、制御部１５０と、をさらに有している。図１３に示すように、本実施形態では、スピーカ１１０−ｉ（ｉ：１〜ｎ）を、所定の間隔Ｄで直線状に配列することによってスピーカアレイ５００のアレイ面が形成されている。以下では、上記アレイ面の中心位置を“Ｃ”と呼ぶ（図１３参照）。なお、図１３において、図１の構成要件と同一の構成要件については同じ参照符号を付すと共に、その説明を省略する。(C. Third Embodiment)
(C-1: Configuration)
FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration example of a speaker array 500 according to the third embodiment of the present invention. 13 has the same number of delay circuits 130-1, 130-2,... 130 as the speakers 110-1, 110-2,... 110-n, in addition to the structure of the speaker array 100 shown in FIG. -N, a user interface (hereinafter, “U / I”) unit 140, and a control unit 150. As shown in FIG. 13, in this embodiment, the array surface of the speaker array 500 is formed by linearly arranging the speakers 110-i (i: 1 to n) at a predetermined interval D. Hereinafter, the center position of the array surface is referred to as “C” (see FIG. 13). In FIG. 13, the same constituent elements as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.

図１３の１次元デジタルフィルタ１２０−ｉの各々には、図１３に示す点Ｃを通りアレイ面に垂直な方向（すなわち、ステアリング角度が０度の方向）に指向主軸を有する周波数特性をスピーカアレイ５００に与えるフィルタ係数が予め設定されている。これら１次元デジタルフィルタ１２０−ｉの各々は、上記Ａ／Ｄ変換器から引渡された音声データにそのフィルタ係数に応じたフィルタ処理を施して、その１次元デジタルフィルタ１２０−ｉに対応する遅延回路１３０−ｉへ出力する。   Each of the one-dimensional digital filters 120-i in FIG. 13 has a frequency characteristic having a directional main axis in a direction perpendicular to the array plane passing through the point C shown in FIG. Filter coefficients given to 500 are set in advance. Each of these one-dimensional digital filters 120-i applies a filter process corresponding to the filter coefficient to the audio data delivered from the A / D converter, and a delay circuit corresponding to the one-dimensional digital filter 120-i. Output to 130-i.

遅延回路１３０−ｉは、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉから入力された音声データを、後述する制御部１５０によって設定される遅延量分だけ遅延させて出力する。この遅延回路１３０−ｉは、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉから入力された音声データに上記遅延を付与することによって、指向主軸のステアリングを実現するためのものである。なお、このような遅延処理を施すことによって指向主軸のステアリングを実現できることについては、「西川 清、“遅延処理と２次元デジタルフィルタによる広帯域マルチビーム形成法”、電子情報通信学会論文誌、A Vol.J87-A No.12 pp.1480-1490 2004年12月」（以下、「参考文献」と呼ぶ）に詳細に説明されている。
ここで、遅延回路１３０−ｉにおける遅延量としては、サンプリング間隔単位の遅延量であっても良いし、また、それより細かい単位（すなわち、サンプリング間隔未満の単位）の遅延量であっても良い（なお、サンプリング間隔未満の単位の遅延を実現する手法については、非特許文献１や上記参考文献に詳細に説明されている）。本実施形態では、サンプリング間隔単位に限定されない遅延処理を実現するために、遅延回路１３０−ｉの各々はＦＩＲフィルタで構成されている。なお、本実施形態では、遅延回路１３０−ｉをＦＩＲフィルタで構成する場合について説明するが、ＩＩＲフィルタで構成するとしても勿論良い。
この遅延回路１３０−ｉの各々から出力された音声データは、Ｄ／Ａ変換器（図示省略）によって音声信号へと変換され、その１次元デジタルフィルタ１２０−ｉおよび遅延回路１３０−ｉに対応するスピーカ１１０−ｉへ供給される。
その結果、スピーカ１１０−ｉの各々からは、上記Ｄ／Ａ変換器から供給された音声信号に対応する音声が放音されることになる。なお、本実施形態では、スピーカ１１０−ｉがアナログ形式の音声信号に応じた音を放音する場合について説明するが、スピーカ１１０−ｉがデジタル形式の音声データに応じた音を放音する場合には、上記Ｄ／Ａ変換器を設ける必要がないことは言うまでもない。The delay circuit 130-i delays the audio data input from the one-dimensional digital filter 120-i by a delay amount set by the control unit 150 to be described later, and outputs it. The delay circuit 130-i is for realizing steering of the directional spindle by giving the delay to the audio data input from the one-dimensional digital filter 120-i. Note that the steering of the directional spindle can be realized by applying such delay processing as described in “Kiyoshi Nishikawa,“ Broadband multi-beam forming method using delay processing and two-dimensional digital filter ”, IEICE Transactions, A Vol. .J87-A No.12 pp.1480-1490 December 2004 ”(hereinafter referred to as“ references ”).
Here, the delay amount in the delay circuit 130-i may be a delay amount in a sampling interval unit, or may be a delay amount in a smaller unit (ie, a unit less than the sampling interval). (A method for realizing a delay of a unit smaller than the sampling interval is described in detail in Non-Patent Document 1 and the above-mentioned reference). In the present embodiment, each delay circuit 130-i is configured with an FIR filter in order to realize delay processing that is not limited to the sampling interval unit. In the present embodiment, the case where the delay circuit 130-i is configured by an FIR filter will be described, but it may be configured by an IIR filter.
The audio data output from each of the delay circuits 130-i is converted into an audio signal by a D / A converter (not shown), and corresponds to the one-dimensional digital filter 120-i and the delay circuit 130-i. It is supplied to the speaker 110-i.
As a result, a sound corresponding to the sound signal supplied from the D / A converter is emitted from each of the speakers 110-i. In the present embodiment, the case where the speaker 110-i emits a sound corresponding to an analog audio signal will be described. However, the speaker 110-i emits a sound corresponding to digital audio data. Needless to say, it is not necessary to provide the D / A converter.

Ｕ／Ｉ部１４０は、例えば液晶パネルとその駆動回路とで構成された表示手段と、テンキーなど複数の操作子で構成された操作手段とを有している。
このＵ／Ｉ部１４０は、制御部１５０による制御下で、スピーカアレイ５００の指向主軸のステアリング角度を所定の角度範囲（図１３：―φｍ度〜φｍ度）内で、所定の角度単位でユーザに指定させるための画面を上記表示手段へ表示させる一方、その画面を視認したユーザが上記操作子を適宜操作することにより入力したステアリング角度を示すデータを制御部１５０へ引渡すものである。つまり、このＵ／Ｉ部１４０は、指向主軸のステアリング角度をユーザに指定させるための指定手段として機能する。The U / I unit 140 includes, for example, a display unit configured by a liquid crystal panel and a drive circuit thereof, and an operation unit configured by a plurality of operators such as a numeric keypad.
The U / I unit 140 controls the steering angle of the directional main axis of the speaker array 500 within a predetermined angle range (FIG. 13: −φ m degrees to φ m degrees) under the control of the control unit 150. A screen for causing the user to designate the image is displayed on the display means, and data indicating the steering angle input by the user who has visually recognized the screen is operated by appropriately operating the operation element is delivered to the control unit 150. That is, the U / I unit 140 functions as a designation unit that allows the user to designate the steering angle of the pointing spindle.

制御部１５０は、Ｕ／Ｉ部１４０から伝達されたステアリング角度に応じた遅延量を上記遅延回路１３０−ｉ毎に特定して、各遅延回路１３０−ｉへ設定するためのものである。より詳細に説明すると、制御部１５０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）およびＲＡＭ（Random Access Memory）を含んでおり（何れも図示省略）、このＲＯＭには、遅延量管理テーブルと制御プログラムとが格納されている。
遅延量管理テーブルには、上記所定の角度範囲（すなわち、―φｍ度〜φｍ度の角度範囲）内の上記所定の角度単位の角度の各々に対応付けて、そのステアリング角度方向にスピーカアレイ５００の指向主軸をステアリングする際に遅延回路１３０−ｉの各々へ設定するべき遅延量が書き込まれている。この遅延量管理テーブルに格納されている遅延量は、隣り合う遅延回路間での遅延量の差が以下の数１に示すτになるように、その値が設定されている。なお、以下の数１において、ρ＝Ｄ／（ｃ・Ｔ）：Ｄはトランスデューサ間隔、Ｔは時間サンプリング周期、ｃは音速であり、φ０はステアリング角度である。
（数１） τ＝ρ・ｓｉｎ（φ０）
一方、上記ＲＯＭに格納されている制御プログラムは、上記ＲＡＭをワークエリアとしてその制御プログラムを上記ＣＰＵに実行させることによって、Ｕ／Ｉ部１４０から引渡されたデータと遅延量管理テーブルの格納内容とを比較し、そのデータの表すステアリング角度に応じた遅延量を遅延回路１３０−ｉの各々へ設定する処理を上記ＣＰＵに実行させるためのものである。
以上がスピーカアレイ５００の構成である。The control unit 150 specifies a delay amount corresponding to the steering angle transmitted from the U / I unit 140 for each delay circuit 130-i and sets the delay amount to each delay circuit 130-i. More specifically, the control unit 150 includes a CPU (Central Processing Unit), a ROM (Read Only Memory), and a RAM (Random Access Memory) (all of which are not shown). A table and a control program are stored.
The delay amount management table, the predetermined angle range (i.e., -.phi m degree to [phi] m of the angular range) in association with each of the angle of the predetermined angle units in the speaker array on the steering angle direction A delay amount to be set in each of the delay circuits 130-i when steering the 500 pointing spindles is written. The delay amount stored in the delay amount management table is set so that the difference in delay amount between adjacent delay circuits becomes τ shown in the following formula 1. In the following equation 1, ρ = D / (c · T): D is the transducer interval, T is the time sampling period, c is the speed of sound, and φ 0 is the steering angle.
(Equation 1) τ = ρ · sin (φ 0 )
On the other hand, the control program stored in the ROM includes the data delivered from the U / I unit 140 and the content stored in the delay amount management table by causing the CPU to execute the control program using the RAM as a work area. And a process for setting the delay amount corresponding to the steering angle represented by the data to each of the delay circuits 130-i.
The above is the configuration of the speaker array 500.

以上に説明したように、本実施形態に係るスピーカアレイ５００のハードウェア構成は、従来のスピーカアレイのハードウェア構成と何ら変わるところはない。
しかしながら、本実施形態に係るスピーカアレイ５００においては、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉの各々に、ステアリング角度が０度の方向に指向主軸を有する周波数特性を実現するとともに本発明に係るスピーカアレイに特徴的なフィルタ係数が予め設定されているため、それら１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタに本発明に係るスピーカアレイに特徴的な振幅特性が付与され、その振幅特性によって、本発明に係るスピーカアレイに特徴的な指向特性が実現されるようになっている。As described above, the hardware configuration of the speaker array 500 according to the present embodiment is not different from the hardware configuration of the conventional speaker array.
However, in the speaker array 500 according to the present embodiment, each of the one-dimensional digital filters 120-i achieves frequency characteristics having a directional main axis in the direction where the steering angle is 0 degrees and is characteristic of the speaker array according to the present invention. Since a typical filter coefficient is set in advance, a characteristic amplitude characteristic of the speaker array according to the present invention is given to the two-dimensional digital filter formed by the one-dimensional digital filter. A characteristic directivity characteristic of the speaker array is realized.

