JP5122198B2 - Synchronous motor drive, compressor drive - Google Patents
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Description
本発明は，ＰＷＭ信号に基づいて同期モータに供給するモータ駆動電力を調節するインバータ回路を備えた同期モータ駆動装置及びこれにより圧縮機駆動用の同期モータを駆動する圧縮機駆動装置に関するものである。 The present invention relates to a synchronous motor driving device including an inverter circuit that adjusts motor driving power supplied to a synchronous motor based on a PWM signal, and a compressor driving device that drives a synchronous motor for driving a compressor thereby. .
同期モータをインバータ制御によって駆動する同期モータ駆動装置は，ＰＷＭ信号に基づいて同期モータに供給するモータ駆動電力を調節するインバータ回路と，そのインバータ回路に供給するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成する制御回路とを備える。このような同期モータ駆動装置は，回転しているロータ位置に同期させて適切なタイミングで同期モータの複数の相（コイル端子）に通電を行う必要がある。
一方，同期モータにより駆動される圧縮機は，冷蔵庫や空気調和機等に使用されるが，その内部が高温状態になるため，ホールＩＣ等のロータ位置センサの設置が困難である。そこで，圧縮機用の同期モータの駆動装置は，ロータ位置センサ無しで，同期モータに対する通電タイミングを制御するセンサレス駆動を行う。
センサレス駆動において，同期モータ駆動装置は，例えば正弦波通電等の１８０度通電を行う。ここで，１８０度通電駆動とは，巻線電流波形に通電休止期間を設けずに同期モータの駆動を制御することをいう。そして，同期モータ駆動装置は，同期モータの１８０度通電駆動を行うため，同期モータにおける駆動電圧（交流電圧）と巻線電流との位相差（以下，単に位相差という）を検出し，その検出結果（位相差）に基づいてＰＷＭ信号を生成し，そのＰＷＭ信号をインバータ回路に供給する。なお，同期モータは，通電角（通電が行われる電気角の範囲）が１８０度未満となる間欠通電駆動で駆動される場合もある。
A synchronous motor drive device that drives a synchronous motor by inverter control generates an inverter circuit that adjusts motor drive power supplied to the synchronous motor based on a PWM signal, and a PWM (Pulse Width Modulation) signal that is supplied to the inverter circuit And a control circuit. Such a synchronous motor drive device needs to energize a plurality of phases (coil terminals) of the synchronous motor at an appropriate timing in synchronization with the rotating rotor position.
On the other hand, a compressor driven by a synchronous motor is used in a refrigerator, an air conditioner, and the like. However, since the inside of the compressor is in a high temperature state, it is difficult to install a rotor position sensor such as a Hall IC. Accordingly, a synchronous motor driving device for a compressor performs sensorless driving for controlling energization timing of the synchronous motor without a rotor position sensor.
In sensorless driving, the synchronous motor driving device performs 180-degree energization such as sinusoidal energization. Here, the 180-degree energization drive means that the drive of the synchronous motor is controlled without providing an energization stop period in the winding current waveform. The synchronous motor driving device detects the phase difference (hereinafter simply referred to as phase difference) between the driving voltage (AC voltage) and the winding current in the synchronous motor in order to drive the synchronous motor by 180 degrees. A PWM signal is generated based on the result (phase difference), and the PWM signal is supplied to the inverter circuit. Note that the synchronous motor may be driven by intermittent energization driving in which the energization angle (the range of electrical angles at which energization is performed) is less than 180 degrees.
１８０度通電駆動を行う従来の同期モータ駆動装置は，例えば，特許文献１に示されるように，前記位相差の検出値と予め定められた目標位相差との差に応じたＰＷＭ信号のデューティ比を設定し，そのデューティ比と同期モータの電気角度に応じた交流信号データである正弦波データとに基づいて，インバータ回路に供給するＰＷＭ信号を生成する。ここで，前記正弦波データは，予め定められた制御周期で変化する電気角と交流信号値との対応関係を表すデータであり，その正弦波データの中から角時点での電気角に対応する交流信号値が特定され，特定された交流信号値がＰＷＭ信号の生成に用いられる。また，特許文献１に示される同期モータ駆動装置は，インバータ回路を流れる直流電流に基づいて前記位相差を検出する。
一方，特許文献２には，１８０度通電駆動方法でのモータ効率を高めるため，同期モータにおける特定の相の電流の脈動に基づいてその同期モータの回転角を検出し，その検出結果（機械角）が予め区分された複数の範囲（ステート）のいずれに属するかに応じて，前記デューティ比を補正する同期モータの駆動装置が示されている。
On the other hand, in
しかしながら，特許文献１に示される技術は，負荷の変動に応じて同期モータへの供給電力を調節することが考慮されていない。このため，特許文献１に示される技術は，同期モータの機械角に応じてトルクが大きく変動する負荷に接続された同期モータの駆動に適用された場合，同期モータの出力トルクと負荷トルクとのミスマッチが生じ，同期モータの安定動作を実現できないという問題点があった。この場合，同期モータは，回転速度が安定せず，また，前記位相差が目標位相差に追従しない状態となり，最悪の場合，いわゆる脱調状態となって停止してしまう。
また，特許文献２に示される技術において，同期モータにおける特定の相の電流の脈動に基づいてその同期モータの回転角を検出する処理は，同期モータ駆動装置が備えるマイクロコンピュータにおける演算負荷が大きい。そのため，特許文献２に示される技術は，比較的演算能力の低いマイクロコンピュータを備えるに過ぎない冷蔵庫や空気調和機等の機器に適用された場合，同期モータの機械角をリアルタイムで高精度に検出することができない。従って，例えば特許文献２に示されるように，同期モータの回転角（機械角）が複数のステート（例えば，３０度ごとに区分された範囲）のいずれに属するかに応じてＰＷＭ信号のデューティ比を補正するような制御分解能の低い（非連続な）補正制御を行い，演算負荷の増大を極力抑える必要が生じる。しかしながら，そのよう分解能の低い（非連続な）補正制御では，負荷トルクの変動にリアルタイムに反応する制御を行うことができず，十分高いモータ効率で同期モータを駆動することができないという問題点があった。また，特許文献２に示される技術を適用するにあたり，同期モータの機械角に応じた補正制御の分解能を高めるために演算能力の高いプロセッサを用いることは，装置の消費電力及びコストの増大につながり採用しがたい。
従って，本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり，その目的とするところは，冷蔵庫や空気調和機等に搭載される圧縮機のように，機械角に応じて周期的にトルクが大きく変動する負荷に接続された同期モータを，簡易な構成により低い演算負荷で効率的に安定動作させることができる同期モータ駆動装置及びこれにより圧縮機駆動用の同期モータを駆動する圧縮機駆動装置を提供することにある。
However, the technique disclosed in
In the technique disclosed in
Accordingly, the present invention has been made in view of the above circumstances, and the object of the present invention is to periodically increase the torque according to the mechanical angle, such as a compressor mounted in a refrigerator or an air conditioner. A synchronous motor driving device capable of efficiently and stably operating a synchronous motor connected to a fluctuating load with a low computation load with a simple configuration, and a compressor driving device for driving a synchronous motor for driving a compressor thereby It is to provide.