以下、上記１次元デジタルフィルタ１２０−ｉにより形成される２次元デジタルフィルタの振幅特性およびその振幅特性により実現される指向特性について図面を参照しつつ説明する。なお、以下では、スピーカ１１０−ｉの各々は理想的な特性（すなわち、その指向特性が出力音声の周波数に依存しないといった特性）を有しているものする。また、以下では、スピーカの配置間隔Ｄ＝０．０６８［ｍ］、サンプリング周波数ｆｓ（＝１／Ｔ）＝７４５１［Ｈｚ］、ＦＩＲタップ数＝２４１、ｎ（スピーカの個数）＝１５であるものとする。Hereinafter, the amplitude characteristic of the two-dimensional digital filter formed by the one-dimensional digital filter 120-i and the directivity characteristic realized by the amplitude characteristic will be described with reference to the drawings. In the following, it is assumed that each of the speakers 110-i has an ideal characteristic (that is, a characteristic that the directivity characteristic does not depend on the frequency of the output sound). In the following, the speaker arrangement interval D = 0.068 [m], the sampling frequency f s (= 1 / T) = 7451 [Hz], the number of FIR taps = 241, and n (the number of speakers) = 15. Shall.

（Ｃ−２：２次元デジタルフィルタの振幅特性および指向特性）
図１４は、スピーカアレイ５００の振幅特性およびその振幅特性により実現される指向特性を表す図である。なお、図１４（ａ）および図１４（ｂ）は、Ｕ／Ｉ部１４０を介して指定されたステアリング角度が０度である場合の振幅特性および指向特性（すなわち、２次元デジタルフィルタにより実現される振幅特性および指向特性そのもの）を示す図であり、図１４（ｃ）および図１４（ｄ）は、同ステアリング角度がφ０度である場合の振幅特性および指向特性を示す図である。(C-2: Amplitude characteristics and directivity characteristics of a two-dimensional digital filter)
FIG. 14 is a diagram illustrating the amplitude characteristics of the speaker array 500 and the directivity characteristics realized by the amplitude characteristics. 14A and 14B are realized by an amplitude characteristic and a directivity characteristic (that is, a two-dimensional digital filter) when the steering angle specified via the U / I unit 140 is 0 degree. 14 (c) and 14 (d) are diagrams showing the amplitude characteristic and the directivity when the steering angle is φ 0 degrees.

より詳細に説明すると、図１４（ａ）は、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉにより形成される２次元デジタルフィルタの振幅特性の要部（具体的には、規格化時間周波数ｆ１が０〜０．５の範囲で、かつ、規格化空間周波数ｆ２が０〜０．５の範囲）を等振幅特性図で表した図である。なお、規格化時間周波数とは、時間周波数を時間サンプリング間隔の逆数で規格化して得られる値であり、規格化空間周波数とは、空間周波数をスピーカの配置間隔Ｄの逆数で規格化して得られる値である。More particularly, FIG. 14 (a), the main portion of the amplitude characteristic of the two-dimensional digital filter formed by the one-dimensional digital filters 120-i (specifically, the normalized time-frequency f 1 is 0-0 in the range of .5, and a diagram normalized spatial frequency f 2 is expressed in equal amplitude characteristic diagram range) of 0 to 0.5. The normalized time frequency is a value obtained by normalizing the time frequency by the reciprocal of the time sampling interval, and the normalized spatial frequency is obtained by normalizing the spatial frequency by the reciprocal of the speaker arrangement interval D. Value.

図１４（ａ）を参照すれば明らかなように、本実施形態に係るスピーカアレイ５００では、規格化時間周波数ｆ１が低い領域（例えば、ｆ１が０〜０．１である領域）に複数のリプルが設けられている。これら複数のリプルのうち、非物理領域内のリプルには、大きな振幅（本実施形態では、“１”）が与えられている一方、物理領域内のリプルについては、その振幅が非物理領域内のリプルよりも低く抑えられている。なお、図１４（ａ）を参照すれば明らかなように、非物理領域内のリプルは、振幅が略等しい等リプルであるため、図１４（ａ）に示す振幅特性を阻止域２段等リプル特性と呼ぶ。As is clear by referring FIG. 14 (a), a plurality in the speaker array 500 according to the present embodiment, the normalized time-frequency f 1 is lower region (e.g., region f 1 is 0 to 0.1) Ripple is provided. Among these plural ripples, a ripple in the non-physical area is given a large amplitude (in this embodiment, “1”), while a ripple in the physical area has an amplitude within the non-physical area. It is kept lower than the ripple. As apparent from FIG. 14A, the ripples in the non-physical region are equal ripples having substantially the same amplitude, and therefore the amplitude characteristics shown in FIG. Called a characteristic.

加えて、非物理領域内については、規格化空間周波数ｆ２が、最大のステアリング角度φｍに応じて定まる所定の値（図１４（ａ）では、０．２５）以上である領域についてのみリプルが設けられている。その理由は以下の通りである。In addition, in the non-physical region, ripple is performed only in a region where the normalized spatial frequency f 2 is equal to or greater than a predetermined value (0.25 in FIG. 14A) determined according to the maximum steering angle φ m . Is provided. The reason is as follows.

主ローブの幅は、非物理領域内のリプルの個数やその振幅に依存すること（例えば、阻止域のリプルの総数の中に占める非物理領域のリプルの数が多いほど通過帯域を狭め主ローブ幅を狭くできること）が一般に知られている（非特許文献２参照）。このため、規格化空間周波数の値が所定の値未満の領域にはリプルを設けないといった制約を課さずに、例えば、図１５（ａ）に示すようにリプルを設ける方が、利用可能な非物理領域内のリプルの数が増加し、より主ローブ幅を狭めることが可能になると期待される。   The width of the main lobe depends on the number of ripples in the non-physical region and the amplitude thereof (for example, the larger the number of ripples in the non-physical region in the total number of ripples in the stop region, the narrower the passband is. It is generally known that the width can be reduced (see Non-Patent Document 2). For this reason, it is possible to use a ripple as shown in FIG. 15A, for example, without imposing a restriction that a ripple is not provided in a region where the normalized spatial frequency value is less than a predetermined value. It is expected that the number of ripples in the physical area will increase and the main lobe width can be further reduced.

しかしながら、上記制限を課すことなく図１５（ａ）に示すようにリプルを設けてしまうと、指向主軸のステアリングを行った場合に、図１５（ａ）にて非物理領域内に設けられていたリプルが、図１５（ｃ）に示すように、物理領域へはみ出してしまう場合がある。これは、詳細については上記参考文献に説明されているが、図１５（ａ）に示す振幅特性図において、直線ｆ２＝ｆ１・ρ・sin（φ）上にあった特性（非特許文献２参照）が、ステアリング角度φ０のステアリングを行った後には、直線ｆ２＝ｆ１・ρ・（sin（φ）―sin（φ０））上に移動するため、物理領域と非物理領域の境界である直線ｆ２＝±ｆ１・ρと直線ｆ２＝±ｆ１・ρ・（sin（φ）＋sin（φ０））との間にあったリプルが、φ０の符号によって、ｆ２＞０側若しくはｆ２＜０側のどちらかでは、物理領域に出てきてしまうことに起因している。このような事象が発生してしまうと、図１５（ｄ）に示すように９０度方向に振幅特性の乱れが生じてしまう。However, if a ripple is provided as shown in FIG. 15 (a) without imposing the above limitation, it is provided in the non-physical region in FIG. 15 (a) when steering of the pointing spindle is performed. As shown in FIG. 15C, the ripple may protrude into the physical area. This is explained in detail in the above-mentioned reference, but in the amplitude characteristic diagram shown in FIG. 15A, the characteristic that was on the straight line f 2 = f 1 · ρ · sin (φ) (non-patent document) 2) moves on the straight line f 2 = f 1 · ρ · (sin (φ) −sin (φ 0 )) after steering with the steering angle φ 0 , so that the physical area and the non-physical area a boundary straight line f 2 = ± f 1 · ρ and the line f 2 = ripple was between ± f 1 · ρ · (sin (φ) + sin (φ 0)) is the sign of phi 0, f 2 If either> 0 side or f 2 <0 side, it comes from coming out in the physical area. When such an event occurs, the amplitude characteristics are disturbed in the 90-degree direction as shown in FIG.

これに対して、本実施形態に係るスピーカアレイ５００においては、非物理領域のうち規格化空間周波数ｆ２が上記所定の値以上である領域についてのみリプルを設けるという制約が課されているため、指向主軸のステアリングを行っても、非物理領域内のリプルが物理領域へはみ出すことはなく（図１４（ｃ）参照）、図１５（ｄ）にて現れた９０度方向の振幅特性の乱れが生じることもない（図１４（ｄ）参照）。なお、本実施形態では、非物理領域について、規格化空間周波数ｆ２が、最大ステアリング角度に応じて定まる所定の値以上である領域についてのみリプルを設けるという制約を課す場合について説明したが、要は、非物理領域内のリプルが、最大ステアリング角度でステアリングを行った場合に、物理領域へはみ出さない領域内のみに設けられている態様であれば良い。In contrast, in the speaker array 500 according to this embodiment, since the normalized spatial frequency f 2 of the non-physical area have limitations imposed of providing a ripple only area is the predetermined value or more, Even if steering of the directional spindle is performed, ripples in the non-physical region do not protrude into the physical region (see FIG. 14C), and the disturbance of the amplitude characteristic in the 90-degree direction that appears in FIG. It does not occur (see FIG. 14D). In the present embodiment, the non-physical area, normalized spatial frequency f 2 is, a case has been described in imposing the constraint that providing ripple only the maximum steering angle to a predetermined value or more determined in accordance with the area, a main In other words, the ripples in the non-physical area may be provided only in the area that does not protrude into the physical area when steering is performed at the maximum steering angle.