上記目的を達成するために本発明に係る同期モータ駆動装置は，ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいて同期モータに供給するモータ駆動電力を調節するインバータ回路を備え，さらに，次の（１）〜（５）に示す各構成要素を備える。
（１）前記同期モータにおける駆動電圧と巻線電流との位相差を検出する位相差検出手段。
（２）前記位相差検出手段の検出値と所定の目標位相差との比較に基づいて前記ＰＷＭ信号の基準デューティ比を算出する基準デューティ比算出手段。
（３）予め定められた制御周期で変化する前記同期モータの電気角に基づいて前記同期モータの機械角を判定する機械角判定手段。
（４）前記同期モータの機械角に応じて変動する前記同期モータの負荷トルクの変動成分が反映された交流信号を表す負荷対応交流信号情報を予め記憶する負荷対応交流信号値情報記憶手段。
（５）前記基準デューティ比算出手段による算出結果と前記機械角判定手段の判定結果と前記負荷対応交流信号値情報とに基づいて，前記インバータ回路に供給する前記ＰＷＭ信号であって前記同期モータを１８０度通電駆動で駆動させる第１のＰＷＭ信号を生成する第１のＰＷＭ信号生成手段。
前述した特許文献１に示されるように，同期モータにおける駆動電圧と巻線電流との位相差の検出値に基づいてＰＷＭ信号のデューティー比を算出し，その算出値と周期的に変化する電気角に対応する交流信号値（正弦波を表す値）とに基づいて，同期モータを１８０度通電駆動で駆動させるＰＷＭ信号を生成する処理は，従来より行われている処理，即ち，冷蔵庫や空気調和機等の家電製品に搭載される比較的演算能力の低いマイクロコンピュータにより実現されている処理である。
一方，本願発明における前記第１のＰＷＭ信号生成手段の処理は，従来のＰＷＭ信号生成処理に対し，参照する交流信号値の内容が異なるだけで，処理の負荷は同じである。また，一般に，同期モータの駆動制御において，同期モータにおける電気角と機械角とは一定の対応関係があるため，前記機械角判定手段の処理は，その対応関係に従って電気角から機械角を特定するごく簡易な処理である。そして，前記第１のＰＷＭ信号の生成に用いられる交流信号値は，機械角に応じて変動する同期モータの負荷トルクの変動成分が反映された信号値である。そのため，機械角に応じて周期的に負荷トルクが大きく変動する場合に，前記第１のＰＷＭ信号は，負荷トルクの変動に対してリアルタイムに（即座に）反応してデューティ比が変化する信号となる。従って，本願発明によれば，冷蔵庫や空気調和機等に搭載される圧縮機のように，機械角に応じて周期的にトルクが大きく変動する負荷に接続された同期モータを，簡易な構成により低い演算負荷で効率的に安定動作させることができる。
In order to achieve the above object, a synchronous motor driving apparatus according to the present invention includes an inverter circuit that adjusts motor driving power supplied to a synchronous motor based on a PWM (Pulse Width Modulation) signal, and further includes the following (1) Each component shown in (5) is provided.
(1) Phase difference detection means for detecting a phase difference between the drive voltage and the winding current in the synchronous motor.
(2) Reference duty ratio calculation means for calculating a reference duty ratio of the PWM signal based on a comparison between a detection value of the phase difference detection means and a predetermined target phase difference.
(3) Mechanical angle determination means for determining the mechanical angle of the synchronous motor based on the electrical angle of the synchronous motor that changes at a predetermined control cycle.
(4) Load-corresponding AC signal value information storage means for storing in advance load-corresponding AC signal information representing an AC signal in which a fluctuation component of the load torque of the synchronous motor that varies according to the mechanical angle of the synchronous motor is reflected.
(5) The PWM signal to be supplied to the inverter circuit based on the calculation result by the reference duty ratio calculation unit, the determination result of the mechanical angle determination unit, and the load-corresponding AC signal value information. First PWM signal generation means for generating a first PWM signal to be driven by 180-degree energization driving.
As shown in
On the other hand, the processing of the first PWM signal generation means in the present invention is the same as the conventional PWM signal generation processing, except that the contents of the AC signal value to be referred to are different, and the processing load is the same. In general, in the synchronous motor drive control, the electrical angle and the mechanical angle in the synchronous motor have a certain correspondence relationship, so the processing of the mechanical angle determination means identifies the mechanical angle from the electrical angle according to the correspondence relationship. It is a very simple process. The AC signal value used for generating the first PWM signal is a signal value reflecting a fluctuation component of the load torque of the synchronous motor that fluctuates according to the mechanical angle. Therefore, when the load torque fluctuates greatly according to the mechanical angle, the first PWM signal is a signal whose duty ratio changes by reacting in real time (immediately) to the fluctuation of the load torque. Become. Therefore, according to the present invention, a synchronous motor connected to a load whose torque varies greatly periodically according to the mechanical angle, such as a compressor mounted in a refrigerator, an air conditioner, or the like, can be realized with a simple configuration. Efficient and stable operation can be achieved with a low computational load.
また，本発明に係る同期モータ駆動装置が，前記電気角の１サイクル分の範囲と前記機械角の１サイクル分の範囲が複数に区分された部分範囲それぞれとが対応している場合に，さらに次の（６）〜（８）に示す各構成要素を備えることが考えられる。
（６）前記インバータ回路に供給する前記ＰＷＭ信号であって前記同期モータを通電角が１８０度未満となる間欠通電駆動で駆動させる第２のＰＷＭ信号を生成する第２のＰＷＭ信号生成手段。
（７）前記第２のＰＷＭ信号を前記インバータ回路に供給させた後に前記第１のＰＷＭ信号を前記インバータ回路に供給させるＰＷＭ信号切替手段。
（８）前記電気角における複数サイクル分の前記第２のＰＷＭ信号を前記インバータ回路に供給したときの前記複数サイクルそれぞれの開始から終了までに要した時間を検出し，その検出時間の比較に基づいて前記同期モータの電気角と機械角との対応関係を自動設定する電気角・機械角対応設定手段。
なお，この場合，前記機械角判定手段は，前記電気角と前記電気角・機械角対応設定手段の設定結果とに基づいて前記同期モータの機械角を判定する。
電気角の１サイクル分の範囲（１〜３６０度）と機械角の１サイクル分の範囲が複数に区分された部分範囲（例えば，１〜１８０度及び１８１度〜３６０度）それぞれとが対応している場合，ある時点の電気角（例えば，１度）が，複数の前記部分範囲のいずれにおける電気角（１度又は１８１度）に対応しているかを特定する必要がある。
ここで，機械角に応じて周期的に負荷トルクが変動する場合，前記部分範囲（機械角の範囲）のうち，負荷トルクが大きい範囲の開始から終了までに要する時間の方が，負荷トルクが小さい範囲の開始から終了までに要する時間よりも長くなる。従って，前記複数サイクルそれぞれの開始から終了までに要した時間を比較すれば，電気角の各サイクルと機械角の前記部分範囲との対応関係を特定でき，ひいては電気角と機械角との対応関係を特定できる。
Further, the synchronous motor driving device according to the present invention further includes a case where a range corresponding to one cycle of the electrical angle corresponds to each of partial ranges obtained by dividing the range corresponding to one cycle of the mechanical angle into a plurality of ranges. It is conceivable to include the components shown in the following (6) to (8).
(6) Second PWM signal generating means for generating a second PWM signal that is supplied to the inverter circuit and that drives the synchronous motor by intermittent energization driving with an energization angle of less than 180 degrees.
(7) PWM signal switching means for supplying the first PWM signal to the inverter circuit after supplying the second PWM signal to the inverter circuit.
(8) Detecting the time required from the start to the end of each of the plurality of cycles when the second PWM signal for a plurality of cycles in the electrical angle is supplied to the inverter circuit, and based on comparison of the detection times Electrical angle / mechanical angle correspondence setting means for automatically setting the correspondence between the electrical angle and mechanical angle of the synchronous motor.
In this case, the mechanical angle determining means determines the mechanical angle of the synchronous motor based on the electrical angle and the setting result of the electrical angle / mechanical angle correspondence setting means.
A range corresponding to one cycle of electrical angle (1 to 360 degrees) corresponds to a partial range in which a range corresponding to one cycle of mechanical angle is divided into a plurality of ranges (for example, 1 to 180 degrees and 181 degrees to 360 degrees). In this case, it is necessary to specify which electrical angle (for example, 1 degree) at a certain time corresponds to the electrical angle (1 degree or 181 degree) in the plurality of partial ranges.
Here, when the load torque fluctuates periodically according to the mechanical angle, the time required from the start to the end of the range where the load torque is large in the partial range (mechanical angle range) is greater than the load torque. It becomes longer than the time required from the start to the end of the small range. Therefore, by comparing the time required from the start to the end of each of the plurality of cycles, the correspondence between each cycle of electrical angles and the partial range of mechanical angles can be specified, and thus the correspondence between electrical angles and mechanical angles. Can be identified.
また，本発明に係る同期モータ駆動装置が，さらに，前記インバータ回路を流れる直流電流を検出する直流電流検出手段を具備し，前記位相差検出手段が，前記電気角が予め定められた範囲であるときの前記直流電流検出手段による複数の検出値の比較に基づいて前記位相差を検出することが考えられる。
これにより，ごく簡易な構成により，前記位相差を検出することができる。
また，本発明は，以上に示した本発明に係る同期モータ駆動装置により，冷蔵庫や空気調和機等に搭載される圧縮機の駆動用の同期モータを駆動する圧縮機駆動装置として捉えることもできる。
Further, the synchronous motor driving device according to the present invention further comprises a direct current detecting means for detecting a direct current flowing through the inverter circuit, and the phase difference detecting means has the electrical angle in a predetermined range. It is conceivable to detect the phase difference based on a comparison of a plurality of detection values by the DC current detection means.
Thus, the phase difference can be detected with a very simple configuration.
The present invention can also be understood as a compressor driving device that drives a synchronous motor for driving a compressor mounted in a refrigerator, an air conditioner, or the like by the synchronous motor driving device according to the present invention described above. .
本発明によれば，冷蔵庫や空気調和機等に搭載される圧縮機のように，機械角に応じて周期的にトルクが大きく変動する負荷に接続された同期モータを，簡易な構成により低い演算負荷で効率的に（負荷トルクに対応した出力で）安定動作させることができる。 According to the present invention, a synchronous motor connected to a load whose torque periodically fluctuates greatly according to a mechanical angle, such as a compressor mounted in a refrigerator or an air conditioner, can be obtained by a simple configuration with a low calculation. The load can be efficiently and stably operated (with an output corresponding to the load torque).
以下添付図面を参照しながら，本発明の実施の形態について説明し，本発明の理解に供する。尚，以下の実施の形態は，本発明を具体化した一例であって，本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。
ここに，図１は本発明の実施形態に係る圧縮機駆動装置Ｘの概略構成を表すブロック図，図２は圧縮機駆動装置Ｘのインバータ回路における出力電圧と流れる電流との関係を表すタイムチャート，図３はインバータ回路の通電状態を模式的に表した図（第１の通電期間），図４はインバータ回路の通電状態を模式的に表した図（第２の通電期間），図５はインバータ回路の通電パターンと電流との対応関係を表す図，図６は同期モータの各相における交流電圧とインバータ回路に流れる電流との関係を表す図，図７は同期モータ駆動装置Ｘにおけるインバータ回路の電流のサンプリングタイミングと位相差情報演算方法を表す図，図８は負荷トルクの変動パターンと正弦波データテーブルの内容とを表す図，図９はトルク補正なしＰＷＭデータとトルク補正なしＰＷＭ信号との関係を表す図，図１０は圧縮機駆動装置Ｘにおけるトルク補正ありＰＷＭデータとトルク補正ありＰＷＭ信号との関係を表す図，図１１は圧縮機駆動装置Ｘにおける電気角・機械角対応自動設定処理の手順を表すフローチャート，図１２は間欠通電駆動の際のスイッチング電圧の状態の一例を表す図である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings so that the present invention can be understood. The following embodiment is an example embodying the present invention, and does not limit the technical scope of the present invention.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of the compressor driving device X according to the embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a time chart showing the relationship between the output voltage and the flowing current in the inverter circuit of the compressor driving device X. 3 is a diagram schematically showing the energization state of the inverter circuit (first energization period), FIG. 4 is a diagram schematically representing the energization state of the inverter circuit (second energization period), and FIG. FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the energization pattern of the inverter circuit and the current, FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the AC voltage in each phase of the synchronous motor and the current flowing through the inverter circuit, and FIG. 7 is the inverter circuit in the synchronous motor driving device X. FIG. 8 is a diagram showing the load torque fluctuation pattern and the contents of the sine wave data table, and FIG. 9 is the PWM data without torque correction. 10 is a diagram showing the relationship between the PWM signal without torque correction, FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the PWM data with torque correction and the PWM signal with torque correction in the compressor drive device X, and FIG. FIG. 12 is a flowchart showing the procedure of the angle / mechanical angle correspondence automatic setting process, and FIG. 12 is a diagram showing an example of the state of the switching voltage at the time of intermittent energization driving.
まず，図１に示すブロック図を参照しつつ，本発明の実施形態に係る圧縮機駆動装置Ｘの構成について説明する。
圧縮機駆動装置Ｘは，冷蔵庫や空気調和機等のコンプレッサ（圧縮機）を備えた電化製品等の機器に搭載され，そのコンプレッサを駆動する同期モータ１に対し，インバータ回路２によって電力を供給するとともにその電力（モータ駆動電力）を調節するものであり，同期モータ駆動装置の一例である。
図１に示すように，圧縮機駆動装置Ｘは，コンバータ回路３，インバータ回路２，直流電流検出アンプ部６及び制御回路７を備えている。
前記コンバータ回路３は，ＡＣ電源４（商用電源）に接続され，そのＡＣ電源４の交流電圧を直流電圧に変換する回路である。
前記インバータ回路２は，前記コンバータ回路３から直流電圧が印加され，同期モータ１に対して電力を供給するとともに，前記制御回路７から供給されるＰＷＭ信号Ｓｐに基づいて，同期モータ１に供給する電力（モータ駆動電力）をインバータ制御によって調節する回路である。図１に示す同期モータ１は三相モータであり，インバータ回路２は，ＰＷＭ信号Ｓｐに応じたスイッチング波形を有する駆動電圧を，相互の電気角を１２０度ずつシフトして同期モータ１の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に対して供給する。
コンバータ回路３とインバータ回路２とを結ぶ直流回路の負極側には，電流検出抵抗５が設けられている。
前記直流電流検出アンプ部６は，電流検出抵抗５の両端に発生する電圧を検出し，その検出電圧に基づいてインバータ回路２を流れる直流電流を検出する（前記直流電流検出手段の一例）。そして，直流電流検出アンプ部６は，直流電流の検出信号を増幅して前記制御回路７に出力する。
First, the configuration of the compressor driving device X according to the embodiment of the present invention will be described with reference to the block diagram shown in FIG.
The compressor drive device X is mounted on a device such as an electric appliance equipped with a compressor (compressor) such as a refrigerator or an air conditioner, and supplies power to the
As shown in FIG. 1, the compressor driving device X includes a
The
The
A
The DC current
前記制御回路７は，マイクロコンピュータ，メモリ及び信号インターフェース等により構成され，前記マイクロコンピュータが前記メモリに記憶されたデータや前記信号インターフェースを通じて入力される信号（前記直流電流の検出信号）を参照しつつ，前記メモリに記憶されたプログラムを実行することによって前記インバータ回路２を制御する処理を実行する。
前記制御回路７は，前記マイクロコンピュータが所定のプログラムを実行することにより実現される処理部として，位相差検出部８，加算部１０，ＰＩ演算部１１，回転数設定部１２，交流波データ作成部１４，ＰＷＭ作成部１５，データテーブル選択部２２及び電気角・機械角対応設定部２３を備えている。
また，制御回路７は，目標位相情報，正弦波データテーブルＴＢ０及び補正正弦波データテーブルＴＢ１の各データを記憶するメモリ９，１３及び２１を備え，これらのデータは前記マイクロコンピュータによって参照される。
The
The
The
前記位相差検出部８は，前記直流電流検出アンプ部６による検出電流に基づいて，同期モータ１における駆動電圧と巻線電流との位相差Δθを検出する処理を実行する（前記位相差検出手段の一例）。
以下，図２〜図８を参照しつつ前記位相差検出部８による位相差Δθの検出原理及び検出方法について説明する。なお，位相差Δθの検出原理及び検出方法については，特許文献１に詳説されている。
図２は，前記インバータ回路２における出力電圧と流れる電流との関係を表すタイムチャートである。また，図３及び図４は，インバータ回路の通電状態を模式的に表した図である。
インバータ回路２は，図３及び図４に示すように，同期モータ１の各相に対応した３組のスイッチング素子（上アームスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１３及び下アームスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２３）を備えている。ここで，３つの前記上アームスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１３のうちの１つのみ，及び３つの下アームスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２３のうちの２つのみがＯＮ状態（通電状態）である期間（以下，第１の通電期間Ｗ１という）にインバータ回路２に流れる電流（前記直流電流検出アンプ部６による検出電流）をＩｄｃ１とする。また，３つの前記上アームスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１３のうちの２つのみ，及び３つの下アームスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２３のうちの１つのみがＯＮ状態（通電状態）である期間（以下，第２の通電期間Ｗ２という）にインバータ回路２に流れる電流（前記直流電流検出アンプ部６による検出電流）をＩｄｃ２とする。
The phase
Hereinafter, the detection principle and detection method of the phase difference Δθ by the phase
FIG. 2 is a time chart showing the relationship between the output voltage and the flowing current in the
As shown in FIGS. 3 and 4, the
図３は，上アームスイッチング素子ＳＷ１１及び下アームスイッチング素子ＳＷ２２，ＳＷ２３のみがＯＮ状態（その他はＯＦＦ状態）である前記第１の通電期間Ｗ１の状態を表し，図４は，上アームスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２及び下アームスイッチング素子ＳＷ２３のみがＯＮ状態（その他はＯＦＦ状態）である前記第２の通電期間Ｗ２の状態を表す。
なお，図３及び図４において，各スイッチング素子は，トランジスタにより実現されているが，図中ではスイッチを表す図として簡略表記されている。
図２及び図３に示すように，上アームスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１３のうち，Ｕ相に接続されたスイッチング素子ＳＷ１１のみがＯＮ状態となる前記第１の通電期間Ｗ１では，電流検出抵抗５に流れる直流電流Ｉｄｃ１は，同期モータ１のＵ相に流れ込む電流Ｉｕと等しい（Ｉｄｃ１＝Ｉｕ）。
一方，図２及び図４に示すように，３つの下アームスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２３のうち，Ｗ相に接続されたスイッチング素子ＳＷ２３のみがＯＮ状態となる前記第２の通電期間Ｗ２では，電流検出抵抗５に流れる直流電流Ｉｄｃ２は，同期モータ１のＷ相から流れ出す電流−Ｉｗと等しい（Ｉｄｃ２＝−Ｉｗ）。
以上に示したことからわかるように，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相に供給されるＰＷＭパルスパターンに応じて，電流検出抵抗５に流れる直流電流Ｉｄｃに同期モータ１の各相に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉ ｗの成分が現れる。
FIG. 3 shows the state of the first energization period W1 in which only the upper arm switching element SW11 and the lower arm switching elements SW22 and SW23 are in the ON state (the others are in the OFF state), and FIG. 4 shows the upper arm switching element SW11. , SW12 and the lower arm switching element SW23 represent the state of the second energization period W2 in which only the ON state (the others are OFF states).