以上に説明したように、本実施形態に係るスピーカアレイ５００においては、その２次元デジタルフィルタに、図１４（ａ）に示すような振幅特性（すなわち、以下に述べる３つの要件を満たす振幅特性）を実現するフィルタ係数を設定しておくことによって、アレイ長を長くすることなく、スピーカアレイの低音域での指向性を向上させるとともに、サイドローブのレベルの増大を回避し、さらに、振幅特性に乱れを生じさせることなく指向主軸をステアリングさせることが可能になっている。なお、上記３つの要件とは、以下の通りである。
周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、（ａ−１）空間周波数方向の断面において、阻止域に複数のリプルを有すること、（ａ−２）上記複数のリプルのうち非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きくなっていること、（ａ−３）非物理領域内のうち、最大ステアリング角度で指向主軸のステアリングを行った場合にリプルの一部が物理領域へはみ出さない領域内にのみリプルを形成すること、である。
次いで、上記３つの要件を満たす２次元デジタルフィルタの設計（すなわち、各１次元デジタルフィルタ１２０−ｉへ設定するべきフィルタ係数の算出）について説明する。As described above, in the speaker array 500 according to the present embodiment, the two-dimensional digital filter includes an amplitude characteristic as illustrated in FIG. 14A (that is, an amplitude characteristic that satisfies the following three requirements). By setting the filter coefficient to achieve the above, the directivity in the low frequency range of the speaker array is improved without increasing the array length, the increase in the side lobe level is avoided, and the amplitude characteristic is improved. It is possible to steer the directional spindle without causing disturbance. The above three requirements are as follows.
When the frequency characteristic is represented by a two-dimensional frequency plane, (a-1) having a plurality of ripples in the stop band in the cross section in the spatial frequency direction, and (a-2) in the non-physical region among the plurality of ripples. (A-3) Among the non-physical areas, when the steering of the directional spindle is performed at the maximum steering angle, a part of the ripples is larger than the amplitude of the ripples in the physical area. The ripple is formed only in an area that does not protrude into the physical area.
Next, the design of a two-dimensional digital filter that satisfies the above three requirements (that is, calculation of filter coefficients to be set for each one-dimensional digital filter 120-i) will be described.

（Ｃ−３：２次元デジタルフィルタの設計）
さて、前述した非特許文献２には、各スピーカに接続されている１次元デジタルフィルタ群により形成される２次元デジタルフィルタの振幅特性を２次元周波数平面で見た場合、スピーカアレイの出力を十分遠方の観測点で観測した場合の周波数特性は、２次元周波数平面において以下の数２で表される直線上に分布する振幅特性であることが開示されている。
（数２）ｆ２＝ｆ１・Ｄ・sin（φ）／（ｃ・Ｔ）
但し、数２において、ｆ１は規格化時間周波数、ｆ２は規格化空間周波数、Ｄはトランスデューサ間隔、Ｔは時間サンプリング周期、ｃは音速である。(C-3: Design of two-dimensional digital filter)
In Non-Patent Document 2 described above, when the amplitude characteristics of a two-dimensional digital filter formed by a group of one-dimensional digital filters connected to each speaker are viewed on a two-dimensional frequency plane, the output of the speaker array is sufficient. It is disclosed that the frequency characteristic when observed at a distant observation point is an amplitude characteristic distributed on a straight line represented by the following formula 2 in a two-dimensional frequency plane.
(Expression 2) f 2 = f 1 · D · sin (φ) / (c · T)
In Equation 2, f 1 is a normalized time frequency, f 2 is a normalized spatial frequency, D is a transducer interval, T is a time sampling period, and c is a sound velocity.

したがって、ある非規格化時間周波数ｆにおけるスピーカアレイの指向特性は、２次元周波数平面では、その非規格化時間周波数ｆに対応する規格化時間周波数ｆ１＝ｆ・Ｔで規定される直線上に、以下の数３で示される関係で分布しているといえる。
（数３）φ＝sin-1{(ｆ２・ｃ・Ｔ）／（ｆ１・Ｄ）} Therefore, the directivity characteristic of the speaker array at a certain non-standardized time frequency f is on a straight line defined by the standardized time frequency f 1 = f · T corresponding to the non-standardized time frequency f in the two-dimensional frequency plane. It can be said that they are distributed according to the relationship expressed by the following equation (3).
(Expression 3) φ = sin −1 {(f 2 · c · T) / (f 1 · D)}

すなわち、各非規格化時間周波数ｆにおける所望の指向特性が、直線ｆ１＝ｆ・Ｔ上に上記数３で示される関係で分布するように２次元デジタルフィルタを設計することができれば、結果として所望の指向特性が得られることになる。非特許文献２には、上記のように２次元周波数平面の規格化空間周波数方向（すなわち、ｆ２方向）の断面に１次元のフィルタ特性を並べて２次元デジタルフィルタの目標特性を設定し、その目標特性に対して２次元フーリエ級数近似を施すことによって、ＦＩＲフィルタ係数を得る方法が開示されている。That is, if the two-dimensional digital filter can be designed so that the desired directivity at each non-standardized time frequency f is distributed on the straight line f 1 = f · T according to the relationship expressed by the above equation 3, A desired directivity characteristic can be obtained. Non-Patent Document 2, the normalized spatial frequency direction of the two-dimensional frequency plane as described above (i.e., f 2 direction) side by side one-dimensional filter characteristic section of setting the target characteristic of the two-dimensional digital filter, its A method for obtaining FIR filter coefficients by applying a two-dimensional Fourier series approximation to a target characteristic is disclosed.

より詳細に説明すると、非特許文献２には、（Ｎ２＋１）個のスピーカで形成されるスピーカアレイの設計条件として、音響ビーム中心φ０とビーム端角度（φｓ＋、φｓ−）および等リプルサイドローブの大きさ（振幅）δが与えられている場合の２次元デジタルフィルタの設計手順が開示されている。なお、以下では、φ０＝０°、φｓ＋＝φｓ、φｓ−＝−φｓである（すなわち、音響ビームがその中心（φ０＝０°）軸に対して対称である）とする。More specifically, Non-Patent Document 2 describes, as design conditions for a speaker array formed of (N 2 +1) speakers, an acoustic beam center φ 0 and beam end angles (φ s + , φ s− ) and A design procedure for a two-dimensional digital filter in the case where a size (amplitude) δ of an equal ripple side lobe is given is disclosed. In the following, φ 0 = 0 °, φ s + = φ s , φ s− = −φ s (that is, the acoustic beam is symmetric with respect to its center (φ 0 = 0 °) axis). To do.

非特許文献２に開示されている設計手順では、まず、図１６（ｂ）に示すように、ｆ１＝−０．５〜０．５の範囲で２次元周波数平面をＭ１（本実施形態では、Ｍ１は偶数であるとする）分割し、各周波数ｆ１＝ｋ１／Ｍ１（ｋ１＝−Ｍ１／２〜Ｍ１／２の整数）での断面にDolph-Chebyshev特性を設計して以下の手順で並置することで目標ファンフィルタ特性とする。In the design procedure disclosed in Non-Patent Document 2, first, as shown in FIG. 16B, a two-dimensional frequency plane is represented by M 1 (this embodiment) in the range of f 1 = −0.5 to 0.5. in, M 1 is assumed to be an even number) is divided, the Dolph-Chebyshev characteristic cross-section at each frequency f 1 = k 1 / M 1 (k 1 = -M 1 / 2~M 1/2 integer) Design and target fan filter characteristics by juxtaposing them in the following procedure.

具体的には、まず、次数Ｎ２、阻止域リプルの大きさδのDolph-Chebyshevフィルタの特性を設計し、その阻止域端周波数ｆｓｔがφ＝φｓの直線（すなわち、ｆ２＝ｆ１・Ｄ・sin（φｓ）／（ｃ・Ｔ）で表される直線）に一致するときの周波数ｆｌを求める。次いで、ｆ１≧ｆｌの断面位置では、ｆ１＝ｆｌでの断面特性を、図１６（ａ）に示すように、阻止域端がφ＝φｓの直線上に位置するようにｆ２方向に拡大して配置する。
一方、ｆ１＜ｆｌの断面位置に対しては、図１７（ａ）に示すように、阻止域リプルを、その振幅をδから所定の許容値δＬまで少しずつ大きくしたDolph-Chebyshevフィルタ特性（ｆ２＝−０．５〜０．５）を置く。但し、どの断面においても阻止域端ｆｓｔがφ＝φｓの直線上に位置するように阻止域リプルを定める。そして、図１７（ｂ）に示されているように、阻止域リプルδＬの特性が最初に置かれる周波数ｆ１の値をｆｕとして、ｆ１＜ｆｕではｆ１＝ｆｕの断面特性と同一の特性を置く。なお、図１７（ｂ）のｆＬは、スピーカアレイの帯域下端であり、以下の数４により定まる値である。
（数４） ｆＬ＝ｃ・Ｔ・ｆｃ／ｓｉｎ（φｓ）
但し、数４においてｆｃは、図１７（ａ）に示されている阻止域リプルδＬの特性の半値周波数である。
以降、このようにして設定されたファンフィルタの目標振幅特性に対して２次元逆離散フーリエ変換を施すことにより、各１次元デジタルフィルタに設定するべきフィルタ係数が算出される。Specifically, first, the characteristics of a Dolph-Chebyshev filter of order N 2 and stop band ripple size δ are designed, and the stop band end frequency f st is a straight line with φ = φ s (ie, f 2 = f 1 · D · sin (φ s ) / (c · T)), the frequency f 1 is obtained. Next, at the cross-sectional position of f 1 ≧ f l, the cross-sectional characteristics at f 1 = f 1 are as follows, as shown in FIG. 16A, so that the stop band edge is positioned on the straight line of φ = φ s. Arranged in two directions.
On the other hand, for cross-sectional position of f 1 <f l, Dolph- Chebyshev filter as shown in FIG. 17 (a), the stop band ripple, which increased gradually the amplitude from [delta] to a predetermined allowable value [delta] L Put the characteristic (f2 = −0.5 to 0.5). However, the stop band ripple is determined so that the stop band end f st is located on the straight line φ = φ s in any cross section. Then, as shown in FIG. 17 (b), the value of the frequency f 1 the characteristics of the stop band ripple [delta] L is first placed as f u, the cross section of the f 1 <f u in f 1 = f u Put the same property as the property. In addition, fL of FIG.17 (b) is a band lower end of a speaker array, and is a value decided by the following formula 4.
(Expression 4) f L = c · T · f c / sin (φ s )
However, f c in Equation 4, which is half the frequency characteristic of the stop band ripple [delta] L shown in FIG. 17 (a).
Thereafter, a filter coefficient to be set for each one-dimensional digital filter is calculated by performing a two-dimensional inverse discrete Fourier transform on the target amplitude characteristic of the fan filter set in this way.

これに対して、本実施形態に係るスピーカアレイ５００の２次元デジタルフィルタの設計では、上記３つの要件のうち要件（ａ−１）および（ａ−２）を満たすために、図１８（ｂ）に示すようにＭ１分割された２次元周波数平面において、ｆ１≧ｆｌでは阻止域の全域でリプルの小さい１次元フィルタを断面特性としておく一方、ｆ１＜ｆｌでは非物理領域にだけ大きなリプルの１次元フィルタを断面に置く。図１８（ａ）に示す２つの振幅特性はそれぞれの断面に置く１次元フィルタの振幅特性である。この２つの振幅特性の比較から判るように、非物理領域でリプルを大きくしたことで、そのリプルが占める周波数域が広くなり、逆に通過域が狭くなっている。On the other hand, in the design of the two-dimensional digital filter of the speaker array 500 according to the present embodiment, in order to satisfy the requirements (a-1) and (a-2) among the above three requirements, FIG. In the two-dimensional frequency plane divided into M 1 as shown in FIG. 1 , when f 1 ≧ f l , a one-dimensional filter having a small ripple is set as a cross-sectional characteristic over the entire stop band, while when f 1 <f l , only in the non-physical region A large ripple one-dimensional filter is placed on the cross section. Two amplitude characteristics shown in FIG. 18A are amplitude characteristics of a one-dimensional filter placed on each cross section. As can be seen from the comparison of the two amplitude characteristics, by increasing the ripple in the non-physical region, the frequency range occupied by the ripple is widened, and conversely the passband is narrowed.