In FIG. 3 and FIG. 4, each switching element is realized by a transistor, but in the drawings, it is simply expressed as a diagram representing a switch.
As shown in FIGS. 2 and 3, the
On the other hand, as shown in FIGS. 2 and 4, in the second energization period W2 in which only the switching element SW23 connected to the W phase among the three lower arm switching elements SW21 to SW23 is in the ON state, current detection is performed. The direct current Idc2 flowing through the
As can be seen from the above, the alternating current Iu flowing in each phase of the
図５は，インバータ回路２による各相の通電パターンと電流Ｉｄｃとの対応関係を表す図である。なお，図５において，「通電パターン」の欄には，通電パターンそれぞれの識別番号（０〜７）が示されている。また，Ｉｕ，Ｉｖ及びＩｗは，それぞれ同期モータ１のＵ相，Ｖ相及びＷ相それぞれに流れる電流（流入方向が正）を表す。
また，図６は，同期モータ１の各相に印加される交流電圧（図中，交流電圧データと記載）とインバータ回路２に流れる電流Ｉｄｃ１，Ｉｄｃ２における交流電流成分との関係を表す図である。各相への交流電圧の印加状態に応じて，即ち，電気角ψがどのような範囲であるかに応じて，電流検出抵抗５に流れる直流電流Ｉｄｃ（Ｉｄｃ１，Ｉｄｃ２）には，図６に示すような各相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの成分が現れる。
図６において，「電流検出モード」（１〜６）は，同期モータ１の電気角ψによって区分された６つの状態の識別番号であり，図６に示す例では，ψが０±３０［度］の範囲であるときが「６」，ψが６０±３０［度］の範囲であるときが「１」，ψが１２０±３０［度］の範囲であるときが「２」，ψが１８０±３０［度］の範囲であるときが「３」，ψが２４０±３０［度］の範囲であるときが「４」，ψが３００±３０［度］の範囲であるときが「５」である。
図６より，前記電流検出モードが「１」及び「２」であるとき，同「３」及び「４」であるとき，同「５」及び「６」であるときの第１の通電期間それぞれの電流Ｉｄｃ（＝Ｉｄｃ１）を検出すれば，同期モータ１のＵ相，Ｖ相，Ｗ相それぞれの電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出することができる。同様に，前記電流検出モードが「６」及び「１」であるとき，同「２」及び「３」であるとき，同「４」及び「５」であるときの第２の通電期間それぞれの電流Ｉｄｃ（＝Ｉｄｃ２）を検出すれば，同期モータ１のＶ相，Ｗ相，Ｕ相それぞれの電流−Ｉｖ，−Ｉｗ，−Ｉｕを検出することができる。このように，Ｉｄｃ１又はＩｄｃ２の検出によってＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出することができる。
FIG. 5 is a diagram illustrating a correspondence relationship between the energization pattern of each phase by the
FIG. 6 is a diagram showing a relationship between an AC voltage applied to each phase of the synchronous motor 1 (described as AC voltage data in the drawing) and an AC current component in the currents Idc1 and Idc2 flowing through the
In FIG. 6, “current detection modes” (1 to 6) are identification numbers of six states divided by the electrical angle ψ of the
From FIG. 6, when the current detection modes are “1” and “2”, “3” and “4”, and “5” and “6”, Current Idc (= Idc1) can be detected, and the currents Iu, Iv, and Iw of the U phase, V phase, and W phase of the
続いて，前記直流電流検出アンプ部６によりＵ相の電流Ｉｕを検出する場合を例に，前記位相差検出部８が，その電流Ｉｕに基づいて同期モータ１における駆動電圧と巻線電流との位相差Δθを表す情報（以下，位相差情報Ｒという）を演算する処理について説明する。
図７は，同期モータ駆動装置Ｘにおけるインバータ回路の電流Ｉｄｃのサンプリングタイミングと位相差情報Ｒの演算方法を表す図である。
前記位相差検出部８は，図７に示すように，Ｕ相の電気角（電圧位相）が３０度〜１５０度の範囲であるとき（前記電流検出モードが「１」及び「２」であるとき）に，その前半の第１位相期間θ０（電気角３０度〜９０度の期間）とその後半の第２の位相期間θ１（電気角９０度〜１５０度の期間）とのそれぞれにおいて，所定のサンプリング周期ｔｓでインバータ回路２の直流電流Ｉｄｃ（図７に示す例ではＩｄｃ＝Ｉｕ）の複数の検出値をサンプリングする。図７に示す例は，第１及び第２の位相期間θ０，θ１それぞれにおいて３点ずつの計６点の電流値Ｉ０〜Ｉ５が検出される状態を表す。
Subsequently, taking as an example the case where the DC current
FIG. 7 is a diagram illustrating a method of calculating the sampling timing of the current Idc of the inverter circuit and the phase difference information R in the synchronous motor driving device X.
As shown in FIG. 7, the phase
そして，位相差検出部８は，前記第１の位相期間θ０での電流検出値Ｉ０〜Ｉ２の合計Ｓ０と，前記第２の位相期間θ１での電流検出値Ｉ３〜Ｉ５の合計Ｓ１との比（Ｓ０／Ｓ１）を前記位相差情報Ｒとして算出する。合計値Ｓ０，Ｓ１は，それぞれ第１の位相期間θ０及び第２の位相期間θ１におけるＵ相の電流信号の面積の指標値であり，その面積比を表す前記位相差情報Ｒは，同期モータ１における駆動電圧と巻線電流との位相差Δθの指標値となる。
以上に示した位相差情報Ｒの算出処理は，Ｕ相の電気角（電圧位相）が２１０度〜３３０度の範囲であるとき（前記電流検出モードが「４」及び「５」であるとき）の直流電流Ｉｄｃの複数の検出値（＝−Ｉｕ）に基づいて行ってもよい。また，Ｕ相の電気角（電圧位相）が３０度〜１５０度のとき，及び２１０度〜３３０度のときそれぞれについて位相差情報Ｒを検出（算出）し，それらの平均値を位相差Δθの指標値（検出値）とすることも考えられる。
以上に示したように，位相差検出部８（前記位相差検出手段の一例）は，電気角が予め定められた範囲（例えば，３０度〜１５０度の範囲又は２１０度〜３３０度の範囲）であるときに前記直流電流検出アンプ部６により検出された複数の電流値（電流の検出値）を比較することにより，前記位相差Δθの指標値である前記位相差情報Ｒを算出（検出）する。
The phase
The calculation processing of the phase difference information R described above is performed when the U-phase electrical angle (voltage phase) is in the range of 210 degrees to 330 degrees (when the current detection mode is “4” and “5”). May be performed based on a plurality of detected values (= −Iu) of the direct current Idc. Further, when the electrical angle (voltage phase) of the U phase is 30 degrees to 150 degrees and 210 degrees to 330 degrees, the phase difference information R is detected (calculated), and the average value thereof is calculated as the phase difference Δθ. An index value (detected value) may be considered.