本実施形態では、図１８（ａ）に示すような阻止域２段等リプル特性の１次元フィルタを設計するために、Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計アルゴリズムにしたがってフィルタ設計を行うプログラムを利用している。ここで、Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計アルゴリズムとは、Remez交換アルゴリズムと重み付きChebyshev 近似理論を用いて、希望する周波数応答と実際の周波数応答が最適になるようにフィルタを設計するアルゴリズムである。このアルゴリズムにしたがって設計されたフィルタは、希望する周波数応答と実際の周波数応答との間の最大誤差を最小にするという点で最適であるため、ミニマックスフィルタとも呼ばれることもある。また、このアルゴリズムにしたがって設計されたフィルタは、その周波数応答において等リプルを示すため、等リプルフィルタとしても知られている。なお、本実施形態では、阻止域２段等リプル特性の１次元フィルタの設計に、Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計アルゴリズムを用いる場合について説明するが、他のＦＩＲフィルタ設計アルゴリズムを用いても良いことは勿論である。   In this embodiment, in order to design a one-dimensional filter having two-step stopband equiripple characteristics as shown in FIG. 18A, a program for designing a filter according to the Parks & McClellan equiripple filter design algorithm is used. . Here, the equiripple filter design algorithm of Parks & McClellan is an algorithm for designing a filter so that a desired frequency response and an actual frequency response are optimized by using a Remez exchange algorithm and a weighted Chebyshev approximation theory. A filter designed according to this algorithm is sometimes referred to as a minimax filter because it is optimal in that it minimizes the maximum error between the desired frequency response and the actual frequency response. A filter designed according to this algorithm is also known as an equiripple filter because it exhibits equiripple in its frequency response. In this embodiment, the case where the Parks & McClellan equiripple filter design algorithm is used for the design of a one-dimensional filter having two-stage stopband equiripple characteristics will be described. However, other FIR filter design algorithms may be used. Of course.

図１９は、上記プログラムへ与えるパラメータと、その設計結果の特性を示す図である。図１９に示すように、本実施形態では、３つの近似帯域（通過域、阻止域１，阻止域２）を設定し、各近似帯域を規定するパラメータとして、各近似帯域の目標振幅（それぞれ１，０，０）、誤差リプル（それぞれδ1≒０、δ2=δ、δ3=δn）および重み（それぞれw1、w2、w3）を定め、δ1w1=δ2w2=δ3w3の条件の下で繰り返し近似を行ってフィルタ係数を定めることにより、１次元フィルタの設計を行っている。   FIG. 19 is a diagram showing the parameters given to the program and the characteristics of the design results. As shown in FIG. 19, in this embodiment, three approximate bands (pass band, stop band 1, and stop band 2) are set, and the target amplitude (1 for each approximate band) is set as a parameter for defining each approximate band. , 0, 0), error ripple (respectively δ1≈0, δ2 = δ, δ3 = δn) and weight (respectively w1, w2, w3), and repeated approximation under the condition of δ1w1 = δ2w2 = δ3w3 By defining the filter coefficient, a one-dimensional filter is designed.

図２０は、Parks&McClellanの等リプルフィルタ設計アルゴリズムにしたがって設計された１次元フィルタと、Dolph-Chebyshev特性の１次元フィルタの設計例とを併記した図である。図２０を参照すれば明らかなように、前者の１次元フィルタでは、阻止域２のリプルを大きくしたことによって、通過域の幅が後者に比較して狭くなっていることが判る。このように通過域の幅を狭めるといった効果は、阻止域内のリプルの総数に占める非物理領域内のリプルの数が多い特性ほど顕著になる。なお、理論的には非物理領域のリプルについては、その振幅をいくらでも大きく設定することが可能であるが、実用的にはその上限値を適切に設定する必要があり、例えば、その上限値として“１”（すなわち、通過域の振幅に等しい値）や“２”（通過域の振幅の２倍の値）などを設定するようにすれば良い。   FIG. 20 is a diagram in which a one-dimensional filter designed in accordance with Parks & McClellan's equiripple filter design algorithm and a design example of a one-dimensional filter having a Dolph-Chebyshev characteristic are shown. As is apparent from FIG. 20, in the former one-dimensional filter, it is understood that the width of the pass band is narrower than that of the latter because the ripple in the stop band 2 is increased. Thus, the effect of narrowing the width of the pass band becomes more remarkable as the number of ripples in the non-physical area occupies the total number of ripples in the stop area. Theoretically, for ripples in the non-physical region, it is possible to set the amplitude as much as possible, but in practice it is necessary to set the upper limit appropriately, for example, as the upper limit “1” (that is, a value equal to the amplitude of the pass band), “2” (a value twice the amplitude of the pass band), or the like may be set.

以上にようにして、要件（ａ−１）および（ａ−２）を満たすフィルタ係数（すなわち、阻止域２段等リプル特性を実現するフィルタ係数）が算出されるのであるが、本実施形態では、さらに、要件（ａー３）を満たす必要があるため、各ｆ１毎に阻止域１の条件であるｆｓｔを仕様で決まる値から調整（大きく）することでそのような設計を実現している。なお、ｆｅの値が仕様通りであり、ｆ１が小さくなるほどその値を小さくする設計である。
このようにして設計した２次元デジタルフィルタの目標振幅特性に対して２次元逆離散フーリエ変換を施すことによって、その２次元デジタルフィルタを形成する１次元デジタルフィルタの各々に設定するべきフィルタ係数が算出される。このようにして算出されたフィルタ係数を各１次元デジタルフィルタ１２０−ｉに設定することによって、それら１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタに図１４（ａ）に示す振幅特性が付与されることになる。As described above, the filter coefficients that satisfy the requirements (a-1) and (a-2) (that is, the filter coefficients that realize the ripple characteristics of two stages of stopbands) are calculated. Furthermore, since it is necessary to satisfy the requirement (a-3), such a design is realized by adjusting (larger) f st that is the condition of the stop band 1 for each f 1 from a value determined by the specification. ing. The value of fe is as specified, and the design is such that the smaller the value f1, the smaller the value.
By performing a two-dimensional inverse discrete Fourier transform on the target amplitude characteristic of the two-dimensional digital filter designed in this way, a filter coefficient to be set for each of the one-dimensional digital filters forming the two-dimensional digital filter is calculated. Is done. By setting the filter coefficients calculated in this way in each one-dimensional digital filter 120-i, the amplitude characteristics shown in FIG. 14A are given to the two-dimensional digital filter formed by these one-dimensional digital filters. Will be.

（Ｃ−４：第３実施形態の効果）
以上に説明したように、物理領域の特性は指向特性に直接影響を与える一方、非物理領域における特性は指向特性に直接的には影響を与えないことから、本実施形態に係るスピーカアレイ５００においては、阻止域２段等リプル特性の１次元フィルタを用いることにより、最終的なフィルタ係数の特性として、特に低域においてサイドローブのレベルを低く保ったまま、主ローブの幅を低減することが可能である。(C-4: Effects of the third embodiment)
As described above, the characteristics of the physical area directly affect the directivity, while the characteristics in the non-physical area do not directly affect the directivity. Therefore, in the speaker array 500 according to the present embodiment, By using a one-dimensional filter having a two-stage stopband ripple characteristic, the width of the main lobe can be reduced as the final filter coefficient characteristic while keeping the sidelobe level low particularly in the low band. Is possible.

加えて、本実施形態によれば、最大ステアリング角度に応じて定まる利用制限を非物理領域に課した振幅特性を２次元デジタルフィルタに設定しているため、その最大ステアリング角度よりも小さいステアリング角度でステアリングを行っても、９０度方向に振幅特性の乱れが生じることはない。つまり、本実施形態に係るスピーカアレイ５００によれば、上記最大ステアリング角度に応じて定まる角度範囲内で任意の方向に指向主軸をステアリングすることが可能になる。   In addition, according to the present embodiment, since the amplitude characteristic that imposes the use restriction determined in accordance with the maximum steering angle in the non-physical region is set in the two-dimensional digital filter, the steering angle is smaller than the maximum steering angle. Even when the steering is performed, the amplitude characteristic is not disturbed in the direction of 90 degrees. That is, according to the speaker array 500 according to the present embodiment, it is possible to steer the pointing main shaft in any direction within an angle range determined according to the maximum steering angle.

なお、時間周波数が比較的高い領域（例えば、非特許文献２においてｆｌ≦ｆ１で規定される領域）については、非物理領域のリプルの振幅を大きくしなくても主ローブの幅を十分狭くすることが可能であるため、阻止域２段等リプル特性に替えて、例えば非特許文献２に開示されているDolph-Chebyshev特性を用いるようにしても良い。また、このような領域について、非特許文献２に開示されているように主ローブの幅を時間周波数に依存しないように設定すれば、本実施形態による低域での特性改善と合わせて、従来より広い帯域で時間周波数に依存しない指向特性を得ることが可能になる。Incidentally, a relatively high region time-frequency (e.g., the region in the non-patent document 2 defined by f l ≦ f 1) for the width of the main lobe without a large amplitude of ripples in the non-physical area sufficient Since it can be narrowed, for example, the Dolph-Chebyshev characteristic disclosed in Non-Patent Document 2 may be used in place of the ripple characteristic of two stages of the stop band. In addition, for such a region, if the width of the main lobe is set so as not to depend on the time frequency as disclosed in Non-Patent Document 2, the conventional method is combined with the improvement in characteristics in the low region according to the present embodiment. It becomes possible to obtain directivity characteristics that do not depend on time frequency in a wider band.

（Ｄ．第４実施形態）
次いで、本発明の第４実施形態に係るマイクロホンアレイ２００について説明する。
図２１は、本発明の第４実施形態に係るマイクロホンアレイ２００の構成例を示す図である。図２１と図１３とを比較すれば明らかなように、マイクロホンアレイ２００の構成が、スピーカアレイ５００の構成と異なっている点は、スピーカ１１０−ｉに替えて、収音した音声に対応する音声信号を出力するマイクロホン２１０−ｉを設けた点である。(D. Fourth Embodiment)
Next, a microphone array 200 according to a fourth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 21 is a diagram illustrating a configuration example of a microphone array 200 according to the fourth embodiment of the present invention. As apparent from a comparison between FIG. 21 and FIG. 13, the configuration of the microphone array 200 is different from the configuration of the speaker array 500 in that the audio corresponding to the collected audio is used instead of the speaker 110-i. This is the point that a microphone 210-i that outputs a signal is provided.

このマイクロホンアレイ２００においては、マイクロホン２１０−ｉから出力された音声信号は、図示せぬＡ／Ｄ変換器によって音声データへと変換され、遅延回路１３０−ｉによってステアリング角度に応じた遅延を付与されて１次元デジタルフィルタ１２０−ｉへ入力される。そして、各１次元デジタルフィルタ１２０−ｉによって前述したフィルタ処理が施され、各１次元デジタルフィルタから出力されたフィルタ処理済みの音声データが図示せぬ加算器によって足し合わせ、その加算結果である和信号が出力される。なお、本第４実施形態においても、マイクロホン２１０−ｉからデジタル形式の音声データが出力される場合には、上記Ａ／Ｄ変換器が不要であることは言うまでもない。   In the microphone array 200, the audio signal output from the microphone 210-i is converted into audio data by an A / D converter (not shown), and a delay corresponding to the steering angle is given by the delay circuit 130-i. To the one-dimensional digital filter 120-i. Then, the filter processing described above is performed by each one-dimensional digital filter 120-i, and the filtered audio data output from each one-dimensional digital filter is added by an adder (not shown), and a sum as a result of the addition is added. A signal is output. In the fourth embodiment as well, it goes without saying that the A / D converter is not necessary when digital audio data is output from the microphone 210-i.

さて、マイクロホンアレイにおいては、図２１に示す角度φ方向から到来する平面波の時間周波数特性は、そのマイクロホンアレイを構成する各マイクロホン（本実施形態では、マイクロホン２１０−ｉ）に接続されている１次元デジタルフィルタ群の振幅特性を２次元周波数平面で見た場合に、前述した数３で示される直線上に分布することが一般に知られている。   In the microphone array, the time-frequency characteristic of the plane wave arriving from the direction of the angle φ shown in FIG. 21 is one-dimensionally connected to each microphone (microphone 210-i in the present embodiment) constituting the microphone array. When the amplitude characteristics of the digital filter group are viewed on a two-dimensional frequency plane, it is generally known that the digital filter group is distributed on the straight line represented by Equation 3 described above.

このため、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉの各々に、前述した第３実施形態にて説明したフィルタ係数（すなわち、前述した３つの要件を満たすフィルタ係数）を設定しておくことによって、マイクロホンアレイ２００の指向特性について前述した第３実施形態と同様に、アレイ長を長くすることなく、マイクロホンアレイの低音域での指向性を向上させるとともに、サイドローブのレベルの増大を回避することが可能になるといった効果を奏する。   Therefore, the microphone array 200 is set by setting the filter coefficients described in the above-described third embodiment (that is, the filter coefficients satisfying the above-described three requirements) in each of the one-dimensional digital filters 120-i. As in the third embodiment described above, the directivity in the low sound range of the microphone array can be improved and the side lobe level can be prevented from increasing without increasing the array length. There are effects such as.

加えて、本実施形態に係るマイクロホンアレイ２００においては、Ｕ／Ｉ部１４０を介して入力されたステアリング角度に応じた遅延量を各遅延回路１３０−ｉへ設定することによって、指向主軸のステアリングを行うことが可能になるとともに、このようなステアリングを行ったとしても、２次元デジタルフィルタの振幅特性に前述した要件（ａ−３）の制約が課されているため９０度方向の振幅特性に乱れが生じることはない。   In addition, in the microphone array 200 according to the present embodiment, by setting the delay amount corresponding to the steering angle input via the U / I unit 140 to each delay circuit 130-i, steering of the directional spindle is performed. Even if such steering is performed, the amplitude characteristic in the 90 degree direction is disturbed because the restriction of the requirement (a-3) described above is imposed on the amplitude characteristic of the two-dimensional digital filter. Will not occur.

（Ｅ．第５実施形態）
次いで、本発明の第５実施形態に係るスピーカアレイ３００について説明する。
図２２は、本発明の第５実施形態に係るスピーカアレイ３００の構成例を示す図である。図２２と図１３とを比較すれば明らかなように、スピーカアレイ３００の構成が、スピーカアレイ５００の構成と異なっている点は、遅延回路１３０−ｉ（ｉ：１〜ｎの自然数）を有していない点である。(E. Fifth Embodiment)
Next, a speaker array 300 according to a fifth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 22 is a diagram illustrating a configuration example of a speaker array 300 according to the fifth embodiment of the present invention. As apparent from a comparison between FIG. 22 and FIG. 13, the configuration of the speaker array 300 is different from the configuration of the speaker array 500 in that it has a delay circuit 130-i (i: a natural number of 1 to n). It is a point that has not been done.

このスピーカアレイ３００においては、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉのフィルタ係数として、前述した３つの要件を満たすフィルタ係数がステアリング角度が０度である場合のフィルタ係数として予め設定されている。そして、制御部１５０は、Ｕ／Ｉ部１４０を介してステアリング角度が入力されると、そのステアリング角度に応じた遅延量を算出し、その遅延量に応じて以下の３つの要件を満たすフィルタ係数を算出して、その算出結果で１次元デジタルフィルタ１２０−ｉのフィルタ係数を書き換えることによって、指向主軸のステアリングを実現している。
周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、（ｂ−１）指定されたステアリング角度方向に主ローブを形成するように通過域を形成するとともに、物理領域と非物理領域との境界と該通過域との間に第１の阻止域を形成する一方、非物理領域内に第２の阻止域を形成すること、（ｂ−２）第１および第２の阻止域に渡って阻止域に複数のリプルを有すること、（ｂ−３）第２の阻止域のリプルの振幅が第１の阻止域のリプルの振幅よりも大きくなっているとともに、第１の阻止域内および第２の阻止域内の各々で等リプルであること、である。
なお、上記３つの要件を満たすフィルタ係数の算出手法については後に詳細に説明する。In the speaker array 300, as the filter coefficient of the one-dimensional digital filter 120-i, the filter coefficient satisfying the above three requirements is set in advance as the filter coefficient when the steering angle is 0 degree. Then, when a steering angle is input via the U / I unit 140, the control unit 150 calculates a delay amount corresponding to the steering angle, and satisfies the following three requirements according to the delay amount. And rewriting the filter coefficient of the one-dimensional digital filter 120-i with the result of calculation, the steering of the directional spindle is realized.
When the frequency characteristic is represented by a two-dimensional frequency plane, (b-1) a passband is formed so as to form a main lobe in the designated steering angle direction, and the boundary between the physical region and the non-physical region, Forming a first stop zone with the passband, while forming a second stop zone in the non-physical region; (b-2) over the first and second stop zones; (B-3) the amplitude of the ripple in the second stop band is larger than the amplitude of the ripple in the first stop band, and within the first stop band and the second stop band. Each of which is equiripple.
A filter coefficient calculation method that satisfies the above three requirements will be described in detail later.

このように、本第５実施形態に係るスピーカアレイ３００は、スピーカ１１０−ｉの各々へ供給する音声信号にステアリング角度に応じた遅延を付与する遅延回路１３０−ｉを有していない点でスピーカアレイ５００と異なっているものの、スピーカアレイ３００の１次元デジタルフィルタ１２０−ｉは、スピーカアレイ５００の１次元デジタルフィルタの機能と遅延回路１３０−ｉの機能の両者を担っているため、このスピーカアレイ３００は、スピーカアレイ５００と同一の作用効果を奏することができる。   As described above, the speaker array 300 according to the fifth embodiment does not include the delay circuit 130-i that gives a delay corresponding to the steering angle to the audio signal supplied to each of the speakers 110-i. Although different from the array 500, the one-dimensional digital filter 120-i of the speaker array 300 has both the function of the one-dimensional digital filter of the speaker array 500 and the function of the delay circuit 130-i. 300 can achieve the same operational effects as the speaker array 500.

以上が、本発明の第５実施形態に係るスピーカアレイ３００の構成である。なお、前述したスピーカアレイ５００に対するマイクロホンアレイ２００のように、スピーカアレイ３００の各スピーカ１１０−ｉをマイクロホン２１０−ｉに置き換えてマイクロホンアレイを構成するようにしても勿論良い。このようにして構成されたマイクロホンアレイによれば、前述したマイクロホンアレイ２００と同様の作用効果が得られる。   The above is the configuration of the speaker array 300 according to the fifth exemplary embodiment of the present invention. Of course, the microphone array 200 may be configured by replacing each speaker 110-i of the speaker array 300 with the microphone 210-i as in the microphone array 200 for the speaker array 500 described above. According to the microphone array configured as described above, the same operational effects as those of the microphone array 200 described above can be obtained.

（Ｆ．第６実施形態）
次いで、本発明の第６実施形態に係るスピーカアレイ４００について説明する。
図２３は、本発明の第６実施形態に係るスピーカアレイ４００の構成例を示す図である。図２３と図２２とを比較すれば明らかなように、スピーカアレイ４００の構成が、スピーカアレイ３００の構成と異なっている点は、記憶部１６０を有している点である。(F. Sixth Embodiment)
Next, a speaker array 400 according to a sixth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 23 is a diagram illustrating a configuration example of a speaker array 400 according to the sixth embodiment of the present invention. As apparent from a comparison between FIG. 23 and FIG. 22, the configuration of the speaker array 400 is different from the configuration of the speaker array 300 in that the storage unit 160 is included.

記憶部１６０は、例えば、ハードディスクであり、所定のステアリング範囲内の予め定められた角度単位の複数の角度の各々に対応付けて、その角度に指向主軸をステアリングした場合に１次元デジタルフィルタ１２０−ｉの各々へ設定するべきフィルタ係数（前述した要件（ｂ−１）、（ｂ−２）および（ｂ−３）を満たすフィルタ係数）が格納されている。つまり、記憶部１６０には、所定のステアリング範囲内の予め定められた複数の角度の各々に対応付けてその角度に指向主軸をステアリングした仕様で設計されたフィルタ係数が格納されている。   The storage unit 160 is, for example, a hard disk, and is associated with each of a plurality of predetermined angle units within a predetermined steering range, and the one-dimensional digital filter 120-is used when the directional spindle is steered to that angle. Stored are filter coefficients to be set for each of i (filter coefficients that satisfy the requirements (b-1), (b-2), and (b-3) described above). That is, the storage unit 160 stores filter coefficients designed in accordance with specifications in which the directional main shaft is steered at each angle in association with each of a plurality of predetermined angles within a predetermined steering range.

そして、スピーカアレイ４００においては、Ｕ／Ｉ部１４０を介してステアリング角度が入力されると、制御部１５０は、そのステアリング角度に応じたフィルタ係数を記憶部１６０から読み出し、１次元デジタルフィルタ１２０−ｉの各々へ設定する。これにより、指向主軸のステアリングが実現される。   In the speaker array 400, when the steering angle is input via the U / I unit 140, the control unit 150 reads out the filter coefficient corresponding to the steering angle from the storage unit 160, and the one-dimensional digital filter 120-. Set to each of i. As a result, steering of the directional spindle is realized.