As described above, the phase difference detection unit 8 (an example of the phase difference detection means) has a predetermined electrical angle range (for example, a range of 30 degrees to 150 degrees or a range of 210 degrees to 330 degrees). The phase difference information R, which is an index value of the phase difference Δθ, is calculated (detected) by comparing a plurality of current values (current detection values) detected by the DC current
前記加算部１０は，メモリ９に予め記憶された目標位相差情報と位相差検出部８により検出（算出）された位相差情報Ｒとの偏差（以下，位相差の偏差という）を算出する。
また，前記ＰＩ演算部１１は，前記位相差の偏差に基づくＰＩ演算（比例演算及び積分演算）を行うことにより，インバータ回路２に供給するＰＷＭ信号のでユーティの基準値Ｒｄを算出する。即ち，加算部１０及びＰＩ演算部１１は，モータ駆動電圧（出力デューティ）に対するモータ巻線電流位相差Δθを一定に制御するための位相差制御フィードバックループによって，モータ駆動電圧の大きさ（ＰＷＭ信号Ｓｐのデューティ比）の基準値を設定する。
このように，加算部１０及びＰＩ演算部１１は，位相差検出部８の検出値と目標位相差との比較に基づいて，ＰＷＭ信号のデューティ基準値Ｒｄ（前記基準デューティ比に相当）を算出する（前記基準デューティ比算出手段の一例）。
The
Further, the PI calculation unit 11 calculates a utility reference value Rd of the PWM signal supplied to the
As described above, the
また，メモリ１３に予め記憶される正弦波データテーブルＴＢ０は，同期モータ１の機械角φを変数とする正弦波信号（交流信号）を表す複数のデータ（正弦波の波形を表すデータ列）からなる情報である。図８（ｂ）は，正弦波データテーブルＴＢ０を構成する複数のデータをグラフ化した図である。
同期モータ１をインバータ制御により駆動する場合，前記電気角ψの１サイクル分の範囲（３６０度）と前記機械角φの１サイクル分の範囲が複数に区分された部分範囲それぞれとが対応する関係となる。例えば，同期モータ１が４極のモータである場合，電気角における７２０度の範囲が同期モータ１の機械角における３６０度の範囲に対応するため，電気角ψの３６０度の範囲が，同期モータ１の機械角φの全範囲を２等分した２つの部分範囲（１８０度の範囲）それぞれに対応することになる。従って，同期モータ１が４極のモータである場合，図８に示すように，正弦波データテーブルＴＢ０を構成するデータは，電気角ψを変数とする正弦波ｓｉｎ(ψ)の２周期分のデータとなっている。なお，図８に示す例では，電気角ψの１度〜３６０度の範囲が，同期モータ１の機械角φの１度〜１８０度及び１８１度〜３６０度のそれぞれに対応している。
Further, the sine wave data table TB0 stored in advance in the
When the
一方，メモリ２１（前記負荷対応交流信号値情報記憶手段の一例）に予め記憶される補正正弦波データテーブルＴＢ０は，同期モータ１の機械角φに応じて変動する負荷トルクＴＱＬ（ここでは，同期モータ１に接続されたコンプレッサ（負荷）のトルク）の変動成分が反映された交流信号（機械角φを変数とする正弦波信号が補正された信号）を表す複数のデータ（交流信号の波形を表すデータ列）からなる情報である（前記負荷対応交流信号情報の一例）。図８（ａ）は，機械角φに応じて変動する負荷トルクＴＱＬを表すグラフであり，図８（ｃ）は，補正正弦波データテーブルＴＢ１を構成する複数のデータをグラフ化した図である。
図８（ａ）に示すように，コンプレッサ（負荷）の駆動トルク（負荷トルクＴＱＬ）は，機械角φに応じて大幅に変動する。これに対し，補正正弦波データテーブルＴＢ１は，正弦波データテーブルＴＢ０を基準とし，機械角φ全範囲（１サイクル分の範囲）の中で負荷トルクＴＱＬが高くなる部分について，その負荷トルクＴＱＬの増加量に応じた分だけ交流信号（交流波形）の振幅が大きくなるように補正されたデータ列により構成されている。
前記データテーブル選択部２２は，制御状況に応じて，正弦波データテーブルＴＢ０及び補正正弦波データテーブルＴＢ１のうち，補正正弦波データテーインバータ回路２に供給するＰＷＭ信号の生成に用いるいずれかのデータテーブルを選択する。以下，正弦波データ選択部２２により選択された側のデータテーブルを選択データテーブルＴＢｘという。
また，前記回転数設定部１２は，予め定められた規則に従って，同期モータ１の単位時間当たりの回転数ｆｍ（回転速度）を設定する。
On the other hand, the corrected sine wave data table TB0 stored in advance in the memory 21 (an example of the load-corresponding AC signal value information storage means) is a load torque TQL (here, synchronous A plurality of data (a waveform of the AC signal) representing an AC signal (a signal obtained by correcting a sine wave signal having the mechanical angle φ as a variable) in which a fluctuation component of a compressor (load torque) connected to the
As shown in FIG. 8A, the drive torque (load torque TQL) of the compressor (load) varies greatly depending on the mechanical angle φ. On the other hand, the corrected sine wave data table TB1 is based on the sine wave data table TB0 and the load torque TQL of the portion where the load torque TQL is high in the entire mechanical angle φ range (range for one cycle). The data string is corrected so that the amplitude of the AC signal (AC waveform) is increased by an amount corresponding to the increase amount.
The data
The rotational
また，前記電気角・機械角対応設定部２３は，同期モータ１の電気角ψと機械角φとの対応関係を自動設定する処理を実行する。その処理の内容について後述する。
また，前記交流波データ作成部１４は，予め定められた制御周期ｔｃで同期モータ１の電気角ψを所定のスキップ角度Δψずつシフトする（進める）とともに，その電気角ψと前記電気角・機械角対応設定部２３により設定された電気角ψと機械角φとの対応関係とに基づいて同期モータ１の機械角φを判定する（前記機械角判定手段の一例）。前記制御周期ｔｃは，不図示のクロック回路から一定周期で出力されるクロック信号（パルス信号）に基づいて管理される。なお，機械角φの判定方法については後述する。ここで，交流波データ作成部１４は，回転数設定部１２により設定された回転数ｆｍに基づいて前記スキップ角度Δψ或いはそれに相当する指標値を設定する。より具体的には，スキップ角度Δψ[度]＝３６０[度]×回転数ｆｍ[ｒｐｍ]×ｔｃ[ｓ]／６０[ｓ／ｍ]とされる。
さらに，交流波データ作成部１４は，前記制御周期ｔｃで機械角φが判定されるごとに，前記選択データテーブルＴＢｘの中から機械角φに対応するデータ（交流信号のレベルを表す値）を交流波データＤａｃとして特定し，その交流波データＤａｃをＰＷＭ作成部１５に出力する。
例えば，正弦波データテーブルＴＢ０及び補正正弦波データテーブルＴＢ１が，機械角φの１サイクル分の範囲（３６０度）を複数に等分した角度それぞれに対応してその角度の昇順に並べられた複数のデータ（交流信号のレベルを表すデータ）から構成されている場合を考える。この場合，交流波データ作成部１４は，前記スキップ角度Δψを，選択データテーブルＴＢｘから制御周期ｔｃでデータを順次読み出す際の読み出し位置のスキップ幅に換算して算出する。そして，交流波データ作成部１４は，制御周期ｔｃが経過するごとに，データ読み出しの位置を前記スキップ幅だけ順次シフトして選択データテーブルＴＢｘから読み出したデータを交流波データＤａｃとして出力する。なお，この場合，選択データテーブルＴＢｘからのデータの読み出し位置が，同期モータ１の機械角を表す。
以下，データテーブル選択部２２によって正弦波データテーブルＴＢ０が選択された場合の交流波データＤａｃをトルク補正なし交流波データＤａｃ０と称し，データテーブル選択部２２によって補正正弦波データテーブルＴＢ１が選択された場合の交流波データＤａｃをトルク補正あり交流波データＤａｃ１と称する。
The electrical angle / mechanical angle
The AC wave
Further, every time the mechanical angle φ is determined in the control cycle tc, the AC wave
For example, a plurality of sine wave data tables TB0 and correction sine wave data tables TB1 are arranged in ascending order of angles corresponding to angles obtained by equally dividing a range (360 degrees) of one cycle of the mechanical angle φ into a plurality. Suppose that it is composed of data (data representing the level of an AC signal). In this case, the AC wave
Hereinafter, the AC wave data Dac when the sine wave data table TB0 is selected by the data