次いで、記憶部１６０に格納されるフィルタ係数の設計手法について説明する。
本実施形態に係るスピーカアレイ４００のフィルタ係数の設計では、非物理領域と物理領域の境界線であるφ＝±９０度の直線に沿って非物理領域を使用しながら、ステアリングした主ローブを形成することで、非物理領域の利用制限による指向性の広がりを回避している。
具体的には、図２４に示すように、まず、５つの近似帯域（阻止域２´、阻止域１´、通過域、阻止域１、阻止域２）を設定する。なお、各近似帯域は、図２５に示すように、以下の３種類のパラメータで規定される。すなわち、各近似帯域の目標振幅（それぞれ０、０、１、０、０）、誤差リプル（それぞれδ３＝δｎ、δ２＝δ、δ１≒０、δ２＝δ、δ３＝δｎ）および重み（それぞれｗ3、ｗ２、ｗ１、ｗ２、ｗ３）である。そして、各近似帯域について誤差リプルと重みの積が一定になる条件（すなわち、δ１ｗ１＝δ2ｗ2=δ３ｗ３の条件）下で所定のフィルタ係数設計アルゴリズムによる近似を繰り返し実行してフィルタ係数を定めることにより、1次元フィルタの設計を行っている。なお、フィルタ係数の設計アルゴリズムとしては、前述したParks＆McClellanの等リプルフィルタ設計アルゴリズムを使用している。Next, a design method for filter coefficients stored in the storage unit 160 will be described.
In the design of the filter coefficient of the speaker array 400 according to the present embodiment, a steered main lobe is formed while using the non-physical region along a line of φ = ± 90 degrees that is a boundary line between the non-physical region and the physical region. By doing so, the spread of directivity due to the use limitation of the non-physical area is avoided.
Specifically, as shown in FIG. 24, first, five approximate bands (stop band 2 ′, stop band 1 ′, pass band, stop band 1, and stop band 2) are set. Each approximate band is defined by the following three types of parameters as shown in FIG. That is, the target amplitude (each of 0, 0, 1, 0, 0) and the error ripple (δ 3 = δ n , δ 2 = δ, δ 1 ≈0, δ 2 = δ, δ 3 = δ, respectively, of each approximate band n ) and weights (w 3 , w 2 , w 1 , w 2 , w 3 , respectively). Then, for each approximate band, approximation by a predetermined filter coefficient design algorithm is repeatedly executed under the condition that the product of the error ripple and the weight is constant (that is, the condition of δ 1 w 1 = δ 2 w 2 = δ 3 w 3 ). Thus, the one-dimensional filter is designed by determining the filter coefficient. As the filter coefficient design algorithm, the Parks & McClellan equiripple filter design algorithm described above is used.

なお、本実施形態では、低い周波数の各ｆ１において、非物理領域が指定の最大振幅かそれ以下の振幅のリプルで満たされるような設計を繰り返し、各ｆ１における断面特性として設定することで、低い周波数における主ローブ幅の増大を少なくする設計を行っている。具体的には、各ｆ１毎に阻止域１および阻止域１´の条件であるfstおよびfst’の値を仕様で決まる値から適宜調整する（大きくする）ことで、このような設計を実現している。（fe, fe’ は仕様通りの値で、f1が小さくなるほど小さくなる設計）。In the present embodiment, the design is such that the non-physical region is filled with a ripple having a specified maximum amplitude or less at each f 1 at a low frequency, and is set as a cross-sectional characteristic at each f 1 . The design is such that the increase in the main lobe width at a low frequency is reduced. Specifically, such a design is realized by appropriately adjusting (increasing) the values of fst and fst ′ which are the conditions of the stop band 1 and the stop band 1 ′ for each f 1 from the values determined by the specifications. doing. (Fe and fe 'are the values as specified, and the design decreases as f1 decreases).

図２６は、上記のようにして設計したフィルタ係数により実現される振幅特性を２次元周波数平面で示した図であり、図２７は、図２６に示す振幅特性の一部（具体的には、規格化時間周波数ｆ１が−０．５〜０．５であり、規格化空間周波数ｆ２が−０．５〜０．５である範囲）を等振幅特性図で表した図である。そして、図２８は、図２６に示す振幅特性を、いくつかの周波数（３７１．０９４７３Ｈｚ、７４５．８２７６４Ｈｚ、１４９１．６５５３Ｈｚ、２２３３．８４４７Ｈｚおよび３３５４．４０５３Ｈｚ）での指向特性として示した図である。図２８を参照すれば明らかなように、指向主軸が３３０〜３４０度（すなわち、−３０〜―２０度方向）にステアリングしていることが判る。なお、ステアリングによってグレーティングの発生する周波数が下がるため、図２８に示す指向特性では、グレーティングローブが現れているが、通常はグレーティングが生じない帯域だけを用いるようにすれば良く、実用上特段の問題が生じることはない。   FIG. 26 is a diagram showing the amplitude characteristics realized by the filter coefficients designed as described above on a two-dimensional frequency plane. FIG. 27 shows a part of the amplitude characteristics shown in FIG. FIG. 6 is an equiamplitude characteristic diagram showing a range in which the normalized time frequency f1 is −0.5 to 0.5 and the normalized spatial frequency f2 is −0.5 to 0.5. FIG. 28 is a diagram showing the amplitude characteristics shown in FIG. 26 as directivity characteristics at several frequencies (371.09473 Hz, 745.88264 Hz, 1491.6553 Hz, 22333.8447 Hz and 3354.4053 Hz). As is apparent from FIG. 28, it can be seen that the main axis of steering is steered in the range of 330 to 340 degrees (that is, in the direction of −30 to −20 degrees). Since the frequency at which the grating is generated by the steering is lowered, the grating lobe appears in the directivity shown in FIG. 28. However, it is usually necessary to use only the band where the grating does not occur. Will not occur.

以上が、本発明の第６実施形態に係るスピーカアレイ４００の構成である。なお、前述したスピーカアレイ５００に対するマイクロホンアレイ２００のように、スピーカアレイ３００の各スピーカ１１０−ｉをマイクロホン２１０−ｉに置き換えて、任意の方向に指向主軸をステアリングすることが可能なマイクロホンアレイを構成するようにしても勿論良い。このようにして構成されたマイクロホンアレイによれば、指向主軸を任意の方向にステアリングさせることが可能であることは勿論、前述したマイクロホンアレイ２００と同様に、アレイ長を長くすることなく、スピーカアレイやマイクロホンアレイの低音域での指向性を向上させることが可能になるとともに、サイドローブのレベルの増大を回避することが可能になる、といった顕著な効果を奏する。   The above is the configuration of the speaker array 400 according to the sixth embodiment of the present invention. In addition, like the microphone array 200 with respect to the speaker array 500 described above, a microphone array capable of steering a directional main axis in an arbitrary direction is configured by replacing each speaker 110-i of the speaker array 300 with a microphone 210-i. Of course, it is good. According to the microphone array configured as described above, the directional main axis can be steered in an arbitrary direction. Of course, like the microphone array 200 described above, the speaker array is not lengthened. In addition, it is possible to improve the directivity of the microphone array in the low sound range and to avoid an increase in the sidelobe level.

（Ｃ．変形）
以上、本発明の実施形態について説明したが、上述した実施形態に以下に説明するような変形を加えても良いことは勿論である。
（１）上述した実施形態では、通過域の中心軸に対して対称な音響ビームを形成する場合について説明したが、上記対称軸に対して非対称な音響ビームを形成することも可能である。(C. deformation)
Although the embodiment of the present invention has been described above, it is needless to say that the embodiment described above may be modified as described below.
(1) In the above-described embodiment, the case where an acoustic beam symmetric with respect to the central axis of the passband is described, but an asymmetric acoustic beam with respect to the symmetric axis can also be formed.

（２）上述した実施形態では、スピーカ１１０−ｉやマイクロホン２１０−ｉが理想的な特性を有している場合について説明した。しかしながら、スピーカやマイクロホンなどトランスデューサは、周波数別指向特性を有していることが一般的であるから、２次元デジタルフィルタに付与すべき振幅特性（すなわち、各１次元デジタルフィルタ１２０−ｉに設定すべきフィルタ係数）を、トランスデューサの周波数別指向特性を加味して決定するようにしても良い。このようなことは、例えば、「西川清、大崎貴也“２次元デジタルフィルタを用いた指向性アレイスピーカ”（１９９５）」に開示された方法と同様の方法を適用することにより可能である。 (2) In the above-described embodiment, the case where the speaker 110-i and the microphone 210-i have ideal characteristics has been described. However, since transducers such as speakers and microphones generally have directivity characteristics according to frequency, amplitude characteristics to be applied to the two-dimensional digital filter (that is, set to each one-dimensional digital filter 120-i). The power filter coefficient) may be determined in consideration of the directivity characteristics for each frequency of the transducer. This can be achieved by applying a method similar to the method disclosed in “Kiyoshi Nishikawa, Takaya Osaki“ Directive Array Speaker Using Two-Dimensional Digital Filter ”(1995)”, for example.

（３）上述した実施形態では、阻止域のうち非物理領域については、通過域の振幅と等しいか、または、それよりも大きい振幅の等リプルを設け、物理領域には、非物理領域内のリプルよりも小さい振幅（上述した実施形態では、“δ＝０．１”）を有するリプルを設ける阻止域２段等リプル特性であって、非物理領域内のリプルは、そのリプルに対応する空間周波数が小さいほど、そのリプルの時間周波数方向の帯域幅が狭くなっている振幅特性を２次元デジタルフィルタに与える場合について説明した。しかしながら、非物理領域内のリプルについては、必ずしも等リプルである必要はない。例えば、図２９に示すように、非物理領域内の阻止域（図２９の阻止域２）に、通過域よりも大きな振幅を有するリプルと、そのリプルよりも振幅が小さく、かつ、物理領域内の阻止域（図２９の阻止域１）のリプルよりも大きな振幅を有するリプルとを設ける阻止域多段等リプル特性であっても良い。要は、本発明に係るスピーカアレイやマイクロホンアレイの２次元デジタルフィルタの周波数特性は、阻止域に複数のリプルを設けるとともに、非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きくなっており、かつ、非物理領域内のリプルは、そのリプルに対応する空間周波数が小さいほど、そのリプルの時間周波数方向の帯域幅が狭くなっている周波数特性であれば良い。 (3) In the above-described embodiment, an equiripple having an amplitude equal to or larger than the amplitude of the passband is provided for the nonphysical region in the stopband, and the physical region A ripple characteristic such as a two-step stop band in which a ripple having an amplitude smaller than a ripple (“δ = 0.1” in the above-described embodiment) is provided, and the ripple in the non-physical area is a space corresponding to the ripple. The case has been described where the amplitude characteristic in which the bandwidth in the time frequency direction of the ripple becomes narrower as the frequency is smaller is given to the two-dimensional digital filter. However, the ripples in the non-physical area are not necessarily equal ripples. For example, as shown in FIG. 29, a ripple having a larger amplitude than the passband in a stopband in the non-physical region (stopband 2 in FIG. 29), an amplitude smaller than the ripple, and within the physical region The stop band multistage ripple characteristic may be provided with a ripple having a larger amplitude than the ripple in the stop band (stop band 1 in FIG. 29). In short, the frequency characteristics of the two-dimensional digital filter of the speaker array or the microphone array according to the present invention are that a plurality of ripples are provided in the stop band, and the amplitude of the ripple in the non-physical region is larger than the amplitude of the ripple in the physical region. The ripple in the non-physical region has only to have a frequency characteristic in which the bandwidth in the time frequency direction of the ripple is narrower as the spatial frequency corresponding to the ripple is smaller.