そして，前記ＰＷＭ作成部１５は，ＰＩ演算部１１により算出されたデューティ基準値Ｒｄと，交流波データ作成部１４により出力された交流波データＤａｃとに基づいてＰＷＭ信号Ｓｐを生成し，そのＰＷＭ信号Ｓｐをインバータ回路２に供給する。より具体的には，ＰＷＭ作成部１５は，交流波データＤａｃ（Ｄａｃ０又はＤａｃ１）にデューティ基準値Ｒｄを乗算してＰＷＭデータＤａｃ’を算出し，そのＰＷＭデータＤａｃ’と所定周期でノコギリ波状（連続する三角波状）に変化する搬送波信号とに基づいてＰＷＭ信号Ｓｐを生成する。以下，前記トルク補正なし交流波データＤａｃ０に基づくＰＷＭデータＤａｃ’をトルク補正なしＰＷＭデータＤａｃ０’と称し，前記トルク補正あり交流波データＤａｃ１に基づくＰＷＭデータＤａｃ’をトルク補正ありＰＷＭデータＤａｃ１と称する。また，トルク補正なしＰＷＭデータＤａｃ０’に基づき生成されるＰＷＭ信号Ｓｐをトルク補正なしＰＷＭ信号Ｓｐ０と称し，トルク補正ありＰＷＭデータＤａｃ１’に基づき生成されるＰＷＭ信号Ｓｐをトルク補正ありＰＷＭ信号Ｓｐ１と称する。
図９は，トルク補正なしＰＷＭデータＤａｃ０’とトルク補正なしＰＷＭ信号Ｓｐ０との関係を表す図，図１０は，トルク補正ありＰＷＭデータＤａｃ１’とトルク補正ありＰＷＭ信号Ｓｐ１との関係を表す図である。なお，説明の便宜上，図９及び図１０のいずれにおいてもデューティ基準値Ｒｄは所定の標準値（Ｒｄ＝１）であるものとする。なお，図９及び図１０に示すＰＷＭ信号Ｓｐ０，Ｓｐ１は，いずれもインバータ回路２における上アーム相に供給されるＰＷＭ信号である。
図９及び図１０に示すように，ＰＷＭ作成部１５は，搬送波信号の信号値（波高値）がＰＷＭデータＤａｃ’（Ｄａｃ０’又はＤａｃ１’）の値以上宇であるか否かによってＨｉｇｈ／Ｌｏｗ状態が切り替わるＰＷＭ信号Ｓｐ（Ｓｐ０又はＳｐ１）を生成する。
また，前記スキップ角度Δψ又はそれに相当する指標値（例えば，前記スキップ幅）の大きさに応じて，ＰＷＭデータＤａｃ’の周波数が変化し，ＰＷＭデータＤａｃ’の周波数に応じて同期モータ１の回転数が定まる。即ち，同期モータ１は，その回転数がモータ巻線に通電するＰＷＭ波からなる正弦波電圧の周波数で定まる強制励磁駆動により駆動する。
The PWM generator 15 generates a PWM signal Sp based on the duty reference value Rd calculated by the PI calculator 11 and the AC wave data Dac output by the AC
FIG. 9 is a diagram showing the relationship between PWM data Dac0 ′ without torque correction and PWM signal Sp0 without torque correction, and FIG. 10 is a diagram showing the relationship between PWM data Dac1 ′ with torque correction and PWM signal Sp1 with torque correction. is there. For convenience of explanation, it is assumed that the duty reference value Rd is a predetermined standard value (Rd = 1) in both FIG. 9 and FIG. The PWM signals Sp0 and Sp1 shown in FIGS. 9 and 10 are both PWM signals supplied to the upper arm phase in the
As shown in FIGS. 9 and 10, the PWM generator 15 determines whether the signal value (peak value) of the carrier wave signal is higher or lower depending on whether or not the value of the PWM data Dac ′ (Dac0 ′ or Dac1 ′) is greater than or equal to the value. A PWM signal Sp (Sp0 or Sp1) for switching the state is generated.
Further, the frequency of the PWM data Dac ′ changes according to the magnitude of the skip angle Δψ or an index value corresponding thereto (for example, the skip width), and the rotation of the
以上に示したように，交流波データ作成部１４及びＰＷＭ作成部１５は，ＰＩ演算部１１により算出されたデューティ基準値Ｒｄと，交流波データ作成部１４が電気角ψに基づき判定した機械角φと，前記選択データテーブルＴＢｘ（前記負荷対応交流信号値情報の一例である補正正弦波データテーブルＴＢ１又は正弦波データテーブルＴＢ０）とに基づいて，インバータ回路２に供給するＰＷＭ信号（同期モータ１を１８０度通電駆動で駆動させるＰＷＭ信号）を生成する（前記第１のＰＷＭ信号生成手段の一例）。
また，ＰＷＭ作成部１５は，前記電気角・機械角対応設定部２３からの指令に従って，同期モータ１を通電角が１８０度未満となる間欠通電駆動で駆動させるＰＷＭ信号（前記第２のＰＷＭ信号に相当）を生成し，そのＰＷＭ信号をインバータ回路２に供給する処理も実行する（前記第２のＰＷＭ信号生成手段の一例）。
As described above, the AC wave
Further, the PWM creating unit 15 drives the
次に，前記電気角・機械角対応設定部２３による前記電気角・機械角対応設定情報（同期モータ１の電気角ψと機械角φとの対応関係を表す情報）を自動設定する処理の内容について説明する。
前述したように，電気角ψの１サイクル分の範囲と機械角φの１サイクル分の範囲が複数に区分された部分範囲それぞれとが対応する応関係にあるため，電気角ψに基づいて機械角φを判定するためには，ある時点での電気角ψが，前記部分範囲のいずれに属するかを特定する必要がある。
一方，同期モータ１に接続された負荷が圧縮機のように機械角φに応じてトルクが大きく変動する負荷である場合，その同期モータ１を，通電角が１８０度未満となる間欠通電駆動で駆動すると，その回転速度が，負荷トルクが小さい機械角φの範囲で駆動中よりも負荷トルクが大きい機械角φの範囲で駆動中の方が遅くなる。
図８（ａ）に示す例では，機械角φ＝１度〜１８０度の範囲の方が，機械角φ＝１８１度〜３６０度の範囲よりも負荷トルクＴＱＬが大きいため，同期モータ１を間欠通電駆動により駆動させると，機械角φ＝１度〜１８０度の範囲で駆動中の方が機械角φ＝１８１度〜３６０度の範囲で駆動中よりも回転速度が遅くなる。
そこで，電気角・機械角対応設定部２３は，同期モータ１を間欠通電駆動で駆動させたときに，電気角ψ１サイクル分の駆動に要した時間を測定することにより，前記電気角・機械角対応設定情報を自動設定する。
以下，機械角φの１サイクル分の範囲を複数に区分した範囲のうち，負荷トルクＴＱＬが相対的に高い範囲を高負荷トルク範囲ＷＨと称し，負荷トルクＴＱＬが相対的に低い範囲を低負荷トルク範囲ＷＬと称する。図８（ａ）に示す例の場合，例えば，機械角φ＝１度〜１８０度の範囲が高負荷トルク範囲ＷＨであり，機械角φ＝１８１度〜３６０度の範囲が低負荷トルク範囲ＷＬである。
Next, details of processing for automatically setting the electrical angle / mechanical angle correspondence setting information (information indicating the correspondence between the electrical angle ψ and the mechanical angle φ of the synchronous motor 1) by the electrical angle / mechanical angle
As described above, since the range corresponding to one cycle of the electrical angle ψ and the partial range obtained by dividing the range corresponding to one cycle of the mechanical angle φ are respectively in correspondence, the mechanical angle ψ is based on the electrical angle ψ. In order to determine the angle φ, it is necessary to specify which of the partial ranges the electrical angle ψ at a certain time point belongs to.
On the other hand, when the load connected to the
In the example shown in FIG. 8A, since the load torque TQL is larger in the range of mechanical angle φ = 1 ° to 180 ° than in the range of mechanical angle φ = 181 ° to 360 °, the
Therefore, the electrical angle / mechanical angle
Hereinafter, the range in which the load torque TQL is relatively high is referred to as a high load torque range WH, and the range in which the load torque TQL is relatively low among the ranges obtained by dividing the mechanical angle φ for one cycle into a plurality of ranges. This is referred to as a torque range WL. In the case of the example shown in FIG. 8A, for example, the range of mechanical angle φ = 1 ° to 180 ° is the high load torque range WH, and the range of mechanical angle φ = 181 ° to 360 ° is the low load torque range WL. It is.
続けて，図１１に示すフローチャートを参照しつつ，電気角・機械角対応設定部２３による電気角と機械角との対応関係の自動設定処理について説明する。なお，以下に示すＳＴ１，ＳＴ２，…は，処理手順（ステップ）の識別符号を表す。
まず，電気角・機械角対応設定部２３は，同期モータ１の始動時に，ＰＷＭ作成部１５に制御指令を出力することにより，電気角ψにおいて１サイクル分だけ，同期モータ１を間欠通電駆動で駆動させるＰＷＭ信号をインバータ回路２に供給させる（ＳＴ１）。その際，電気角・機械角対応設定部２３は，その１サイクル分の駆動に要した時間ｔ１を測定する（ＳＴ１）。以下，ステップＳＴ１での１サイクル分を第１サイクルと称する。
図１２は，間欠通電駆動の際のスイッチング電圧（各スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１３，ＳＷ２１〜ＳＷ２３のＯＮ／ＯＦＦ状態）の一例を表す図である。図１２に示すように，間欠通電駆動の際には，同期モータ１の三相のうち，交流電流が最大になる相に対してのみ通電が行われる。また，通電対象となる相に対しては，例えば，予め定められたデューティ比のパルス電流が供給される。なお，前記ＰＩ演算部１１により算出されたデューティの基準値Ｒｄに応じたパルス電流を供給することも考えられる。
Next, the automatic setting process of the correspondence relationship between the electrical angle and the mechanical angle by the electrical angle / mechanical angle
First, the electrical angle / mechanical angle
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a switching voltage (ON / OFF state of each of the switching elements SW11 to SW13 and SW21 to SW23) at the time of intermittent energization driving. As shown in FIG. 12, during intermittent energization driving, energization is performed only to the phase in which the alternating current is maximum among the three phases of the
続けて，電気角・機械角対応設定部２３は，さらにＰＷＭ作成部１５に制御指令を出力することにより，引き続き電気角ψにおいて１サイクル分だけ，同期モータ１を間欠通電駆動で駆動させるＰＷＭ信号をインバータ回路２に供給させる（ＳＴ２）。その際，電気角・機械角対応設定部２３は，その１サイクル分の駆動に要した時間ｔ２を測定する（ＳＴ２）。以下，ステップＳＴ２での１サイクル分を第２サイクルと称する。
次に，電気角・機械角対応設定部２３は，第１サイクルの時間ｔ１と第２サイクルの時間ｔ２とのいずれが大きいかを判別する（ＳＴ３）。
そして，電気角・機械角対応設定部２３は，「ｔ１＞ｔ２」であると判別した場合，所定の第１のカウンタ変数ｉ１をカウントアップ（＋１）するとともに，他の第２のカウンタ変数ｉ２を初期化（ｉ２＝０）する（ＳＴ４）。なお，変数ｉ１，ｉ２の初期値は「０」である。
さらに，電気角・機械角対応設定部２３は，第１のカウンタ変数ｉ１が予め定められたしきい値Ｎ（Ｎ≧２）より大きいか否かを判別し（ＳＴ５），「ｉ１＞Ｎ」であると判別した場合，前記第１サイクル（ＳＴ１）で同期モータ１を駆動中の電気角ψと前記高負荷トルク範囲ＷＨにおける機械角φとが対応関係にある（即ち，前記第２サイクル（ＳＴ２）で同期モータ１を駆動中の電気角ψと前記低負荷トルク範囲ＷＬにおける機械角φとが対応関係にある）と設定し，その設定結果を交流波データ作成部１４に通知する（ＳＴ８）。
なお，電気角・機械角対応設定部２３は，ステップＳＴ５において，「ｉ１＞Ｎ」ではないと判別した場合，前述したステップＳＴ１へ処理を戻す。
Subsequently, the electrical angle / mechanical angle
Next, the electrical angle / mechanical angle
When the electrical angle / mechanical angle
Further, the electrical angle / mechanical angle
If it is determined in step ST5 that “i1> N” is not satisfied, the electrical angle / mechanical angle
一方，電気角・機械角対応設定部２３は，ステップＳＴ３において，「ｔ１≦ｔ２」であると判別した場合，前記第２のカウンタ変数ｉ２をカウントアップ（＋１）するとともに，他方の前記第１のカウンタ変数ｉ１を初期化（ｉ１＝０）する（ＳＴ６）。
さらに，電気角・機械角対応設定部２３は，第２のカウンタ変数ｉ２が予め定められたしきい値Ｎより大きいか否かを判別し（ＳＴ７），「ｉ１＞Ｎ」であると判別した場合，前記第２サイクル（ＳＴ２）で同期モータ１を駆動中の電気角ψと前記高負荷トルク範囲ＷＨにおける機械角φとが対応関係にある（即ち，前記第１サイクル（ＳＴ１）で同期モータ１を駆動中の電気角ψと前記低負荷トルク範囲ＷＬにおける機械角φとが対応関係にある）と設定し，その設定結果を交流波データ作成部１４に通知する（ＳＴ８）。
なお，電気角・機械角対応設定部２３は，ステップＳＴ７において，「ｉ２＞Ｎ」ではないと判別した場合，前述したステップＳＴ１へ処理を戻す。
このように，電気角・機械角対応設定部２３は，電気角ψにおける２サイクル分のＰＷＭ信号（間欠通電駆動の信号）をインバータ回路２に供給したときの各サイクルの開始から終了までに要した時間ｔ１，ｔ２を検出し（ＳＴ１，ＳＴ２），その検出時間の比較（ＳＴ３）に基づいて同期モータ１の電気角ψと機械角φとの対応関係を自動設定する（前記電気角・機械角対応設定手段の一例）。
そして，前述したように，交流波データ作成部１４（前記機械角判定手段の一例）は，電気角ψと前記対応関係の自動設定の結果とに基づいて同期モータ１の機械角φを判定する。
On the other hand, when it is determined in step ST3 that “t1 ≦ t2”, the electrical angle / mechanical angle
Furthermore, the electrical angle / mechanical angle
If the electrical angle / mechanical angle
In this way, the electrical angle / mechanical angle
As described above, the AC wave data creation unit 14 (an example of the mechanical angle determination means) determines the mechanical angle φ of the
以上のようにして電気角ψと機械角φとの対応関係の設定が終了した後，電気角・機械角対応設定部２３は，ＰＷＭ作成部１５を，間欠通電駆動用のＰＷＭ信号をインバータ回路２に供給させる状態から，前述した１８０度通電駆動用のＰＷＭ信号をインバータ回路２に供給させる状態へ切り替える（ＳＴ９，前記ＰＷＭ信号切替手段の一例）。例えば，電気角・機械角対応設定部２３は，同期モータ１に接続された圧縮機の圧力が，予め定められた設定圧力以上となったことを条件としてステップＳＴ９の切り替え処理を実行する。これにより，同期モータ１の動作状態が，始動時の非定常運転の状態から定常運転の状態に切り替わる。
図１１に示した処理において，「ｔ１＞ｔ２」又は「ｔ１≦ｔ２」の状態がＮ回以上（Ｎ≧２）継続することをステップＳＴ８の処理を実行する要件としているのは，負荷の状況によって誤判定がなされることを防止するためである。よって，誤判定を考慮しない場合には，Ｎ＝１とすることも考えられる。
また，図１１には示していないが，ステップＳＴ１〜ＳＴ７の処理を予め定められた回数だけ繰り返しても「ｉ１＞Ｎ」又は「ｉ２＞Ｎ」の条件を満たさない場合，電気角・機械角対応設定部２３は，データテーブル選択部２２に対し，電気角ψと機械角φとの対応関係の自動設定に失敗した旨を表すエラー通知を行う。そして，データテーブル選択部２２は，前記エラー通知を受けない場合には，前記補正正弦波データテーブルＴＢ１を前記選択データテーブルＴＢｘとして選択し，前記エラー通知を受けた場合には，前記正弦波データテーブルＴＢ０を前記選択データテーブルＴＢｘとして選択する。
After the setting of the correspondence relationship between the electrical angle ψ and the mechanical angle φ is completed as described above, the electrical angle / mechanical angle
In the process shown in FIG. 11, the requirement for executing the process of step ST8 is that the state of “t1> t2” or “t1 ≦ t2” continues N times or more (N ≧ 2). This is to prevent an erroneous determination from being made. Therefore, if misjudgment is not taken into account, N = 1 may be considered.