（４）上述した実施形態では、２次元デジタルフィルタを形成する各１次元デジタルフィルタに、本発明に係るスピーカアレイに特徴的なフィルタ係数を予め設定しておく場合について説明したが、本発明に係るスピーカアレイやマイクロホンアレイを使用する度に、上記フィルタ係数を逐次算出して設定するようにしても良い。このようにすると、例えばコンサートホールなどの音響空間に本発明に係るスピーカアレイやマイクロホンアレイを設置して使用する場合に、その音響空間の広さや形状などその音響空間の音響特性に応じた指向特性を適切に設定することが可能になる。
また、上記各１次元デジタルフィルタに設定するフィルタ係数を、スピーカアレイやマイクロホンアレイの外部から与えるようにしても良い。具体的には、スピーカアレイやマイクロホンアレイに、例えばＮＩＣ（Network Interface Card）などの通信手段と、その通信手段を用いて通信網経由で取得したフィルタ係数を上記各１次元デジタルフィルタに設定するフィルタ係数設定手段とを設けるようにしても良く、また、例えばＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disk - Read Only Memory）などのコンピュータ装置読取り可能な記録媒体からデータを読取る読取り手段を上記通信手段に替えて設けるとともに、上記記録媒体に上記フィルタ係数を書き込んで配布し、上記読取り手段によって読取ったフィルタ係数を上記フィルタ係数設定手段によって各１次元デジタルフィルタに設定するようにしても勿論良い。(4) In the above-described embodiment, a case has been described in which filter coefficients characteristic of the speaker array according to the present invention are preset in each one-dimensional digital filter forming the two-dimensional digital filter. The filter coefficient may be sequentially calculated and set each time such a speaker array or microphone array is used. In this way, for example, when the speaker array or the microphone array according to the present invention is installed and used in an acoustic space such as a concert hall, the directivity characteristics according to the acoustic characteristics of the acoustic space such as the size and shape of the acoustic space. Can be set appropriately.
Further, the filter coefficient set for each one-dimensional digital filter may be given from the outside of the speaker array or the microphone array. Specifically, a filter that sets a communication means such as a NIC (Network Interface Card) in the speaker array or the microphone array and a filter coefficient acquired via the communication network using the communication means in each one-dimensional digital filter. Coefficient setting means may be provided, and for example, reading means for reading data from a computer-readable recording medium such as a CD-ROM (Compact Disk-Read Only Memory) is provided instead of the communication means. Of course, the filter coefficient may be written and distributed on the recording medium, and the filter coefficient read by the reading means may be set in each one-dimensional digital filter by the filter coefficient setting means.

（５）上述した実施形態では、ステアリング角度が０度の場合に通過域の中心軸に対して対称な音響ビームを形成する態様について説明したが、上記中心軸に対して非対称な音響ビームを形成することも可能である。 (5) In the above-described embodiment, the aspect in which the acoustic beam that is symmetric with respect to the central axis of the pass band is formed when the steering angle is 0 degree has been described. However, the acoustic beam that is asymmetric with respect to the central axis is formed. It is also possible to do.

（６）上述した実施形態では、阻止域のうち非物理領域には、通過域の振幅と等しいか、または、それよりも大きい振幅の等リプルを設け、物理領域には、非物理領域内のリプルよりも小さい振幅（上述した実施形態では、“δ＝０．１”）を有するリプルを設ける阻止域２段等リプル特性であって、さらに、ステアリング角度に応じた制約（前述した要件（ａー３）または（ｂ−１））を非物理領域に介しておく場合について説明した。
しかしながら、非物理領域内のリプルについては、必ずしも等リプルである必要はない。例えば、図２９に示すように、非物理領域内の阻止域（図２９の阻止域２）に、通過域よりも大きな振幅を有するリプルと、そのリプルよりも振幅が小さく、かつ、物理領域内の阻止域（図２９の阻止域１）のリプルよりも大きな振幅を有するリプルとを設ける阻止域多段等リプル特性であっても良い。要は、本発明に係るスピーカアレイやマイクロホンアレイの２次元デジタルフィルタの周波数特性は、阻止域に複数のリプルを設けるとともに、非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きくなっており、かつ、非物理領域内のリプルが、指向主軸のステアリングを行った際に、物理領域へはみ出すことがないように配置されている周波数特性であれば良い。(6) In the embodiment described above, an equiripple having an amplitude equal to or greater than the amplitude of the passband is provided in the non-physical region of the stopband, and the physical region includes a non-physical region. This is ripple characteristics such as a two-step stop band in which a ripple having an amplitude smaller than ripple (“δ = 0.1” in the above-described embodiment) is provided, and further, a restriction according to the steering angle (the requirement (a) -3) or (b-1)) has been described as being placed in a non-physical area.
However, the ripples in the non-physical area are not necessarily equal ripples. For example, as shown in FIG. 29, a ripple having a larger amplitude than the passband in a stopband in the non-physical region (stopband 2 in FIG. 29), an amplitude smaller than the ripple, and within the physical region The stop band multistage ripple characteristic may be provided with a ripple having a larger amplitude than the ripple in the stop band (stop band 1 in FIG. 29). In short, the frequency characteristics of the two-dimensional digital filter of the speaker array or the microphone array according to the present invention are that a plurality of ripples are provided in the stop band, and the amplitude of the ripple in the non-physical region is larger than the amplitude of the ripple in the physical region. Any frequency characteristic may be used as long as it is large and the ripples in the non-physical region are arranged so that they do not protrude into the physical region when steering the pointing spindle.

（７）上述した実施形態では、２次元デジタルフィルタを形成する各１次元デジタルフィルタに、本発明に係るスピーカアレイに特徴的なフィルタ係数を予め設定しておく場合について説明したが、本発明に係るスピーカアレイやマイクロホンアレイを使用する度に、上記フィルタ係数を逐次算出して設定するようにしても良い。このようにすると、例えばコンサートホールなどの音響空間に本発明に係るスピーカアレイやマイクロホンアレイを設置して使用する場合に、その音響空間の広さや形状などその音響空間の音響特性に応じた指向特性を適切に設定することが可能になる。
また、上記各１次元デジタルフィルタに設定するフィルタ係数を、スピーカアレイやマイクロホンアレイの外部から与えるようにしても良い。具体的には、スピーカアレイやマイクロホンアレイに、例えばＮＩＣ（Network Interface Card）などの通信手段と、その通信手段を用いて通信網経由で取得したフィルタ係数を上記各１次元デジタルフィルタに設定するフィルタ係数設定手段とを設けるようにしても良く、また、例えばＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disk - Read Only Memory）などのコンピュータ装置読取り可能な記録媒体からデータを読取る読取り手段を上記通信手段に替えて設けるとともに、上記記録媒体に上記フィルタ係数を書き込んで配布し、上記読取り手段によって読取ったフィルタ係数を上記フィルタ係数設定手段によって各１次元デジタルフィルタに設定するようにしても勿論良い。(7) In the above-described embodiment, a case has been described in which filter coefficients characteristic of the speaker array according to the present invention are set in advance in each one-dimensional digital filter forming the two-dimensional digital filter. The filter coefficient may be sequentially calculated and set each time such a speaker array or microphone array is used. In this way, for example, when the speaker array or the microphone array according to the present invention is installed and used in an acoustic space such as a concert hall, the directivity characteristics according to the acoustic characteristics of the acoustic space such as the size and shape of the acoustic space. Can be set appropriately.
Further, the filter coefficient set for each one-dimensional digital filter may be given from the outside of the speaker array or the microphone array. Specifically, a filter that sets a communication means such as a NIC (Network Interface Card) in the speaker array or the microphone array and a filter coefficient acquired via the communication network using the communication means in each one-dimensional digital filter. Coefficient setting means may be provided, and for example, reading means for reading data from a computer-readable recording medium such as a CD-ROM (Compact Disk-Read Only Memory) is provided instead of the communication means. Of course, the filter coefficient may be written and distributed on the recording medium, and the filter coefficient read by the reading means may be set in each one-dimensional digital filter by the filter coefficient setting means.

本発明によれば、アレイ長を長くすることなく、スピーカアレイやマイクロホンアレイの低音域での指向性を向上させるとともに、サイドローブのレベルの増大を回避することが可能になり、さらに、その指向主軸のステアリングが可能になるといった効果を奏する。   According to the present invention, it is possible to improve the directivity of the speaker array and the microphone array in the low sound range without increasing the array length, and to avoid an increase in the level of the side lobe. The main shaft can be steered.

Claims (6)

所定の間隔で直線状に配列された複数のスピーカと、前記複数のスピーカの各々に対応して設けられ、所定のフィルタ係数が予め設定されているとともに、入力された音声データに前記フィルタ係数に応じたフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、入力された音声データを前記各１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データを、対応する前記スピーカへ供給しその音声データに応じた音声を出力させるスピーカアレイにおいて、
前記各１次元デジタルフィルタに設定されているフィルタ係数は、
前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、空間周波数方向の断面においては、阻止域に複数のリプルを有し、かつ、該複数のリプルのうち非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きく、前記非物理領域内のリプルのうち空間周波数が所定の値よりも小さい領域内のリプルについては、そのリプルに対応する空間周波数が小さいほど、そのリプルの時間周波数方向の帯域幅が狭くなっている振幅特性を前記２次元デジタルフィルタに与えるフィルタ係数であることを特徴とするスピーカアレイ。A plurality of speakers arranged in a straight line at a predetermined interval, and provided corresponding to each of the plurality of speakers, a predetermined filter coefficient is set in advance, and the input voice data includes the filter coefficient. A one-dimensional digital filter that performs a corresponding filtering process and outputs the input audio data to each one-dimensional digital filter, while corresponding to the audio data output from each one-dimensional digital filter In the speaker array for supplying to the speaker and outputting sound corresponding to the sound data,
The filter coefficient set for each one-dimensional digital filter is:
When the frequency characteristics of the two-dimensional digital filter formed by each of the one-dimensional digital filters are represented on a two-dimensional frequency plane, the cross section in the spatial frequency direction has a plurality of ripples in the stop band, and the plurality Of the ripples in the non-physical region among the ripples in the non-physical region, the ripples in the region of the non-physical region where the spatial frequency is less than a predetermined value among the ripples in the non-physical region A loudspeaker array characterized by a filter coefficient that gives the two-dimensional digital filter an amplitude characteristic in which the smaller the spatial frequency corresponding to the ripple is, the narrower the bandwidth in the time frequency direction of the ripple is. 所定の間隔で直線状に配列された複数のマイクロホンと、前記複数のマイクロホンの各々に対応して設けられ、所定のフィルタ係数が予め設定されているとともに、入力された音声データに前記フィルタ係数に応じたフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、前記複数のマイクロホンの各々から出力された音声データを、対応する前記１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データの和信号を出力するマイクロホンアレイにおいて、
前記各１次元デジタルフィルタに設定されているフィルタ係数は、
前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、空間周波数方向の断面においては、阻止域に複数のリプルを有し、かつ、該複数のリプルのうち非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きく、前記非物理領域内のリプルのうち空間周波数が所定の値よりも小さい領域内のリプルについては、そのリプルに対応する空間周波数が小さいほど、そのリプルの時間周波数方向の帯域幅が狭くなっている振幅特性を前記２次元デジタルフィルタに与えるフィルタ係数であることを特徴とするマイクロホンアレイ。A plurality of microphones arranged in a straight line at a predetermined interval and a plurality of microphones are provided corresponding to each of the plurality of microphones, and a predetermined filter coefficient is set in advance. A one-dimensional digital filter that performs a corresponding filtering process and outputs the audio data output from each of the plurality of microphones to the corresponding one-dimensional digital filter. In the microphone array that outputs the sum signal of the audio data output from
The filter coefficient set for each one-dimensional digital filter is:
When the frequency characteristics of the two-dimensional digital filter formed by each of the one-dimensional digital filters are represented on a two-dimensional frequency plane, the cross section in the spatial frequency direction has a plurality of ripples in the stop band, and the plurality Of the ripples in the non-physical region among the ripples in the non-physical region, the ripples in the region of the non-physical region where the spatial frequency is less than a predetermined value among the ripples in the non-physical region A microphone array having filter coefficients that give the two-dimensional digital filter amplitude characteristics such that the smaller the spatial frequency corresponding to ripple is, the narrower the bandwidth in the time frequency direction of the ripple is. 所定の間隔で直線状に配列された複数のスピーカと、前記複数のスピーカの各々に対応して設けられ、入力された音声データに所定のフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、入力された音声データを前記各１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データを、対応する前記スピーカへ供給しその音声信号に応じた音声を出力させるスピーカアレイにおいて、
予め定められた角度範囲内で指向主軸のステアリング角度を指定する指定手段と、
前記指定手段により指定されたステアリング角度に応じて、前記複数のスピーカの各々から出力される音声に付与するべき遅延量をそのスピーカ毎に特定する特定手段と、
前記特定手段により前記各スピーカ毎に特定された遅延量に応じた遅延を、前記複数の１次元デジタルフィルタの各々から出力される音声データに付与する遅延手段と、
を備え、
前記各１次元デジタルフィルタのフィルタ係数は、
前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、
（１）空間周波数方向の断面において、阻止域に複数のリプルを有すること、
（２）上記複数のリプルのうち非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きくなっていること、
（３）非物理領域内のうち、前記角度範囲内で最大のステアリング角度で指向主軸のステアリングを行った場合にリプルの一部が物理領域へはみ出さない領域内にのみリプルを形成すること、
を特徴とするスピーカアレイ。A plurality of speakers arranged linearly at a predetermined interval, and a one-dimensional digital filter provided corresponding to each of the plurality of speakers, which performs a predetermined filter process on the input audio data and outputs it. And supplying the input audio data to each one-dimensional digital filter, while supplying the audio data output from each one-dimensional digital filter to the corresponding speaker to output the sound corresponding to the audio signal. In the speaker array,
A designation means for designating a steering angle of the directional spindle within a predetermined angle range;
A specifying unit that specifies, for each speaker, a delay amount to be added to the sound output from each of the plurality of speakers according to the steering angle specified by the specifying unit;
Delay means for giving a delay corresponding to the delay amount specified for each speaker by the specifying means to audio data output from each of the plurality of one-dimensional digital filters;
With
The filter coefficient of each one-dimensional digital filter is:
When the frequency characteristic of the two-dimensional digital filter formed by each one-dimensional digital filter is represented by a two-dimensional frequency plane,
(1) having a plurality of ripples in the stop band in the cross section in the spatial frequency direction;
(2) The amplitude of the ripple in the non-physical region among the plurality of ripples is larger than the amplitude of the ripple in the physical region;
(3) Of the non-physical region, forming a ripple only in a region where a part of the ripple does not protrude into the physical region when steering of the directional spindle is performed at the maximum steering angle within the angle range,
Speaker array. 所定の間隔で直線状に配列された複数のスピーカと、前記複数のスピーカの各々に対応して設けられ、入力された音声データに所定のフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、入力された音声データを前記各１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データを、対応する前記スピーカへ供給しその音声信号に応じた音声を出力させるスピーカアレイにおいて、
予め定められた角度範囲内で指向主軸のステアリング角度を指定する指定手段と、
を備え、
前記各１次元デジタルフィルタのフィルタ係数は、
前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、
（１）前記指定手段により指定されたステアリング角度方向に主ローブを形成するように通過域を形成するとともに、物理領域と非物理領域との境界と該通過域との間に第１の阻止域を形成する一方、非物理領域内に第２の阻止域を形成すること、
（２）第１および第２の阻止域に渡って阻止域に複数のリプルを有すること、
（３）第２の阻止域のリプルの振幅が第１の阻止域のリプルの振幅よりも大きくなっていること、
を特徴とするスピーカアレイ。A plurality of speakers arranged linearly at a predetermined interval, and a one-dimensional digital filter provided corresponding to each of the plurality of speakers, which performs a predetermined filter process on the input audio data and outputs it. And supplying the input audio data to each one-dimensional digital filter, while supplying the audio data output from each one-dimensional digital filter to the corresponding speaker to output the sound corresponding to the audio signal. In the speaker array,
A designation means for designating a steering angle of the directional spindle within a predetermined angle range;
With
The filter coefficient of each one-dimensional digital filter is:
When the frequency characteristic of the two-dimensional digital filter formed by each one-dimensional digital filter is represented by a two-dimensional frequency plane,
(1) A passband is formed so as to form a main lobe in the steering angle direction designated by the designation means, and a first stopband is formed between the boundary between the physical region and the non-physical region and the passband. Forming a second stop zone in the non-physical region,
(2) having a plurality of ripples in the stop band across the first and second stop areas;
(3) the ripple amplitude of the second stop band is larger than the ripple amplitude of the first stop band;
Speaker array. 所定の間隔で直線状に配列された複数のマイクロホンと、前記複数のマイクロホンの各々に対応して設けられ、入力された音声データに所定のフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、前記複数のマイクロホンの各々から出力された音声データを、対応する前記１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データの和信号を出力するマイクロホンアレイにおいて、
予め定められた角度範囲内で指向主軸のステアリング角度を指定する指定手段と、
前記指定手段により指定されたステアリング角度に応じて、前記複数のマイクロホンの各々から出力される音声データに付与するべき遅延量をそのマイクロホン毎に特定する特定手段と、
前記特定手段により前記各マイクロホン毎に特定された遅延量に応じた遅延を、前記各マイクロホンから出力される音声データに付与して対応する前記１次元デジタルフィルタへ入力する遅延手段と、
を備え、
前記各１次元デジタルフィルタのフィルタ係数は、
前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、
（１）空間周波数方向の断面において、阻止域に複数のリプルを有すること、
（２）上記複数のリプルのうち非物理領域内のリプルの振幅が物理領域内のリプルの振幅よりも大きくなっていること、
（３）非物理領域内のうち、前記角度範囲内で最大のステアリング角度で指向主軸のステアリングを行った場合にリプルの一部が物理領域へはみ出さない領域内にのみリプルを形成すること、
を特徴とするマイクロホンアレイ。A plurality of microphones arranged linearly at a predetermined interval, and a one-dimensional digital filter provided corresponding to each of the plurality of microphones, which performs a predetermined filter process on the input audio data and outputs it. A microphone array for supplying audio data output from each of the plurality of microphones to the corresponding one-dimensional digital filter, and outputting a sum signal of the audio data output from each of the one-dimensional digital filters,
A designation means for designating a steering angle of the directional spindle within a predetermined angle range;
A specifying unit that specifies, for each microphone, a delay amount to be added to audio data output from each of the plurality of microphones according to the steering angle specified by the specifying unit;
A delay unit that adds a delay corresponding to the delay amount specified for each microphone by the specifying unit to the audio data output from each microphone and inputs the audio data to the corresponding one-dimensional digital filter;
With
The filter coefficient of each one-dimensional digital filter is:
When the frequency characteristic of the two-dimensional digital filter formed by each one-dimensional digital filter is represented by a two-dimensional frequency plane,
(1) having a plurality of ripples in the stop band in the cross section in the spatial frequency direction;
(2) The amplitude of the ripple in the non-physical region among the plurality of ripples is larger than the amplitude of the ripple in the physical region;
(3) Of the non-physical region, forming a ripple only in a region where a part of the ripple does not protrude into the physical region when steering of the directional spindle is performed at the maximum steering angle within the angle range,
A microphone array characterized by 所定の間隔で直線状に配列された複数のマイクロホンと、前記複数のマイクロホンの各々に対応して設けられ、入力された音声データに所定のフィルタ処理を施して出力する１次元デジタルフィルタと、を備え、前記複数のマイクロホンの各々から出力された音声データを、対応する前記１次元デジタルフィルタへ供給する一方、前記各１次元デジタルフィルタから出力された音声データの和信号を出力するマイクロホンアレイにおいて、
予め定められた角度範囲内で指向主軸のステアリング角度を指定する指定手段と、
を備え、
前記各１次元デジタルフィルタのフィルタ係数は、
前記各１次元デジタルフィルタにより形成される２次元デジタルフィルタの周波数特性を２次元周波数平面で表した場合に、
（１）前記指定手段により指定されたステアリング角度方向に主ローブを形成するように通過域を形成するとともに、物理領域と非物理領域との境界と該通過域との間に第１の阻止域を形成する一方、非物理領域内に第２の阻止域を形成すること、
（２）第１および第２の阻止域に渡って阻止域に複数のリプルを有すること、
（３）第２の阻止域のリプルの振幅が第１の阻止域のリプルの振幅よりも大きくなっていること、
を特徴とするマイクロホンアレイ。A plurality of microphones arranged linearly at a predetermined interval, and a one-dimensional digital filter provided corresponding to each of the plurality of microphones, which performs a predetermined filter process on the input audio data and outputs it. A microphone array for supplying audio data output from each of the plurality of microphones to the corresponding one-dimensional digital filter, and outputting a sum signal of the audio data output from each of the one-dimensional digital filters,
A designation means for designating a steering angle of the directional spindle within a predetermined angle range;
With
The filter coefficient of each one-dimensional digital filter is:
When the frequency characteristic of the two-dimensional digital filter formed by each one-dimensional digital filter is represented by a two-dimensional frequency plane,
(1) A passband is formed so as to form a main lobe in the steering angle direction designated by the designation means, and a first stopband is formed between the boundary between the physical region and the non-physical region and the passband. Forming a second stop zone in the non-physical region,
(2) having a plurality of ripples in the stop band across the first and second stop areas;
(3) the ripple amplitude of the second stop band is larger than the ripple amplitude of the first stop band;
A microphone array characterized by
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JPN6012057962; 太田　充，　西川　清: '"一定サイドローブ量の指向性アレイスピーカの広帯域設計"' 電子情報通信学会技術研究報告 , 20051013, ｐ７-ｐ１２, 電子情報通信学会 *
JPN6012057964; 西川　清，　高林　真一郎: '"広帯域信号に対するビームステアリング"' 電子情報通信学会技術研究報告 , 19930423, ｐ３３-ｐ４０, 電子情報通信学会 *

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