Although not shown in FIG. 11, if the conditions of “i1> N” or “i2> N” are not satisfied even if the processes of steps ST1 to ST7 are repeated a predetermined number of times, the electrical angle / mechanical angle is not satisfied. The
以上に示した圧縮機駆動装置Ｘにおいて，交流波データ作成部１４及びＰＷＭ作成部１５によるＰＷＭ信号の生成処理は，前記補正正弦波データテーブルＴＢ１を用いる場合（本発明）と前記正弦波データテーブルＴＢ０を用いる場合（従来）とでは，参照するデータ（交流信号値）の内容が異なるだけで，処理の負荷は同じである。
また，同期モータ１のインバータ制御において，電気角ψと機械角φとは一定の対応関係があるため，交流波データ作成部１４による機械角φの判定処理は，その対応関係に従って電気角ψから機械角φを特定するごく簡易な処理である。そして，ＰＷＭ信号の生成に用いられる前記補正正弦波データテーブルＴＢ１のデータ（交流信号値）は，機械角φに応じて変動する同期モータ１の負荷トルクＴＱＬの変動成分が反映されたデータである（図８参照）。そのため，機械角φに応じて周期的に負荷トルクＴＱＬが大きく変動する場合に，ＰＷＭ作成部１５が出力するＰＷＭ信号Ｓｐは，負荷トルクＴＱＬの変動にリアルタイムに（即座に）反応してデューティ比が変化する信号となる。
従って，圧縮機駆動装置Ｘによれば，冷蔵庫や空気調和機等に搭載される圧縮機のように，機械角φに応じて周期的にトルクＴＱＬが大きく変動する負荷に接続された同期モータ１を，簡易な構成により低い演算負荷で効率的かつ安定的に（回転速度の変動が小さい状態で）動作させることができる。
In the compressor driving device X described above, the generation process of the PWM signal by the AC wave
In the inverter control of the
Therefore, according to the compressor driving device X, the
前述した実施形態において，補正正弦波データテーブルＴＢ１は，同期モータ１の機械角φに応じて変動する負荷トルクＴＱＬの変動成分が反映された交流信号を表す前記負荷対応交流信号情報の一例であるが，その情報は，三角関数を含む数式等の情報であってもよい。前記負荷対応交流信号情報が数式情報である場合，前記交流波データ作成部１４は，その数式情報に基づいて補正正弦波データテーブルＴＢ１の構成データの値に相当する値を随時算出し，その算出結果を前記正弦波データＤａｃとして出力する。
また，機械角に応じて周期的に負荷トルクが大きく変動する圧縮機以外の負荷に接続された同期モータを駆動する同期モータ駆動装置が，前記圧縮機駆動装置Ｘと同様の構成を備えれば，前記圧縮機駆動装置Ｘと同様の作用効果が得られる。
In the above-described embodiment, the corrected sine wave data table TB1 is an example of the load-corresponding AC signal information that represents an AC signal in which a fluctuation component of the load torque TQL that varies according to the mechanical angle φ of the
Further, if a synchronous motor driving device for driving a synchronous motor connected to a load other than the compressor whose load torque largely fluctuates periodically according to the mechanical angle has the same configuration as the compressor driving device X, , The same effect as the compressor driving device X can be obtained.
本発明は，同期モータ駆動装置及び圧縮機駆動装置に利用可能である。 The present invention is applicable to a synchronous motor driving device and a compressor driving device.
Ｘ ：圧縮機駆動装置
１ ：同期モータ
２ ：インバータ回路
３ ：コンバータ回路
４ ：ＡＣ電源
５ ：電流検出抵抗
６ ：直流電流検出アンプ部
７ ：制御回路
８ ：位相差検出部
９，１３，２１：メモリ
１０：加算部
１１：ＰＩ演算部
１２：回転数設定部
１４：交流波データ作成部
１５：ＰＷＭ作成部
２２：データテーブル選択部
２３：電気角・機械角対応設定部
ＳＴ１，ＳＴ２，…：処理手順（ステップ）
X: Compressor drive unit 1: Synchronous motor 2: Inverter circuit 3: Converter circuit 4: AC power source 5: Current detection resistor 6: DC current detection amplifier unit 7: Control circuit 8: Phase
Claims (4)
前記同期モータにおける駆動電圧と巻線電流との位相差を検出する位相差検出手段と，
前記位相差検出手段の検出値と所定の目標位相差との比較に基づいて前記ＰＷＭ信号の基準デューティ比を算出する基準デューティ比算出手段と，
前記同期モータの始動時に、予め定められた制御周期で変化する前記同期モータの電気角と機械角との対応関係を設定する電気角・機械角対応設定部と，
前記電気角・機械角対応設定部により設定された前記電気角と前記機械角との対応関係及び前記電気角に基づいて前記同期モータの機械角を判定する機械角判定手段と，
前記同期モータの機械角に応じて変動する前記同期モータの負荷トルクの変動成分が反映された交流信号を表す負荷対応交流信号情報を予め記憶する負荷対応交流信号値情報記憶手段と，
前記基準デューティ比算出手段による算出結果と前記機械角判定手段の判定結果と前記負荷対応交流信号値情報とに基づいて，前記インバータ回路に供給する前記ＰＷＭ信号であって前記同期モータを１８０度通電駆動で駆動させる第１のＰＷＭ信号を生成する第１のＰＷＭ信号生成手段と，
を具備してなることを特徴とする同期モータ駆動装置。 A synchronous motor drive device comprising an inverter circuit for adjusting motor drive power supplied to a synchronous motor based on a PWM signal,
Phase difference detecting means for detecting a phase difference between the drive voltage and the winding current in the synchronous motor;
Reference duty ratio calculating means for calculating a reference duty ratio of the PWM signal based on a comparison between a detection value of the phase difference detecting means and a predetermined target phase difference;
An electrical angle / mechanical angle correspondence setting unit for setting a correspondence relationship between an electrical angle and a mechanical angle of the synchronous motor that changes at a predetermined control period when the synchronous motor is started;
Mechanical angle determination means for determining the mechanical angle of the synchronous motor based on the correspondence between the electrical angle and the mechanical angle set by the electrical angle / mechanical angle setting unit and the electrical angle;
Load-corresponding AC signal value information storage means for storing in advance load-corresponding AC signal information representing an AC signal in which a fluctuation component of the load torque of the synchronous motor that varies according to the mechanical angle of the synchronous motor is reflected;
Based on the calculation result by the reference duty ratio calculation unit, the determination result of the mechanical angle determination unit, and the load-corresponding AC signal value information, the PWM signal supplied to the inverter circuit and energizes the synchronous motor by 180 degrees First PWM signal generating means for generating a first PWM signal to be driven by driving;
A synchronous motor drive device comprising:
前記インバータ回路に供給する前記ＰＷＭ信号であって前記同期モータを通電角が１８０度未満となる間欠通電駆動で駆動させる第２のＰＷＭ信号を生成する第２のＰＷＭ信号生成手段と，
前記第２のＰＷＭ信号を前記インバータ回路に供給させた後に前記第１のＰＷＭ信号を前記インバータ回路に供給させるＰＷＭ信号切替手段と，
を具備し，
前記電気角・機械角対応設定手段が、前記電気角における複数サイクル分の前記第２のＰＷＭ信号を前記インバータ回路に供給したときの前記複数サイクルそれぞれの開始から終了までに要した時間を検出し，その検出時間の比較に基づいて前記同期モータの電気角と機械角との対応関係を設定する請求項１に記載の同期モータ駆動装置。 A range corresponding to one cycle of the electrical angle corresponds to a partial range in which the range corresponding to one cycle of the mechanical angle is divided into a plurality of ranges,
Second PWM signal generation means for generating a second PWM signal that is supplied to the inverter circuit and that drives the synchronous motor by intermittent energization driving with an energization angle of less than 180 degrees;
PWM signal switching means for supplying the first PWM signal to the inverter circuit after supplying the second PWM signal to the inverter circuit;
Comprising
The electrical angle / mechanical angle correspondence setting means detects the time required from the start to the end of each of the plurality of cycles when the second PWM signal for the plurality of cycles in the electrical angle is supplied to the inverter circuit. The synchronous motor drive device according to claim 1, wherein a correspondence relationship between an electrical angle and a mechanical angle of the synchronous motor is set based on a comparison of detection times.
前記位相差検出手段が，前記電気角が予め定められた範囲であるときの前記直流電流検出手段による複数の検出値の比較に基づいて前記位相差を検出してなる請求項１又は２のいずれかに記載の同期モータ駆動装置。 DC current detecting means for detecting a DC current flowing through the inverter circuit is provided,
3. The phase difference detection unit according to claim 1, wherein the phase difference detection unit detects the phase difference based on a comparison of a plurality of detection values by the DC current detection unit when the electrical angle is in a predetermined range. A synchronous motor drive device according to claim 1.
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